T.C.
SÜLEYMAN DEMİREL ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ
GENİŞ BANTLI ENERJİ HASATLAMA DEVRELERİNİN TASARIMI VE GERÇEKLENMESİ
Ömer KASAR
Danışman Doç. Dr. Mesud KAHRİMAN
DOKTORA TEZİ ELEKTRONİK VE HABERLEŞME MÜHENDİSLİĞİ A.B.D.
HAZİRAN 2019
ii
© 2019 [Ömer KASAR]
iii
iv
i
İÇİNDEKİLER
Sayfa
İÇİNDEKİLER ............................................................................................................. i
ÖZET........................................................................................................................... iii
ABSTRACT ................................................................................................................. v
TEŞEKKÜR ............................................................................................................... vii
ŞEKİLLER DİZİNİ ................................................................................................... viii
ÇİZELGELER DİZİNİ ............................................................................................... xi
SİMGELER VE KISALTMALAR DİZİNİ .............................................................. xii
1. GİRİŞ ....................................................................................................................... 1
1.1. Radyo Frekansları ile Enerji Hasatlama İşlemine Genel Bakış ....................... 1
1.1.1. Enerji hasatlama teknikleri ....................................................................... 2
1.2.1. Radyo frekansı sinyallerinden enerji hasatlamaya değer mi?................... 3
1.3.1. Ticari ürün olarak enerji hasatlama .......................................................... 4
1.2. Frekans Aralıklarına göre Enerji Hasatlama Devreleri .................................... 4
1.2.1. Tek bant ve çift bant EH uygulamaları ..................................................... 6
1.2.2. Ultra geniş bant Wilkinson güç Toplayıcılar ve EH uygulaması ............. 7
1.3. Tez Bölümleri ................................................................................................... 9
2. TASARIM VE DEĞERLENDİRME PARAMETRELERİ .................................. 12
2.1. Enerji, Güç ve Güç Aktarımı .......................................................................... 12
2.2. Doğrultma ....................................................................................................... 14
2.3. Giriş Gücü ...................................................................................................... 15
2.4. Çıkış Gerilimi ................................................................................................. 16
2.5. Güç Dönüştürme Verimi (GDV) .................................................................... 17
2.6. Yük Direnci Analizleri ................................................................................... 19
2.7. Frekans ve bant genişliği ................................................................................ 21
2.8. Empedans Kavramı ve İletim Hattı ................................................................ 22
2.9. Yansıma ve İletim .......................................................................................... 24
3.DICKSON DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE TEK FREKANS
UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI ................................................................. 26
3.1. Temel Dickson Doğrultucu Devre Tasarımı, Katman Sayısı ve Yük Direnci
Analizi ............................................................................................................ 26
3.2. Toplu Elemanlarla Tek Frekans Uyumlandırma ve Enerji Hasatlama
Uygulaması ..................................................................................................... 34
3.3. Tek saplama uyumlandırma ve Enerji Hasatlama Uygulaması ...................... 40
4. GREINACHER DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE ÇİFT BANT
UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI ................................................................. 47
4.1. Temel Greinacher Doğrultucu Devre Tasarımı .............................................. 47
4.2. Çift Bantlı 1800 ve 2400 MHz’de Çalışan Greinacher Doğrultucu Tasarımı 51
4.3. Çift Bantlı 900-2950 MHz’de Çalışan Greinacher Devre Tasarımı ............... 53
5. ULTRA GENİŞ BANT EMPEDANS UYUMLANDIRMA VE
WILKINSON GÜÇ BÖLÜCÜ DEVRESİ TASARIMI ....................................... 57
5.1. Çok Katmanlı Empedans Uyumlandırma ve Çoklu Yansımalar Teorisi ....... 57
5.2. Chebyshev Empedans Uyumlandırma Tekniği: ............................................. 60
5.3. Ultra Geniş Bantlı Wilkinson Güç Bölücü Tasarımı ...................................... 62
6. CHEBYSHEV EMPEDANS UYUMLANDIRILMIŞ İKİ GİRİŞLİ
WILKINSON GÜÇ TOPLAYICI DEVRE İLE ENERJİ HASATLAMA
UYGULAMASI .................................................................................................... 70
ii
6.1. Wilkinson Güç Toplayıcı Devresi ile Greinacher Doğrultucu Devre
Uygulaması ve Ultra Geniş Bant Analizi ....................................................... 70
6.2. Farklı Frekanslarda Giriş Gücü Uygulaması .................................................. 72
7. SONUÇLARIN TARTIŞILMASI VE DEĞERLENDİRMELER ........................ 88
7.1. Ölçüm ve Grafiklerin Değerlendirilmesi ........................................................ 88
7.2. Dickson doğrultucu devresi ve tek bantlı EH uygulamaları ........................... 90
7.3. Temel Greinacher Devresi ve Çift Bantlı EH Uygulamaları ......................... 91
7.4. Chebyshev Uyumlandırmış Üç katmanlı Wilkinson Güç Bölücü .................. 91
7.5. Ultra-Geniş bant WGT-Greinacher Devresi ................................................... 92
7.6. Tüm tasarımlar için elde edilen kazanımlar ve değerlendirmeler .................. 93
KAYNAKLAR .......................................................................................................... 95
EKLER ..................................................................................................................... 100
Ek-1 Watt-dBm dönüştürme hesabı .................................................................... 100
Ek-2 Çıkış Gücü ve GDV Hesaplama İşlemlerine Ait MATLAB Kod Parçacığı
...................................................................................................................... 101
Ek-3 Karakteristik Empedansa Göre Hattın Genişliğinin Belirlenmesi .............. 104
Ek-4 Kılavuzlanmış Dalga Boyu Hesaplaması ................................................... 106
ÖZGEÇMİŞ ............................................................................................................. 107
iii
ÖZET
Doktora Tezi
GENİŞ BANTLI ENERJİ HASATLAMA DEVRELERİNİN TASARIMI VE
GERÇEKLENMESİ
Ömer KASAR
Süleyman Demirel Üniversitesi
Fen Bilimleri Enstitüsü
Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği Anabilim Dalı
Danışman: Doç. Dr. Mesud KAHRİMAN
Bu çalışmada, ortamda bulunan kaynaklardan yayılan Radyo Frekansı (RF)
sinyallerin gücünü dönüştürerek doğru akım ve gerilim (DC) elde eden devreler
tasarlanmış ve üretilmiştir. Bu amaçla tek bant, çift bant ve geniş bant enerji
hasatlama (EH) çalışmaları yapılmıştır. Enerji hasatlama devrelerini istenilen
frekanslarda çalıştırmak için, devrelerin girişlerine empedans uyumlandırma
teknikleri uygulanmıştır. Doğrultucu olarak literatürdeki en çok kullanılan enerji
hasatlama devrelerinden olan Dickson ve Greinacher devreleri kullanılmıştır. Bu
devreler üzerinde farklı empedans uyumlandırma teknikleri kullanılarak istenilen tek
bant, çift bant ve ultra geniş bant (UGB) frekans aralıklarında çalışması sağlanmıştır.
İlk olarak 1,0 GHz frekansında çalışan Dickson doğrultucu devrenin girişine, toplu
elemanlarla empedans uyumlandırma tekniği (L Uyumlandırma) uygulanarak 0,54
GHz’de çalışması sağlamıştır. Ardından, Dickson doğrultucu devresine Tek Saplama
uyumlandırma tekniği uygulanarak 0,54 GHz frekansında enerji hasatlama
yapabilmesine çalışılmıştır. Tasarlanan devrelerin -30 dBm’den +20 dBm’e kadar
değişen giriş güçlerine karşılık çıkış gerilimi, güç dönüştürme verimi (GDV) analizi
yapılmıştır. Bu tasarımda GDV yaklaşık % 73 olarak ölçülmüştür. Tespit edilen en
yüksek çıkış veriminin elde edildiği güç değeri için, devrenin yük direnci parametrik
olarak analiz edilmiş ve en uygun tasarım parametreleri belirlenmiştir.
Daha sonra, literatürde örnekleri bulunan temel Greinacher doğrultucu devre
tasarlanmış ve bu devrenin çift bantlı EH uygulamaları gerçekleştirilmiştir. Temel
Greinacher doğrultma devresi 2,45 GHz frekansında çalışmaktadır. Greinacher
devre yapısı değiştirilerek giriş kollarına, uzunlukları ve açıları birbirinden farklı iki
adet radyal saplama yerleştirilmiştir. Çift bantlı ve tek girişli olarak tasarlanan
devrelerden birincisi 1,8 ve 2,4 GHz frekanslarında çalışmaktadır. Bu frekanslardaki
en yüksek GDV değeri benzetim ortamında; sırasıyla % 64 ve % 58 olarak tespit
edilmiştir. İkinci devre ise 0,9 ve 2,95 GHz frekanslarında çalışmaktadır. Yine bu
frekanslarda maksimum GDV % 46 ve % 28 olarak hesaplanmıştır.
Geniş bant EH devresinde kullanmak üzere kullanılmak üzere bir Wilkinson güç
bölücü devre (WGB) tasarlanmıştır. Geniş bantlı çalışabilmesi için, WGB’nin iki
koluna da üç katmanlı Chebyshev empedans uyumlandırma tekniği uygulanmıştır.
Merkez frekansı 2,2 GHz olarak tasarlanan güç bölme devresinin; yansıma, iletim ve
iv
izolasyon parametreleri birlikte değerlendirilmiştir. WGB devresi 0,4 − 3,4 GHz
aralığında çalışmaktadır ve 3,0 GHz bant genişliğine sahiptir.
Tasarlanan ultra geniş bantlı Wilkinson güç bölücü devresinin tersinir çalışabilme
özelliğinden faydalanılmıştır. WGB devresi, iki farklı koldan gelen RF gücü
toplayarak birleştiren ve tek bir çıkış koluna aktaran Wilkinson güç birleştirme
devresi (WGT) olarak kullanılmıştır. Bu devrenin tek çıkış kapısına Greinacher
doğrultma devresine uygulanmıştır. Böylelikle farklı RF güçler, tek bir doğrultucu
devre yardımıyla DC akım ve gerilime dönüştürülebilmektedir. Yeni oluşan devreye,
WGT-Greinacher EH Devresi adı verilmiştir.
WGT–Greinacher devresi, geri dönüş kaybı ve izolasyon katsayısının -10 dB’nin
altına indiği üç farklı bantta çalışmaktadır. Bunlar 0,4 − 0,81 GHz, 1,54 − 1,84
GHz ve 2,2 − 2,89 GHz aralıklarıdır. Bu haliyle UGB bir EH devresi olduğu
değerlendirilmiştir. Tasarlanan WGT-Greinacher devresinin UGB olarak enerji
hasatlayabildiğini göstermek amacıyla 𝑅𝐹𝑖𝑛1 ve 𝑅𝐹𝑖𝑛2 girişlerine, çalıştığı frekans
bantlarındaki seçilen frekanslarda sinyaller uygulanmıştır. Uygulanan sinyal çiftleri;
540-2700 MHz, 540-2450 MHz, 540-1800 MHz ile 800-2700 MHz, 800-2450 MHz,
800-1800 MHz biçimindedir.
Tüm giriş frekanslarında -30’dan +20 dBm’e kadar giriş gücü değerleri için çıkış
gerilimi ölçümü ve güç dönüştürme verimi hesabı yapılmıştır. Ayrıca en yüksek
verimin elde edildiği giriş gücü değeri için yük direncinin parametrik analizi
yapılmıştır. Sonuçta, iki girişli WGT-Greinacher devresinde en iyi şartlarda, en
yüksek 70,5 GDV ve 1,65 V çıkış gerilimi elde edilmiştir.
Tüm enerji hasatlama devrelerinin GDV, çıkış gerilimi ve yük direnci analizleri ve
UGB Wilkinson güç bölücü devre tasarımının bant genişliği literatürdeki benzer
çalışmalar ile karşılaştırılmıştır. Özgünlükleri ve üstünlükleri detaylı olarak
belirtilmiştir.
Anahtar Kelimeler: Enerji hasatlama, UGB empedans uyumlandırma, Greinacher
doğrultucu devre, Dickson doğrultucu devre, Wilkinson güç toplayıcı, L
uyumlandırma, Saplama uyumlandırma, Chebyshev empedans uyumlandırma.
2019, 109 sayfa
v
ABSTRACT
Ph.D. Thesis
DESIGN AND IMPLEMENTATION OF BROADBAND ENERGY
HARVESTING CIRCUITS
Ömer KASAR
Süleyman Demirel University
Graduate School of Natural and Applied Sciences
Department of Electronics and Communication Engineering
Supervisor: Assoc. Prof. Dr. Mesud KAHRİMAN
In this study, the circuits that produce direct current and voltage (DC) by converting
the power of the Radio Frequency (RF) signals radiated from the sources are
designed and manufactured. For this purpose, single band, double band and ultra-
wide band energy harvesting (EH) studies were performed. In order to operate the
energy harvesting circuits at the desired frequencies, impedance matching techniques
have been applied before the rectifier circuits.
Dickson and Greinacher circuits, one of the most widely used energy harvesting
circuits in the literature, were used. It is provided to operate on the desired single
band, dual band and ultra-wide band (UWB) frequency ranges using different
impedance matching techniques on these circuits.
First, lumped impedance matching technique (L Matching) was applied to the input
of the Dickson rectifier circuit operating at 1.0 GHz frequency. And it worked at 0.54
GHz. Then, a Single Stud Matching technique was applied to the Dickson rectifier
circuit due to the energy harvesting at a frequency of 0.54 GHz was performed. The
output voltage, power conversion efficiency (PCE) analysis was performed for input
circuits ranging from -30 dBm to +20 dBm. In this design, PCE was measured at
about 73%. The load resistance was analyzed parametrically for the power value at
which the highest output efficiency was determined. And the most appropriate design
parameters are determined.
In the literature, a rectifier circuit which is the Basic Greinacher circuit was designed
and dual band EH applications were performed. Basic Greinacher the rectification
circuit is working at 2.45 GHz frequency. By changing the Greinacher circuit
structure, two radial stubs are placed on the input arms, different lengths and angles.
The first of the circuits designed as double-band and single-input operates at
frequencies of 1.8 and 2.4 GHz. The highest PCE values were simulated at 64% and
58%, respectively. The second circuit operates at 0.9 and 2.95 GHz frequencies.
Again at these frequencies, the maximum PCE was calculated as 46% and 28%.
A Wilkinson power divider circuit (WPD) is designed for use in the broadband EH
circuit. In order to the broadband operation, three layers of Chebyshev impedance
matching technique were applied to both branches of WPD. It is determined that the
vi
power divider circuit designed as 2.2 GHz at the center frequency works in the 0.4-
3.4 GHz range when the reflection, transmission and isolation parameters are
evaluated together. And the circuit has a bandwidth of 3.0 GHz.
The designed (UWB) Wilkinson power divider circuit has the ability to work
reversibly (duality). The Wilkinson power combiner circuit (WPC), which collects
and transfers RF power from two different branches to a single output arm, is applied
to the Greinacher rectifier circuit. Thus, different RF powers, DC current and voltage
can be obtained by means of a single rectifier circuit. The newly formed circuit is
called the WPC-Greinacher EH Circuit.
The WPC-Greinacher circuit operates on three different bands, with return loss and
isolation down to -10 dB. These are 0.4-0.81 GHz, 1.54-1.84 GHz and 2.2-2.89 GHz.
In this state, the UWB is thought to be an EH circuit. In order to show that the
designed WPC-Greinacher circuit can harvest energy as UWB, the 𝑅𝐹𝑖𝑛1 and 𝑅𝐹𝑖𝑛2 are signaled at the selected frequencies in the frequency bands in which it operates.
The input gates of the two input WPC-Greinacher circuits were implemented by
selecting frequency pairs of 540-2700 MHz, 540-2450 MHz, 540-1800 MHz and
800-2700 MHz, 800-2450 MHz, 800-1800 MHz.
Output voltage measurement and power conversion efficiency were calculated for
input power values from -30 dBm to +20 dBm at all input frequencies. In addition,
the parametrical analysis of the load resistance was performed for the input power
value where the highest efficiency was obtained. As a result, in the best conditions of
the two input WPC-Greinacher circuit, the highest 70.5% PCE and 1.65 V output
voltage were obtained. The PCE, output voltage and load resistance analyzes of all
designed energy harvesting circuits and the bandwidth of the UWB Wilkinson power
divider circuit design are compared with the previous similar studies in the literature.
Their originality and superiority are detailed.
Keywords: Energy Harvesting, UWB impedance matching, Greinacher rectifier,
Dickson Rectifier, Wilkinson power combiner, L matching, Stub matching,
Chebyshev impedance matching
2019, 109 pages
vii
TEŞEKKÜR
Doktora sürecimin en kritik noktasından itibaren beni öğrenciliğe kabul eden, en
yıpratıcı ve zorlu zamanlarda sahip çıkan ve destek olan çok kıymetli danışmanım
Doç. Dr. Mesud KAHRİMAN’a teşekkür ederim. Kendisi hem tez konumun
seçiminde ve daha sonraki süreçlerde yönlendirmeleriyle bana destek oldu, hem de
akademik çalışma yapma ve yayımlama konusundaki engin bilgi birikimi ile bilimsel
çalışma yapmayı öğrenmemi sağladı.
Tez İzleme Komitesi toplantılarında değerlendirmeleri ile yol gösteren Tez İzleme
Komitesi üyeleri Prof. Dr. Selçuk HELHEL ve Dr. Öğr. Üyesi Ufuk ÖZKAYA’ya
teşekkür ederim.
Bana doktora imkânı sağlayan ve lisansüstü eğitim için görevlendiren üniversitem
Artvin Çoruh Üniversitesi’ne teşekkür ederim. ÖYP kapsamında görevlendirildiğim
Süleyman Demirel Üniversitesi Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği Bölümü’nün
personeline, özellikle araştırma görevlisi dostlarıma teşekkür ederim.
Doktora çalışmamın ölçümlerini gerçekleştirdiğim Akdeniz Üniversitesi Endüstriyel
ve Medikal Uygulamalar Mikrodalga Araştırma Merkezi Müdürlüğü’ne (EMUMAM
Proje No: DPT 2007K120530) ve Arş. Gör. Atalay KOCAKUŞAK’a teşekkür
ederim.
Kendisi ile beraber çalışmaktan keyif aldığım kadim dostum, yakın arkadaşım,
ekibimizin sacayağı olan Arş. Gör. Mahmut Ahmet GÖZEL’e çok teşekkür ederim.
Ayrıca tez, ders ve yeterlik sınavı süreçlerinde birbirimizin derdiyle dertlendiğimiz,
aynı yükleri beraber omuzladığımız çok kıymetli arkadaşım Mustafa GEÇİN’e de
teşekkür ederim.
Her görüşmemizde tezimin ne aşamada olduğunu sorup hayır dualarını eksik
etmeyen anneme, babama, kayınvalideme, ağabeyime ve kardeşlerime kısacası geniş
aileme ayrıca teşekkür ederim. Onlar ki bu güne kadar tüm sınavlarımda
muvaffakiyetime maddi manevi destek oldular; bu doktora payesinde başından
sonuna kadar onların imzası olduğuna inanıyorum. Dahası, onların haklarının
ödenemeyeceğini düşünüyorum.
Tezimin her aşamasında, her sıkıntıda ve aksaklıkta desteğini hep hissettiğim kişiye;
sabrına, desteğine, beni gayrete teşvik etmesine, bu tezimi ithaf ettiğim sevgili eşim
Kübra’ya çok teşekkür ederim. Tabii ki gözümün nuru yavrularım Arif ve İkra
Eslem’e de...
Ömer KASAR
ISPARTA, 2019
viii
ŞEKİLLER DİZİNİ
Sayfa
Şekil 1.1. (a) tek bant ve (b) çift bant ve (c) geniş bant RF güç hasatlama devreleri ..... 6
Şekil 2.1. Doğrultucu devre topolojileri a) Cockroft Walton b) Dickson c) Villard
ve d) Greinacher RF ten DC’ye doğrultucu devreleri .................................. 15
Şekil 2.2. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık çıkış
gerilimi değişimi ........................................................................................... 17
Şekil 2.3. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık GDV grafiği ... 18
Şekil 2.4. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direnci değerlerine
karşılık çıkış gerilimi grafiği ........................................................................ 20
Şekil 2.5. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direncine karşılık
GDV grafiği .................................................................................................. 21
Şekil 2.6. Bant genişliği ve kesim frekansları ............................................................... 22
Şekil 2.7. Bir mikrodalga iletim hattının şematik gösterimi ......................................... 23
Şekil 3.1. Tek ve üç katman Dickson doğrultucu devre şeması.................................... 27
Şekil 3.2. Doğrultucu devrelerin uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b) ................... 28
Şekil 3.3. Tek katman ve üç katman devrenin geri dönüş kaybı................................... 29
Şekil 3.4. Dickson doğrultucu devrelerin GDV grafiği ................................................ 30
Şekil 3.5. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi grafiği .................................... 31
Şekil 3.6. Dickson doğrultucu devrelerin GDV-yük direnci grafiği ............................. 32
Şekil 3.7. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi-yük direnci grafiği ................ 32
Şekil 3.8. Üç katmanlı Dickson Doğrultucu Devresinin Ölçüm Düzeneği................... 33
Şekil 3.9. Dickson doğrultucu Devrelerin Zaman Domeni Tepkisi .............................. 34
Şekil 3.10. Temel Dickson devresinin frekansa göre empedans grafiği ....................... 35
Şekil 3.11. L uyumlandırma tekniğinin temel devre şeması ......................................... 36
Şekil 3.12. Toplu elemanlarla (L) Uyumlandırılmış Dickson Doğrultucu devresi ....... 37
Şekil 3.13. L uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı grafiği ................................ 38
Şekil 3.14. L uyumlandırılmış devrenin verim-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş
gücü grafiği ................................................................................................ 39
Şekil 3.15. L uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci ve çıkış gerilimi-yük
direnci grafiği ............................................................................................. 40
Şekil 3.16. Tek saplama uyumlandırma için Smith abağı çözümü ............................... 41
Şekil 3.17. Tek saplama ile uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devresinin
uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b) .................................................... 42
Şekil 3.18. Tek saplama ile uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı ..................... 43
Şekil 3.19. Geri dönüş kaybını gösteren Smith abağı grafiği ....................................... 43
Şekil 3.20. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği ... 44
Şekil 3.21. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin GDV-giriş gücü grafiği ............... 45
Şekil 3.22. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-yük direnci
grafiği ......................................................................................................... 45
Şekil 3.23. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci grafiği ........... 46
Şekil 4.1. Genel Greinacher devre şeması .................................................................... 47
Şekil 4.2. Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve devrenin
gerçeklenmiş hali (b) .................................................................................... 48
Şekil 4.3. Greinacher devresinin geri dönüş kaybı grafiği ............................................ 49
Şekil 4.4. Greinacher devresinin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği ................................ 50
Şekil 4.5. Greinacher devresinin giriş gücü-verim grafiği ............................................ 50
Şekil 4.6. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresi ..................................................... 51
Şekil 4.7. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği ......... 52
ix
Şekil 4.8. Çift bantlı doğrultma devresinin GDV-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş
gücü grafiği ................................................................................................... 53
Şekil 4.9. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve
gerçeklenmiş hali (b) .................................................................................... 54
Şekil 4.10. Çift bantlı doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği .......................... 55
Şekil 4.11. Çift bantlı doğrultma devresinin GDV-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş
gücü grafiği ................................................................................................ 56
Şekil 5.1. Çok katmanlı empedans uyumlandırma devresinde hatların
empedansları ................................................................................................. 58
Şekil 5.2. İlk 4 Chebyshev Polinomuna ait grafikler .................................................... 61
Şekil 5.3. Çeyrek Dalga Uyumlandırma ile üç Katman Chebyshev Uyumlandırma
Tekniğinin Bağıl Bant Genişliklerinin Karşılaştırılması .............................. 62
Şekil 5.4. Çok katmanlı WGB devresinin genel devre şeması ..................................... 63
Şekil 5.5. Çok Katman Wilkinson Güç Bölücü Devresi için tek (a) ve Çift (b) mod
analizi ........................................................................................................... 65
Şekil 5.6. Chebyshev empedans uyumlandırılmış WGB’nin boyutları (a) devrenin
gerçeklenmiş hali (b) .................................................................................... 66
Şekil 5.7. Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapıdaki yansıması (𝑆11
grafiği) .......................................................................................................... 66
Şekil 5.8. Wilkinson güç bölücü devresinin ikinci kapıdaki yansıması (𝑆22 = 𝑆33
grafiği) .......................................................................................................... 67
Şekil 5.9. Wilkinson güç bölücü devresinin iletim katsayısını (𝑆21 grafiği) ............... 68
Şekil 5.10. Wilkinson güç bölücü devresinin izolasyon katsayısı (𝑆32 grafiği) .......... 69
Şekil 6.1. WGT-Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve
devrenin gerçeklenmiş hali (b) ..................................................................... 71
Şekil 6.2. Tasarımın Çalışma Frekans Aralıkları .......................................................... 72
Şekil 6.3. İki Girişli WGT-Greinacher devresinin ölçüm düzeneği.............................. 73
Şekil 6.4. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş
gücü-çıkış gerilimi grafiği ............................................................................ 74
Şekil 6.5. 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş
gücü-çıkış gerilimi grafiği ............................................................................ 75
Şekil 6.6. 540 MHz e 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-
çıkış gerilimi grafiği ..................................................................................... 76
Şekil 6.7. 800 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş
gücü-çıkış gerilimi grafiği ............................................................................ 77
Şekil 6.8. 800 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş
gücü-çıkış gerilimi grafiği ............................................................................ 78
Şekil 6.9. 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş
gücü-çıkış gerilimi grafiği ............................................................................ 79
Şekil 6.10. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-
giriş gücü grafiği ........................................................................................ 80
Şekil 6.11. 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-
giriş gücü grafiği ........................................................................................ 81
Şekil 6.12. 540 MHz ve 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-
giriş gücü grafiği ........................................................................................ 82
Şekil 6.13. 800 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-
giriş gücü grafiği ........................................................................................ 83
Şekil 6.14. 800 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-
giriş gücü grafiği ........................................................................................ 84
x
Şekil 6.15. 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-
giriş gücü grafiği ........................................................................................ 85
Şekil 6.16. Toplam Verimi-RF Giriş Gücü Grafiğinin Perspektif Görünüşü ............... 86
Şekil 6.17. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Çıkış Gerilimi Grafiği ................................ 86
Şekil 6.18. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Toplam Verim Grafiği ................................. 87
Şekil Ek-3.1. İletim hattının genişliği ve yüksekliği ................................................... 104
Şekil Ek-3.2. İletim hattı genişliğine göre karakteristik empedansı ........................... 105
xi
ÇİZELGELER DİZİNİ
Sayfa
Çizelge 3.1. Temel Dickson devresinin boyutları ve özellikleri ................................ 28 Çizelge 3.2. L uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devrenin boyutları ve
özellikleri .............................................................................................. 37 Çizelge 4.1. Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri .......................... 48 Çizelge 4.2. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri ......... 52 Çizelge 4.3. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri ......... 54 Çizelge 7.1. Tasalanan tüm devrelerin frekansları ve kapsadıkları iletişim bantları . 89 Çizelge 7.2. Dickson doğrultucu devrelerin önceki çalışmalarla karşılaştırılması .... 90 Çizelge 7.3. Önerilen WGB Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla
Karşılaştırılması .................................................................................... 92 Çizelge 7.4. Önerilen WGT-Greinacher Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla
Karşılaştırılması .................................................................................... 93 Çizelge Ek-1.1. Güç dönüşüm listesi ....................................................................... 100
xii
SİMGELER VE KISALTMALAR DİZİNİ
AC Alternatif Akım
B Suseptans
BG Bant Genişliği
C Kapasitör Sığası
DC Doğru Akım
𝐷𝑟 Yönlülük
DVB-T Sayısal Karasal Televizyon Yayını
EH Enerji Hasatlama
EM Elektromanyetik
f Frekans
Hz Hertz
I Akım
L Endültans
P Güç
𝑃𝐺𝑖𝑟𝑖ş Giriş Gücü
GDV Güç Dönüştürme Verimi
R Yük direnci
𝑅𝑎 Alıcı-Verici Mesafesi
RL Geri Dönüş Kaybı
RF Radyo Frekansı
RF EH Radyo Frekansı ile Enerji Hasatlama
S Saçılma Paraetresi
s saniye
T İletim
𝑇𝑁 Chebyshev Polinomları
X Reaktans
t Zaman
UGB Ultra Geniş Bant
UGB-WGB Ultra Geniş Bant Wilkinson Güç Bölücü
V Gerilim
VO Çıkış Gerilimi
VSWR Duran Dalga Oranı (Gerilim)
W Enerji
WGT Wilkinson Güç Toplayıcı
WGB Wilkinson Güç Bölücü
Z Empedans
𝑍0 Karakteristik Empedans
𝑍𝐿 Yük Empedansı
𝛾 Yayılma Sabiti
𝜆 Dalga Boyu
Γ Yansıma
β Faz Sabiti
θ Dalga Boyu Olarak Hat Açısı
ℓ İletim Hattı Uzunluğu
𝜖𝑟 Alttaş Malzemenin Dielektrik Geçirgenliği
𝛿 Güç Bölme Oranı
1
1. GİRİŞ
1.1. Radyo Frekansları ile Enerji Hasatlama İşlemine Genel Bakış
Günümüzde, özellikle yaşam alanlarında, pek çok farklı frekansta elektromanyetik
(EM) dalgalar ortamda sürekli bulunmaktadır. Bu da EM dalgaların neredeyse her an
her ortamda bulunduğunu göstermektedir. Örneğin baz istasyonlarından yayılan cep
telefonu sinyalleri GSM 1800, yine baz istasyonlarından kablosuz internet için
EDGE, 3G, 4.5G vb. gibi haberleşme sistemlerinden yayılan sinyallerin taşıdığı
güçler, veyahut bina içlerinde kablosuz modemlerden yayılan ISM bandından
sinyallerin sahip oldukları güçler anlık olarak ortamda bulunan EM dalgalara
örneklerdir. Bunun yanında sayısal televizyon yayınları (DVB-T) ve FM radyo
dalgaları bu sinyaller arasındadır. Dikkat edildiğinde ortamda bulunan EM dalgalar
(Radyo Frekansı ‘RF’) pek çok farklı frekansa sahiptirler. Ayrıca kullanım alanlarına
göre pek çok farklı güç aralığında olabilmektedir (Kasar vd., 2019).
Modern dünyanın ve teknolojinin gelişimiyle paralel olarak, günümüzde kullanılan
cihazlar da gelişmektedir. Cihazların gelişmesi; enerji kayankları ihtiyacını
artırmaktadır. Enerji hasatlama devreleri de elektronik devrelerin ve cihazların
ihtiyacı olan güç ve enerjiyi sağlamada anlık ve (yerine göre) sürekli çözümler
sunmaktadır (Penella ve Gasulla, 2011).
Ortamda mevcut olarak bulunan bu RF güçler, çeşitli elektronik devre ve cihaz
uygulamalarında kullanılmak üzere enerji toplayıcı devrelerce alınır, doğrultularak
doğru akım ve gerilim (DC) elde edilir. İhtiyaç olan enerjiyi, ortamdaki RF sinyal
kaynaklarından temin etme işlemine RF Enerji Hasatlama (RF Energy Harvesting)
adı verilir (Balanis, 2005; S. Kim vd., 2014; Penella ve Gasulla, 2011). Enerji
hasatlama günümüzde oldukça popüler bir işlemdir. Batarya ve benzeri enerji
depolama hücrelerinin yerine enerji hasatlama devreleri oldukça yaygınlaşmaya
başlamıştır. Gerek akademik gerekse endüstriyel çalışmalar elektronik cihazların
ihtiyacı olan enerjiyi temin etmede enerji hasatlama yöntemlerinden çokça
faydalanmaya başlamışlardır. Çünkü bataryalar, hem ağır ve hantal olduğundan, hem
de hacimsel olarak çok yer kapladığından (uygulamalara göre) kullanışsız olmaya
başlamıştır. Hem kısa zamanlarda yeniden doluma ihtiyaç duymaktadır, hem de
2
pillerin kullanım süreleri sınırlıdır. Buna karşın ortamdaki EM dalgalar ve
haberleşme sinyalleri devamlılık arz etmektedir. Bu yönüyle enerji hasatlama işlemi
pek çok yönden avantaj sağlayacaktır. Hem batarya ve benzeri kaynaklara olan
ihtiyacı azaltacaktır, hem de bakımı kolay, ömrü uzun ve depolama gerektirmeyen
yeni bir enerji kaynağı sağlayacaktır (S. Kim vd., 2014).
1.1.1. Enerji hasatlama teknikleri
Genel olarak EH devreleri, ortamdaki enerjinin doğru akım ve gerilime
dönüştürülmesini temel almaktadır. Literatürde, RF’ten farklı enerji çeşitlerini
dönüştürerek enerji hasatlama yapan yöntemler de bulunmaktadır. Temiz enerji
sınıfında sayılabilecek bu başlıca enerji hasatlama teknikleri; güneş (solar), ısıl
(termal) ve titreşim (piezzo) enerjileridir (S. Kim vd., 2014).
Enerji hasatlama tekniklerinin kullanım alanları ve koşulları göz önüne alındığında
RF enerji hasadının diğer üç tekniğe göre avantajları ve dezavantajları
bulunmaktadır. Söz gelimi, güneş enerjisinden elde edilen güç yoğunluğu göreceli
olarak yüksektir. Fakat güneşten faydalanma süresi mevsime ve konuma göre
değiştiğinden bu enerji türü sürekli değildir. Bundan dolayı ya güneş enerjisi anlık
tüketilecek veyahut depolama birimleri ile beraber kullanılacaktır. Buna karşılık
taşıdığı yüksek enerji yoğunluğu güneş enerjisini EH süreçleri arasında reddedilemez
bir konuma çıkarmaktadır (S. Kim vd., 2014; Z. Liu vd., 2015).
Titreşime duyarlı malzemelerden (piezoelektrik) elde edilen enerjinin güç yoğunluğu
güneş kadar olmasa da göreceli olarak yüksektir. Fakat titreşim enerjisi için de anlık
titreşim kaynağı ve tetikleme gerekecektir. Dolayısıyla bu teknik de sınırlı kullanım
koşullarında geçerlidir (Z. Liu vd., 2015).
Literatürde termal enerji dönüşümü, sürekli olmasının yanında ani ısıl değişimlerden
çok etkilenen ve kırılgan (kayıpları çok olan) özelliğe sahip bir hasatlama türü olarak
gösterilmiştir. Ayrıca termal enerjinin, anlık olarak elektrik enerjisine dönüştürecek
sistemler pratik olmadığından DC elde edilmesinde kullanımına nerdeyse hiç ihtiyaç
duyulmamıştır (S. Kim vd., 2014).
3
Ortamdaki iletişim sinyallerinden doğru akım ve gerilim elde etme işlemi RF enerji
hasatlama sürekli yayılan enerjinin hasatlanması işlemine dayanır. Bu yönüyle
sürekli bir enerji kaynağı olduğu söylenebilir. Düşük maliyetli ve hafif devre
elemanları ile gerçeklenebilen bir yöntemdir. Bu yöntemin en büyük dezavantajı
dönüştürebildiği güç yoğunluğunun düşük olmasıdır. Ayrıca bu güç yoğunluğunun
kaynaktan uzaklaşılan mesafeye göre azalmasıdır.
1.2.1. Radyo frekansı sinyallerinden enerji hasatlamaya değer mi?
RF enerji hasatlama devrelerinin avantajları ve dezavantajları göz önüne alındığında,
cevaplanması gereken ilk soru, “Buna değer mi?” olacaktır. Bu kadar düşük ve
haberleşme sinyal kaynaklarına (baz istasyonu, röle vs.) olan uzaklığa göre değişen
güç yoğunluğuna rağmen (0,2-1000 nW/cm2) kullanılabilirliği değerlendirilmelidir.
Bu soruya bir RF mühendisi olarak verilecek cevap “bu seviyelerde güç
tüketebilecek cihazlar varsa neden olmasın…” olmalıdır. Çünkü ortamda (kullanılsın
veya kullanılmasın), anlık (sürekli), ucuz ve kolay ulaşılabilen bir enerji
bulunmaktadır (Z. Liu vd., 2015).
Literatürdeki enerji hasatlama devreleri, enerji alma mesafelerine göre yakın alan ve
uzak alan EH devreleri olarak ikiye ayrılır. Yakın alan EH uygulamaları çoğunlukla
biyomedikal uygulamaları ve giyilebilir teknolojiler için önerilmektedir. Örneğin ilk
akla gelen uygulama kalp pili için güç aktarma devresi uygulaması olacaktır. Buna
benzer pek çok uygulama alanı ‘kaliteli yaşam’ ve ‘tıpta ilerleme’ bağlamında
düşünülebilir. Ayrıca giydiğimiz bir giysinin üzerindeki sensörleri EH devreleri ile
besleme çalışmaları olabilecektir (Collado ve Georgiadis, 2013).
Öngörülen uzak alan EH uygulamalarına örnek, elektrik kaynağına yakın olmayan
mesafelerde ve uzaktan algılama (remote sensing) uygulamaları için güç aktarımı
çalışmalarıdır (Song vd., 2016). Literatürde kendi kendine devam edebilen (stand-
alone) RF enerji devrelerinin uzak alan uygulama alanları üzerine çalışmalar
yoğunlaşmaya başlamıştır (S. Kim vd., 2014). Düşük akım ve gerilimlerde çalışan ve
düşük güç tüketen uzak alan uygulamalardan bazıları; düşük güç sensör
uygulamaları, nesnelerin interneti (IoT) uygulamaları, mikro işlemci tabanlı sensör
platformları ve düşük güç tüketen gömülü devrelerdir (Z. Liu vd., 2015).
4
1.3.1. Ticari ürün olarak enerji hasatlama
Hal-i hazırda radyo frekansları ile enerji hasatlama (RF EH) işlemi laboratuvar
ortamında ve geliştirme aşamasındadır. Ticari ürün olarak enerji hasatlama devreleri
tasarım ve geliştirme aşamasında olduğu değerlendirilmektedir. Henüz mevcut güç
yoğunlukları için yeterli verim elde etme çalışmaları akademik olarak devam
etmektedir. Ayrıca EH konusunda yerleşmiş bir standart oluşturma süreci
bulunmamaktadır (Song vd., 2016). Endüstriyel piyasaya çok yeni sürülmüş bulunan,
entegre EH devreleri olsa da kabul görmüş ‘Al-Kullan’ ürünler henüz elektronik
marketlerde yerini alamamıştır (S. Kim vd., 2014). İlerleyen zamanlarda enerjisini
ortamdan alan ve herhangi bir batarya ve depolama elemanına ihtiyaç duyulmayan
gömülü EH devrelerinin veya sensörlerin ticarileşmesi ve yaygınlaşması
beklenmektedir.
Yaygınlaşmaya başlayan literatür çalışmalarından birisi de EH devrelerinin birlikte
kullanımdır. Son zamanlarda ‘hibrit enerji hasatlama devreleri’ de çalışılmaya
başlanmıştır. Uygun güç yönetim ünitelerinin sağladığı olanaklarla iki veya daha
fazla EH tekniğinin birlikte kullanılması (örneğin güneş enerjisi ve RF enerji),
ilerleyen zamanlarda ticari olarak piyasaya sürüleceği değerlendirilmektedir (Collado
ve Georgiadis, 2013).
1.2. Frekans Aralıklarına Göre Enerji Hasatlama Devreleri
RF enerji hasatlama işlemi, alınan RF güçten, uyumlandırma ve doğrultma devreleri
yardımıyla elde edilen DC gücü, çalıştırılacak cihazın güç besleme girişine aktarma
süreçlerini içerir. RF enerji hasadında kullanılan doğrultma devreleri, temel
elektronik devre yapılarının pek çok farklı uygulamalarından biridir (Devi vd., 2012;
H. Liu vd., 2014; Mansour ve Kanaya, 2018; Penella-López ve Gasulla-Forner,
2011). Literatürde, ortamdan RF enerji hasatlamak için pek çok devre önerilmiştir
(Ali vd., 2014; Belen, 2018; Palazzi vd., 2018; Partal vd., 2015; Shieh ve Kamarei,
2018). Bu çalışmada, en çok bilinenlerinden iki tanesi Greinacher ve Dickson
doğrultma devreleri kullanılmıştır. Bu devrelerde düşük akım ve gerilimlere cevap
verebilen Schottky diyotlarını kullanılmıştır. Bu doğrultucu devreler çıkıştaki yük
5
direnci üzerinde yüksek güç dönüştürme verimi (GDV) ve DC gerilim elde
edilmesini sağlamaktadır (Belen, 2018; P. Kim vd., 2013; Mousa Ali vd., 2017).
Bir mikrodalga devrede, yansımanın olmaması veya minimum olması empedans
uyumunun bir göstergesidir (Balanis, 2005). Alıcıdan (anten vs.) alınan sinyal,
doğrultucu devreye gelmeden önce yansıma, duran dalga vb. kayıpları en aza
indirmek için uyumlandırma devresine gelir. Sinyalin frekansı uyumlandırma
frekansı ile aynı ise yansıma seviyesi düşer ve daha fazla güç taşıyan sinyal
doğrultucu devreye girer (Kasar vd., 2019).
Alınan bir EM dalganın bozulmaya ve zayıflamaya uğramaması için uyumlandırma
katmanı çok önemlidir. Son zamanlarda tek frekansta, çoklu frekanslardaki
uygulamaların yanında geniş bantlı enerji hasatlama çalışmaları önemi artırmıştır
(Costanzo ve Masotti, 2016; Lin vd., 2017). RF enerji hasadı son zamanlarda çokça
çalışılan güncel konulardan biridir (Adam vd., 2016; Gozel vd., 2019). Şekil 1.1’de
tek bant, çift bant ve geniş bant enerji hasatlamada devrelerinin genel şeması ve
empedans uyumlandırmanın bu işlemdeki yeri görülmektedir.
(a)
(b)
6
(c)
Şekil 1.1. (a) tek bant ve (b) çift bant ve (c) geniş bant RF güç hasatlama devreleri
Görüldüğü gibi EH devreleri, ya bir tek frekanstaki (örneğin DVB-T) sinyallerden
DC üretecek, ya iki iletişim bandını kapsayacaktır, ya da geniş bir frekans aralığını
kapsayacaktır. İşte, RF enerji hasatlama işleminde varılmak istenen nokta da daha
geniş frekans bandını kapsayan ve aldığı sinyalin gücünü daha yüksek bir verimle
DC yüke aktaran böyle doğrultucu devreler tasarlamaktır (Adam vd., 2016; Chaour
vd., 2017).
1.2.1. Tek bant ve çift bant EH uygulamaları
“Geniş bantlı enerji hasatlama devrelerinin tasarımı ve gerçeklenmesi” başlıklı
doktora tez çalışmasının amacı, ortamda bulunan kaynaklardan yayılan Radyo
Frekansı dalgalarının gücünü dönüştürerek doğru akım ve gerilim elde eden devreleri
modellemek, tasarlamak ve üretmektir. Daha genel bir ifade ile bu çalışmanın amacı
geniş haberleşme frekanslarının olduğu bir spektrumda ve geniş güç aralıklarında EH
devrelerinin modellenmesi, tasarlanması ve üretilmesidir. Bu amaçla tek bant, çift
bant ve geniş bant çalışmalar yapılmıştır.
Enerji hasatlamanın temel yapı taşlarından olan alıcı, uyumlandırıcı, doğrultucu ve
(yüke) aktarıcı katmanlar ayrı ayrı analiz edilmiş ve istenilen frekanslarda tek bant,
çift bant ve geniş bantlarda enerji hasatlama devreleri tasarlanmıştır. Ayrıca
geliştirilen devrelerin değerlendirilmesi RF EH parametrelerine göre yapılmıştır.
Bu çalışmanın ilk kısımlarında mevcut var olan enerji hasatlama devrelerinin
çalışmaları literatürdeki örneklerine benzer olarak tasarlanmış ve üretilmiştir. Alınan
Radyo Frekansı sinyalleri temel Dickson doğrultucu devresi ile hasatlanmıştır. Tek
7
katman ve üç katman olarak tasarlanan devreler 1,0 GHz frekansında çalışmaktadır.
Bu frekansta çıkış gerilimi, güç doğrultma verimi ve yük direnci analizi yapılmıştır.
Tasarlanan aynı üç katmanlı Dickson doğrultma devresine tek frekans için empedans
uyumlandırma teknikleri uygulanmıştır. Yine aynı şekilde gerilim, verim ve yük
analizi yapılmıştır. Toplu elemanlar ile (‘Lumped’-L matching) empedans
uyumlandırma ve tek saplama (stub) empedans uyumlandırma tekniklerinin etkisi
gözlemlenmiştir. Burada EH devresinin girişine, seçilen bir frekansta (DVB-T 540
MHz sayısal karasal televizyon yayını) uyumlandırma yapılabileceği gösterilmiştir.
Doktora çalışmasının ilerleyen kısımlarında örnek bir Temel Greinacher EH devresi
tasarlanmıştır. Bu tasarım empedans uyumlandırma olmadan 2,45 GHz ISM
bandında çalışmaktadır. Yine bu frekansta çıkış gerilimi ve GDV analizi yapılmıştır.
Ardından Greinacher devresi tek giriş kapılı ve iki farklı frekansta uyumlandırma
yapılacak şekilde değiştirilmiştir. Devreye iki adet, farklı açı ve uzunluklarda radyal
saplama eklenmiştir. İki frekansta rezonansa gelmesi için de radyal saplamaların
uzunlukları, açıları ve devre üzerindeki konumları parametrik olarak düzenlenmiş ve
konumlandırma buna göre yapılmıştır.
Değiştirilmiş Greinacher devresi ile iki farklı alttaş malzeme kullanılarak iki farklı
çift bant uygulaması yapılmıştır. Birinci uygulama Arlon AD1000 alttaş malzeme ile
tasarlanmış, 1,8 GHz ve 2,4 GHz frekanslarında enerji hasatlama yapılmıştır. İkinci
çift bant tasarımda FR4 malzeme kullanılarak 0,9 GHz ve 2,95 GHz frekanslarda
enerji hasatlama yapılmıştır. İki tasarımda da çıkış gerilimi ve GDV analizi
yapılmıştır.
1.2.2. Ultra geniş bant Wilkinson güç toplayıcılar ve EH uygulaması
Elektronik devre ve sistemlerde güç aktarma (bölme ve birleştirme) problemi temel
devre ve sistem özelliklerinin çalışmasını karakterize eden en önemli
parametrelerden biridir (Amjad vd., 2018; Song vd., 2017). Giriş gücünü çıkış kol
sayısı kadar eşit veya eşit olmayarak bölen en az 3 kapılı mikrodalga devre
elemanlarına güç bölücüler denir. Wilkinson Güç Bölücü ise çıkış kapıları
8
(empedans olarak) uyumlu yapıldığında kayıpsız veya çok düşük kayıplı olma
özelliğine sahip bir devredir (Gharehaghaji ve Shamsi, 2017; Pozar, 2006).
Bu çalışmada EH devrelerinin, birden çok iletişim sisteminden aynı anda ortamdaki
sinyallerin güçlerini hasatlayan bir geniş bant devre önerilmiştir. Bu amaçla
Wilkinson güç bölücü (WGB) devresinin geniş bantlı tasarımı, Greinacher
doğrultucu devresinin girişine uygulayarak enerji hasatlamada kullanılabilirliği
değerlendirilmiştir
WGB, literatürde genellikle tek bir merkez frekans değeri için tasarlanan dar bantlı
yapılardır. Tasarımın geniş bir frekans aralığında çalışabilmesi için WGB çıkış
kolları üzerinde uygulanan Empedans uyumlandırma işleminin geniş bantlı olması
gerekmektedir (K.-K. M. Cheng ve Law, 2008; Eghlidi vd., 2006; J. Kim ve Lee,
2017). Mikro şerit iletim hatlarında yapılmış pek çok, katmanlı ve geniş bantlı
empedans uyumlandırma tekniği mevcuttur (Eghlidi vd., 2006; Hawatmeh vd., 2017;
Honari vd., 2016). Çok katmanlı uyumlandırma sonucunda daha büyük bant genişliği
ve daha düşük yansıma karakteristiği elde edilebilmektedir (Antoniades ve
Eleftheriades, 2005). Bu çalışmada önerilen bir yenilik WGB devresinin geniş bant
olarak tasarlanması için Chebyshev geniş bant empedans uyumlandırma tekniğinin
kullanılmasıdır. Mikrodalga devrelerde Chebyshev polinomları ile modellenen
empedans uyumlandırma tekniği literatürde pek çok ultra geniş bant (UGB)
çalışmasına eşlik etmiştir. Bu çalışmada da üç katmanlı WGB tasarımının, çıkış
kapılarındaki empedans uyumlandırma işlemi, tek çift mod analizi ve katmanlı WGB
tasarımındaki izolasyon dirençleri Chebyshev Polinomu kullanılarak hesaplanmıştır.
Wilkinson güç bölücüler, giriş gücünü iki kola paylaştırmasının yanında, çift
yönlülük (duality) prensibine göre iki koldan gelen güçleri de tek bir kolda
birleştirebilmektedir (Moulay ve Djerafi, 2018). Bu amaçla kullanıldığında
Wilkinson Güç Birleştirme devresi (WGT) adını alır. Bu özelliği sağlamasında en
önemli parametre, giriş ve çıkış kapılarının birbirlerinin yerine kullanılmasıdır.
Yani çıkış kollarının giriş, giriş kapısının da çıkış olarak kullanılabilmesidir. Çünkü
pasif mikrodalga devreleri tersinir özelliktedir (D. Lee vd., 2016). Bu özelliği
kullanabilmenin şartı, giriş güçlerinin birbirini etkilememesi için izolasyon
parametresinin yüksek olmasıdır. Literatürde güç birleştirme devreleri yaygın olarak
9
kullanılmaktadır (Moulay ve Djerafi, 2018). (Kasar vd., 2018; Moulay ve Djerafi,
2018).
WGT’nin iki eşit girişinden gelen güçlerin tek bir girişten birleşerek çıkması bu tez
çalışmasında çoklu girişli enerji hasatlama devresine ilham olmuştur. WGT
devresinin güç birleştiren (çıkış) kapısına Greinacher RF doğrultucu eklenmiştir.
Böylelikle geniş bantlı ve çok girişli bir EH devresi meydana gelmiştir. WGT-
Greinacher enerji hasatlama devresinin çıkış kapısına doğrultucu devre eklendiğinde
frekans çalışma aralığında biraz düşme olmuştur. Fakat Chebyshev polinomları ile
geniş bantlı uyumlandırılmış olmasından dolayı yine de UGB olarak çalıştığı
görülmüştür.
1.3. Tez Bölümleri
Bu çalışmanın ikinci başlığının altında, enerji hasatlama işleminde temel süreçler ve
parametrelerin tanımı işlenmiştir. Enerji ile güç arasındaki ilişki ve güç aktarım
problemi teorisiyle birlikte verilmiştir. Enerji hasatlama devrelerinin en temel
yapıları olan doğrultma devrelerinin genel özellikleri, EH işlemlerinde giriş ve çıkış
parametrelerinin neler olduğu detaylı olarak anlatılmıştır.
Empedans ve empedans uyumlandırma kavramları, frekans ve bant genişliği
analizleri de ikinci kısımda yer alan konulardır. Kısacası ikinci kısım tez
çalışmasının kapsamının ve yönteminin ortaya konulduğu başlıktır.
İlk enerji hasatlama devrelerinin gerçeklendiği ve tasarım parametrelerinin fiziksel
olarak vücut bulduğu aşama üçüncü bölümdür. Bu kısımda, tek katman ve üç katman
Dickson Doğrultma devreleri tasarlanmış, GDV, çıkış gerilimi ve yük direnci analizi
yapılmıştır. Ardından seçilen bir frekans için, bu devrenin girişine iki farklı
empedans uyumlandırma tekniği ayrı ayrı uygulanarak ilk frekans analizleri burada
yapılmıştır.
Dördüncü kısımda bir Temel Greinacher Doğrultma devresi tasarlanmış ve çalıştığı
ISM bandında çıkış gerilimi ve GDV analizi yapılmıştır. Ayrıca bu devrenin giriş
kısmı değiştirilerek (modified Greinacher) çift bantlı bir enerji hasatlama devresi
10
haline getirilmiştir. İki ayrı tasarım oluşturulmuş ve yeniden çıkış gerilimi ve GDV
analizleri yapılmıştır.
Bu çalışmanın beşinci bölümünde, geniş bant empedans uyumlandırma tekniklerinin
genel yaklaşımları belirtilmiş, Chebyshev polinomları ile empedans uyumlandırılmış
üç katmanlı Wilkinson güç bölücü devresi tasarlanmıştır. Saçılma (S) parametreleri
analizi yapılmıştır. Giriş ve çıkış yansıması, iletim ve izolasyon parametreleri dikkate
alınarak bant genişliği belirlenmiştir. Ayrıca Wilkinson güç bölücü devrenin tek-çift
mod analizi ve izolasyon dirençlerinin hesaplanması da bu bölümde yer almaktadır.
Altıncı bölümde Wilkinson güç bölücü devresinin tersinir çalışabilirliğinden
faydalanılarak, güç birleştirme devresi olarak Greinacher doğrultma devresine
uygulanmıştır. Yeni oluşan WGT-Greinacher EH devresi üzerinde iki farklı RF giriş
kapısı bulunduğundan; farklı frekanslarda giriş güçleri uygulanarak devrenin toplam
verimi ve çıkış gerilimi benzetim programı ile analiz edilmiş ve gerçeklemiştir.
Yedinci ve son bölümde tez çalışması kapsamında yapılan tüm tasarımların
çalıştıkları iletişim bantlarına yer verilmiştir. Tüm devrelerin performansı, tasarım
parametrelerini sağlaması bakımından değerlendirilmiştir. Bilime kattığı özgün değer
bakımından literatürde daha önceden yapılmış çalışmalar ile karşılaştırılmıştır. Devre
dizaynında ve ölçümünde elde edilen bilgi birikimleri detaylı listelenmiştir.
Tüm tez çalışması boyunca önemli görülen ve en kritik işlemler için temel oluşturan
eden bazı teorik hesaplamalar bulunmaktadır. Bunların bir kısmı tez bölümleri içinde
uygun yerlerde belirtilmiştir. Bunun yanında bir kısmı da detaylı işlem ve
matematiksel hesaplamalar olduğundan tez çalışmasının akışına uymamaktadır.
Önemli olmasına rağmen tez kurgusunu bozan bazı teorik hesaplama ve denklemler
“Ekler” kısmına yazılmıştır.
Baskı devre ve lehimleme kayıplarından dolayı, güç dönüştürme verimi çıkış gerilimi
üzerinde benzetim ile ölçüm sonuçları arasında küçük farklılıklar bulunmaktadır.
Yine de tasarım sonuçları ile anlamlı olacak şekilde bir paralellik olduğu
görülmektedir. Ayrıca, GDV ve çıkış gerilimi için ölçümler, giriş gücünün +7
dBm’e kadar olduğu değerlere kadar yapılmıştır. Benzetim ve ölçüm sonuçları
11
birbiri ile tuttuğundan bu güç değerinden sonra ölçüm işlemi yapılmamıştır. Fakat
enerji hasatlama işleminde giriş gücü-verim mekanizmasının anlaşılması için
benzetim +20 dBm’e devam ettirilmiştir.
Hazırlanan Dickson ve Greinacher EH devrelerinin ölçümlerinde, 0-1000 MHz
arasında +7dBm’e kadar güç çıkışı veren Techtronic marka sinyal üreteci
kullanılmıştır. Ayrıca daha yüksek frekanslardaki sinyal girişleri için 43,5 GHz’e
kadar sinyal üretebilen Rohde Schwarz marka SMF100A sinyal üreteci
kullanılmıştır. Devrelerin S parametreleri ölçümü, 0-6 GHz arasında ölçüm yapabilen
Rohde Schwarz FSH6 spectrum-network analyzer cihazında yapılmıştır. Tüm
tasarımlar, sonuçlar ve değerlendirmeler literatürdeki çalışmalar ile karşılaştırılmış
ve tasarımların özgünlükleri vurgulanmıştır.
12
2. TASARIM VE DEĞERLENDİRME PARAMETRELERİ
Bu bölümde, EH çalışmalarının teorik altyapısını oluşturan kavramlar ve tanımlara
yer verilmiştir. Enerji ve güç arasındaki ilişki, enerji hasatlamada maksimum güç
aktarımı probleminin yeri değerlendirilmiştir.
Temel bir EH devresi doğrultma, uyumlandırma ve aktarma devrelerinden
oluşmaktadır. Enerji hasatlama işleminde en çok kullanılan doğrultucu devre
tasarımlarına yer verilmiştir. Doğrultucu devre tasarımında, giriş ve çıkış
parametrelerinin teorik hesaplamaları da burada bulunmaktadır. Bu parametreler giriş
gücü, çıkış gerilimi ve çıkış gücü, yük direnci, güç dönüştürme verimidir.
Bir RF EH devresi, ortamda (havada) yayılan iletişim sinyallerini yakalar, doğru
akım ve gerilime dönüştürür ve kullanılacak cihaza aktarır. Bunun olması için de EH
devresinin o iletişim bandında yansımasının minimum olması gerekmektedir.
Yansımanın olmaması veyahut düşük olması empedans uyumunun bir ölçüsüdür. Bu
bölümde empedans uyumu, yansıma, iletim ve bant genişliğinin tanımlarına ve EH
uygulamalarındaki temel hesaplamalarına yer verilmiştir.
2.1. Enerji, Güç ve Güç Aktarımı
Birim zamandaki ortalama güç akışına “enerji” denir. Enerji hasatlama aynı zamanda
güç hasatlama olarak da ifade edilebilir. Enerji ile güç arasındaki ilişki (2.1)’den
kolaylıkla anlaşılacaktır (Cheng, 1993).
W = P × t (2.1)
Burada W enerjiyi ifade eder, birimi Joule’dür. Güç sembolü olan P’nin birimi
Watt’tır. t ise zaman birimidir (saniye). Dolayısıyla eğer zaman kavramından
bağımsız olarak anlık ifade edilmek gerekirse güç ifadesi daha doğru olacaktır. Bu
çalışmada EH kavramı, güç hasatlama işlemi ile aynı anlamda ve zamandan bağımsız
(anlık) olarak kullanılmıştır.
Güç hasatlama devrelerinin en büyük problemlerinden birisi verimdir (S. Kim vd.,
2014). Verim, genel olarak giren gücün çıkan güce oranı olarak ifade edilebilir. RF
13
enerji hasatlama, ortamda var olan enerjinin ne kadarının DC’ye dönüştürüldüğünü
değerlendirir. Buna RF’ten DC’ye dönüştürme verimi de denilebilir. Dönüştürme
verimi, farklı giriş gücü değerleri için değişim gösterebilmektedir. Örneğin aynı
frekansta 0 dBm için %35 olan verimlilik elde edilirken, -25 dBm giriş gücü için
verim % 60 olabilmektedir.
Dönüştürme verimliliğinin yüksek olması için DC’ye aktarılan gücün maksimum
seviyede olması gerekir. Bu konu bir maksimum güç aktarımı (Pmaks) problemidir,
(2.2)’de maksimum güç aktarımını veren ifade yer almaktadır (Pozar, 2006).
𝑃𝑚𝑎𝑘𝑠 =1
2|𝑉𝑔|
2 1
4×𝑅0 (2.2)
Burada 𝑉𝑔 giriş gerilimi, 𝑅0 ise yük direncidir (Yarman, 2008). Fiziksel olarak yük
empedansı karmaşıktır (kompleks). Fakat maksimum güç aktarımı durumunda
empedansın reaktif kısmı sıfır olacağı için sadece reel (direnç) değer kalır.
Dolayısıyla paydadaki 𝑅0 ifadesi resistiftir (Yarman, 2008).
Enerji hasatlama işleminin başlangıcı, bir ortamda iletilen elektromanyetik dalganın
alıcı anten tarafından alınması olarak kabul edilebilir. Burada, kablosuz güç
aktarımının ilkeleri geçerlidir. Sinyal iletiminin en önemli ilkesi Friis Denklemidir ve
(2.3)’de verilmiştir (Stutzman ve Thiele, 2012).
𝑃𝑟
𝑃𝑡= 𝑒𝑟 × 𝑒𝑡 × (1 − |Γ𝑟
2|) × (1 − |Γ𝑡2|) × (
𝜆
4𝜋𝑅𝑎)2
× 𝐷𝑡 × 𝐷𝑟 × 𝜌 (2.3)
Burada, 𝑃𝑡 verici antenden çıkan güç, 𝑃𝑟 alıcı antene giren güç, 𝐷𝑟 ve 𝐷𝑡 maksimum
yönlülük, 𝑒𝑟 ve 𝑒𝑡 alıcı verici verimliliği, Γ𝑡 ve Γ𝑟 alıcı ve verici antenlerdeki
yansıma katsayısı, ρ polarizasyon kayıp faktörü, 𝜆 iletilen/alınan işaretin dalga
boyunu, 𝑅𝑎 ise kaynakla alıcı arasındaki mesafeyi ifade eder (Stutzman ve Thiele,
2012).
Alıcıdan (anten) alınan ve girişi uyumlandırılan RF sinyal tam dalga doğrultucuya
aktarılarak pozitif ve negatif alternansları (yarım periyodları) doğrultulur. Doğrultma
14
işleminde, RF sinyalin alternanslarından kaynaklanan dalgalanmalar alçak geçiren
filtrelerden geçirilerek doğru akım ve gerilim elde edilir. Elde edilen DC, çıkıştaki
yüke aktarılarak uygulamalarda kullanılabilir (Song vd., 2017).
2.2. Doğrultma
RF enerji hasatlama işleminin en önemli parçası doğrultucu devredir. Alternatif
akımı (AC) doğru akıma çeviren devrelere doğrultucu devreler denir. Doğrultma
devreleri, temel elektronik devre yapılarının pek çok farklı uygulamalarından biridir
(Boylestad vd., 2002).
Alternatif akım gibi davranan iletişim sinyalinin gücü, doğrultucu devreye aktarılır.
Böylelikle RF sinyalin periyodikliği ve dalgalanması giderilir ve çıkışta doğru akım
ve gerilim elde edilir. Alınan sinyal genliğinin daha düzgün doğru akım ve gerilim
elde edilmesi ve çekilen akım miktarına ve yük direncine bağlı olarak daha yüksek
çıkış gerilimi değerlerine ulaşılması hedeflenir. Bunun için çeşitli RF doğrultma
topolojileri literatürde sıklıkla kullanılmaktadır Hatta bu doğrultucu devreler ile
doğrultma işi birden fazla kere tekrarlanarak çok katmanlı doğrultma yapılan
uygulamalar da mevcuttur (Chaour vd., 2017; S. Kim vd., 2014; Park vd., 2014). Çok
katmanlı doğrultma işleminin temel amacı, ters gerilimlenen diyot üzerinden aşırı
akım geçmesini önlemek ve akımın fazlasını diğer katmandaki kollara dağıtmaktır.
Literatürde sıklıkla karşılaşılan çok katmanlı RF doğrultma topolojilerinin
önemlilerinden olan Dickson, Cockroft-Walton, Villard ve Greinacher doğrultucu
devreleri Şekil 2.1’de verilmiştir (Collado ve Georgiadis, 2013; Mousa Ali vd.,
2017).
Bu çalışmada kullanılan HSMS-285C Schottky diyotunun Spice parametreleri
sırasıyla RS = 25 Ω seri direnç Cj = 0.18 pF eklem kapasitesi, Ib = 3x10−6 A
besleme doyum akımı, Is = 3x10−6 A doyum akımı ve Is = 3x10−4A ise besleme
akımıdır (Kasar vd., 2019).
15
Şekil 2.1. Doğrultucu devre topolojileri a) Cockroft Walton b) Dickson c) Villard ve
d) Greinacher RF ten DC’ye doğrultucu devreleri
Tüm bu devrelerin ortak özellikleri, girişte RF gücü alarak çıkışta DC bir potansiyel
farkı meydana getirmeleridir. Enerji hasatlama devreleri ve çalışma performansı bazı
parametrelere göre değerlendirilir. Bunlar giriş gücü, çıkış gerilimi, güç dönüştürme
verimi ve yük direncidir (Kasar vd., 2019).
2.3. Giriş Gücü
Enerji hasatlama devrelerinde doğrultucu girişinden devreye giren güce giriş gücü
(𝑃𝑖𝑛 veya 𝑃𝑔𝑖𝑟𝑖ş) denir. RF enerji hasatlama uygulamalarında 𝑃𝑔𝑖𝑟𝑖ş, genellikle düşük
güçleri ifade etmek için dBm (desibel mili) birimine dönüştürülür. Güç işlemlerinde,
logaritmik bir ifade kullanmak hesaplamalar açısından daha fazla sadelik
sağlamaktadır. Matematiksel işlemlerde çarpma, logaritmada toplama anlamına
16
geldiğinden işlemler kolaylaşmaktadır. Denklem (2.4) logaritmik güç ifadesinin reel
güçten (Watt) nasıl hesaplanacağını göstermektedir (Pozar, 2006).
𝑃(𝑑𝐵𝑚) = 10 ∙ log10(1000 ∙ 𝑃(𝑊) 1𝑊⁄ ) (2.4)
Güç birimi Watt’tır. Burada logaritma dönüşümü yapıldığında logaritmik olarak
“dBm” şeklinde ifade edilir. dBm güç ifadesinden reel güç ifadesine dönüşüm işlemi
(2.5)’te verilmiştir (Pozar, 2006).
𝑃(𝑊) = 1𝑊 ∙ 10(𝑃(𝑑𝐵𝑚) 10⁄ )/1000 (2.5)
Bu çalışmada kullanılan 𝑃𝑔𝑖𝑟𝑖ş =-30 dBm’den +20 dBm’e kadar giriş güçlerinin
dBm-Watt dönüşüm listesi Çizelge Ek-1’de verilmiştir.
2.4. Çıkış Gerilimi
Doğrultucu devreler, girişte uygulanan RF güce karşılık, çıkıştaki yük direncinin
üzerinde DC gerilim oluşmasını sağlamaktadır. Yük direnci üzerindeki gerilim,
direnç değerine göre değişebilmektedir. Buna karşılık devrenin doğrultabileceği güç
miktarı sınırlı olduğundan dolayı artan direnç değerine göre gerilim artsa da direnç
üzerinden geçen akım miktarı düşmektedir. Bunun nedeni akım- gerilim arasındaki
ilişkidir ve Denklem (6)’da verilmiştir (D. Cheng, 1993).
𝑉 = 𝐼 × 𝑅 (2.6)
Burada V devrenin ürettiği DC potansiyel fark, I dirençten geçen akım ve R de yük
direncidir. Şekil 2.2’de örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık
çıkış gerilimi değişimi verilmiştir.
17
Şekil 2.2. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık çıkış gerilimi
değişimi
2.5. Güç Dönüştürme Verimi (GDV)
Elde edilen DC gücün, RF giriş gücüne oranına “RF’ten DC’ye dönüştürme
verimliliği” ya da “doğrultma verimi” denir (Park vd., 2014). Bu dönüştürme verimi,
literatürde en çok değerlendirilen parametrelerinden biridir. Farklı giriş güç
değerlerine GDV verimliliği de farklı olmaktadır. Doğrultma verimini veren ifade
(2.7)’de görülmektedir.
GDV =Hasatlanan güç
RF giriş gücü=
PDC
Pin=
VDC2
Pin×RL (2.7)
GDV verim ifadesi olduğundan sıfır ile bir arasındadır (0 ≤ 𝐺𝐷𝑉 ≤ 1). Fakat GDV
değeri genellikle yüzdelik olarak ifade edilir. Bu nedenle GDV değeri 100 ile
çarpılır. Yüzde GDV hesabı (2.8)’de verilmiştir (Bae vd., 2017).
GDV (%) =Hasatlanan güç
RF giriş gücü× 100 =
PDC
Pin× 100 (2.8)
18
Burada 𝑃𝐷𝐶 EH devresinin çıkışından elde edilen güçtür. 𝑃𝑖𝑛 devreye giren RF gücü
ifade eder. 𝑉𝐷𝐶, çıkıştaki DC gerilimi ve 𝑅𝐿 ise üzerine gerilim düşen yük direncini
temsil eder. Sinyal jeneratöründen alınan giriş gücü 𝑃𝑖𝑛 eğer dBm cinsinden ise,
GDV hesabında kullanmak için reel güç değerine dönüştürmek gerekir. Bunu için
(2.5)’ten faydalanılabilir. Çıkış gücünün hesaplanması, çıkış gerilimi ve yük
direncine bağlıdır. Bu da (2.9) yardımıyla yapılabilir (Mousa Ali vd., 2017).
𝑃𝐷𝐶 =𝑉𝐷𝐶
2
𝑅𝐿 (2.9)
Burada çıkış gücü, 𝑉𝐷𝐶’ye bağlı ikinci derece bir denklem olduğundan, DC gücün
logaritmik (dBm) olarak hesaplanması istendiğinde (2.10) kullanılır (Pozar, 2006).
𝑃𝐷𝐶(𝑑𝐵𝑚) = 10 ∙ log10(1000 ∙ 𝑃𝐷𝐶(𝑊) 1𝑊⁄ ) (2.10)
Şekil 2.3’te örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık GDV grafiği
verilmiştir.
Şekil 2.3. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık GDV grafiği
19
Ölçüm ve benzetim sonuçlarından alınan giriş gücü ve çıkış gerilimi bilgisinin çıkış
gücü ve GDV’ye dönüştürme ve grafik oluşturulmasına ait MATLAB programı kod
parçacığı Ek-2’de verilmiştir. Tüm tez çalışması boyunca, çıkış gücü ve GDV bu
hesaplama kullanılarak yapılmıştır.
2.6. Yük Direnci Analizleri
RF doğrultucu devrelerde bakılması gereken parametrelerden birisi de yük direncidir.
Çünkü enerji hasatlama uygulamalarında, doğru akım ve gerilimin uygulanacağı yük
direnci, çalışma gerilimini doğrudan etkilemektedir (Penella-López ve Gasulla-
Forner, 2011). Doğrultma devresi çıkışından elde edilen gerilim değeri, çıkış
direncinin büyüklüğü arttığında artmaktadır. Enerji hasatlama devrelerinin gerçek
kullanım alanlarında bu yük dirençleri, enerji ihtiyacı karşılaşılacak sensörleri ve
cihazları temsil etmektedir (Collado ve Georgiadis, 2013). Doğrultucu devrelerden
daha yüksek akım ve gerilim elde edilmeye çalışılmasının amacı, bu sensör ve
devrelerin doğrusal çalıştığı eşik sınırlar olan ‘anma akımı’ ve ‘anma gerilimi’
seviyelerinde enerji beslemesi sağlayabilmektir. Genellikle yük dirençlerinden önce
enerjiyi depolamak veyahut gerilimi belirli seviyelerin üstünde tutmak amacıyla şarj
tankı adı verilen ve kapasitör görevi gören küçük devre elemanları kullanılır (Devi
vd., 2012). Fakat bu çalışmada, yük dirençleri doğrudan sensörleri ve cihazları temsil
ettiğinden buna ihtiyaç duyulmamıştır.
Şekil 2.4’te örnek bir enerji hasatlama devresinin, sabit bir giriş gücü için değişen
yük direnci değerlerine karşılık çıkış gerilimi grafiği görülmektedir. Burada çıkış
gerilimi, yük direncinin artmasıyla artmakta ve bir doyum sınırına ulaştığı
görülmektedir. Bu sınır, doğrultucu devrenin DC’ye dönüştürebileceği akım
miktarının sabit olmasıyla açıklanabilir.
20
Şekil 2.4. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direnci değerlerine
karşılık çıkış gerilimi grafiği
Şekil 2.5’te de örnek bir enerji hasatlama devresinin, sabit bir giriş gücü için değişen
yük direnci değerlerine karşılık GDV (%) grafiği görülmektedir. Burada GDV, yük
direncinin artmasıyla artmakta ve bir maksimum sınırına ulaşmaktadır. Ardından da
düşme eğilimine geçmektedir. Maksimum sınırdan sonra düşmesi, doğrultucu
devrenin DC’ye dönüştürebileceği akım miktarının sabit olması ve hesaplamada
artan yük direncinin paydada yer almasıyla açıklanabilir.
21
Şekil 2.5. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direncine karşılık GDV
grafiği
2.7. Frekans ve bant genişliği
Bir elektronik devrede bant genişliği, devrenin istenilen performansı sağladığı
frekans aralığı olarak tanımlanır (Boylestad vd., 2002). Bu frekansın alt ve üst
sınırları, istenilen uygulamalar için yeterli koşulları sağlamasında gerekli minimum
koşullardır. Enerji hasatlama devrelerinde bant genişliği, alınan RF sinyalin
doğrultucu devreye, eşik genlik değerleri içinde iletilebildiği, alt kesim (𝑓𝑎𝑙𝑡) ve üst
kesim (𝑓ü𝑠𝑡) frekansları arasında kalan frekans aralıklarıdır. (2.11)’de ifade
edilmiştir.
𝐵𝐺 = 𝑓ü𝑠𝑡 − 𝑓𝑎𝑙𝑡 (2.11)
Geniş bant kavramı, merkez frekansı ile orantılı olarak göreceli bir kavramdır. Bir
mikrodalga devrenin bant genişliği tanımlanırken uygulama alanlarına göre dar bant,
geniş bant ve ultra geniş bant gibi tanımlamalar yapılmıştır (Yarman, 2008). Ayrıca
22
bir tasarım parametresi olarak yüzde bant genişliği diye bir parametre tanımlanmıştır.
Yüzde bant genişliği denklemi (2.12)’de gösterilmiştir.
𝐵𝐺 (%) =𝑓ü𝑠𝑡−𝑓𝑎𝑙𝑡
𝑓𝑚𝑒𝑟𝑘𝑒𝑧× 100 (2.12)
Burada 𝑓𝑚𝑒𝑟𝑘𝑒𝑧 alt kesim ile üst kesim frekanslarının aritmetik ortası veya
yansımanın minimum olduğu kesim frekansı olarak kabul edilebilir (Balanis, 2005).
Şekil 2.6’da bant genişliğini (BG) anlatan genel bir grafik görülmektedir. ITU-R
standartlarına göre ultra geniş bant tanımı merkez frekansı etrafında en az 500 MHz
bant aralığı bulunan veya merkez frekansına oranla % 20 bant genişliğini sağlayan
sistemler ultra geniş bantlı kabul edilebilir (Lu vd., 2015).
Şekil 2.6. Bant genişliği ve kesim frekansları
2.8. Empedans Kavramı ve İletim Hattı
Bir hattın empedansı, yapısından, durumundan veya konumundan dolayı sahip
olduğu reel veya sanal ya da hem reel hem de sanal omik değeridir. Empedans (2.13)
de olduğu gibi hem reel hem de sanal değere sahiptir yani karmaşıktır (kompleks).
23
𝑍 = 𝑅 + 𝑗𝑋 (2.13)
Burada “Z” empedans, “R” empedansın reel kısmı rezistans ve “X” de empedansın
sanal kısmı yani reaktansıdır (Caron, 1993).
Üç çeşit empedans kavramı vardır; bunlar karakteristik empedans, giriş empedansı,
yük empedansıdır. Bir iletim hattının karakteristik empedansı, hattın herhangi bir
noktasındaki gerilimin akıma oranıdır ve “𝑍0” ile temsil edilir. Dolayısıyla frekans
değiştikçe karakteristik empedans değeri de değişmektedir (Balanis, 2005).
Yük empedansı bir devrenin çıkış terminalleri arasında görülen empedans değeridir
ve “𝑍𝐿” ile gösterilir. Giriş empedansı ise “𝑍0” karakteristik empedansına ve “𝛾”
yayılma sabitine sahip bir iletim hattının, yükten “−ℓ” kadar uzaktaki terminalleri
arasında görülen empedans değeridir ve “𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş” olarak ifade edilir (Pozar, 2006).
Yayılma sabiti aynı kalmak koşulu ile iletim hattı boyunca “ℓ” kadar gidildikçe
hattın karakteristik empedans ve yük empedansı değişmezken giriş empedansı
değişmektedir. Bu, kayıpsız bir ortam için tanımlanan giriş empedansı denklemi
(2.14)’ten rahatlıkla anlaşılabilir (Pozar, 2006).
𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 𝑍0𝑍𝐿+𝑗𝑍0𝑡𝑎𝑛𝛽ℓ
𝑍0+𝑗𝑍𝐿𝑡𝑎𝑛𝛽ℓ (2.14)
Burada 𝛽 iletim hattının faz sabitidir. Şekil 2.7’de karakteristik empedansı 𝑍0 olan ℓ
boyunda kayıplı bir iletim hattı şematik olarak gösterilmiştir. Hattın sonunda 𝑍𝐿 yük
empedansı, yükten “−ℓ” kadar uzakta da terminaller arasından görülen 𝑍𝑖𝑛 giriş
empedansı bulunmaktadır.
Şekil 2.7. Bir mikrodalga iletim hattının şematik gösterimi
24
Bir iletim hattı, karakteristik empedansına göre fiziksel olarak gerçeklendiği devrede
belirli bir genişliğe sahiptir. Bu genişlik kullanılan malzemenin dielektrik
özelliklerine, kalınlığına, yapısına (düzlem vs.) göre değişiklik göstermektedir.
Düzlemsel mikro şerit iletim hatlarında, iletim hattı karakteristik empedansı
hesaplaması ve iletim hattının genişlik-karakteristik empedansı grafiği ve
hesaplaması Ek-3’te ayrıntılı olarak verilmiştir (Oliner vd., 2007).
Empedans uyumlandırma işlemleri genellikle çalışılan merkez frekansına göre
yapılır. Mikrodalga devrelerde, eğer bir alttaş malzeme üzerinde bir devre
oluşturulacaksa, iletim hattının kullanılan malzeme üzerinde ilerleme hızı ve dalga
boyu bilinmelidir. Çünkü devrenin üst kısmı hava (serbest uzay) olacağından
malzemenin ‘etkin dielektrik sabiti’ değişir. Değişen bu dalga boyuna ‘kılavuzlanmış
dalga boyu’ denir (Balanis, 2005; Stutzman ve Thiele, 2012). Kılavuzlanmış dalga
boyu ve etkin dielektrik sabiti hesaplamalarına Ek-4’ten ulaşılabilir.
2.9. Yansıma ve İletim
Herhangi bir ortamda (kayıplı, kayıpsız, serbest uzay, iyi iletken) yayılan bir EM
dalga, ortam arakesitinden başka bir ortama geçtiğinde dalganın bir kısmı ikinci
ortama iletilir, bir kısmı da geldiği ortama geri da yansır (D. Cheng, 1993). Enerji
hasatlama devresinde iletim hattı birinci ortam ve doğrultucu devre de ikinci ortam
olarak düşünüldüğünde, gelen elektromanyetik dalganın doğrultucu devreye aktarılan
kısmına iletilen EM dalga denir. Kaynaktan gelen dalganın kaynağa (birinci ortama)
dönen kısmına da yansıyan EM dalga adı verilir. Gelen elektromanyetik dalganın ne
kadarının yansıdığını gösteren parametre de yansıma katsayısı olarak adlandırılır
(Balanis, 2012).
Genlik cinsinden yansıma katsayısının logaritmik değeri geri dönüş kaybı (return
loss) olarak adlandırılmaktadır. Denklem (2.15)’te geri dönüş kaybı (RL) hesabı
verilmiştir. Teorik olarak geri dönüş kaybı pozitiftir. Fakat literatürdeki
uygulamalarda bu ifade bir kayıp değerini ifade ettiği için grafiklerde negatif olarak
gösterilmiştir (Oliner vd., 2007; Stutzman ve Thiele, 2012). Bu çalışmada da geri
dönüş kaybı ifadesi pozitif olarak hesaplanmış olmasına rağmen grafiksel
gösterimlerde negatif katsayılı olarak belirtilmiştir.
25
𝑅𝐿 = −20 log|Γ| dB (2.15)
Geri dönüş kaybı aynı zamanda S parametreleri ile de ifade edilmektedir. Tek kapılı
devrelerde girişteki yansımanın bir ölçüsü olarak geri dönüş kaybı 𝑆11 ile ifade
edilmiştir. Pek çok mikrodalga uygulamasında, giriş yansıması olan 𝑆11 parametresi
için yeterli sınırın 10 dB olduğu belirtilmiştir. Bir başka ifade ile bir devreye gelen
gücün istenilen seviyeden az yansıma ile doğrultucu devreye iletilebilmesi için geri
dönüş kaybının (yani |𝑆11| ‘mutlak’ değerinin) 10 dB’den daha düşük olması gerekir.
Bu yansıma değeri aynı zamanda yansıma katsayısının |Γ| = 0,316’nın altında
olduğunu ifade eder. Yansıma katsayısı değeri güç aktarımı ifadesine de
dönüştürülebilir. Denklem (2.16) yardımıyla, 10 dB sınırı ortalama güç aktarımının
𝑃𝑜𝑟𝑡 = % 90 olduğu çıkarılabilir.
𝑃𝑜𝑟𝑡 =1
2
|𝑉0+|2
𝑍0(1 − |Γ|2) (2.16)
Burada, 𝑍0 hattın karakteristik empedansı, 𝑉0+ devre girişindeki sinyalin geliş
yönündeki genliği ve Γ ise yansıma katsayısıdır (Pozar, 2006).
RF gücün DC’ye dönüştürmesi yapılırken, hangi dalga boyundaki (frekansta) EM
dalga DC’ye dönüştürülecekse, giriş empedans uyumlandırması da bu frekansa göre
yapılmalıdır. Söz konusu uyumsuzluk durumunda, doğrultucuya girmesi gereken güç
üzerinde yansıma meydana gelebilir. Buna bağlı olarak maksimum güç aktarımı
gerçekleşmez (Caron, 1993). Bu çalışmada en çok dikkat edilecek konulardan birisi
de, geniş bant güç girişleri için empedans uyumluluğunu temin edebilmektir.
Empedans uyumluluğu durumunda, RF güç girişlerinde doğrultma ve dönüştürme
daha iyi sonuçlar verecektir.
Çeşitli uyumlandırma teknikleri kullanılarak daha çok frekansı içine alan bir enerji
hasatlama devresi, farklı frekanslardaki güç sinyallerinin hasatlanabileceğinin
ölçüsünü göstermektedir (Devi vd., 2012; Song vd., 2017) Literatürde geniş bantlı
empedans uyumlandırma teknikleri kullanılarak pek çok EH devresi önerilmiştir. Bu
tez çalışmasının bir sonraki bölümünde, enerji hasatlama devreleri ve haberleşme
frekanslarında uygulamaları çalışılacaktır.
26
3. DICKSON DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE TEK FREKANS
UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI
Bu bölümde, Dickson doğrultucu devre kullanılarak enerji hasatlama uygulaması
yapılmıştır. 𝑓0 = 1,0 GHz frekansta tek katman ve üç katman olarak iki devre
tasarlanmıştır. Tasarlanan devreye -30 dBm’den +20 dBm’e kadar değişen
aralıklarda giriş gücü uygulanmıştır. Buna karşılık devrenin güç dönüştürme verimi
ve çıkış gerilimi hesaplanmıştır. En uygun çıkış gerilimi ve dönüştürme verimi tespit
edildikten sonra yük direnci parametrik olarak analiz edilmiştir. Yük direncinin
artmasına karşılık güç dönüştürme verimi ve çıkış gerilimi hesaplama işlemleri
tekrarlanmıştır. Böylelikle, tek katman ve üç katmanlı Dickson doğrultma devresinde
en iyi performansın elde edildiği direnç değeri tespit edilmiştir.
Daha sonra tasarlanan üç katmanlı devreye, 𝑓1 = 540 MHz frekansta toplu
elemanlarla (L) empedans uyumlandırma ve tek saplama empedans uyumlandırma
teknikleri ayrı ayrı uygulanmıştır. Devrelerin geri dönüş kayıpları, güç dönüştürme
verimleri ve çıkış gerilimleri analiz edilmiştir. En son olarak da, giriş güçleri sabit
tutularak GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi yük direnci analizi yapılmış ve en iyi
performansın elde edilmesinde, yük direncinin önemi belirtilmiştir. Ayrıca giriş
sinyali ile çıkışta elde edilen (tek ve üç katmanlı için) DC gerilimin zaman
domeninde grafiği de verilmiştir.
3.1. Temel Dickson Doğrultucu Devre Tasarımı, Katman Sayısı ve Yük Direnci
Analizi
Dickson RF’ten DC’ye doğrultma devresinin yapısı genel olarak iki adet Schottky
diyot ve iki adet kondansatörden oluşmaktadır. Diyotlar AC sinyalin (𝑉𝐺𝑖𝑟𝑖ş) her iki
alternansını pozitif yapmakta ve kapasitörler de pozitif sinyal üzerindeki dalgalılığı
gidermektedir. Böylelikle çıkış direnci üzerinde düzgün bir DC gerilim (𝑉Ç𝚤𝑘𝚤ş) elde
edilebilmektedir. Tek katmanlı ve tam dalga doğrultma yapan Dickson devresinde,
devrenin elde edebileceği gerilimleri ve akımları, diyot modelinin Spice
parametresine göre şekillenmektedir. Tek eklemli bu yarı iletken yardımıyla daha
yüksek çıkış gerilimi elde etmek için katmanlı ardışık yapılar tercih edilmektedir.
Böylelikle hem çıkış gerilimi katman sayısı oranında artacaktır, hem de RF sinyalden
27
elde edilen güç ve verimde artış sağlanacaktır (Mousa Ali vd., 2017). Şekil 3.1’de tek
katmanlı ve üç katmanlı Dickson doğrultma devrelerinin şeması verilmiştir.
Şekil 3.1. Tek ve üç katman Dickson doğrultucu devre şeması
Önerilen tek katmanlı ve üç katmanlı Dickson doğrultma devreleri FR4 alttaş
malzemesi üzerine tasarlanmıştır. Merkez frekansı 𝑓0 = 1,0 GHz olarak
belirlenmiştir. Fiyatı ucuz ve temin etmesi kolay olan FR4 alttaş malzemenin elektrik
geçirgenliği 𝜖𝑟 = 4,3, kalınlığı 𝑑 = 1,5 mm ve kayıp tanjantı da 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025’tir.
Devrelerin ikisinde de 𝐶 = 1 pF olan eş kondansatörler kullanılmıştır. Schottky diyot
olarak, HSMS-285C diyotu kullanılmıştır. Şekil 3.2’de tek katman ve üç katman
olarak tasarlanan doğrultucu devrelerin boyutları ve üretilmiş resimleri verilmiştir.
(a)
28
(b)
Şekil 3.2. Doğrultucu devrelerin uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b)
Doğrultucu devrenin boyutları ile her bir tasarım parametresinin uzunluğu Çizelge
3.1’de verilmiştir. Devrelerde yük dirençleri sırasıyla tek katman için 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 = 5590
Ω ve üç katman için 𝑅𝐿üç = 14610 Ω olarak hesaba katılmıştır. Bunun nedeni,
ileride açıklanacağı üzere, en iyi performansı yakalamaktır.
Çizelge 3.1. Temel Dickson devresinin boyutları ve özellikleri
Parametre Değer Parametre Değer
𝑊1 3 mm C 1 pF
𝑊2 13 mm 𝜖𝑟 4,3
𝑊3 37 mm 𝑑 1,5 mm
𝑊𝐿 0,7 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,025
𝐿1 3 mm 𝑓0 1,0 GHz
𝐿2 15 mm 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 5590 Ω
𝐿3 7.5 mm 𝑅𝐿üç 14610 Ω
Tasarlanan devrenin performansını analiz etmek için yansıma seviyesi, dönüştürme
verimi ve çıkış geriliminin değerlendirilmesi gerekir. Geri dönüş kaybının -10 dB
sınırının altında en düşük seviye olan merkez frekansında, farklı giriş güçlerine göre,
çıkıştan elde edilen güç değerinin oranına bakılır (S. Kim vd., 2014).
29
Dickson doğrultma devresi ile enerji hasatlama uygulamasında, tasarımın çalışma
performansını tespit etmek için ilk olarak çalışma frekansına bakılmıştır. Geri dönüş
kaybının 𝑅𝐿 ≤ 10 dB olduğu frekans 𝑓0 = 1,0 GHz civarındadır. Dar bir bant
aralığında enerji hasatlama yapan Dickson doğrultma devresinde; tek katmanlı
devrede -13 dB, üç katmanda ise -27 dB geri dönüş kaybı elde edilmiştir. Bu da aynı
frekansta, çok katmanda daha düşük giriş yansıması anlamına gelmektedir. Şekil
3.3’te tek katman ve üç katmana ait geri dönüş kaybı (𝑆11) grafiği verilmiştir.
Şekil 3.3. Tek katman ve üç katman devrenin geri dönüş kaybı
Doğrultucu devrelerin başlıca performans parametrelerinden birisi olan verim analizi
farklı giriş güçlerine göre yapılmıştır. Verim analizi, merkez frekansında 𝑃𝐺𝑖𝑟𝑖ş =
−30 dBm’den +20dBm güç seviyeleri arasında 1’er dBm aralıklarla yapılmıştır.
Sonuçta +7 dBm giriş gücü için tek katmanda en yüksek verim 𝐺𝐷𝑉𝑡𝑒𝑘 = 70,5 %
olarak, üç katmanda ise 𝐺𝐷𝑉üç = 77 % olarak hesaplanmıştır. Şekil 3.4’te önerilen
tek katman ve üç katman devrelere ait GDV-giriş gücü grafiği verilmiştir.
30
Şekil 3.4. Dickson doğrultucu devrelerin GDV grafiği
Enerjiyi anlık olarak hasatlama işleminde daha yüksek giriş güçleri ile daha yüksek
çıkış gerilimi elde edilebilmektedir. Ayrıca çıkış gerilimi, katman sayısına göre de
değişiklik göstermektedir. Şekil 3.5’te giriş gücüne göre çıkış geriliminin değişimini
veren grafik gösterilmiştir. En iyi verim (𝑃𝑖𝑛 = +7 dBm) durumunda tek katmanda
çıkış gerilimi yaklaşık olarak 2,2 V ve üç katmanda ise 5,6 V olarak benzetim
programından edilmiştir. Giriş gücü arttırıldığında, gerilimin artmasına rağmen
verimin artmadığı görülmüştür. Bunun yanında üretilen devrenin çıkış gerilimi
ölçüm sonuçları tek katmanda 1,8 V ve üç katmanda 5,16 V civarında elde edilmiştir.
31
Şekil 3.5. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi grafiği
Yukarıda yapılan analizlerin yanında, GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi-yük direnci
analizi de yapılmıştır. Giriş gücü sabit tutularak, yük direncine değişken değerler
verilmiştir. Böylelikle yük direncinin, güç dönüştürme verimine ve çıkış gerilimine
etkisi incelenmiştir. Şekil 3.6’da güç dönüştürme verimi karşısında yük direncinin
değişimi logaritmik olarak görülmektedir. Tek katman ve üç katmanda için en iyi
durumda yük dirençleri sırasıyla 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 = 5590 Ω ve 𝑅𝐿üç = 14610 Ω olarak tespit
edilmiştir. Bu durum, çalışmanın başında bu direnç değerlerinin neden seçildiğini de
açıklamaktadır. Aynı şekilde çıkış gerilimi-yük direnci ölçümü de Şekil 3.7’de
verilmiştir.
32
Şekil 3.6. Dickson doğrultucu devrelerin GDV-yük direnci grafiği
Şekil 3.7. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi-yük direnci grafiği
33
Dickson EH devresine ait çıkış gerilimlerinin ölçüldüğü ölçüm düzeneği Şekil 3.8’de
verilmiştir.
Şekil 3.8. Üç katmanlı Dickson Doğrultucu Devresinin Ölçüm Düzeneği
Tüm bu analizlere ek olarak, tek katman ve üç katman Dickson doğrultma devresinin
en iyi performansı verdiği parametrelerde (𝑓 = 1 GHz, 𝑃𝑖𝑛 = +7dBm, 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 =
5590 Ω ve 𝑅𝐿üç = 14610 Ω) çıkış gerilimlerinin zaman domeni tepkisi (𝑡 = 1ns
süre) incelenmiştir. Şekil 3.9’da, tepeden tepeye 1V AC giriş gerilimi için,
doğrultulmuş DC çıkış geriliminin (𝑉Ç𝚤𝑘𝚤ş) ilk andaki osiloskop görüntüsüne yer
verilmiştir. Bu grafik, katman sayısının artmasının çıkış gerilimine ve yük direncine
etkisinin görülmesi açısından önemlidir.
34
Şekil 3.9. Dickson doğrultucu Devrelerin Zaman Domeni Tepkisi
3.2. Toplu Elemanlarla Tek Frekans Uyumlandırma ve Enerji Hasatlama
Uygulaması
Enerji hasatlama devrelerinin önemli bir özelliği, devreye farklı frekanslardaki sinyal
girişlerinde meydana gelen yansıma giderilerek geri dönüş kaybının azaltılmasıdır
(Adam vd., 2016). Devre girişine herhangi bir empedans uyumlandırma tekniği
uygulanarak farklı bir frekansta çalışması sağlanabilmektedir. Bir uyumlandırma
tekniği kullanılırken bilinmesi gereken en önemli parametre giriş ve çıkış
empedanslarıdır (Caron, 1993).
Temel Dickson doğrultma devresi 1,0 GHz frekansında enerji hasatlama
yapabilmektedir. Şekil 3.10’da üç katmanlı temel Dickson devresinin frekansa göre
empedans grafiği gösterilmiştir. Grafikte, 1,0 GHz’de devrenin rezonansa geldiği
görülmektedir. Bu da geri dönüş kaybı grafiğinin bu frekansta düşük olduğunu
açıklamaktadır.
35
Şekil 3.10. Temel Dickson devresinin frekansa göre empedans grafiği
Çalışmanın bu kısmında, temel Dickson devresinin sayısal karasal video yayınlarının
(Digital Video Broadcasting-Terrestrial ‘DVB-T’) yapıldığı bant olan 540 MHz
frekansında çalıştırılması hedeflenmiştir. Bu amaçla üç katmanlı temel Dickson
devresinin girişine toplu elemanlar yardımıyla bir “L” uyumlandırma katmanı
eklenmiştir. 𝑓1 = 540 MHz frekansta devrenin görünen yük empedansı 𝑍𝐿 ≅ 5 +
𝑗59 olarak hesaplanmıştır. L uyumlandırma devresinde, biri devreye seri, biri de
paralel iki eleman ile uyumlandırma yapılmaktadır. Burada dikkat edilmesi gereken,
iletim hattının karakteristik empedansı 𝑍0 = 100 Ω giriş empedansı ise 𝑍0 = 50 Ω
olduğudur. 100 Ω için iletim hattı kalınlığı 0,7 mm ve 50 Ω için ise 2.9 mm’dir.
Giriş hat kalınlığının değişik olması, ölçüm cihazında uyumsuzluk yaşamamak için
yapılmıştır. Uyumlandırma katmanından sonra iletim hattı tekrar 𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 50 Ω ‘un
sahip olduğu hat kalınlığına çıkmaktadır. L uyumlandırma tekniğinin temel devre
şeması Şekil 3.11’de görülmektedir. Ayrıca, karakteristik empedans ile iletim hattı
kalınlığı hesaplama işlemine ait daha fazla bilgi Ek-3’te verilmiştir.
36
Şekil 3.11. L uyumlandırma tekniğinin temel devre şeması
Burada karmaşık yük empedansı olan 𝑍𝐿 (𝑅𝐿 + 𝑗𝑋𝐿), doğrultma devresini, 𝑍0 = 100
Ω ise iletim hattını temsil etmektedir. Uyumlandırma işleminden sonra güç giriş
kapısında 540 MHz için 𝑍0 = 𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 50 Ω olacaktır.
L uyumlandırma tekniğinde analitik olarak devredeki suseptans (B) ve reaktans (X)
hesaplanır. Bu hesaplamalar (3.1) ve (3.2) yardımıyla yapılabilir.
𝐵 = ±1
𝑍0√𝑍0−𝑅𝐿
𝑅𝐿 (3.1)
𝑋 = ±√𝑅𝐿(𝑍0 − 𝑅𝐿) − 𝑋𝐿 (3.2)
Bu işlemler yardımıyla bulunan devre elemanları seri endüktans (L) ve paralel
kapasitanstır (C). Henüz frekansa bağlı olduklarından birimleri Ω’dur. Devreye
bağlanacak endüktör ve kapasitörün değerleri (3.3) ve (3.4) yardımıyla hesaplanır.
𝐶𝑙 =𝑏
2𝜋𝑓1𝑍0 (3.3)
𝐿𝑙 =𝑥𝑍0
2𝜋𝑓1 (3.4)
Burada normalize suseptans 𝑏 = 𝐵 𝑍0⁄ ve normalize reaktans 𝑥 = 𝑋 𝑍0⁄ olarak
tanımlanmıştır (Balanis, 2005; Pozar, 2006). Yapılan analitik işlemler sonucunda
𝐶𝑙 = 50 pF ve 𝐿𝑙 = 5 nH olarak hesaplanmıştır. Bu işlemler yapılırken L
37
uyumlandırma devresinin iletim hattı uzunlukları 𝑑𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 = 3,7 mm ve 𝑙𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 =
17 mm hesaba katılmıştır. Tasarlanan L uyumlandırılmış Dickson doğrultucu
devrenin boyutları ve özellikleri Çizelge 3.2’de verilmiştir. Ayrıca tasarım, benzetim
programındaki haliyle Şekil 3.12’de gösterilmiştir.
Çizelge 3.2. L uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devrenin boyutları ve özellikleri
Parametre Değer Parametre Değer
𝐶𝑙 1 nF 𝑑𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 3,7 mm
𝐿𝑙 12,8 nH 𝑙𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 17 mm
𝑅𝐿 5 Ω 𝑙𝑖𝑛 3 mm
𝑋𝐿 -59 Ω 𝑓1 540 MHz
Şekil 3.12. Toplu elemanlarla (L) Uyumlandırılmış Dickson Doğrultucu devresi
L uyumlandırılmış ve frekansı 𝑓1 = 540 MHz olan Dickson enerji hasatlama
devresinin geri dönüş kaybı grafiği (|𝑆11|) Şekil 3.13’te verilmiştir. Bu frekansta
yansıma -17,24 dB olarak gerçekleşmiştir.
38
Şekil 3.13. L uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı grafiği
Yine bu frekansta, çıkış gerilimi-giriş gücü ve GDV-giriş gücü hesabı yapılmıştır.
Başlangıç değeri olarak yük direncine 𝑅𝐿 = 16100 Ω değeri verilmiştir. Ardından
parametrik analiz ile bu değer revize edilerek değiştirilmiştir. Şekil 3.14’te tek bantlı
doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş gücü ve GDV-giriş gücü grafiği
görülmektedir. Giriş gücü arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır. Bunun yanında GDV
+10 dBm değerine kadar artmış ve en yüksek değerini almıştır (% 80). Ardından da
düşme eğilimi göstermiştir. Çıkış gerilimi de +10 dBm için yaklaşık 10 V olarak
benzetim programında elde edilmiştir.
39
Şekil 3.14. L uyumlandırılmış devrenin verim-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş gücü
grafiği
Yapılan analizlere ek olarak, GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi-yük direnci analizi
de yapılmıştır. Giriş gücü sabit tutularak, yük direncine değişken değerler verilmiştir.
Böylelikle yük direncinin, güç dönüştürme verimine ve çıkış gerilimine etkisi
incelenmiştir. Şekil 3.15’te güç dönüştürme verimi karşısında yük direncinin
değişimi logaritmik olarak görülmektedir. En iyi durumda yük dirençleri sırasıyla
𝑅𝐿 ≅ 21𝑘 Ω olarak tespit edilmiştir. Bu durum temel Greinacher devresinde olan
16100 Ω değerinden yüksektir. Bu da uyumlandırma katmanının bir dezavantajı
olarak raporlanmıştır.
40
Şekil 3.15. L uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci ve çıkış gerilimi-yük
direnci grafiği
3.3. Tek saplama uyumlandırma ve Enerji Hasatlama Uygulaması
Tek frekans bandında çalışan Temel Dickson devresinin, farklı frekanslarda
çalışmasını sağlamak için kullanılan bir diğer teknik de tek saplama uyumlandırma
tekniğidir. Bu çalışmada da yine DVB-T yayınlarının yapıldığı 𝑓1 = 540 MHz
frekansında enerji hasatlama yapabilmek amaçlanmıştır. Bu frekansta, devrenin
𝑍𝐿 ≅ 5 + 𝑗59 Ω olan yük empedansını 𝑍0 = 100 Ω iletim hattı frekansına eşitlemek
için devre girişine Paralel saplama uygulanmıştır. Ayrıca saplamanın sonu kısa devre
ile sonlandırılmıştır. Tek saplamaya ait empedans ve uzunluk hesaplamaları Smith
abağı üzerinde gösterilmiştir. Şekil 3.16’da tek saplama uyumlandırma için Smith
abağı çözümü görülmektedir.
41
Şekil 3.16. Tek saplama uyumlandırma için Smith abağı çözümü
Smith abağı hesaplamalarına göre temel Dickson doğrultucu devresinden itibaren
saplamaya kadar olan uzunluk 𝑑𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 0,395 𝜆 ve saplama uzunluğu da
𝑙𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 0,210 𝜆’dır. Bu uzunluklar dalga boyu cinsindendir. Kullanılan alttaş
malzemeye ve frekansa göre değişiklik göstermektedir. Dolayısıyla bu uygulama
𝑓1 = 540 MHz’de FR4 alttaş malzemesi için dalga boyu hesaplanmalıdır. Ek-4’te
kılavuzlanmış malzeme üzerinde dalga boyu hesaplama işlemine ait teorik bilgi yer
42
almaktadır. Analitik hesaplamalar sonucunda 𝑑𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 22,5 mm ve saplama
uzunluğu da 𝑙𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 7,5 mm olarak bulunmuştur. Daha sonra 𝑍0 = 100 Ω olan
hattın karakteristik empedansı uyumsuzluk ve işlem hatası olmaması için
denormalize edilmiş ve ölçüm cihazının giriş empedansı olan 𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 50 Ω’a
dönüştürülmüştür. Şekil 3.17’de tek saplama ile uyumlandırılmış Dickson doğrultucu
devresinin uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b) gösterilmiştir.
(a)
(b)
Şekil 3.17. Tek saplama ile uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devresinin
uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b)
Tek saplama uyumlandırılmış ve frekansı 𝑓1 = 540 MHz olan Dickson enerji
hasatlama devresinin geri dönüş kaybı grafiği (|𝑆11|) ölçüm ve simülasyon Şekil
3.18’de verilmiştir. Bu frekansta yansıma yaklaşık -19 dB olarak ölçülmüştür.
43
Şekil 3.18. Tek saplama ile uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı
Yansımanın azaldığını anlamanın bir diğer yolu da geri dönüş grafiğini Smith abağı
üzerinde (Şekil 3.19) görmektir. VSWR halkası içinde kalan noktalar geri dönüş
kaybının -10 dB’nin altında kaldığı anlamına gelmektedir (Pozar, 2006).
Şekil 3.19. Geri dönüş kaybını gösteren Smith abağı grafiği
44
Bu çalışmada da enerji hasatlama performansını belirlemek için çıkış gerilimi-giriş
gücü ve GDV-giriş gücü hesabı yapılmış ve ölçüm sonuçları ile karşılaştırılmıştır.
Başlangıç değeri olarak yine yük direncine 𝑅𝐿 = 16100 Ω değeri verilmiştir.
Ardından parametrik analiz ile bu değer revize edilerek değiştirilmiştir. Şekil
3.20’de, tek saplama uyumlandırılmış doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş
grafiği görülmektedir. Giriş gücü arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır. Daha yüksek
giriş gücü değerlerinde çıkış gerilimi artmamıştır.
Şekil 3.20. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği
Şekil 3.21’de de, devrenin GDV-giriş gücü ölçüm ve benzetim olarak birlikte
verilmiştir. GDV +10 dBm değerine kadar artmış ve en yüksek değerini almıştır.
Ardından da düşme eğilimi göstermiştir. Ölçüm sonuçları +7 dBm seviyesine kadar
yapılmıştır. Bu seviyeye kadar ölçüm ve benzetim sonuçları paralellik
göstermektedir. Yaklaşık %73 güç dönüştürme verimi elde edilmiştir.
45
Şekil 3.21. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin GDV-giriş gücü grafiği
Şekil 3.22. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-yük direnci grafiği
Bu çalışmada son olarak, GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi-yük direnci analizi de
yapılmıştır. Giriş gücü sabit tutularak, yük direncine değişken değerler verilmiştir.
Böylelikle yük direncinin, güç dönüştürme verimine ve çıkış gerilimine etkisi
46
incelenmiştir. Şekil 3.22’de değişen direnç değerinin çıkış gerilimine karşılık grafiği
logaritmik olarak gösterilmiştir. Yük direnci değeri arttıkça çıkış gerilimi de
artmıştır. Ölçüm ve benzetim sonuçları örtüşmektedir.
Şekil 3.23’te, güç dönüştürme verimi karşısında yük direncinin değişimi logaritmik
olarak görülmektedir. En iyi durumda yük dirençleri sırasıyla 𝑅𝐿 ≅ 19𝑘 Ω olarak
tespit edilmiştir. Bu yük direnci, temel Greinacher devresinde olan 16100 Ω direnç
değerinden yüksektir. Bu durum tıpkı L uyumlandırmadaki gibi uyumlandırma
katmanının bir dezavantajı olarak raporlanmıştır.
Şekil 3.23. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci grafiği
47
4. GREINACHER DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE ÇİFT BANT
UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI
Bu bölümde temel Greinacher doğrultucu devre tasarımı yapılmış ve çift bantlı EH
uygulamaları gerçekleştirilmiştir. Temel Greinacher doğrultma devresi 𝑓0 = 2,45
GHz frekansında çalışmaktadır. Bu frekansta devreye -30 dBm’den +20 dBm’e
kadar değişen aralıklarda giriş gücü uygulanmıştır. Buna karşılık devrenin güç
dönüştürme verimi ve çıkış gerilimi hesaplamıştır.
Daha sonra, Greinacher devre yapısı değiştirilmiştir. Giriş kollarına uzunlukları ve
açıları birbirinden farklı iki adet radyal saplama yerleştirilmiştir. Alttaş malzeme ve
kullanılan Schottky diyotları birbirinden farklı olan iki adet çift bant EH devresi
tasarımı gerçekleştirilmiştir. Birinci devre 𝑓1 = 1,8 GHz ve 𝑓2 = 2,4 GHz ve ikincisi
ise 𝑓1 = 0,9 GHz ve 𝑓2 = 2,95 GHz frekanslarında çalışmaktadır. Yine burada da
GDV ve çıkış gerilimi analizi yapılmıştır.
4.1. Temel Greinacher Doğrultucu Devre Tasarımı
RF doğrultucu Greinacher devresi FR4 alttaş malzemesi üzerine oluşturulmuştur.
Malzemenin dielektrik geçirgenliği 𝜖𝑟 = 4,3 kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025 ve
kalınlığı da 𝑑 = 1,5 mm’dir. Doğrultma işlemi için 4 adet HSMS-285C Schottky
diyotu, ikişer ikişer olarak tam dalga doğrultma yaparak 4’lü bir dizi halinde, yük
direncinin üzerinde DC gerilim oluşmasını sağlamaktadır (Chaour vd., 2017).
Greinacher doğrultma devresinin genel devre şeması Şekil 4.1’de verilmiştir.
Şekil 4.1. Genel Greinacher devre şeması
Devrede 𝐶1 = 𝐶2 = 100 pF olan kondansatörler de tam dalga doğrultma işleminde
dalgalılığı önlemektedir. Doğrultucu devrenin tamamında iletim hattı kalınlığı
48
𝑍𝑙𝑖𝑛𝑒 = 1,5 mm’dir. Doğrultucu devresinin uzunlukları 𝐿𝐺1 = 2 mm, 𝐿𝐺2 = 11,7
mm, 𝐿𝐺3 = 13,1 mm, 𝐿𝐺4 = 3,7 mm, 𝐿𝐺5 = 5,3 mm, 𝐿𝐺6 = 9 mm, 𝐿𝐺7 = 36
mm’dir. DC gerilimin elde edildiği 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω seçilmiştir. Greinacher
doğrultucu devreye ait devrenin şematik görüntüsü (a) ve devrenin gerçeklenmiş hali
(b) Şekil 4.2’de gösterilmiştir.
(a)
(b)
Şekil 4.2. Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve devrenin
gerçeklenmiş hali (b)
Tasarlanan temel Greinacher doğrultma devresine ait boyutlar ve özellikler Çizelge
4.1’de listelenmiştir.
Çizelge 4.1. Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri
Parametre Değer Parametre Değer
𝐿𝐺1 2 mm 𝐿𝐺7 36 mm
𝐿𝐺2 11,7 mm 𝐶1 = 𝐶2 1 pF
𝐿𝐺3 13,1 mm 𝑓0 2,45 GHz
𝐿𝐺4 3,7 mm 𝜖𝑟 4,3
𝐿𝐺5 5,3 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,025
𝐿𝐺6 9 mm d 1,5 mm
49
Temel Greinacher RF doğrultucu devrenin geri dönüş kaybını gösteren S
parametreleri grafiği Şekil 4.3’te gösterilmiştir. Devreye ait ölçüm ve benzetim
sonuçlarına göre |𝑆11| ≤ −10 dB’nin olduğu 𝑓0 = 2,45 GHz frekansında
çalışmaktadır. Temel Greinacher devresi üzerinde herhangi bir empedans
uyumlandırma olmadığı göz önünde bulundurulduğunda dar bir bantta çalıştığı
söylenebilir.
Şekil 4.3. Greinacher devresinin geri dönüş kaybı grafiği
RF doğrultucu devrelerde bakılması gereken parametrelerden birisi çıkış gerilimidir.
Çünkü enerji hasatlama uygulamalarında, doğru akım ve gerilimin uygulanacağı
devrenin çalışma gerilimi önemlidir (Penella-López ve Gasulla-Forner, 2011).
Benzetim sonuçlarına göre, 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω yük değeri altında, en iyi durum için,
yaklaşık 𝑉𝑜 ≅ 1,65 V çıkış gerilimi elde edilmiştir. Şekil 4.4’te farklı giriş gücü
değerlerine göre çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği verilmiştir. Burada ölçümler +9
dBm’e kadar yapılmıştır. Ölçüm sonuçlarının benzetim sonuçları ile örtüştüğü
görülmektedir.
50
Şekil 4.4. Greinacher devresinin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği
Denklem (2.8)’e göre giriş gücü, çıkış gerilimi ve yük direnci bilindiğinde GDV
hesaplanabilmektedir (Penella-López ve Gasulla-Forner, 2011). Şekil 4.5’te Temel
Greinacher devresinin giriş gücü-verim grafiği verilmiştir. Görüldüğü gibi +7 dBm
giriş gücüne karşılık en yüksek güç dönüştürme verimi elde edilmiştir. GDV % 49
olarak hesaplanmıştır.
Şekil 4.5. Greinacher devresinin giriş gücü-verim grafiği
51
4.2. Çift Bantlı 1800 ve 2400 MHz’de Çalışan Greinacher Doğrultucu Tasarımı
Tek girişli bir RF doğrultucu devre eğer uygun rezonanslar yakalanırsa birden fazla
frekansta çalışabilir ve bu frekanslarda enerji hasatlama yapılabilir (P. Kim vd.,
2013). Bu rezonans frekanslarını belirlemede başlıca rol empedans uyumlandırma
işlemine düşmektedir. Birden fazla frekansta sinyal girişi yapılabilecek tek girişli bir
enerji hasatlama devresinde dar bant empedans uyumlandırma katmanı da rezonans
sayısı kadar olmalıdır (Z. Liu vd., 2015).
Bu çalışmada, Bölüm 4-1’de bahsedilen Temel Greinacher doğrultucu devre tasarımı
kullanılmıştır. Doğrultma devresinde, yine HSMS-285C Schottky diyotu
kullanılmıştır. Devrenin girişi değiştirilerek iki adet radyal saplama (radial stub)
kullanılmıştır. Her saplama, doğrultma kondansatörlerinin (𝐶 = 100 pF) önüne
belirli uzaklıklarda yerleştirilmiştir. Parametrik olarak yapılan analizler sonucunda
saplama açıları ve uzunlukları tespit edilmiştir. Şekil 4.6’da çift bantlı olarak
geliştirilen değiştirilmiş Greinacher RF doğrultucu devrenin yapısı gösterilmiştir.
Şekil 4.6. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresi
Radyal saplamaların boyutları ve yerleştikleri konumların doğrultucuya olan
uzaklıkları çalışma frekansının dalga boyları ile orantılıdır. Bu tasarımda alttaş
malzeme olarak Arlon AD1000 kullanılmıştır. Bu malzemenin dielektrik sabiti
𝜖𝑟 = 10,2, kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,001 ve kalınlığı da d=0,7 mm’dir. Devrenin
rezonans frekansları 𝑓1 = 1,8 GHz ve 𝑓2 = 2,4 GHz’dir. Devrenin boyutları ve
özellikleri Çizelge 4.2’de belirtilmiştir. Bu çift bant devre, enerji hasatlama
52
devrelerinde empedans uyumlandırmanın önemini göstermek için yapılmıştır.
Devrenin sadece benzetimi yapılmıştır.
Çizelge 4.2. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri
Parametre Değer Parametre Değer
𝐿𝑑1 5 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑1 2,04 mm
𝐿𝑑2 4,3 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑2 4,06 mm
𝐿𝑑3 13,7 mm Ang1 54°
𝐿𝑑4 8,3 mm Ang2 82°
𝐿𝑑5 9,7 mm 𝜖𝑟 10,2
𝐿𝑑6 5,2 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,001
𝑊𝑑1 0,5 mm d 0,7 mm
𝑊𝑑2 4,7 mm 𝑓1 1,8 GHz
𝑊𝑑3 3,5 mm 𝑓2 2,4 GHz
Çift bantlı enerji hasatlama devresinde ilk olarak bakılması gereken girişteki geri
dönüş kaybıdır. Şekil 4.7’de Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin geri dönüş
kaybı grafiği verilmiştir. Devrede çalışma frekansları 𝑓1 = 1,8 GHz’de geri dönüş
kaybı -18,25 dB ve 𝑓2 = 2,4 GHz’de de -15,16 dB’dir. Bu frekanslarda |𝑆11|, %10
olan yansıma sınırının altına düşmüştür ve çalışma frekanslarında geri dönüş kaybı-
10’dB’nin altında olma şartını sağlamıştır.
Şekil 4.7. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği
53
Çalışma frekanslarında çıkış gerilimi ve verim analizi yapılmıştır. Şekil 4.8’de Çift
bantlı doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş ve gücü GDV-giriş gücü grafiği
görülmektedir. Beklenildiği üzere, giriş gücü arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır.
Bunun yanında GDV +10 dBm değerine kadar artmış ve en yüksek değerini almıştır.
Ardından da düşme eğilimi göstermiştir. Yük direnci 𝑅𝐿 = 560 Ω için 1,8 GHz ve
2,4 GHz frekanslarında çıkış gerilimi +10 dBm’de 1,3 Volt olarak benzetim
programında elde edilmiştir. Aynı giriş gücü için toplam dönüştürme verimi sırasıyla
% 59 ve % 65 olarak gerçekleşmiştir.
Şekil 4.8. Çift bantlı doğrultma devresinin GDV-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş
gücü grafiği
4.3. Çift Bantlı 900-2950 MHz’de Çalışan Greinacher Devre Tasarımı
Bu çalışmada, Bölüm 4-1’de bahsedilen Temel Greinacher doğrultucu devre yeniden
tasarlanmıştır. Önceki devreden farklı olarak SMS-7630 diyotu kullanılmıştır. Yine
temel Greinacher devresinin girişi değiştirilerek iki adet radyal saplama
kullanılmıştır. Her saplama, doğrultma kondansatörlerinin (𝐶 = 1 pF) önüne belirli
uzaklıklarda yerleştirilmiştir. Saplama açıları ve uzunlukları yine parametrik olarak
belirlenmiştir. Şekil 4.9’da çift bantlı olarak geliştirilen Greinacher RF doğrultucu
devrenin şematik görünümü (a) ve gerçeklenmiş hali (b) gösterilmiştir.
54
(a)
(b)
Şekil 4.9. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve
gerçeklenmiş hali (b)
Çizelge 4.3. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri
Parametre Değer Parametre Değer
𝐿𝑠1 1 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑3 5,4 mm
𝐿𝑠2 30 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑4 6,82 mm
𝐿𝑠3 27,5 mm Ang3 65°
𝐿𝑠4 3,5 mm Ang4 60°
𝐿𝑠5 5,35 mm 𝜖𝑟 4,3
𝐿𝑠6 12,5 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,025
𝑊𝑠1 0,7 mm d 1,5 mm
𝑊𝑠2 3,5 mm 𝑓1 0,9 GHz
𝑊𝑠3 9 mm 𝑓2 2,95 GHz
Bu devrede alttaş malzeme olarak FR4 kullanılmıştır. Bu malzemenin dielektrik
sabiti 𝜖𝑟 = 4,3, kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025 ve kalınlığı da d=1,5 mm’dir. Bu
tasarımın rezonans frekansları 𝑓1 = 0,9 GHz ve 𝑓2 = 2,95 GHz’dir. Tasarımın
55
boyutları ve özellikleri Çizelge 4.3’te belirtilmiştir. Bu tasarımda benzetim ve S
parametreleri ölçümü olarak yapılmıştır. Çıkış gerilimi ve verim analizi sadece
benzetim aşamasında kalmıştır.
Tek kapılı olarak tasarlanan RF doğrultucu devrenin yine ilk olarak S
parametrelerine (|𝑠11|) bakılmıştır. Şekil 4.10’da çift bantlı Greinacher doğrultma
devresinin geri dönüş kaybı grafiği ölçüm ve benzetim olarak verilmiştir. Devrede
çalışma frekansları 𝑓1 = 0,9 GHz’de geri dönüş kaybı -23 dB ve 𝑓2 = 2,95 GHz’de
de -25 dB’dir. Tasarımın benzetim ve ölçüm olarak S parametreleri birebir
örtüşmektedir.
Şekil 4.10. Çift bantlı doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği
Çift bantlı çalışan devrenin her iki çalışma frekansı için de çıkış gerilimi ve GDV
analizi yapılmıştır. Şekil 4.11’de çift bantlı doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş
gücü ve GDV-giriş gücü grafiği görülmektedir. Yük direnci 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1200 Ω
değerinde en iyi performans elde edilmiştir. Benzetim sonuçlarına göre, giriş gücü
arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır. Bunun yanında GDV +12 dBm değerine kadar
artmış ve en yüksek değerini almıştır. Ardından da düşme eğilimi göstermiştir.
56
Benzetim sonuçlarına göre 0,9 GHz ve 2,95 GHz frekanslarında +12 dBm giriş gücü
için sırasıyla 3,5 ve 2,5 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Aynı giriş gücü için
toplam dönüştürme verimi sırasıyla % 29 ve % 46 olarak gerçekleşmiştir.
Şekil 4.11. Çift bantlı doğrultma devresinin GDV-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş
gücü grafiği
57
5. ULTRA GENİŞ BANT EMPEDANS UYUMLANDIRMA VE WILKINSON
GÜÇ BÖLÜCÜ DEVRESİ TASARIMI
Bu bölümde, ilk olarak geniş bant empedans uyumlandırma tekniklerinin genel
yaklaşımları belirtilmiş, katmanlı yapılarda yansıma ve çoklu yansımalar yer
verilmiştir. Chebyshev polinomları ile geniş bant katmanlı empedans uyumlandırma
tekniği hakkında teorik bilgi ve uyumlandırmanın matematiksel yönteminden
bahsedilmiştir.
Daha sonra Chebyshev metodu kullanılarak üç katmanlı Wilkinson güç bölücü
devresi tasarlanmıştır. S parametreleri üzerinden analiz yapılmıştır. Devrenin giriş ve
çıkış yansıması, iletim ve izolasyon parametreleri dikkat alınarak bant genişliği
belirlenmiştir. Ayrıca Wilkinson güç bölücü devrenin tek-çift mod analizi ve
izolasyon dirençlerinin hesaplanması bu bölümde yer almaktadır.
Bir sonraki bölümde geniş bantlı Wilkinson güç toplayıcı devre ile enerji hasatlama
uygulaması yapılacaktır. Bu nedenle, geniş bant empedans uyumlandırma ve
Wilkinson güç bölücü devre teorilerinin bu bölümde ayrı birer başlık altında yer
alması daha uygun bulunmuştur.
5.1. Çok Katmanlı Empedans Uyumlandırma ve Çoklu Yansımalar Teorisi
Bir elektromanyetik dalga bir iletim hattının ortam ara kesitine geldiğinde, eğer
ilerleyeceği ortamla gelen ortam arasında empedans uyumu yoksa, dalganın bir kısmı
iletilir ve bir kısmı da yansır (Marins ve Beraldo, 2007). Her bir ortam ara kesitine
gelen EM dalga geldiği ve geçeceği ortamların hat karakteristiklerine göre hareket
etmektedir. Denklem (5.1)’den de anlaşılacağı üzere iletim ifadesi, birinci ortamdan
ikinci ortama iletilen dalganın iletim katsayısıdır ve her iki ortam empedansına da
bağlıdır (Khare ve Nema, 2012).
𝛵12 = 1 + 𝛤2 =2𝑍1
𝑍1+𝑍2 (5.1)
58
Aynı şekilde yansıma katsayısı da geldiği ve gideceği ortamların karakteristik
empedanslarına bağlıdır. Denklem (5.2)’de verilen 𝛤3, üçüncü ortama geçemeyen
(yüke aktarılamayan) ve ikinci ortama geri gelen EM dalgaya ait yansıma
katsayısıdır.
𝛤3 =𝑍𝐿−𝑍2
𝑍𝐿+𝑍2 (5.2)
Tek katmanlı bir uyumlandırma devresinde toplam yansıma katsayısı (5.3)’deki
şekliyle hesaplanır.
𝛤𝑡𝑜𝑝𝑙𝑎𝑚 = 𝛤1𝛵12𝛵21𝛤3 𝑒−2𝑗ѳ∑ 𝛤2
𝑛𝛤3𝑛 𝑒−2𝑗𝑛ѳ
𝑁
𝑛=0 (5.3)
Burada 𝛤𝑡𝑜𝑝𝑙𝑎𝑚 tek katmanın girişinde ve çıkışında meydana gelen yansımaların
toplamıdır (Pozar, 2006). Eşitlik ve denklikler yerine yazılırsa en sade ifade (𝜃 =
ℓ = 𝜆/4), (5.4) denkleminden elde edilebilir.
Γ𝑡𝑜𝑝𝑙𝑎𝑚 ≈ Γ1 + Γ3 e−2jλ 4⁄ (5.4)
Çok katmanlı devreler de teorik olarak, N tane eşit uzunlukta (ℓ) empedans
uyumlandırma katmanı içeren uyumlandırma devreleridir. Tek katmanlı empedans
uyumlandırma devreleri istenilen bir dar bant için sağlanabilir. Fakat daha büyük
bant genişliği ve daha az yansıma katsayısı elde edebilmek için çok katmanlı yapılar
tercih edilmektedir. Şekil 5.1’de çok katmanlı bir empedans uyumlandırma devresi
gösterilmiştir.
Şekil 5.1. Çok katmanlı empedans uyumlandırma devresinde hatların empedansları
59
Çok katmanlı uyumlandırmaları, 𝑍𝐿 yük empedansının tamamen reel olduğu yerlerde
geçerlidir. Burada her bir katmanın bir önceki katmana etki ettiğinden dolayı 𝑛.
katmanına ait yansıma katsayısı (5.5)’de olduğu gibidir.
𝛤𝑛 =𝑍𝑛+1−𝑍𝑛
𝑍𝑛+1+𝑍𝑛 (5.5)
Tüm bu yansıma katsayılarının birbirine etki ettiği de göz önüne alarak toplanacak
olursa, toplam yansıma katsayısı (5.6)’da belirtilmiştir.
𝛤(ѳ) = 𝛤0 + 𝛤1 𝑒−2𝑗ѳ + 𝛤2 𝑒
−4𝑗ѳ +⋯+ 𝛤𝑁 𝑒−2𝑗𝑁ѳ (5.6)
Her bir terim için Fourier kosinüs serisine açılım yapıldığında toplam yansıma
katsayısı N çift ise:
𝛤(ѳ) = 2𝑒−𝑗𝑁ѳ [𝛤0cos𝑁ѳ + 𝛤1 cos(𝑁 − 2) ѳ +⋯+ 𝛤𝑛 cos(𝑁 − 2𝑛) ѳ +⋯+1
2𝛤𝑁/2] (5.7)
N tek ise:
𝛤(ѳ) = 2𝑒−𝑗𝑁ѳ[𝛤0cos𝑁ѳ + 𝛤1 cos(𝑁 − 2) ѳ + ⋯+ 𝛤0𝑛 cos(𝑁 − 2𝑛) ѳ + ⋯+ 𝛤(𝑁−1)/2cosѳ] (5.8)
olarak bulunur (Pozar, 2006).
Literatürde çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerini modellemek için pek
çok yöntem vardır. Binom fonksiyonları ve Chebyshev polinomları gibi pek çok
matematiksel ifade, empedans uyumlandırma tekniklerinde yansıma katsayısı olarak
modelleniştir (Caron, 1993; Kraus ve Marhefka, 2002; Yarman, 2010). Bunun
yanında matematiksel dağılımlar ve fonksiyonlar modellenerek pek çok, çok
katmanlı empedans uyumlandırma tekniği modellenmiş ve çalıştırılmıştır (Aksen vd.,
1998; Dai vd., 2015; Manteghi, 2009).
Yeterli katman sayısı (N) ve uygun yansıma fonksiyonları (𝛤) fonksiyonları için
istenilen bir yansıma katsayısı tepkisi (𝜃’nın fonksiyonu olmak şartıyla)
sentezlenebilir. Bu sentez doğru modellenirse, uygun bir fonksiyon yaklaşımı da
60
olabilir (T. H. Lee, 2004; Pozar, 2006). Şekil 3’te, genel olarak tek katmanlı ve üç
katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerinin bağıl bant genişliği (Δ𝑓 𝑓0⁄ ) ve
yansıma karakteristiği gösterilmiştir. Tek katmanlıya göre daha büyük bant
genişliğinin olmasının yanında tolere edilmesi gereken dalgalılık da görülmektedir.
5.2. Chebyshev Empedans Uyumlandırma Tekniği:
Empedans uyumlandırma teknikleri için varılmak istenen hedef, giriş empedansının,
geniş frekans aralığı boyunca 𝑍0 = 50 + 𝑗0 olan iletim hattı karakteristik
empedansına yaklaştırılmasıdır. Çok katmanlı empedans uyumlandırma teknikleri,
empedans uyumsuzluğunu gidermede tek katmanlı eşdeğerlerine göre daha
başarılıdır (Pozar, 2006).
Literatürde çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerini modellemek için pek
çok yöntem vardır. En çok kullanılan ve modelleme tekniklerinden birisi de
Chebyshev çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniğidir. Chebyshev empedans
transformatörü olarak da adlandırılır. Bu uyumlandırma tekniğinde, uyumlandırma
katmanlarını hesaplarken Chebyshev polinomlarını kullanmaktadır (Marins ve
Beraldo, 2007). Genel olarak Chebyshev Polinomu (5.9)’da verilmiştir (Pozar,
2006).
𝑇𝑛(𝑥) = 2𝑥𝑇𝑛−1(𝑥) − 𝑇𝑛−2(𝑥) (5.9)
Şekil 5.2’de ilk 4 Chebyshev polinomuna ait grafikler gösterilmiştir. Chebyshev
transformatöründe katman sayısı arttıkça dalgalanmalar da artmaktadır. Bununla
birlikte bant genişliği büyümekte yansıma azalmaktadır.
61
Şekil 5.2.İlk 4 Chebyshev Polinomuna ait grafikler
Chebyshev polinomlarına göre empedans uyumlandırmanın modellemesi (5.10)’da
verilmiştir (Pozar, 2006).
𝑇𝑁(𝑠𝑒𝑐𝜃𝑚) =1
Γ𝑚|𝑍𝐿−𝑍0
𝑍𝐿+𝑍0| ≈
1
2Γ𝑚|ln
𝑍𝐿
𝑍0| (5.10)
Burada ѳ hat açısı βℓ dir. ѳm ise tolere edilebilir yani kabul edilebilir yansıma
karsayısı 𝛤𝑚 için elde edilen açıdır. Genel olarak Chebyshev transformatörü N.
derece Chebyshev polinomunun 𝑇𝑁(sec𝜃)’in yansıma katsayısına uyarlanmasıyla
toplam (5.11)’den bulunabilir.
Γ(𝜃) = 𝐴. 𝑒−𝑗𝑁𝜃𝑇𝑁(sec𝜃𝑚cos𝜃) (5.11)
Burada 𝐴 tasarım katsayısıdır. Denklem (5.12)’de verilen ve her bir katman için
ayrıca hesaplanan bir parametredir.
𝐴 =𝑍1−𝑍0
𝑍1+𝑍0
1
𝑇𝑁(sec𝜃𝑚) (5.12)
62
Çok katmanlı uyumlandırma tekniklerinde olduğu gibi Chebyshev empedans
transformatöründe de her bir katmanın yansıma katsayısı (𝛤𝑛) ve empedansı (𝑍𝑛)
önceki katmanların değerlerine bağlıdır. Bu uyumlandırma tekniğinde bant
genişliğinin yüksek olmasına rağmen bazı dezavantajları bulunmaktadır (Pozar,
2006). Bir dezavantajı, kabul edilebilir bir 𝛤𝑚 yansıması üzerinden hesap
yapılmasıdır. Yani yansımaya bir miktar tolerans gösterilmesidir. Diğer bir
dezavantajı da yansıma-frekans grafiğinde dalgalılık olmasıdır. Bununla birlikte tek
katmanlı ve diğer çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerine göre daha iyi
yansıma performansı elde edilebilecek bir tasarımdır. Şekil 5.3’te çeyrek dalga
uzunlukta bir uyumlandırma ile üç katman Chebyshev empedans transformatörünün
bant genişliklerinin karşılaştırılması görülmektedir. Merkez frekansı (𝑓0) seçilen
tasarım, bağıl (relative) frekansı üzerinden kabul edilebilen yansıma katsayısına (𝛤𝑚)
göre tek katmandan (çeyrek dalga) daha geniş bant genişliğine sahiptir.
Şekil 5.3. Çeyrek dalga uyumlandırma ile üç katman Chebyshev uyumlandırma
tekniğinin bağıl bant genişliklerinin karşılaştırılması
5.3. Ultra Geniş Bantlı Wilkinson Güç Bölücü Tasarımı
Eşit kollu iki çıkışa sahip (T eklem) WGB devrelerinde girişten verilen gücü çıkış
kollarına eşit dağıtarak her birine giriş gücünün % 50 sinin iletilebilmesi sağlanır.
Logaritmik olarak, iletilen güç her kolda -3 dB’ye denk gelmektedir (Pozar, 2006).
Teorik olarak Wilkinson güç bölücü devresi kayıpsız olarak güç bölme işlemi
yapmaktadır.
63
Wilkinson güç bölücülerde çıkış kolları üzerinde empedans uyumlandırma yapılır.
Çıkış kolları, seçilen merkez frekansının (𝑓0) çeyrek dalga boyu uzunluğunda (𝜆 4⁄ )
olmalıdır. Ayrıca, hattın karakteristik empedansı da, giriş ve çıkış iletim hatlarının
geometrik ortası olacak şekilde bir genişlik seçilmektedir. Çıkış kapılarında
empedans uyumu yapılan WGB’de, giriş-çıkış arasındaki yansıma katsayısının
azaltılması sağlanır. Bunun yanında her bir çıkış kolunda iletilen güç -3 dB
seviyesine çıkabilir (Yarman, 2008). Genellikle Wilkinson güç bölücüler tek bir
rezonans frekansı için tasarlanır. WGB tasarımında seçilen bir merkez frekansı
etrafında dar bantlı güç bölme işlemi yapılabilmektedir (D. Cheng, 1993).
Son dönemde yapılan çalışmalarda, geniş bant güç bölme işlemi için katmanlı WGB
tasarımları da yayımlanmıştır. Her bir katmanın yapısı veya özelliği, farklı bir dalga
boyu ile orantılı olduğundan çok katmanlı tasarımlar birden çok rezonans
frekansında güç bölme işlemi yapılmasına ve dolayısıyla daha geniş bir frekans
aralığında çalışmasına olanak sağlamaktadır (Kasar vd., 2018; Pozar, 2006). Şekil
5.4’te çok katmanlı WGB tasarımının genel şeması gösterilmiştir. Her bir katman eşit
(𝜃 = 𝜆 4⁄ ) uzunlukta, fakat karakteristik empedansları temsil eden hat kalınlıkları
farklılık göstermektedir.
Şekil 5.4. Çok katmanlı WGB devresinin genel devre şeması
Giriş gücünü iki eşit kola ayıran WGB tasarımında 𝑍0 = 50 Ω seçilmiş ve üç
katmanlı Chebyshev uyumlandırma işlemi için her bir katmanın empedansı
matematiksel olarak hesaplanmıştır. Giriş kapısından her bir çıkışa bakıldığında
𝑍𝐿 = 100 Ω görüldüğünden Chebyshev uyumlandırma 100 Ω’u 50 Ω’a
uyumlandırmak üzere yapılmıştır. Kabul edilen yansıma seviyesi logaritmik olarak
64
𝛤𝑚 = −10 dB seçilmiştir. Analitik işlemler sonucunda 𝑍1 = 87,8 Ω, 𝑍2 = 67,9 Ω ve
𝑍3 = 55,5 Ω olarak hesaplanmıştır.
Tasarlanan WGB devresi için FR4 alttaş malzeme seçilmiştir. Dielektrik geçirgenliği
𝜖𝑟 = 4,3 ve kayıp tanjant değeri 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025’tir. Alt tarafı tamamen bakır
(ground) yüzey ile kaplı olan malzeme kalınlığı da ℎ = 1,5 mm’dir. WGB yapısının
ve toprak yüzeydeki bakırın kalınlığı 𝑡 = 0,035 mm’dir. Bu özellikler dikkate
alınarak karakteristik empedans kalınlıkları 𝑍0 = 2,9 mm, 𝑍1 = 0,96 mm, 𝑍2 = 1,6
mm 𝑍3 = 2,46 mm olarak hesaplanmıştır. Karakteristik empedans ile iletim hattı
kalınlığı hesaplama işlemine ait daha fazla bilgi Ek-3’te verilmiştir.
Tasarımın merkez frekansı 𝑓0 = 2,2 GHz için seçilmiştir. FR4 malzeme içindeki
kılavuzlanmış çeyrek dalga boyu 𝜆𝑔/4 = 18,85 mm’dir. Her bir katman yarım daire
şeklinde büküldüğünden yarıçap 𝑅𝑎𝑑 = 6 mm’dir. Alttaş malzeme özelliğine göre
kılavuzlanmış dalga boyu hesaplaması Ek-4’te verilmiştir.
Wilkinson güç bölücü devresinin kayıpsız veya az kayıplı olarak güç bölme işlemi
yapabilmesi için merkez frekansında tek-çift mod analizi yapılmıştır ve çıkış kolları
arasında kalan 𝑅𝑛 izolasyon dirençleri hesaplanmıştır.
Çift mod hesabında, katmanlar arasında kalan her bir direnç açık devre (OC)
olmaktadır. İki ayrı çıkış kolunun (devre eşit güç bölmeli olduğundan) girişte görülen
kaynak karakteristik empedans 2𝑥𝑍0’dır (Pozar, 2006). Şekil 5.5a’da çift mod
eşdeğer devre modeli görülmektedir. Her katman iletim hattı birbirinin ardına direnç
olmaksızın eklenmiştir. Bunlar da son katmanın çıkışındaki yüke doğrudan
bağlanmaktadır.
Tek mod hesabında giriş kısa devre yapılmıştır. Bir katmandan diğerine geçerken,
araya bir ucu kısa devre olan 𝑅𝑛 dirençleri yerleştirilmiştir. Bu dirençlerin değeri eşit
bölme işlemi (5.13)’e göre hesaplanmıştır.
𝑍𝑛 =𝑍𝑛+1
𝛿×𝑅𝑛 (5.13)
65
burada 𝑍𝑛 ve 𝑍𝑛+1 ardışık katmanların karakteristik empedansları, 𝑅𝑛 tek mod için
arada kalan direncin değeri ve 𝛿 ise, giriş gücünün kollara bölme oranıdır. Giriş
güçlerini -3 dB bölmek için eşit kollu olarak tasarlanan bu çalışmada 𝛿 = 0,5 olarak
kabul edilmiştir. Şekil 5.5b’de tek mod eşdeğer devre modeli görülmektedir.
(a)
(b)
Şekil 5.5. Çok Katman Wilkinson Güç Bölücü Devresi için tek (a) ve Çift (b) mod
analizi
Hesaplanan değerlere en yakın direnç değerleri seçilmiştir. R1 = 100 Ω, R2 =
120 Ω ve R3 = 150 Ω olarak WGB devresi son şeklini almıştır. Dirençlerin
yerleştirilebileceği yere 𝑔 = 1 mm boşluk bırakılmıştır. WGB devresinde Kapı
(Port) 1 giriş, Kapı 2 ve Kapı 3 çıkış kapılarıdır. Şekil 5.6’da Chebyshev
uyumlandırılmış WGB devresinin boyutları ve uzunlukları (a) ve devrenin
gerçeklenmiş hali (b) görülmektedir.
a)
66
b)
Şekil 5.6. Chebyshev empedans uyumlandırılmış WGB’nin boyutları (a) devrenin
gerçeklenmiş hali (b)
Tasarlanan devrelerin kapılarından görülen yansıma (𝑆11, 𝑆22 ve 𝑆33) -10 dB’nin
altında kalan aralıklarda devrenin çalıştığı kabul edilir (Uchendu ve Kelly, 2017). Bu
nicelik yansıyan güç değerinin % 10 seviyesinin altında olduğunu gösteren sınır
değerdir.
Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapısında meydana gelen yansıma 𝑆11
olarak adlandırılır. Şekil 5.7’de Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapıdaki
yansıması (𝑆11 grafiği) frekansa göre çizdirilmiştir.
Şekil 5.7. Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapıdaki yansıması (𝑆11 grafiği)
67
Wilkinson güç bölücü devresi, iki eşit koldan oluştuğu için çıkışında meydana gelen
yansımalar da eşit olacaktır (𝑆22 = 𝑆33). Şekil 5.8’de Wilkinson güç bölücü
devresinin ikinci kapısındaki yansıma (𝑆22 grafiği) frekansa göre çizdirilmiştir
Şekil 5.8. Wilkinson güç bölücü devresinin ikinci kapıdaki yansıması (𝑆22 = 𝑆33
grafiği)
Wilkinson güç bölücü devresinde, iki eşit koldan iletilen güç parametresinin
(𝑆21 = 𝑆31) -3 dB’ye yakın olması istenir (Pozar, 2006). Bu da iletilen gücün her bir
kapıda % 50’ye ne kadar yakın olduğunu gösterir. Şekil 5.9’da Wilkinson güç bölücü
devresinin iletim katsayısını (𝑆21) gösteren grafik verilmiştir.
68
Şekil 5.9. Wilkinson güç bölücü devresinin iletim katsayısını (𝑆21 grafiği)
Çıkış kapılarının birbirinden etkilenip etkilenmediğini değerlendiren ölçüt izolasyon
parametresidir (𝑆32). Eğer izolasyon yeterince yüksek değilse ikinci ve üçüncü
kollardaki güçler birbirini etkiler. İzolasyon parametresinin de -10 dB’nin altında
olması beklenir (Uchendu ve Kelly, 2017). Şekil 5.10’da Wilkinson güç bölücü
devresinin izolasyon katsayısını (𝑆32 grafiği) verilmiştir.
Chebyshev uyumlandırılmış WGB devresi simetrik olduğu için ikinci ve üçüncü
kapıda görülen yansımalar birbirine eşittir (𝑆22=𝑆33). Aynı durum iletim ve izolasyon
parametrelerinde de görülmektedir (𝑆21=𝑆31 ve 𝑆32=𝑆23) (Moulay ve Djerafi, 2018).
Şekil 5.7 ve 5.8’de 0,4-3,4 GHz arasında tüm yansıma değerleri istenilen seviyenin
altında kalmaktadır. Aynı frekanslar için, Şekil 5.9’da iletim parametresi (𝑆21), -3 dB
seviyesine oldukça yakındır. Bunun yanında izolasyon da (𝑆32), -10 dB seviyesinin
çok altında kalmaktadır.
69
Şekil 5.10. Wilkinson güç bölücü devresinin izolasyon katsayısı (𝑆32 grafiği)
Çok geniş frekans aralığında tasarlanan Wilkinson güç bölücü devresi, iki farklı
kolunda Chebyshev uyumlandırma tekniği ile uyumlandırılarak geniş bantlı bir güç
bölücü devresi tasarlanmıştır. Tasarımda merkez frekansı 𝑓0 = 2,2 GHz seçilmiştir.
Chebyshev uyumlandırmada, kabul edilebilir maksimum yansıma eşiği 𝛤𝑚 = −10
dB olarak seçildiğinde Wilkinson güç bölücü devresinin çalışma frekansları 0,4 −
3,4 GHz arasındadır. Dolayısıyla devrenin bant genişliği 𝐵𝑊 = 3,0 GHz olarak
ölçülmüştür.
70
6. CHEBYSHEV EMPEDANS UYUMLANDIRILMIŞ İKİ GİRİŞLİ
WILKINSON GÜÇ TOPLAYICI DEVRE İLE ENERJİ HASATLAMA
UYGULAMASI
Bu bölümde, Wilkinson güç bölücü devresinin tersinir çalışabilme özelliğinden
faydalanılmıştır. WGB, güç birleştirme devresi olarak Greinacher doğrultma
devresine uygulanmıştır. Yeni oluşan devreye, WGT-Greinacher EH Devresi adı
verilmiştir.
Geniş bir frekans bandı aralığında çalışan WGT-Greinacher devresi üzerinde iki
farklı RF giriş kapısı bulunmaktadır. Bu kapılara farklı frekanslarda giriş güçleri
uygulanarak devrenin GDV ve çıkış gerilimi ve yük direnci analizi yapılmıştır.
6.1. Wilkinson Güç Toplayıcı Devresi ile Greinacher Doğrultucu Devre
Uygulaması ve Ultra Geniş Bant Analizi
Bu çalışmada önerilen özgün tasarım, WGB devresinin, tersine çalıştırılması ve RF
gücü toplayarak birleştiren Wilkinson güç toplayıcı devresi uygulamasıdır. Bu
uygulamada Chebyshev uyumlandırılmış geniş bantlı WGT devresi çıkışına,
Greinacher RF doğrultucu devresi bağlanmıştır. Böylelikle farklı RF güçlerin tek bir
doğrultucu devresine gönderilmesi hedeflenmiştir. Bu tasarımın avantajı birden fazla
RF giriş gücünü, WGT kullanarak tek bir doğrultucu devresi yardımıyla doğru akım
ve gerilim elde edebilmektir. Bu da daha az devre elamanı ve daha fazla sadelik
sağlayacaktır (Kasar vd., 2018; Kasar vd., 2019).
Tasarlanan devre, daha önceki bölümlerde anlatıldığı gibi dielektrik geçirgenliği
𝜖𝑟 = 4,3, kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025 ve kalınlığı 𝑑 = 1,5 mm olan FR4 malzeme
üzerine kurulmuştur. WGT’nin çıkışındaki iletim hattı kalınlığı ile Greinacher
devresinin hat kalınlıkları birbirine uymamaktadır. Bu nedenle 𝑍0 = 2,9 mm’den
𝑍𝑙𝑖𝑛𝑒 = 1,5 mm kalınlığa kadar doğrusal olarak değişen bir konik (taper) hat
eklenmiştir. Bu hattın uzunluğu 𝐿𝑇𝑎𝑝𝑒𝑟 = 18,85 mm seçilmiştir (çeyrek dalga boyu).
WGT tasarımının boyutları 𝐿𝑊𝑃𝐶 = 56 mm, 𝑊𝑊𝑃𝐶 = 20,5 mm’dir. Doğrultucu
devre uzunluğu da 𝐿𝑅𝑒𝑐𝑡 = 36 mm’dir. WGT-Greinacher devresinin şematik
71
görüntüsü (a) ve devrenin gerçeklenmiş hali (b) Şekil 6.1’de verilmiştir. Devreye yük
direnci olarak 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω bağlanmıştır.
a)
b)
Şekil 6.1. WGT-Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve devrenin
gerçeklenmiş hali (b)
Üç kapılı olarak tasarlanan WGB devresi ucuna konik hat ve doğrultucu devre
eklenerek iki kapılı hale gelmiştir. WGT-Greinacher devresi simetrik olduğundan S
parametreleri birbirine eşittir ( 𝑅𝐹𝑖𝑛1 ve 𝑅𝐹𝑖𝑛2 için yansıma 𝑆11 = 𝑆22 ve izolasyon
𝑆12 = 𝑆21’dir).
WGT-Greinacher devresi tasarlanan WGB ile aynı frekansta rezonanslara (S
parametreleri karakteristiğine) sahip olması beklenirken, doğrultucu devrenin ve
konik hattın ucunda bozucu bir yükleme etkisi oluşturduğu görülmektedir. Çalışma
frekanslarında azalma meydana gelmiştir. Şekil 6.2’de önerilen tasarımın çalışma
frekansları verilmiştir. Yansıma ve izolasyonun -10 dB’nin altına indiği üç farklı
bantta çalışmaktadır. Bunlar 𝐵𝐺1 = 0,4 − 0,81 GHz, 𝐵𝐺2 = 1,54 − 1,84 GHz ve
𝐵𝐺3 = 2,2 − 2,89 GHz aralıklarıdır. Bu haliyle de UGB bir EH devresi olduğu
değerlendirilmektedir.
72
Şekil 6.2. Tasarımın çalışma frekans aralıkları
Konik hat ve doğrultucu devrenin yükleme etkisi devrenin toplam güç doğrultma
verimini de olumsuz yönde etkilemiştir. Bu durum konik hat ve doğrultucu devrenin,
iletim hattının bozucu etkisini göstermektedir. Benzetim sonuçlarına göre 1,84-2,2
GHz aralığı da iletim bandında bulunmaktadır. Fakat ölçüm sonuçlarında yansıma bu
aralığı sağlamadığı için iletim bantları arasına dâhil edilmemiştir.
6.2. Farklı Frekanslarda Giriş Gücü Uygulaması
Önerilen WGT-Greinacher tasarımının GDV ve bant genişliği üzerinde oluşturduğu
bozucu yükleme etkisinin önüne geçebilmek ve daha yüksek verim elde edebilmek
için Wilkinson güç toplayıcı devresinin izolayon özelliğinden faydalanılmıştır.
İzolasyon parametresi giriş güçlerinin birbirini etkilemeden doğrultucuya ne kadar
fazla sinyal gücü iletebileceğinin bir ölçüsüdür (Uchendu ve Kelly, 2017). Bu amaçla
farklı frekanslarda (ikisi de aynı güçte) sinyalleri farklı girişlerden vererek
dönüştürme verimleri değerlendirilmiştir. Burada toplam verim, çıkışta elde edilen
DC gücün WGT-Greinacher devresine giren güç değerleri toplamına oranıdır. Güç
dönüştürme verimi (6.1)’da verilmiştir.
73
GDV (%) =PDC
∫ PGiriş(f)dffÜstfAlt
x100 6.1)
Her frekanstaki değerler toplam verime etki etmektedir. Bu amaçla WGT-Greinacher
devresinin RFin1 ve RFin2 girişlerine, çalıştığı frekanslarda örnekleme sinyal güçleri
verilmiştir. Benzetim ve ölçüm olarak yapılan bu uygulamada, 800-2700 MHz, 800-
2450 MHz, 800-1800 MHz ile 540-2700 MHz, 540-2450 MHz, 540-1800 MHz
frekans çiftleri seçilmiştir. Şekil 6.3’te iki girişli WGT-Greinacher devresinin ölçüm
düzeneği verilmiştir.
Şekil 6.3. İki Girişli WGT-Greinacher devresinin ölçüm düzeneği
İki girişli ölçüm düzeneğinden 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda RF sinyal
uygulanmıştır. Farklı giriş güçlerine göre devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği
Şekil 6.4’te verilmiştir. -20 dBm +10 dBm’e kadar uygulanan giriş güçlerine karşılık
en iyi durumda yaklaşık 1,58 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Her ne kadar baskı
devre, lehimleme ve ölçüm hataları da olsa, ölçüm sonuçları da bu değerlerle
paralellik göstermektedir.
74
Şekil 6.4. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-
çıkış gerilimi grafiği
Ölçüm düzeneğinden 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda RF sinyal uygulanmış ve
farklı giriş güçlerine göre devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği Şekil 6.5’te
verilmiştir. -20 dBm +10 dBm’e kadar uygulanan giriş güçlerine karşılık yaklaşık
1,38 Volt çıkış gerilimi (8 dBm’de) elde edilmiştir.
75
Şekil 6.5. 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-
çıkış gerilimi grafiği
İki girişli ölçüm düzeneğinden 540 MHz ve 2700 MHz frekanslarda RF sinyal
uygulanmıştır. Farklı giriş güçlerine göre devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği
Şekil 6.6’da verilmiştir. -20 dBm +10 dBm’e kadar uygulanan giriş güçlerine karşılık
en iyi durumda yaklaşık 1,42 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Bu frekansta ölçüm
düzeneği yüksek güçler için yeterli olmadığından ölçüm -2 dBm’e kadar
yapılabilmiştir. Benzetim sonuçları, ölçüm sonuçları ile bu giriş gücü değerlerine çok
yakın gerçekleşmiştir.
76
Şekil 6.6. 540 MHz ve 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-
çıkış gerilimi grafiği
İki girişli ölçüm düzeneğinden 800 MHz ve 1800 MHz frekanslarda RF sinyal
verilmiştir. Bu frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği
Şekil 6.7’de verilmiştir. Uygulanan giriş güçleri -20 dBm ile +10 dBm arasındadır.
Yaklaşık 1,25 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir.
77
Şekil 6.7. 800 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-
çıkış gerilimi grafiği
İki girişli ölçüm düzeneğinden RF giriş kapılarında 800 MHz ve 2450 MHz
frekanslarda işaret uygulanmıştır. Bu frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş
gücü-çıkış gerilimi grafiği Şekil 6.8’de görülmektedir. Uygulanan giriş güçleri -20
dBm ile +10 dBm arasındadır. Yaklaşık 1,40 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir.
78
Şekil 6.8. 800 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-
çıkış gerilimi grafiği
Son olarak ölçüm düzeneğinden 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda RF sinyal
uygulanmıştır ve devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği Şekil 6.9’da verilmiştir.
Devreye uygulanan giriş güçleri -20 dBm ile +10 dBm arasındadır. Yaklaşık 1,62
Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Bu frekansta ölçüm düzeneği yüksek güçler için
yeterli olmadığından ölçüm -2 dBm’e kadar yapılabilmiştir. Benzetim sonuçları ile
ölçüm sonuçları paralellik göstermektedir.
79
Şekil 6.9. 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-
çıkış gerilimi grafiği
Denklem (2.9) yardımıyla bilinen çıkış gerilimi ve yük direnci değerleri için elde
edilen çıkış gücü hesaplanabilir. Buradan da (6.1) yardımıyla güç dönüştürme verimi
elde edilebilir.
WGT-Greinacher devresinde, 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda uygulanan RF
işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.10’da gösterilmiştir. Sonuçta %70,5
GDV elde edilebilmiştir.
80
Şekil 6.10. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-giriş
gücü grafiği
İki girişli RF enerji hasatlama devresinde, 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda
uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.11’de gösterilmiştir.
Sonuçta % 67 GDV elde edilebilmiştir.
81
Şekil 6.11. 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-giriş
gücü grafiği
Önerilen WGT-Greinacher devresinde, 540 MHz ve 2700 MHz frekanslarda
uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.12’de gösterilmiştir.
Sonuçta % 70’e yakın GDV elde edilebilmiştir. Ölçüm sonuçları düşük güç
değerlerinde benzetim sonuçlarına yaklaşmaktadır. Daha yüksek giriş gücü değerleri
için yalnızca benzetim yapılmıştır.
82
Şekil 6.12. 540 MHz ve 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-giriş
gücü grafiği
Şekil 6.13’te önerilen WGT-Greinacher devresinde, 800 MHz ve 1800 MHz
frekanslarda uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları gösterilmiştir.
Yüzde 62,5 civarında güç dönüştürme verimi elde edilebilmiştir.
83
Şekil 6.13. 800 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-giriş
gücü grafiği
Tasarlanan iki girişli WGT-Greinacher devresinde, 800 MHz ve 2450 MHz
frekanslarda uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.14’te
verilmiştir. GDV değeri yaklaşık % 63 civarındadır.
84
Şekil 6.14. 800 MHz ve 2450 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-giriş
gücü grafiği
Önerilen WGT-Greinacher devresinde, 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda
uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.15’te gösterilmiştir.
Sonuçta % 69 GDV elde edilebilmiştir. Ölçüm sonuçları düşük güç değerlerinde
benzetim sonuçlarına paralellik göstermektedir. Daha yüksek giriş gücü değerleri
için yalnızca benzetim yapılmıştır.
85
Şekil 6.15. 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-giriş
gücü grafiği
Yukarıdaki çıkış gerilimi-giriş gücü ve güç dönüştürme verimi-giriş gücü verileri
derlenerek bir araya getirilmiştir. Giriş gücü -20 dBm’den +15 dBm’e kadar 1’er
dBm aralıklarla benzetim programında elde edilmiştir. Elde edilen sonuçlar,
GDV’nin önce arttığını ve en yüksek değeri aldıktan sonra düşme eğilimine girdiğini
göstermiştir. Şekil 6.16’da toplam verim-giriş gücü grafiklerinin derlenmiş hali
(perspektif taraftan) görülmektedir. Görüldüğü gibi en iyi verim +8 ve +9 dBm giriş
güçler için elde edilmiştir. 540-1800 MHz için yaklaşık % 70,5 toplam verim elde
edilmiştir. Daha sonraki en yüksek değerler 540-2700 MHz için % 70 ve 800-2700
MHz için % 69 GDV değerilerine ulaşılabilmiştir.
86
Şekil 6.16. Toplam Verimi-RF Giriş Gücü Grafiğinin Perspektif Görünüşü
RF doğrultucu devrelerde bakılması gereken parametrelerden birisi de yük direncidir.
Çünkü enerji hasatlama uygulamalarında doğru akım ve gerilimin uygulanacağı yük
direnci, çalışma gerilimini doğrudan etkilemektedir (Penella-López ve Gasulla-
Forner, 2011). Şekil 6.16’da belirtilen frekanslar temel alınarak 𝑃𝑖𝑛 = 9 dBm değeri
için yük direnci analizi yapılmıştır. Değişen yük direncine göre en uygun çıkış
gerilimi ve dönüştürme verimi grafikleri elde edilmiştir. Şekil 6.17’de çıkış
geriliminin yük direnci değerine göre grafiği verilmiştir.
Şekil 6.17. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Çıkış Gerilimi Grafiği
87
Benzer şekilde. Şekil 6.18’de de toplam verimin yük direncine göre grafiği
gösterilmiştir. Görüldüğü gibi gerek çıkış gerilimi, gerekse toplam verim için yük
direnci değeri 𝑅𝑦ü𝑘 = 1500 Ω olarak seçildiğinde, tüm giriş frekansı
uygulamalarında ortalama olarak en uygun değer elde edilecektir.
Şekil 6.18. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Toplam Verim Grafiği
88
7. SONUÇLARIN TARTIŞILMASI VE DEĞERLENDİRMELER
7.1. Ölçüm ve Grafiklerin Değerlendirilmesi
“Geniş bantlı enerji hasatlama devrelerinin tasarımı ve gerçeklenmesi” adlı doktora
tez çalışmasında, tüm uygulamalar ADS 2009 elektromanyetik benzetim
programında tasarlanmış ve deneysel olarak gerçekleştirilmiştir. Bu çalışmada, tezin
kurgusunu etkileyecek kadar kritik olmayan bazı tasarımlar sadece benzetim
aşamasında kalmıştır. Örneğin, Dickson doğrultucu devresine uygulanan L
uyumlandırma uygulaması benzetim programında yapılmıştır. Greinacher devresine
uygulanan çift radyal saplamalı 1,8 GHz ve 2,4 GHz frekanslarında çalışan devrenin
sadece benzetimi yapılmıştır. Bunun dışındaki yapılan tüm devrelerde ölçüm ve
benzetim sonucu beraber bulunmaktadır.
Tez çalışması içindeki analiz ve grafiklere dair belirtilmesi gereken bazı önemli
noktalar vardır. Öncelikle çıkış geriliminden çıkış gücü hesaplama denklemi (2.9)
ikinci derece bir denklemdir. GDV hesaplanırken ölçüm ile benzetim arasındaki fark
çıkış gerilimine göre daha belirgindir. Çünkü ikinci derece denklemde grafiğin
kolları daha fazla bükülmeye uğrayacaktır. Dolayısıyla, çıkış gerilimi-giriş gücü
grafiklerinde ölçüm ve benzetim birbirini çok yakından takip etmesine rağmen, aynı
veriden hesaplanan GDV-giriş gücü grafiğinde bir miktar verim farkı görülecektir.
Baskı devre, lehimleme ve ölçüm hataları olsa da, ölçüm sonuçları benzetim
sonuçları ile uyumludur.
Bir diğer nokta, tüm grafiklerde değişen giriş güçlerine karşılık çıkışta elde edilen
DC çıkış gerilimi ölçülmüştür. Benzetim sonucu elde edilen çıkış gerilimi değeri
(Volt), ölçüm düzeneğinin sağladığı güç aralıklarına göre yapılmıştır. Verilerin
analizinde daha yüksek ve daha düşük giriş gücü değerlerinin, deney düzeneğinin
yetersizliğinden dolayı ölçülememesi, yapılan çalışmanın yoksunluğunu
göstermemektedir. Aksine, ölçüm verilerinin benzetim değerlerini oldukça yakından
takip ettiği görülmüştür. Ölçümlerin de daha donanımlı laboratuvar imkânlarında
gerçekleştirildiğinde, benzetim sonuçları ile daha uyumlu sonuçlar elde edeceği
anlaşılmaktadır.
89
Tez çalışması kapsamında, ortamda anlık olarak mevcut olan iletişim sinyallerini
alan, dönüştüren ve kullanabilen devreler tasarlamak amacıyla yola çıkılmıştır. Enerji
hasatlama devresi tasarımları, tek bir bant aralığından başlayarak çift bant ve
nihayetinde geniş bant frekans aralığını alacak şekilde modellenmiş, Benzetim
ortamında tasarlanmış ve deneysel olarak gerçekleştirilmiştir. Gelinen noktada,
önerilen WGT-Greinacher tasarımı, literatürdeki en geniş bant aralığına sahip
tasarımlar arasındadır. Tasarlanan tüm devrelerin çalışma frekansları, bant
genişlikleri, toplam güç dönüştürme verimi ve kapsadıkları iletişim bantlarını
gösteren bilgiler Çizelge 7.1’de derlenmiştir. Devrelerin kapsadıkları iletişim
bantları, mevcut kullanımdaki ticari ve endüstriyel uygulamalar arasından tespit
edilmiştir (Lu vd., 2015).
Çizelge 7.1. Tasalanan tüm devrelerin frekansları ve kapsadıkları iletişim bantları
Tasarım Adı Çalışma
Frekansı
Bant
Genişliği GDV (%)
Kapsadığı
İletişim Bantları Dickson Tek Katman EH
Devresi 1,0 GHz 40 MHz 50
Dickson Üç Katman EH
Devresi 1,0 GHz 60 MHz 75
Dickson Üç Katman L
Uyumlandırma 0,540 GHz 60 MHz 80 (Sim)
Sayısal Televizyon
(DVB-T)
Dickson Üç Katman
Saplama Uyumlandırma 0,540 GHz 60 MHz 73 (DVB-T)
Temel Greinacher EH
Devresi 2,45 GHz ≈200 MHz 50
ISM Bandı ve
Wi-Fi
Çift Bant Greinacher EH
Devresi 1
1,8 GHz 30 MHz 64 (Sim) GSM-1800
2,4 GHz 60 MHz 58 (Sim) Wi-Fi
Çift Bant Greinacher EH
Devresi 2
0,9 GHz 20 MHz 46 GSM-900
2,95 GHz 50 MHz 28 Havacılık Radyo
Navigasyonu
Chebyshev
Uyumlandırılmış WGB
Devresi
0,4-3,4 GHz
(𝑓0 = 2,2 GHz) 3,0 GHz
WGT-Greinacher EH
Devresi
0,4-0,81 GHz
410 MHz
70,5
Maksimum
UHF Haberleşme
Bantları, DVB-T,
Sayısal Hücresel
Haberleşme
Bantları
1,54-1,84 GHz
300 MHz
GPS, SAR ve GPR,
DECT, Havacılık
Navigasyonu
2,2-2,89 GHz 690 MHz RFID, ISM, Wi-Fi,
LTE
90
Tez çalışmasının nihayetine gelinceye kadar birçok devre üretilmiştir. Her bir devre
kendi özelliğine göre literatüre ayrı ayrı katkılar sağlamıştır. Aşağıda yapılan
çalışmalarda elde edilen bilimsel ilerlemeler ve özgünlükler ayrı ayrı başlıklar altında
değerlendirilmiştir.
7.2. Dickson doğrultucu devresi ve tek bantlı EH uygulamaları
Bölüm 3’te önerilen Dickson doğrultucu devrenin; giriş gücü, çıkış gerilimi, güç
dönüştürme verimi ve yük direnci hesaplamaları yapılmıştır. Tüm bu analizler
birlikte değerlendirildiğinde, literatürdeki örneklerden daha başarılıdır. Çizelge
7.2’de önerilen devrenin önceki uygulamalar ile karşılaştırılması verilmiştir.
Gösterilen örneklerle kıyaslandığında, tek katman ve üç katman tasarımlar ve
saplama uyumlandırmalı devre, öncekilere göre hem daha yüksek güç dönüştürme
verimi elde etmiştir, hem de rakipleriyle benzer gerilim seviyelerine, daha düşük yük
dirençleri ile erişebilmiştir. Ayrıca kullanılan empedans uyumlandırma tekniklerinin
de tek frekansta GDV’nin artmasına yardımcı olduğu söylenebilir.
Çizelge 7.2. Dickson doğrultucu devrelerin önceki çalışmalarla karşılaştırılması
Kaynak Frekans
(GHz)
𝑷𝑮𝒊𝒓𝒊ş
(max) 𝑽Ç𝚤𝑘𝚤ş
GDV
Maks. 𝑹𝑳 (Ω)
Katman
Sayısı Yöntem
(Bae vd.,
2017) 5,2
22,4
dBm 5,1V 64 1,15k 1 Ktm Dickson
(Chaour
vd., 2017) 0,868 -6 dBm 6 V 79 50k 1 Ktm Dickson
(Chaour
vd., 2017) 0,868 0 dBm 12 V 83 50k 3 Ktm Dickson
(Mousa
Ali vd.,
2017)
0,9 11 dBm 6,68V 35,4 10k 7 Ktm Gerilim
Çarpıcı
Dickson
Tek Ktm 1,0 7 dBm 1,8V 50 5,59k 1 Ktm Dickson
Dickson
Üç Ktm 1,0 7 dBm 5,16V 75 14,61k 3 Ktm Dickson
Dickson
Üç Ktm L
Uym.
0,54 7 dBm 10 V
(Sim) 81 (Sim) 21 k 3 Ktm Dickson
Dickson
Üç Ktm
Saplama
0,54 7 dBm 3,4 73 19 k 3 Ktm Dickson
Pratikteki enerji hasatlama uygulamalarında, hasatlanan anlık gücün kullanılacağı
yük dirençleri, bir devre ya da sensörü temsil etmektedir (Costanzo ve Masotti,
91
2016). Literatürdeki tek bant EH devreleri arasında daha yüksek verim ve gerilim
seviyelerinin (sensör yapılarını modelleyebilecek) daha düşük yük direnç değerleri
ile elde edilmesinin daha gerçekçi olduğu anlaşılacaktır.
7.3. Temel Greinacher Devresi ve Çift Bantlı EH Uygulamaları
Temel Greinacher doğrultma devresi ve çift frekans uygulamaları bir geçiş bölümü
olarak tasarlanmıştır. Daha geniş frekanslara ulaşılabileceğinin bir uygulaması
olmuştur. Radyal saplamaların boyu, açısı ve iletim hattı üzerindeki konumu
değiştirilerek, devrenin rezonansa geldiği dalga boyunun artırılıp azaltılabileceği
gösterilmiştir. Böylelikle istenilen iki frekans bandında da EH uygulaması
yapılabilecektir. Bu yönüyle, çift bant EH uygulamasının bu çalışmada önemli bir
yeri bulunmaktadır.
7.4. Chebyshev Uyumlandırmış Üç katmanlı Wilkinson Güç Bölücü
Wilkinson güç bölücüler, genellikle tek bir merkez frekans değeri için tasarlanan dar
bantlı yapılardır. Çok katmanlı WGB tasarımında özgünlük Chebyshev
polinomlarının katmanlı güç bölücülere uygulanmasıdır. Böylelikle daha fazla
uygulamada kullanılabilecek bir tasarım meydana gelmiştir. Literatürde az
denilemeyecek sayıda ‘çok katmanlı UGB-WGB’ uygulaması bulunmaktadır. Fakat
Chebyshev metodu ile ilk defa tasarlanmaktadır.
Önerilen bu çalışma, literatürdeki çok katmanlı Wilkinson güç bölücü devreler
arasında yansıma, iletim ve izolasyon parametreleri bakımından en büyük ‘yüzde
bant genişliğine’ sahip olan çalışmadır. Çizelge 7.3’de, yakın zamanda yapılan geniş
bantlı WGB tasarımları ve kullandıkları uyumlandırma metotları gösterilmiştir.
Chebyshev uyumlandırılmış WGB devresi % 136 bant genişliği ile mevcut
çalışmaların önüne geçebilmiştir.
Tasarlanan WGB’nin, içine aldığı mikrodalga iletişim bantlarının fazla olması
bakımından oldukça çok uygulamada kullanılabilirliğinden söz edilebilir. Ayrıca bu
çalışma ve son zamanlarda yapılan buna benzer çalışmalar, yeni çok katmanlı WGB
tasarımları için matematiksel örüntülerin araştırılmaya değer olduğunu göstermiştir.
92
Çizelge 7.3. Önerilen WGB Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla Karşılaştırılması
Tasarım Uyumlandırma Yöntemi
Merkez
Frekans
(GHz)
Yansıma
Seviyesi
(dB)
Bant
Genişliği
(%)
(K.-K. M.
Cheng ve Law,
2008)
Tek Saplama (Stub) 1 ve 2 -20 4
(Moulay ve
Djerafi, 2018) İzolasyon ile Uyumlandırma 10
-20
(𝑆32) 18
(Hawatmeh
vd., 2017)
Düzgün Olmayan Dağılımlı
iletim hattı (non-uniform) 1,25 -10 56
(J. Kim ve
Lee, 2017) Z Polinomları 0,7 ve 2 -20
60
66
(Gharehaghaji
ve Shamsi,
2017)
Gysel Güç Bölücü Devresi 1,5 -18 92
(Honari vd.,
2016) Çok Katmanlı Uyumlandırma 1,0 -15 110
Bu Çalışma Chebyshev Çok katmanlı
Uyumlandırma 2,2 -10 136
7.5. Ultra-Geniş bant WGT-Greinacher Devresi
Tasarlanan WGB devresi, üç kapılı mikrodalga devrelerinin tersinirlik özelliğinden
faydalanılarak güç birleştirme devresi olarak kullanılmıştır. Tasarımda önerilen bir
diğer özgünlük de WGT devresinin Greinacher devresi ile EH işlemi için
kullanılmasıdır. 𝑅𝐹𝑖𝑛1 ve 𝑅𝐹𝑖𝑛2 olmak üzere iki farklı koldan verilen giriş gücü,
WGT çıkış kapısı yardımıyla doğrultucu devreye aktarılmıştır.
İki farklı RF giriş kapısına, farklı frekanslarda giriş gücü uygulandığında gücün
büyük bir kısmı Greinacher devresine aktarılmaktadır. Böylelikle her bir frekansta
verilen giriş gücü doğrultmaya doğrudan etki etmiş ve izolasyonun etkisiyle diğer
kapıdan çıkması engellenmiştir. Yük direnci 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω olan WGT-
Greinacher devresi ile EH uygulamasında toplam verim 𝑃𝐶𝐸 ≅ 70,5 seviyesine
çıkmıştır. Ayrıca çıkış gerilimi de 𝑉𝑂 = 1,65 V olarak elde edilmiştir. Çizelge
7.4’de, önerilen Chebyshev uyumlandırılmış WGT-Greinacher EH devresinin
literatüre katkısı belirtilmiştir. Yakın zamanda yapılan çalışmalarla
93
karşılaştırıldığında, daha geniş frekans aralıklarında ve daha yüksek dönüştürme
verimine sahip olduğu görülmektedir.
Çizelge 7.4. Önerilen WGT-Greinacher Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla
Karşılaştırılması
Tasarım Uyumlandırma
Tekniği
Frekans
(GHz)
Giriş
Gücü
𝑷𝒈𝒊𝒓𝒊ş
(dBm)
Çıkış
Gerilimi
𝑽𝑶 (V)
GDV
Maks.
(%)
(Lin vd.,
2017)
Çiftleşmiş (Coupled)
Uyumlandırma 0,57-0,9 12,8 3.5 71
(Palazzi
vd., 2018)
L ve Saplama
Uyumlandırma
0,79-0,96
1,71-2,69
6𝜇𝑊 𝑐𝑚2⁄
Güç
Yoğunluğu
1.0 57
(Mansour
ve Kanaya,
2018)
Kaskad L
Uyumlandırma 0,87-2,5 0 1 30
(P. Kim
vd., 2013)
Çift Bantlı π
Uyumlandırma 0,88 ve 2,4 10 6,25 61 ve 57
Bu
Çalışma
Chebyshev Çok
Katmanlı
Uyumlandırma
0,4-0,81
1,54-1,84
2,2-2,89
8-9 1,65 70,5
WGT-Greinacher tasarımında, Chebyshev uygulanmış UGB-WGB devresinin
uyumlandırma başarısı, güç dönüştürme verimini arttırmıştır. Farklı girişlerden
alınan farklı frekanstaki RF sinyalleri doğrultarak daha fazla DC güç ve çıkış
gerilimi elde edilebilmiştir.
7.6. Tüm tasarımlar için elde edilen kazanımlar ve değerlendirmeler
Tez çalışmasının her bir bölümü, yukarıdaki değerlendirmeler doğrultusunda özgün
bir bilimsel yayın olarak yayımlanmıştır. Literatüre yapılan tüm bu katkılardan başka
bu tez çalışmasında tespit edilen değerlendirmelere de aşağıda yer verilmiştir.
Bir EH devresinde, empedans uyumlandırma tekniğinin başarısı nispetinde,
doğrultucu devreye aktarılacak güç artacaktır. Dolayısıyla çıkıştan elde edilen
DC gerilim ve GDV de yüksek olacaktır.
94
Bir enerji hasatlama devresinde, empedans uyumlandırma tekniği ile çalışma
frekansı değiştirildiğinde yük direnci değişmektedir. Her devrenin yapısına
özgü olarak yük direnci değeri artabilir ya da azalabilir.
Çift bantlı enerji hasatlama devreleri aynı zamanda iki adet tek bantlı
uyumlandırma devreleri özelliği taşımaktadır. Dolayısıyla, frekansı
ayarlamak için her bir bandın empedans uyumlandırması ayrı ayrı
yapılmalıdır.
EH devrelerinin anlık toplayarak dönüştürebileceği güç değerleri az olabilir.
Fakat UGB çalışan bir EH devresi, pek çok iletişim bandından gelen
sinyalleri doğrultabilecektir. Dolayısıyla, devrenin kapsadığı bant sayısı kadar
enerji hasatlayabilme şansı artacaktır. Çıkış gerilimi artacaktır.
İki farklı giriş olarak tasarlanan EH devresinde her bir koldan alınan sinyal,
diğer giriş kolundan gelen sinyali etkilememesi için giriş kolları arasındaki
izolasyon katsayısının yüksek olması gerekmektedir.
Benzetim programı olarak kullanılan ADS 209 EM benzetim programının üç
farklı analiz özelliği olan S parametreleri (Scattering Parameters) analizi,
Harmonik (Harmonic Balance) analiz ve Zaman domeni (Transient Solver)
analizi sonuçları birbiri ile tam uyum içerisinde ve ölçüm sonuçları ile
yaklaşık olarak örtüşmektedir.
Her ne kadar doktora çalışması burada nihayete erse de, bu tezden çıkan bilimsel
yayın çalışmaları burada sonlanmayacaktır. “Geniş bantlı enerji hasatlama
devrelerinin tasarımı ve gerçeklenmesi” başlıklı doktora tezi daha detaylı ve
kapsamı çalışmalar için bir kilometre taşı ve bir sıçrama tahtası özelliği taşımaktadır.
İçinden derlenerek yayımlanan çalışmalar ve tez kapsamına yakın yeni çalışmalar ile
bilimsel çalışmalara öncü olacaktır.
Son olarak tezin ilk sorusu ve cevabı ile bitirmek yerinde olacaktır. “Radyo frekansı
sinyallerinden enerji hasatlamaya değer mi?” sorusuna “Bu seviyelerde güç
tüketebilecek cihazlar varsa neden olmasın…” şeklinde bir cevap verilebilir.
95
KAYNAKLAR
Adam, I., Fareq Abd Malek, M., Najib Mohd Yasin, M., Rahim, H. A. (2016).
Double band microwave rectifier for energy harvesting. Microwave and
Optical Technology Letters, 58(4), 922-927.
Aksen, A., Çimen, E. G., Yarman, B. S. B. (1998). A numerical real frequency
broadband matching technique based on parametric representation of
scattering parameters.
Ali, E., Yahaya, N., Perumal, N., Zakariya, M. (2014). Design of RF to DC rectifier
at GSM band for energy harvesting applications. A Journal of Engineering,
Science and Society, 10(2), 15-22.
Amjad, O., Munir, S. W., İmeci, Ş. T., Ercan, A. Ö. (2018). Design and
Implementation of Dual Band Microstrip Patch Antenna for WLAN Energy
Harvesting System. Applied Computational Electromagnetics Society
Journal, 33(7).
Antoniades, M. A., Eleftheriades, G. V. (2005). A broadband series power divider
using zero-degree metamaterial phase-shifting lines. IEEE Microwave and
Wireless Components Letters, 15(11), 808-810.
Bae, J., Koo, H., Lee, H., Lim, W., Lee, W., Kang, H., Hwang, K. C., Lee, K. Y.,
Yang, Y. (2017). High‐efficiency rectifier (5.2 GHz) using a C lass‐FD
ickson charge pump. Microwave and Optical Technology Letters, 59(12),
3018-3023.
Balanis, C. A. (2005). Antenna theory, analysis and design, John Wiley and Sons.
Balanis, C. A. (2012). Advanced engineering electromagnetics, Wiley Online
Library.
Belen, M. A. (2018). Rf Enerji Hasatlama Sistemleri İçin Çift Bandlı Greinacher
Doğrultucu Devre Tasarımı. Journal of Engineering Science and Design,
6(2), 348-353.
Boylestad, R. L., Nashelsky, L., Li, L. (2002). Electronic devices and circuit theory
(Vol. 11), Prentice Hall Englewood Cliffs, NJ.
Caron, W. N. (1993). Antenna impedance matching, American radio relay league.
Chaour, I., Fakhfakh, A., Kanoun, O. (2017). Enhanced passive RF-DC converter
circuit efficiency for low RF energy harvesting. Sensors, 17(3), 546.
Cheng, D. (1993). Fundamentals of Engineering Electromagnetics, Addison-Wesley
Longman, Limited.
Cheng, K.-K. M., Law, C. (2008). A novel approach to the design and
implementation of dual-band power divider. Ieee Transactions on Microwave
Theory and Techniques, 56(2), 487-492.
96
Collado, A., Georgiadis, A. (2013). Conformal hybrid solar and electromagnetic
(EM) energy harvesting rectenna. IEEE Transactions on Circuits and Systems
I: Regular Papers, 60(8), 2225-2234.
Costanzo, A., Masotti, D. (2016). Smart solutions in smart spaces: Getting the most
from far-field wireless power transfer. IEEE Microwave Magazine, 17(5), 30-
45.
Dai, Z., He, S., You, F., Peng, J., Chen, P., Dong, L. (2015). A new distributed
parameter broadband matching method for power amplifier via real frequency
technique. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 63(2),
449-458.
Devi, K. K. A., Din, N. M., Chakrabarty, C. K. (2012). Optimization of the voltage
doubler stages in an RF-DC convertor module for energy harvesting. Circuits
and Systems, 3(03), 216.
Eghlidi, M. H., Mehrany, K., Rashidian, B. (2006). Analytical approach for analysis
of nonuniform lossy/lossless transmission lines and tapered microstrips. IEEE
Transactions on Microwave Theory and Techniques, 54(12), 4122-4129.
Gharehaghaji, H. S., Shamsi, H. (2017). Design of unequal dual band Gysel power
divider with isolation bandwidth improvement. IEEE Microw. Wireless
Compon. Lett, 27, 138-140.
Gozel, M. A., Kahriman, M., Kasar, O. (2019). Design of an efficiency-enhanced
Greinacher rectifier operating in the GSM 1800 band by using rat-race
coupler for RF energy harvesting applications. International Journal of RF
and Microwave Computer-Aided Engineering, 29(1), 1-8. doi:
doi:10.1002/mmce.21621
Guha, D., Antar, Y. M. (2011). Microstrip and printed antennas: new trends,
techniques and applications, John Wiley and Sons.
Hawatmeh, D., Dib, N., Alshamaileh, K. (2017). Microstrip Non-uniform
Transmission Lines Triple Band 3-way Unequal Split Wilkinson Power
Divider. Revue Roumaine Des Sciences Techniques-Serie Electrotechnique Et
Energetique, 62(3), 288-293.
Honari, M. M., Mirzavand, L., Mirzavand, R., Abdipour, A., Mousavi, P. (2016).
Theoretical design of broadband multisection Wilkinson power dividers with
arbitrary power split ratio. IEEE Transactions on Components, Packaging
and Manufacturing Technology, 6(4), 605-612.
Kasar, O., Gozel, M. A., Kahriman, M. (2018). Broadband Wilkinson power divider
based on chebyshev impedance transform method. International Advanced
Researches and Engineering Journal, 2(3), 299-303.
Kasar, O., Kahriman, M., Gozel, M. A. (2019). Application of ultra wideband RF
energy harvesting by using multisection Wilkinson power combiner.
International Journal of RF and Microwave Computer‐Aided Engineering,
29(1), 1-8.
97
Khare, R., Nema, R. (2012). Reflection Coefficient Analysis of
ChebyshevImpedance Matching Using Different Algorithms Internetional
Journal of Innovative Research in Science, Engineering and Technology,
1(2), 5.
Kim, J., Lee, Y. (2017). A Z-Transform Method for Synthesis of Unequal-Length
Multisection Transmission Lines for Multiband Applications. IEEE
Transactions on Microwave Theory and Techniques, 65(9), 3200-3210.
Kim, P., Chaudhary, G., Jeong, Y. (2013). A dual-band RF energy harvesting using
frequency limited dual-band impedance matching. Progress In
Electromagnetics Research, 141, 443-461.
Kim, S., Vyas, R., Bito, J., Niotaki, K., Collado, A., Georgiadis, A., Tentzeris, M. M.
(2014). Ambient RF energy-harvesting technologies for self-sustainable
standalone wireless sensor platforms. Proceedings of the IEEE, 102(11),
1649-1666.
Kraus, J., Marhefka, R. (2002). Antennas for All Application, Chapter 23, McGraw-
Hill.
Lee, D., Do, H., Jang, Y., Kim, H., Han, S. M., Lim, J., Choi, K., Ahn, D. (2016). A
new design method of the unequal Wilkinson power divider using an
arbitrarily resistor value. Microwave and Optical Technology Letters, 58(10),
2450-2452.
Lee, T. H. (2004). Planar microwave engineering: a practical guide to theory,
measurement, and circuits, Cambridge University Press.
Lin, Y. L., Zhang, X. Y., Du, Z.-X., Lin, Q. W. (2017). High-efficiency microwave
rectifier with extended operating bandwidth. IEEE Transactions on Circuits
and Systems II: Express Briefs.
Liu, H., Li, X., Vaddi, R., Ma, K., Datta, S., Narayanan, V. (2014). Tunnel FET RF
rectifier design for energy harvesting applications. IEEE Journal on
Emerging and Selected Topics in Circuits and Systems, 4(4), 400-411.
Liu, Z., Zhong, Z., Guo, Y.-X. (2015). Enhanced dual-band ambient RF energy
harvesting with ultra-wide power range. IEEE microwave and wireless
components letters, 25(9), 630-632.
Lu, X., Wang, P., Niyato, D., Kim, D. I., Han, Z. (2015). Wireless Networks With
RF Energy Harvesting: A Contemporary Survey. IEEE Communication
Surveys and Tutorials, 17(2), 757-789.
Mansour, M. M., Kanaya, H. (2018). Compact and Broadband RF Rectifier With 1.5
Octave Bandwidth Based on a Simple Pair of L-Section Matching Network.
IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 28(4), 335-337.
Manteghi, M. (2009). Analytical calculation of impedance matching for probe-fed
microstrip patch antennas. Antennas and Propagation, IEEE Transactions on,
57(12), 3972-3975.
98
Marins, C., Beraldo, L. (2007). New design technique of N (λ/4) sections impedance
transformer using geometric interpolation. Paper presented at the 2007
SBMO/IEEE MTT-S International Microwave and Optoelectronics
Conference.
Moulay, A., Djerafi, T. (2018). Wilkinson Power Divider With Fixed Width
Substrate-Integrated Waveguide Line and a Distributed Isolation Resistance.
IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 28(2), 114-116.
Mousa Ali, E., Yahaya, N. Z., Nallagownden, P., Zakariya, M. A. (2017). A novel
rectifying circuit for microwave power harvesting system. International
Journal of RF and Microwave Computer‐Aided Engineering, 27(4), e21083.
Oliner, A. A., Jackson, D. R., Volakis, J. (2007). Antenna Engineering Handbook,
McGraw Hill.
Palazzi, V., Hester, J., Bito, J., Alimenti, F., Kalialakis, C., Collado, A., Mezzanotte,
P., Georgiadis, A., Roselli, L., Tentzeris, M. M. (2018). A novel ultra-
lightweight multiband rectenna on paper for RF energy harvesting in the next
generation LTE bands. IEEE Transactions on Microwave Theory and
Techniques, 66(1), 366-379.
Park, J., Kim, Y., Yoon, Y. J., So, J., Shin, J. (2014). Rectifier design using
distributed Greinacher voltage multiplier for high frequency wireless power
transmission. Journal of electromagnetic engineering and science, 14(1), 25-
30.
Partal, H. P., Belen, M. A., Zorlu-Partal, S., Ince, A. T. (2015). A Schottky rectifier
design using EM simulation tools for RF energy harvesting applications.
Paper presented at the Applied Computational Electromagnetics (ACES),
2015 31st International Review of Progress in.
Penella-López, M. T., Gasulla-Forner, M. (2011). Powering autonomous sensors: an
integral approach with focus on solar and RF energy harvesting, Springer
Science & Business Media.
Pozar, D. M. (2006). Microwave Engineering (3rd ed.). New York, USA, Wiley.
Shieh, S., Kamarei, M. (2018). Transient input impedance modeling of rectifiers for
RF energy harvesting applications. IEEE Transactions on Circuits and
Systems II: Express Briefs, 65(3), 311-315.
Song, C., Huang, Y., Carter, P., Zhou, J., Yuan, S., Xu, Q., Kod, M. (2016). A novel
six-band dual CP rectenna using improved impedance matching technique for
ambient RF energy harvesting. IEEE Transactions on Antennas and
Propagation, 64(7), 3160-3171.
Song, C., Huang, Y., Zhou, J., Carter, P., Yuan, S., Xu, Q., Fei, Z. (2017). Matching
network elimination in broadband rectennas for high-efficiency wireless
power transfer and energy harvesting. IEEE Transactions on Industrial
Electronics, 64(5), 3950-3961.
99
Stutzman, W. L., Thiele, G. A. (2012). Antenna theory and design, John Wiley and
Sons.
Uchendu, I. E., Kelly, J. R. (2017). Ultrawide isolation bandwidth compensated
power divider for UWB applications. Microwave and Optical Technology
Letters, 59(12), 3177-3180.
Yarman, B. S. (2008). Design of ultra wideband antenna matching networks via
simplified real frequency technique, Springer Science and Business Media.
Yarman, B. S. (2010). Design of ultra wideband power transfer networks, John
Wiley and Sons.
100
EKLER
Ek-1 Watt-dBm dönüştürme hesabı
Düşük güçleri logaritmik olarak ifade etmek için dBm (desibel mili) birimine
dönüştürülür. Bunun ifadesi ve matematiği reel ifadelerden daha sadedir.
Matematiksel işlemlerde çarpma işlemi logaritmada toplama anlamına geldiğinden
hesaplaması da kolaylık sağlamaktadır. Denklem (Ek-1.1) logaritmik güç ifadesinin
reel güçten (Watt) nasıl hesaplanacağını göstermektedir (Pozar, 2006).
𝑃(𝑑𝐵𝑚) = 10 ∙ log10(1000 ∙ 𝑃(𝑊) 1𝑊⁄ ) (Ek-1.1)
Güç birimi Watt’tır. Burada logaritma dönüşümü yapıldığında logaritmik olarak
“dBm” şeklinde ifade edilir. dBm güç ifadesinden reel (Watt) güç ifadesine dönüşüm
işlemi (Ek-1.2)’de verilmiştir (Pozar, 2006).
𝑃(𝑊) = 1𝑊 ∙ 10(𝑃(𝑑𝐵𝑚) 10⁄ )/1000 (Ek-1.2)
-30 dBm’den +20 dBm’e kadar güç dönüşüm listesi Çizelge Ek-1’de verilmiştir.
Çizelge Ek-1.1. Güç dönüşüm listesi
dBm Watt dBm Watt
-30 dBm 0,000001 W 2 dBm 0,0015849 W
-20 dBm 0,00001 W 3 dBm 0,0019953 W
-15 dBm 0,0000316 W 4 dBm 0,0025119 W
-10 dBm 0,0001 W 5 dBm 0,0031628 W
-9 dBm 0,0001258 W 6 dBm 0,0039811 W
-8 dBm 0,0001584 W 7 dBm 0,0050119 W
-7 dBm 0,0001995 W 8 dBm 0,0063096 W
-6 dBm 0,0002511 W 9 dBm 0,0079433 W
-5 dBm 0,0003162 W 10 dBm 0,01 W
-4 dBm 0,0003981 W 11 dBm 0,01258 W
-3 dBm 0,0005011 W 12 dBm 0,01584 W
-2 dBm 0,0006309 W 13 dBm 0,01995 W
-1 dBm 0,0007943 W 14 dBm 0,02511 W
0 dBm 0,001 W 15 dBm 0,03162 W
1 dBm 0,0012589 W 20 dBm 0,1 W
101
Ek-2 Çıkış Gücü ve GDV Hesaplama İşlemlerine Ait MATLAB Kod Parçacığı
%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
%%__ GDV ve Çıkış Gerilimi Verilerini Çizdirme Dosyası__
%
% Bu programda Çıkış Gerilimi ve GDV değerleri simülasyon
% ve ölçüm dosyaları alınır. Alınan.txt uzantılı data
% dosyalarından GDV-P_giriş ve VO-P_giriş grafikleri
% çizdirilir. Simülasyon dosyaları GDV ve VO (çıkış
% gerilimi) iki sütundur.
% Birinci sütunları P_giriş ve ikinci sütunları datadır
%(GDV ve VO).
% Ölçüm dosyası da iki sütundur. Birinci sütun P_giriş,
% ikinci sütun çıkış gerilimi (VO)dur. Bilinen bir yük
% direnci için çıkış gücü hesaplanır. Bundan da GDV
% hesaplanır.
% Aynı işlem P_giriş yerine yük direnci (RES) yapılarak
% GDV-RES ve VO-RES çizdirilir.
%
%______Arş. Gör. Ömer KASAR ____ ARTVİN ____ 10.5.2019
%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
clc
clear all
close all
%%%_______Giriş gücünden GDV ve VO hesaplama_____
VO_pin=load('Vout_pin.txt'); % Simülasyon VO yükleme
PCE_pin=load('PCE_pin.txt') ; %Simülasyon PCE yükleme
VO_olcum=load('meas_pin_2K.txt'); %ölçüm VO yükleme
Pgiris=VO_olcum(:,1); % birinci sütun giriş gücü (dBm)
voltage=VO_olcum(:,2);%ikinci sütun çıkış gerilimi (Volt)
P_out=((voltage).^2/2.000)*100;
% çıkış gücü (yük direnci 2000 Ohm)
Reel_Pin=db2mag(Pgiris);
% giriş gücünü dBm'den reele dönüştürme
PCE_reel=(P_out./Reel_Pin); % Toplam Verim (GDV)
%%%_____GDV-P_giriş grafiği Çizdirme____%%%
figure
plot(PCE_pin(:,1),PCE_pin(:,2),'-.b','linewidth',3);
hold on
plot(Pgiris,PCE_reel, ':k','linewidth',4);
grid on
102
ylabel ('PCE (%)','fontweight','bold','fontsize',14);
xlabel('Giriş Gücü
(dBm)','fontweight','bold','fontsize',14);
legend('Simülasyon','Ölçüm');
grid on;
set(gca,'fontsize',12,'fontweight','bold');
axis([ -30 20 0 80]);
%% ____Açıklama_____
%% Burada Reel GDV'yi dBm giriş gücüne göre çizdirilir.
%%%___Çıkış Gerilimi (VO)-P_giriş grafiği Çizdirme___%%%
figure
plot(VO_pin(:,1),(VO_pin(:,2)),'-.b','linewidth',3);
hold on
plot(Pgiris,voltage, ':k','linewidth',4);
legend('Simülasyon','Ölçüm');
xlabel('Giriş Gücü
(dBm)','fontweight','bold','fontsize',14);
ylabel ('Çıkış Gerilimi
(V)','fontweight','bold','fontsize',14);
grid on;
set(gca,'fontsize',12,'fontweight','bold');
axis([ -30 20 0 4]);
%%%%__________RES HESABI________%%%%%%
VO_Sim=load('VO_Res.txt');
%% simülasyon sonucu çıkış gerilimi
PCE_Sim=load('PCE_Res.txt'); %% simülasyon sonucu (GDV)
RES_Sim=PCE_Sim(:,1);
% Yük değeri(VO'nun birinci satırı ile aynı)
RES_meas=load('VO_RES_meas.txt');
RES_degeri=RES_meas(:,1); % RES değeri değişken
VO_RES_degeri=RES_meas(:,2)/1000;
%%çıkış gerilimini mV değerinden Volt değerine dönüştürme
pin=0.0025; %% giriş gücü 4 dBm için reel sonuç
PCE_meas_=(((VO_RES_degeri).^2)./RES_degeri)/pin*100;
%yüzde GDV hesabı (Pçıkış/Pgiriş)
103
%%%_____GDV-RES grafiği Çizdirme____%%%
figure
semilogx(RES_Sim,PCE_Sim(:,2),'-.b','linewidth',3);
%% Simülasyon sonuçlarından GDV-RES çizdirme
hold on
semilogx(RES_degeri,PCE_meas_,':k','linewidth',3);
%% Ölçüm sonuçlarından GDV-RES Çizdirme
legend('Simülasyon','Ölçüm');
ylabel ('PCE (%)','fontweight','bold','fontsize',14);
xlabel('Yük Direnci
(\Omega)','fontweight','bold','fontsize',14);
grid on
set(gca,'fontsize',12,'fontweight','bold');
axis([ 50 100000 0 85]);
%%%_____Çıkış Gerilimi (VO)-RES grafiği Çizdirme____%%%
figure
semilogx(RES_Sim,VO_Sim,'-.b','linewidth',3);
%% Simülasyon sonuçlarından VO-RES çizdirme
hold on
semilogx(RES_degeri,VO_RES_degeri,':k','linewidth',3);
%% Ölçüm sonuçlarından VO-RES çizdirme
legend('Simülasyon','Ölçüm');
ylabel ('Çıkış Gerilimi
(V)','fontweight','bold','fontsize',14);
xlabel('Yük Direnci
(\Omega)','fontweight','bold','fontsize',14);
grid on
set(gca,'fontsize',12,'fontweight','bold');
axis([ 50 100000 0 9.5]);
%%%___Açıklama____
% burada semilogx yerine plot yazılırsa logaritmik yerine
% lineer çizdirir.
104
Ek-3 Karakteristik Empedansa Göre Hattın Genişliğinin Belirlenmesi
Bir hattın karakteristik empedansı, belirli bir hat genişliğine (𝑊𝑓) sahiptir. Bu
genişlik kullanılan dielektrik malzemenin kalınlığına (h) ve çalışılan frekanstaki
etkin dielektrik geçirgenliğine bağlıdır. Denklem (EK-3.1)’de karakteristik
empedansın iletim hattı boyutlarına bağlı olarak hesaplanmasında kullanılan bağıntı
verilmiştir (Balanis, 2005).
𝑍0 =
60
√ 𝑟𝑒𝑓𝑓ln [
8ℎ
𝑊𝑓+𝑊𝑓
4ℎ],
𝑊𝑓
ℎ≤ 1
120𝜋
√ 𝑟𝑒𝑓𝑓[𝑊𝑓
ℎ+1.393+0.667 ln(
𝑊𝑓
ℎ+1.444)]
, 𝑊𝑓
ℎ> 1
(Ek-3.1)
İletim hattının karakteristik empedansı 𝑊𝑓 ℎ⁄ oranına bağlı olarak farklılık
göstermektedir. Şekil Ek-3.1’de bir FR4 taban malzemesinin üzerinde iletim hattının
yerleşimi gösterilmiştir. Şekil Ek-3.2‘de ise dielektrik malzeme kalınlığı ℎ = 1,50
mm ve dielektrik geçirgenliği 휀𝑟 = 4,3 olan bir FR4 dielektrik malzeme için 𝑊𝑓 hat
genişliğinin empedansa göre grafiği çizdirilmiştir.
Şekil Ek-3.1. İletim hattının genişliği ve yüksekliği
105
Şekil Ek-3.2. İletim hattı genişliğine göre karakteristik empedansı
Denklem (Ek-3.1)’den elde edilen yukarıdaki grafiğe dikkat edilirse, FR4 taban
malzeme için 𝑍0 = 50 Ω karakteristik empedans empedansa sahip bir iletim hattının
kalınlığının yaklaşık 𝑊𝑓 = 2,9 mm olması gerektiği görülecektir. Doğrultma
devrelerinin karakteristik empedans hesabı ve Chebyshev empedans tekniğinde
uyumlandırmanın katmanlarına ait hesaplamalar bu denklem ile yapılmıştır.
106
Ek-4 Kılavuzlanmış Dalga Boyu Hesaplaması
Mikro şerit iletim hatlarında oluşan elektrik alan çizgileri kısmi olarak hava ve
dielektrik malzemeden geçer ve bu ortama etkin ortam denir. Bu ortamın dielektrik
sabitine de etkin dielektrik sabiti denir. Literatürde farklı etkin dielektrik sabiti
hesaplama teknikleri bulunmaktadır (Khare ve Nema, 2012). Yaygın olarak
kullanılanlardan 휀𝑟𝑒𝑓𝑓 tanımlamalarından birisi (Ek-4.1)’te belirtilmiştir (Balanis,
2005).
휀𝑟𝑒𝑓𝑓 = 𝑟+1
2+ 𝑟−1
2 [1 + 12
ℎ
𝑊]−1/2
(Ek-4.1)
Teorik olarak, serbest uzayda EM dalganın dalga boyu denklemi (Ek-4.2)’de
verilmiştir.
𝜆0 =𝑐
𝑓 (Ek-4.2)
Burada, 𝜆0 elektromanyetik dalganın serbest uzaydaki dalga boyu, 𝑓 frekansı ve 𝑐 ise
ışık hızıdır. Eğer bu dalga bir malzeme içerisinden geçiyorsa malzemenin dielektrik
özelliklerine bağlı olarak hareket etmektedir. Dolayısıyla EM dalganın hareketi ve
dalga boyu değişecektir. Bu oluşan yeni dalgaya kılavuzlanmış dalga, dalga boyuna
da kılavuzlanmış dalga boyu (lambda guided ‘𝜆𝑔’) denir. Kılavuzlanmış dalga boyu
(Ek-4.3)’te verilmiştir (Balanis, 2005; Guha ve Antar, 2011).
𝜆𝑔 =𝑐
𝑓√ 𝑟𝑒𝑓𝑓 (Ek-4.3)
Iletim hattının Şekil Ek-3.1’deki gibi kalın mikro şerit alttaş malzemeden meydana
geldiğine dikkat edilmelidir. Dalga boyu hesaplanırken iletim hattının arka tarafının
toprak yüzey (ground) kabul edilir.
107
ÖZGEÇMİŞ
Adı Soyadı : Ömer KASAR Doğum Yeri ve Yılı : Ağrı, 1988 Medeni Hali : Evli Yabancı Dili : İngilizce E-posta : [email protected] [email protected] Eğitim Durumu Lise : Erzincan Nevzat AYAZ Fen Lisesi, 2006 Lisans : Süleyman Demirel Üniversitesi, Mühendislik Ve Mimarlık
Fakültesi, Elektronik Ve Haberleşme Mühendisliği, 2011 Yüksek Lisans : Süleyman Demirel Üniversitesi, Fen Bilimleri Enstitüsü,
Elektronik Ve Haberleşme Mühendisliği Anabilim Dalı, 2015 Mesleki Deneyim Artvin Çoruh Üni. Araştırma Görevlisi 2012-2013 SDÜ FBE Araştırma Görevlisi (ÖYP-35. MADDE) 2013-2018 Artvin Çoruh Üni. Araştırma Görevlisi 2018-….. (halen) Yayınları Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2019). Application of ultra-
wideband RF energy harvesting by using multisection Wilkinson power combiner.
INTERNATIONAL JOURNAL OF RF AND MICROWAVE COMPUTER-AIDED
ENGINEERING, 29(1), 1-8., Doi:10.1002/mmce.21600 (Yayın No: 4479370)
Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud, Kasar Ömer (2019). Design of an
efficiency-enhanced Greinacher rectifier operating in the GSM 1800 band by using
ratrace coupler for RF energy harvesting applications. International Journal of RF
and Microwave Computer-Aided Engineering, 29(1), 1-8., Doi:
10.1002/mmce.21621 (Yayın No: 4645657)
Kasar Ömer, Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud (2018). Broadband
Wilkinson power divider based on Chebyshev impedance transforms method.
International Advanced Researches and Engineering Journal, 2(3), 299-303. (Yayın
No: 4523183)
108
Kasar Ömer, Geçin Mustafa, Gözel Mahmut Ahmet (2018). Açısal Olarak
Değiştirilebilir Dikdörtgen Yamalı Frekans Seçici Yüzeylerle, Ayarlanabilir Bant
Geçiren Filtre Tasarımı. El-Cezeri Journal of Science and Engineering, 5(3), 756-
762., Doi: DOI: 10.31202/ecjse.419652 (Yayın No: 4479413)
Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2017). Euler Polinomları Ile
Yeni Bir Çoklu Katmanlı Reel Empedans Uyumlandırma Tekniği ve Iletim Hattı
Uygulaması. Mühendislik Bilimleri ve Tasarım Dergisi, 5(3), 547-552., Doi:
10.21923/Jesd325827 (Yayın No: 3839001)
Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2019). Investigation of the
Effect of RF-DC Power Conversion Efficiency Single/Double Layered Dickson
Rectifier Circuit Using HSMS285c Diode in 545 MHz to 5800 MHz GSM and ISM
Bands. El-Cezeri Journal of Science and Engineering, 6(1), 24-30., Doi:
10.31202/ecjse.446070 (Yayın No: 4822914)
Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2018). Investigation of RF-
DC Conversion Efficiency Based On Stage of the Number Of Rectifier Layers in RF
Energy Harvesting System. 1. International Technological Sciences and Design
Symposium, 337 (Özet Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:4480365)
Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud, Kasar Ömer (2018). Microstrip Dipole
Antenna Design for Tissue Application in The UHF Band. 1. International
Technological Sciences and Design Symposium, 360 (Özet Bildiri/Poster)(Yayın
No:4480370)
Kasar Ömer, Geçin Mustafa, Gözel Mahmut Ahmet (2018). Angularly Tunable U
Shaped Frequency Selective Surfaces For Filtering RF Communication Signals. 1.
International Technological Sciences and Design Symposium, 347 (Özet
Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:4480360)
Kasar Ömer, Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud (2018). Broadband
Impedance Matching Techniques in Multi Stepped Wilkinson Power Dividers. 1.
International Technological Sciences and Design Symposium, 362 (Özet
Bildiri/Poster)(Yayın No:4480353)
Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2018). Comparison of
Diode Models in RF Energy Harvesting Using Greinacher Voltage Multiplier
Rectifier Circuit. III. Uluslarararsı Mesleki ve Teknik Bilimler Kongrei (UMTEB
III), 861-866. (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:4507928)
Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2018). Farklı Dielektrik ve
Fiziksel Özelliklere Sahip Alttas Malzemelerin Kullanıldıgı Baskı devre kartlarının
RF Dogrultma Devrelerinde Güç Dogrultma Verimine Etkisi. III. Uluslararası
Mesleki ve Teknik Bilimler Kongresi, 867-871. (Tam Metin Bildiri/Sözlü
Sunum)(Yayın No:4507940)
Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2017). Chebyshev Empedans Uyumlandırma
Metoduyla Genis Bant Wilkinson Güç Bölücü Devresi Tasarımı. International
109
Advanced Researches Engineering Congress-2017, 1081-1085. (Tam Metin
Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:3838190)
Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2017). A 5.8 Ghz Ism Bant
Microstrip Patch Antenna Design and Its Impedance Matching with Euler Method.
International Workshop on Mathematical Methods in Engineering, 87-88. (Özet
Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:3515450)
Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2017). New Multi Stepped
Real Impedance Matching Method with Euler Polynomials and Its Application on
Transmission Line. International Workshop on Mathematical Methods in
Engineering, 87-87. (Özet Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:3515436)
Kasar Ömer, Cengiz Yavuz, Çakmak Enes (2016). Using Nanofibers in Frequency
Selective Surfaces as Dielectric Substrate. 3th International Conference on Advanced
Technology Sciences (ICAT’16), 1464-1465. (Tam Metin Bildiri/Sözlü
Sunum)(Yayın No:3061871)
Kasar Ömer, Çakmak Enes, Urul Bülent, Cengiz Yavuz (2016). Nanoliflerin
Mikrodalga Frekanslarında Band Geçiren Yüzey Olarak Kullanılması. VIII.
Uluslararası Ar-Ge Proje Pazarı Zirvesi (Özet Bildiri/Poster)(Yayın No:3062117)
Urul Bülent, Çakmak Enes, Kasar Ömer, Cengiz Yavuz (2016). Nanolif Tabanlı
Metamateryal Yüzey ve Anten Tasarımı. VIII. Uluslararası Ar-Ge Proje Pazarı
Zirvesi (Özet Bildiri/Poster)(Yayın No:3062206)
Kasar Ömer, Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud (2018). Geniş Bantlı
Wilkinson Güç Birleştiricilerle DVB-T, GSM-900, GSM-1800 ve ISM Bantlarında
RF Enerji Hasatlama Uygulaması. URSI-TÜRKIYE’2018 IX. Bilimsel Kongresi,
313-315. (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No: 24479527)
Kasar Ömer, Cengiz Yavuz, Çakmak Enes (2016). Nanolif Tabanlı Frekans Seçici
Yüzey ile Bant Geçiren Filtre Tasarımı. URSI-TÜRKIYE’ 2016 VIII. Bilimsel
Kongresi (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:3061531)
Kasar Ömer, Dursun Yunus (2015). X Bant Uygulamalar için Ay Yıldız Sekilli Çift
Bant Mikroserit Yama Anten Tasarımı. Çankaya Üniversitesi 8. Mühendislik ve
Teknoloji Sempozyumu (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:1511737)