BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI --------*****--------

Trần Trọng Minh

NGHIÊN CỨU, XÂY DỰNG BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN

Chuyên ngành : Tự động hoá xí nghiệp công nghiệp Mã số : 62.52.60.20

LUẬN ÁN TIẾN SỸ KỸ THUẬT NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC PGS.TS. BÙI QUỐC KHÁNH

HÀ NỘI - 2007

LỜI CAM ĐOAN

Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi. Các số liệu,

kết quả trong luận án là hoàn toàn trung thực và chưa từng được ai công bố

trong bất kỳ công trình nào.

Tác giả luận án

Trần Trọng Minh.

- 1 -

MỤC LỤC

MỞ ĐẦU .............................................................................................. 9

Chương 1 TỔNG QUAN VỀ BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN.............. 12

1.1 Biến tần, bộ biến đổi năng lượng quan trọng trong công nghiệp …………………………………………………………………………….12

1.2 Các yêu cầu về đảm bảo thành phần sóng hài đối với các bộ biến đổi bán dẫn công suất ......................................................................14

1.3 Biến tần kiểu ma trận (Matrix Converter – MC) ...........................17 1.3.1 Cấu hình cơ bản của MC................................................................. 18 1.3.2 Bộ lọc đầu vào (input filter)............................................................ 19 1.3.3 Mạch Clamp .................................................................................... 21 1.3.4 Ma trận khoá đóng cắt hai chiều (Bidirectional Switch - BDS) ..... 21

1.4 Các dạng Matrix Converter khác ..................................................23 1.4.1 Dạng MC gián tiếp .......................................................................... 23 1.4.2 Dạng MC gián tiếp ít van (SMC).................................................... 24 1.4.3 Dạng MC gián tiếp rất ít van (USMC)............................................ 24 1.4.4 Biến tần 4Q ..................................................................................... 25 1.4.5 So sánh số lượng phần tử trong các sơ đồ biến tần......................... 26

1.5 Tình hình nghiên cứu về Matrix Converter..................................26 1.5.1 Lịch sử phát triển ............................................................................ 26 1.5.2 Các phương pháp điều chế .............................................................. 27 1.5.3 Module mạch lực............................................................................. 29 1.5.4 Vấn đề điều khiển chuyển mạch các van bán dẫn .......................... 29 1.5.5 Ảnh hưởng của điện áp trên lưới đối với MC................................. 30 1.5.6 Phát triển các ứng dụng của MC..................................................... 31

1.6 Kết luận chương 1 .........................................................................32

Chương 2 VẤN ĐỀ CHUYỂN MẠCH TRONG MA TRẬN KHOÁ HAI CHIỀU ………………………………………………………………34

2.1 Quy tắc thực hiện quá trình chuyển mạch ..................................34

2.2 Các kỹ thuật chuyển mạch trong MC...........................................35 2.2.1 Chuyển mạch bốn bước................................................................... 35 2.2.2 Chuyển mạch hai bước.................................................................... 37

- 2 -

2.2.3 Chuyển mạch một bước .................................................................. 38 2.2.4 Chuyển mạch thông minh ............................................................... 39

2.3 Chuyển mạch cộng hưởng ...........................................................41

2.4 Chuyển mạch trong quá trình quá độ ..........................................42

2.5 Kết luận chương 2 .........................................................................44

Chương 3 CÁC PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU TRONG BIẾN TẦN MA TRẬN …………………………..46

3.1 Vấn đề biến điệu bề rộng xung trong biến tần ma trận..............46

3.2 Phương pháp Venturini-Alesina (VA) ..........................................46 3.2.1 Hệ phương trình và lời giải ............................................................. 46 3.2.2 Mô phỏng thuật toán Venturini-Alesina ......................................... 51

3.3 Phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp..................54 3.3.1 Sơ đồ MC điều biến gián tiếp ......................................................... 54 3.3.2 Điều biến vectơ không gian cho phía chỉnh lưu ............................. 55 3.3.3 Điều biến vectơ không gian cho phía nghịch lưu ........................... 57 3.3.4 Kết hợp giữa chỉnh lưu và nghịch lưu ............................................ 59

3.4 Ứng dụng phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp cho sơ đồ MC cơ bản................................................................................59

3.4.1 Các tổ hợp van tương đương........................................................... 59 3.4.2 Sơ đồ điều chế vectơ không gian gián tiếp cho MC ....................... 61 3.4.3 Tuần tự đóng cắt của các van trong một chu kỳ cắt mẫu................ 63

Chương 4 PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU VECTƠ KHÔNG GIAN TRỰC TIẾP …………………………..64

4.1 Phương pháp vectơ không gian trong MC..................................64 4.1.1 Xác định vectơ không gian ............................................................. 64 4.1.2 Tổng hợp vectơ điện áp ra và vectơ dòng điện vào ........................ 70

4.2 Đồng bộ vectơ dòng điện vào với điện áp lưới đầu vào ...........71

4.3 Xác định các hệ số biến điệu........................................................72

4.4 Trường hợp hệ số công suất gần lý tưởng ................................75

4.5 Thứ tự thực hiện các vectơ ..........................................................77

- 3 -

4.6 Thực hiện quy luật biến điệu ........................................................78 4.6.1 Xác định vị trí của các vectơ không gian........................................ 78 4.6.2 Lựa chọn các tổ hợp van và thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn....... 79

4.7 Mô phỏng MC biến điệu vectơ không gian trực tiếp..................80 4.7.1 Mô hình ........................................................................................... 80 4.7.2 Kết quả mô phỏng ........................................................................... 82

4.8 Kết luận của chương 4 ..................................................................82

Chương 5 XÂY DỰNG HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN................................................................................. 86

5.1 Cấu trúc của hệ thống điều khiển biến tần kiểu ma trận ...........86

5.2 Khâu tính toán quy luật biến điệu ................................................87

5.3 Khâu điều khiển lôgic ....................................................................89 5.3.1 Lựa chọn các tổ hợp van ................................................................. 89 5.3.2 Lôgic điều khiển quá trình chuyển mạch........................................ 90 5.3.3 Mô phỏng hệ thống điều khiển chuyển mạch ................................. 93

5.4 Thiết kế mạch lôgic điều khiển chuyển mạch dùng CPLD ........95 5.4.1 Cấu trúc cơ bản của CPLD.............................................................. 95 5.4.2 Lập trình cho mạch điều khiển lôgic............................................... 97 5.4.3 Mô phỏng mạch lôgic trên WINSIM .............................................. 99 5.4.4 Kết quả thực nghiệm ..................................................................... 101

5.5 Kết luận chương 5 .......................................................................103

Chương 6 MỘT SỐ VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN ỨNG DỤNG THỰC TẾ CỦA MC …………………………108

6.1 Đảm bảo chất lượng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng............................................................................................108

6.1.1 Biểu thức tổng quát tính toán dòng đầu vào ................................. 109 6.1.2 Đồng bộ theo vectơ điện áp đầu vào............................................. 110 6.1.3 Đồng bộ với vectơ điện áp vào hiệu ............................................. 111 6.1.4 Đồng bộ với thành phần thứ tự thuận trong vectơ điện áp vào .... 111

6.2 Ứng dụng MC trong DTC.............................................................113 6.2.1 Sơ đồ MC-DTC............................................................................. 113 6.2.2 Mô phỏng ...................................................................................... 116

- 4 -

6.3 So sánh biến tần ma trận và biến tần công nghiệp ..................119 6.3.1 Mô tả thí nghiệm ........................................................................... 119 6.3.2 Kết quả thí nghiệm........................................................................ 123

6.4 Kết luận .........................................................................................126

KẾT LUẬN VÀ CÁC ĐỀ XUẤT ....................................................... 127

Danh mục những công trình của tác giả ..................................... 129

Tài liệu tham khảo.......................................................................... 130

PHỤ LỤC ......................................................................................... 135

- 5 -

Danh mục hình vẽ Hình 1.1 Sơ đồ cấu trúc biến tần có khâu trung gian một chiều. .............................13 Hình 1.2 Sơ đồ nguyên lý biến tần trực tiếp. ............................................................13 Hình 1.3 Sự xuất hiện xung điện áp trong sơ đồ chỉnh lưu cầu................................16 Hình 1.4 Cấu hình cơ bản của MC. .........................................................................18 Hình 1.5 Mạch lọc đầu vào. .....................................................................................19 Hình 1.6 Các khoá 2 chiều: a) E chung; b) C chung; c) IGBT trong cầu điôt.......22 Hình 1.7 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc E chung. ..............................22 Hình 1.8 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc C chung..............................23 Hình 1.9 Sơ đồ MC gián tiếp. ...................................................................................23 Hình 1.10 Sơ đồ MC gián tiếp dạng ít van (SMC)....................................................24 Hình 1.11 Sơ đồ MC gián tiếp dạng rất ít van (USMC). ..........................................25 Hình 1.12 Sơ đồ biến tần 4Q.....................................................................................25 Hình 2.1 Chuyển mạch trong nghịch lưu thường......................................................34 Hình 2.2 Sơ đồ mô tả quá trình chuyển mạch...........................................................35 Hình 2.3 Đồ thị tín hiệu điều khiển chuyển mạch.....................................................35 Hình 2.4 Trạng thái logic các van trong chuyển mạch bốn bước. .........................36 Hình 2.5 Trạng thái lôgic của van trong chế độ chuyển mạch 2 bước.....................37 Hình 2.6 Tín hiệu điều khiển van khi dòng đổi chiều. ..............................................37 Hình 2.7 Quá trình chuyển mạch một bước. (a) IL>0; (b) IL<0. ..............................38 Hình 2.8 Cấu trúc mạch điều khiển chuyển mạch thông minh. ................................40 Hình 2.9 Đồ thị thời gian quá trình chuyển mạch khi dòng đổi chiều......................40 Hình 2.10 Đồ thị trạng thái chuyển mạch theo phương pháp chuyển mạch thông

minh. ..................................................................................................................41 Hình 2.11 Mô hình khoá mềm. a) Phần tử chuyển mạch đóng cắt mềm E chung; b)

Phần tử chuyển mạch đóng cắt mềm cầu điôt. ..................................................41 Hình 2.12 Trạng thái lựa chọn điện áp UA, UB và các điôt DA2, DB1 làm điôt

ngược. ................................................................................................................42 Hình 2.13 Trạng thái trung gian chuyển đổi từ pha B sang pha C. .........................43 Hình 2.14 Dòng điện bị suy giảm nhanh dưới tác dụng của hệ thống điôt ngược

(kết quả mô phỏng). ...........................................................................................44 Hình 2.15 Mô hình mô phỏng mạch điều khiển quá trình chuyển mạch dùng

ToolBox StateFlow.............................................................................................45 Hình 3.1 Hình ảnh điện áp ra lớn nhất qm = 0,5. .....................................................50 Hình 3.2 Mô tả tỷ số truyền áp bằng 0.866...............................................................51 Hình 3.3 Sơ đồ mô phỏng MC một pha.....................................................................52 Hình 3.4 Sóng điện áp pha ra, f0=70Hz, tải R=100Ω, L=80mH. ...........................53 Hình 3.5 Sóng điện áp đầu vào và dòng điện vào(x30). ...........................................53 Hình 3.6 Sóng điện áp dây và dòng điện, f0=70Hz, tải R=100Ω, L=80 mH. .........54 Hình 3.7 Mô hình MC biến điệu gián tiếp. ..............................................................55 Hình 3.8 Các vectơ dòng điện vào. ...........................................................................57 Hình 3.9 Các vectơ điện áp ra. .................................................................................59 Hình 3.10 Số van tham gia để tạo ra pha đầu ra A. .................................................60

- 6 -

Hình 3.11 Vectơ dòng điện và vectơ điện áp đều nằm trong góc phần sáu thứ nhất............................................................................................................................61

Hình 3.12 Trình tự điều khiển các khoá trong MC ứng với (3.38). ..........................63 Hình 4.1 Sơ đồ cấu trúc của MC...............................................................................66 Hình 4.2 Các tổ hợp van trong matrix converter......................................................67 Hình 4.3 Vectơ không gian điện áp đầu ra (a) và dòng điện đầu vào (b), ứng với các

tổ hợp van abb, bcc, caa. ...................................................................................68 Hình 4.4 (a) Vectơ không gian điện áp ra; (b) Vectơ không gian dòng điện vào. ...68 Hình 4.5 Đồng bộ điện áp lưới đầu vào với các sector dòng đầu vào. ...................71 Hình 4.6 Tổng hợp vectơ không gian từ các vectơ biên chuẩn.................................76 Hình 4.7 Mô hình mô phỏng bộ biến tần Matrix Converter trên MATLAB

SIMULINK. ........................................................................................................80 Hình 4.8 Khóa chuyển mạch hai chiều dùng IGBT. .................................................81 Hình 4.9 Dạng điện áp, dòng đầu vào (trên); Dạng điện áp, dòng đầu ra (dưới). ..83Hình 4.10Dòng đầu vào biến tần và phân tích phổ Furiê (có mạch lọc đầu vào). ..84Hình 4.11 Dạng điện áp ngay đầu vào biến tần và phân tích phổ Furiê..................84 Hình 4.12 Dạng điện áp đầu ra biến tần và phân tích phổ Furiê.............................85 Hình 4.13 Dạng dòng điện đầu ra biến tần và phân tích phổ Furiê.........................85 Hình 5.1 Sơ đồ cấu trúc hệ thống điều khiển trong MC. ..........................................86 Hình 5.2 Sơ đồ cấu trúc khâu tính toán dùng DSP...................................................88 Hình 5.3 Sơ đồ mạch lực MC....................................................................................88 Hình 5.4 Quá trình chuyển mạch bốn bước giữa pha Ua và pha Ub. ......................90 Hình 5.5 Đồ thị thời gian các bước chuyển mạch. ...................................................91 Hình 5.6 Đồ thị quả bóng trạng thái chuyển mạch giữa hai pha đầu vào. ..............92 Hình 5.7 Trạng thái lôgic trong chuyển mạch ba pha. .............................................92 Hình 5.8 Kết quả mô phỏng. .....................................................................................94 Hình 5.9 Cấu trúc chung của CPLD.........................................................................95 Hình 5.10 Cấu trúc của một macrocell.....................................................................96 Hình 5.11 Lôgíc trạng thái trong WINCUPL. ..........................................................98 Hình 5.12 Kết quả mô phỏng thực hiện lôgic bảng chọn. .....................................100 Hình 5.13 Mô hình MC thử nghiệm. .......................................................................102 Hình 5.14 Tín hiệu điều khiển tới hai khóa BDS chuyển mạch với nhau. ..............103 Hình 5.15 Dạng xung điều khiển đưa đến hai IGBT trong một BDS. ..................104 Hình 5.16 Dạng điện áp ra với điều khiển chuyển mạch 4 bước (20mS/ô). ...........104 Hình 5.17 Dạng dòng điện đầu ra. .........................................................................105 Hình 5.18 Dạng điện áp ra với thời gian quét 5mS/ô. ...........................................105 Hình 5.19 Dạng điện áp ra ở nửa chu kỳ dương. ...................................................106 Hình 5.20 Dạng điện áp ra ở nửa chu kỳ âm..........................................................106 Hình 5.21 Dạng dòng đầu vào (kênh 3) và dạng điện áp đầu vào (kênh 4) khi động

cơ đảo chiều quay. ...........................................................................................107 Hình 5.22 Mô hình thí nghiệm MC với phụ tải động cơ. ........................................108 Hình 6.1 Các khả năng chọn vectơ đồng bộ. ..........................................................108 Hình 6.2 Sơ đồ cấu trúc hệ thống MC-DTC. ..........................................................114 Hình 6.3 Vectơ không gian của MC........................................................................114

- 7 -

Hình 6.4 Vectơ không gian trong sơ đồ DTC cơ bản. ............................................115 Hình 6.5 Góc pha xác định theo thành phần d-q Phi_PQ và theo phân tích Furiê

Phi_P+N. .........................................................................................................117 Hình 6.6 Đồng bộ với vectơ ie theo d-q. ..................................................................118 Hình 6.7 Đồng bộ với vectơ ie theo Furiê................................................................118

Hình 6.8 Đồng bộ với vectơ ip ine e∗

− .......................................................................118

Hình 6.9 Đồng bộ với vectơ ipe ...............................................................................118 Hình 6.10 Thiết bị thí nghiệm tạo tải cho động cơ. ................................................120 Hình 6.11 Biến tần so sánh SP1403 của Control Techniques. ...............................121 Hình 6.12 Biến tần thí nghiệm MC01. ....................................................................121 Hình 6.13 Hình dạng điện áp, dòng đầu vào của biến tần so sánh. .......................124 Hình 6.14 Phân tích chất lượngđiện áp, dòng đầu vào của biến tần so sánh. .......124 Hình 6.15 Hình dạng điện áp, dòng đầu vào của biến tần MC. .............................125 Hình 6.16 Phân tích chất lượng điện áp, dòng đầu vào biến tần MC. ...................125

- 8 -

Danh mục bảng

Bảng 1.1 Giới hạn cho phép về độ méo sóng hài điện áp theo tiêu chuẩn IEEE Std 519-1992. ...........................................................................................................15

Bảng 1.2 Giới hạn thành phần sóng hài đối với dòng điện theo tiêu chuẩn IEEE Std 519-1992. ...........................................................................................................17

Bảng 1.3 So sánh số phần tử trong các sơ đồ bộ biến tần khác nhau. .....................26 Bảng 2.1 Các trường hợp chuyển mạch giữa hai pha A và B, dấu “+” tương ứng

với IL >0, UAB>0, chuyển mạch từ A sang B, dấu “- ” tương ứng với IL <0, UAB<0, chuyển mạch từ B sang A......................................................................36

Bảng 3.1 Trạng thái khoá và các vectơ tương ứng phía chỉnh lưu..........................56 Bảng 3.2 Trạng thái khoá và các vectơ tương ứng cho phía nghịch lưu..................58 Bảng 3.3 Ma trận khóa của MC ứng với các bước chuyển mạch.............................63 Bảng 4.1 Các tổ hợp van và giá trị của các vectơ chuẩn tương ứng đối với điện áp

ra và dòng điện đầu vào. ...................................................................................69 Bảng 4.2 Thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn, ứng với vị trí của các vectơ điện áp ra

và dòng điện vào tại các góc phần sáu tương ứng. ...........................................76 Bảng 4.3 Xác định vị trí của vectơ không gian theo hai tọa độ (Uα, Uβ). ...............78 Bảng 5.1 Lôgic lựa chọn các tổ hợp van ..................................................................89 Bảng 5.2 Bảng trạng thái lôgic .................................................................................91 Bảng 5.3 Trạng thái lôgic của quá trình chuyển mạch ba pha................................93 Bảng 6.1 Bảng chọn vectơ trong DTC....................................................................115 Bảng 6.2 Bảng chọn các vectơ cho DTC khi sử dụng MC......................................116 Bảng 6.3 Các số liệu tính toán do PZ4000 cung cấp..............................................122

- 9 -

MỞ ĐẦU

ĐẶT VẤN ĐỀ

Biến tần bán dẫn là các bộ biến đổi năng lượng quan trọng, chiếm tỷ

trọng ngày càng lớn về số lượng cũng như công suất sử dụng trong công

nghiệp, đang đặt ra nhu cầu cấp thiết được hoàn chỉnh và nâng cao về chất

lượng. Nhu cầu này có cơ sở nhờ sự phát triển vượt bậc của công nghệ chế tạo

các phần tử bán dẫn công suất lớn và công nghệ chế tạo các bộ xử lý tín hiệu

số. Ngoài ra, biến tần còn phải đáp ứng các yêu cầu pháp lý về đảm bảo tiêu

chuẩn thành phần sóng hài, về hệ số công suất, giảm thiểu ảnh hưởng của các

phụ tải phi tuyến với lưới điện. Biến tần dạng ma trận (Matrix Converter -

MC) là một cấu trúc biến tần mới được nghiên cứu nhằm đáp ứng những đòi

hỏi thực tế trên đây và thay thế các biến tần truyền thống trong tương lai gần.

Các bộ biến tần trong công nghiệp hiện nay chủ yếu có cấu trúc AC-DC-

AC, có khâu trung gian một chiều với tụ điện lớn làm kho tích trữ năng

lượng, sử dụng các transistor có cực điều khiển cách ly (IGBT). Cấu trúc AC-

DC-AC bao gồm mọi dải công suất, từ vài trăm watt đến hàng nghìn kW. Một

dạng biến tần khác là biến tần trực tiếp AC-AC (Cycloconverter), sử dụng các

thyristor, chỉ được áp dụng cho dải công suất lớn và rất lớn, từ vài trăm kW

đến vài MW. Các biến tần này đều có nhược điểm cơ bản là dòng đầu vào

không sin, không điều chỉnh được hệ số công suất, do đó công suất lắp đặt sẽ

bị hạn chế tối đa đến 60% công suất của trạm nguồn cung cấp. Ngoài ra cấu

trúc biến tần phổ biến nhất AC-DC-AC lại không có khả năng trao đổi công

suất với lưới theo cả hai chiều, điều này gây khó khăn cho những ứng dụng

thực tế khi tải có tính thế năng hoặc có quán tính lớn.

Biến tần dạng ma trận, xây dựng trên các khoá bán dẫn hai chiều, có khả

năng trao đổi công suất qua lại với lưới, dòng đầu vào sin, hệ số công suất

điều chỉnh được. MC có thể được xây dựng thuần bán dẫn, kích thước nhỏ

- 10 -

gọn, chịu được nhiệt độ làm việc cao. Vấn đề lớn nhất đặt ra đối với biến tần

kiểu ma trận là hệ thống điều khiển phức tạp đang được dần dần giải quyết

với việc ứng dụng các công cụ tính toán, điều khiển hiện đại nhất.

MỤC TIÊU CỦA ĐỀ TÀI

Đề tài có mục tiêu thiết kế, chế tạo một mô hình biến tần kiểu ma trận

nhằm chứng minh khả năng chế tạo và ứng dụng biến tần này trong phạm vi

công nghiệp. Đây là một nhiệm vụ khó khăn vì biến tần kiểu ma trận chưa có

các sản phẩm thương mại, một số mẫu đưa ra trong các phòng thí nghiệm ở

nước ngoài nước chỉ được trình bày dưới dạng kết quả, không hề có những

chỉ dẫn về quá trình tính toán, thiết kế.

VẤN ĐỀ VÀ PHẠM VI NGHIÊN CỨU

Về lý thuyết, phân tích và đánh giá khả năng ứng dụng của các phương

pháp điều khiển chuyển mạch, các thuật toán biến điệu vectơ không gian, về

mức độ phù hợp đối với các công cụ điều khiển mới nhất hiện có, từ đó xây

dựng thuật toán điều khiển áp dụng trong mô hình thực nghiệm. Đề xuất

phương pháp đồng bộ vectơ dòng đầu vào để đảm bảo chất lượng dòng điện

trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng. Chỉ ra ứng dụng của biến tần ma

trận trong hệ truyền động động cơ không đồng bộ với phương pháp điều

khiển trực tiếp mô men.

Về thực tế, đề tài xây dựng mẫu thí nghiệm biến tần ma trận, công suất 4

kW, dùng làm cơ sở để thử nghiệm các thuật toán điều khiển khác nhau cũng

như để kiểm chứng một số đặc tính về truyền động ứng dụng biến tần.

Bản luận án bao gồm bảy chương. Chương 1, Tổng quan về biến tần kiểu

ma trận, trình bày những vấn đề chủ yếu về biến tần kiểu ma trận, những vấn

đề về điều khiển cũng như tình hình nghiên cứu về MC hiện tại. Chương 2,

Vấn đề chuyển mạch trong ma trận khoá hai chiều, đưa ra sự lựa chọn

phương pháp chuyển mạch cho ma trận khoá hai chiều. Chương 3, Các

phương pháp biến điệu cho biến tần ma trận, đánh giá yêu cầu về mức độ tính

- 11 -

toán của hai phương pháp cổ điển, phương pháp Venturini-Alesina và phương

pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp. Chương 4, Phương pháp biến điệu

vectơ không gian trực tiếp, trình bày mô tả toán học và xây dựng thuật toán

điều khiển cho MC, kiểm chứng bằng mô hình mô phỏng. Chương 5, Xây

dựng hệ thống điều khiển cho biến tần kiểu ma trận, đưa ra thiết kế chi tiết hệ

thống điều khiển cho MC cùng các kết quả thử nghiệm. Chương 6, Một số

vấn đề liên quan đến ứng dụng thực tế của MC, giải quyết vấn đề đảm bảo

chất lượng thành phần sóng hài dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất

cân bằng, kiểm chứng khả năng ứng dụng của hệ thống MC-DTC, tiến hành

thí nghiệm so sánh biến tần ma trận với biến tần công nghiệp thông thường.

Cuối cùng là Kết luận và các đề xuất của luận án.

Đây là đề tài nghiên cứu ứng dụng trong lĩnh vực Điện tử công suất. Đề

tài đã chứng minh khả năng áp dụng thực tế và các đặc tính ưu việt của biến

tần ma trận trong công nghiệp. Mẫu thí nghiệm là cơ sở cho những nghiên

cứu ứng dụng MC khác nhau sau này.

- 12 -

Chương 1 TỔNG QUAN VỀ BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN

1.1 Biến tần, bộ biến đổi năng lượng quan trọng trong công nghiệp Biến tần là một họ các bộ biến đổi bán dẫn công suất có nhiệm vụ biến

đổi nguồn điện từ lưới điện, với tần số và điện áp không đổi, thành nguồn

điện có tần số và điện áp thay đổi được, cung cấp cho các phụ tải xoay chiều.

Yêu cầu cơ bản đặt ra với các bộ biến tần là hiệu suất biến đổi cao, tần số thay

đổi trong dải rộng, điện áp thay đổi được từ không đến giá trị định mức. Với

các tính năng ưu việt như dải điều chỉnh rộng, tần số thay đổi từ 0 đến 300

Hz, độ chính xác điều chỉnh và độ tác động nhanh cao, dải công suất bao gồm

từ vài trăm watt đến hàng nghìn kW, các bộ biến tần được sử dụng trong hầu

khắp các dây truyền công nghệ tự động, đặc biệt là trong các hệ truyền động

điện đồng bộ hoặc không đồng bộ. Biến tần có tỷ trọng ngày càng lớn về số

lượng cũng như về công suất sử dụng.

Biến tần công nghiệp hiện nay chủ yếu gồm hai loại: biến tần gián tiếp và

biến tần trực tiếp. Biến tần gián tiếp được xây dựng trên cấu trúc chỉnh lưu -

khâu trung gian một chiều - nghịch lưu, AC-DC-AC (xem hình 1.1). Khâu

trung gian một chiều làm cho chỉnh lưu và nghịch lưu làm việc tương đối độc

lập với nhau, do đó các phương pháp biến điệu để tạo ra điện áp ra hình sin

được thực hiện dễ dàng hơn. Cho đến nay biến tần gián tiếp là loại được sử

dụng rộng rãi nhất. Tuy nhiên cấu trúc này có nhược điểm cơ bản là tổn hao

công suất lớn do phải qua nhiều khâu biến đổi, khâu trung gian một chiều sử

dụng các tụ hoá lớn hoặc các cuộn cảm lớn làm tăng kích thước bộ biến đổi,

giảm độ tin cậy của thiết bị.

Biến tần trực tiếp là bộ biến đổi AC-AC, với sơ đồ van nối trực tiếp phụ

tải luân phiên vào các pha của điện áp xoay chiều đầu vào, do đó giảm được

tổn hao công suất trên các van (xem hình 1.2). Về mặt cấu trúc, mỗi pha của

biến tần trực tiếp cấu tạo từ một sơ đồ chỉnh lưu có đảo chiều, vì vậy có khả

- 13 -

năng trao đổi công suất với lưới theo cả hai chiều. Tuy nhiên biến tần trực tiếp

thừa hưởng tất cả các nhược điểm của các sơ đồ chỉnh lưu, đó là dòng đầu vào

không sin, hệ số công suất thấp và thay đổi trong quá trình điều chỉnh, sóng

hài bậc cao trên đường điện áp ra được quy định bởi số pha của sơ đồ chỉnh

lưu cơ sở, 3, 6, hoặc 12,…, tương đối thấp. Biến tần trực tiếp chỉ phù hợp với

các ứng dụng yêu cầu công suất rất lớn.

Hình 1.1 Sơ đồ cấu trúc biến tần có khâu trung gian một chiều.

UA

UB

UC

U

VW

Hình 1.2 Sơ đồ nguyên lý biến tần trực tiếp.

- 14 -

Các nhược điểm của các biến tần truyền thống dẫn đến nhu cầu phải

nghiên cứu các cấu trúc bộ biến đổi mới với mục tiêu đạt được là hiệu suất

biến đổi cao, điện áp ra có dạng gần sin, dòng đầu vào hình sin, hệ số công

suất cao, có khả năng trao đổi năng lượng với lưới theo cả hai chiều, nhỏ gọn,

tin cậy. Các bộ biến đổi kiểu ma trận (Matrix Converter – MC) hoàn toàn có

thể đáp ứng được các yêu cầu này. MC là dạng biến tần trực tiếp nhưng sử

dụng các van bán dẫn hai chiều, đóng cắt với tần số sóng mang cao, cỡ 2 đến

10 kHz. Các quy luật biến điệu phù hợp tạo ra điện áp ra gần sin mà thành

phần sóng hài bậc cao là tần số hoặc bội của sóng mang, tự suy giảm trên các

tải mang tính cảm. Về cấu trúc MC hoàn toàn không cần dùng các phần tử thụ

động LC, không cần các mạch RC hỗ trợ đóng cắt cho các van, vì vậy có khả

năng được chế tạo chỉ trên một tinh thể bán dẫn silic (còn gọi là giải pháp “all

silicon”), có khả năng tích hợp cùng với động cơ để tạo thành một cơ cấu

truyền động duy nhất. MC không bị giới hạn về dải công suất, có thể được

chế tạo với công suất từ vài trăm watt đến hàng nghìn kW. Tuy vậy, hàng loạt

vấn đề sẽ cần phải được tiếp tục nghiên cứu và giải quyết để có thể đưa biến

tần kiểu ma trận tới những ứng dụng thực tế trong công nghiệp

1.2 Các yêu cầu về đảm bảo thành phần sóng hài đối với các bộ biến đổi bán dẫn công suất

Hình dạng điện áp, dòng điện đầu ra, hình dạng dòng điện đầu vào và hệ

số công suất là những chỉ tiêu quan trọng để đánh giá chất lượng của các bộ

biến đổi. Cũng như các phụ tải khác các bộ biến đổi bán dẫn phải tuân thủ các

tiêu chuẩn mang tính pháp lý về giới hạn các thành phần sóng hài trong lưới

điện [1].

Tiêu chuẩn IEEE Std 519-1992 xác định giá trị giới hạn của các thành

phần sóng hài điện áp đối với các hộ phụ tải khác nhau như được thể hiện

trong bảng 1.1.

- 15 -

Bảng 1.1 Giới hạn cho phép về độ méo sóng hài điện áp theo tiêu chuẩn IEEE

Std 519-1992.

Loại hộ tiêu thụ THD Diện tích xung

điện áp V.µS

Độ sâu của xung

điện áp

Các ứng dụng đặc biệt 3% 16400 10%

Hộ thông thường 5% 22800 20%

Hộ tiêu thụ độc lập 10% 36500 50%

Hệ số méo điện áp (Total Harmonic Distortion – THD) được tính theo

(1.1).

H

L N

UTHDU −

= , (1.1)

trong đó UL-N là giá trị điện áp pha, UH là tổng các thành phần sóng hài

bậc cao, lấy từ 2 đến 25.

252

2

h

H hh

U=

=

= ∑U

]S

(1.2)

Khái niệm về xung điện áp được minh hoạ qua sơ đồ chỉnh lưu cầu 3 pha

trên hình 1.3, một trong những sơ đồ có ứng dụng rộng rãi nhất trong thực tế.

Khi xảy ra chuyển mạch giữa van S1 và S2, trong thời gian chuyển mạch tcomm

cả hai van S1, S2 đều dẫn. Trên điện cảm phía xoay chiều của pha A, Ll + La ,

dòng giảm tuyến tính từ Id về đến 0, trên điện cảm của pha B dòng tăng từ 0

đến Id. Sự thay đổi dòng điện này gây nên trên điện cảm một xung điện áp

Ucomm, độ rộng của nó được xác định bằng (1.3).

. 2 [ . comm comm dU t I V µ= (1.3)

Xung áp Ucomm cộng trừ vào điện áp lưới gây nên méo tần số cao tại điểm

bộ biến đổi nối vào lưới điện. Độ rộng của xung, tính bằng V. µS, phải bị giới

hạn theo quy định như trong bảng 1.1, cột thứ ba. Ở các góc điều khiển khác

nhau độ rộng của xung áp thay đổi. Cột thứ tư của bảng 1.1 cho biết giá trị

- 16 -

tương đối cho phép của độ rộng xung so với xung rộng nhất (tại góc điều

khiển α=0°).

Hình 1.3 Sự xuất hiện xung điện áp trong sơ đồ chỉnh lưu cầu.

Các giới hạn cho phép về độ méo dòng điện theo chuẩn IEEE Std 519-

1992 cho trong bảng 1.2. Độ méo dòng điện cũng được định nghĩa như đối

với điện áp với một số điểm khác biệt sau đây:

• Giới hạn thành phần sóng hài phụ thuộc vào dòng ngắn mạch tại điểm

bộ biến đổi nối vào lưới điện (ISC).

• Giá trị phần trăm của sóng hài dòng điện áp dụng cho từng sóng hài

như là tỷ số giữa giá trị hiệu dụng sóng hài với thành phần sóng cơ bản lớn

nhất, trong điều kiện làm việc xấu nhất có thể xẩy ra, kéo dài hơn một giờ

đồng hồ.

• Hệ số méo dòng điện tổng thể được định nghĩa theo (1.4).

H

L

ITHDI

= , (1.4)

- 17 -

trong đó IL là dòng tải tiêu thụ lớn nhất, còn IH là tổng của các sóng hài

bậc cao, tính theo (1.5).

252

2

h

H hh

I I=

=

= ∑ . (1.5)

Bảng 1.2 Giới hạn thành phần sóng hài đối với dòng điện theo tiêu chuẩn IEEE Std

519-1992.

Độ méo sóng hài lớn nhất theo phần trăm của dòng tải IL

Các sóng hài bậc lẻ

(Sóng hài bậc chẵn bị giới hạn ở mức 25% của giới hạn các sóng bậc lẻ)

ISC/IL <11 11<=h<17 17<=h<23 23<=h<35 35<=h TDH

<20 4,0 2,0 1,5 0,6 2,3 5,0

20<50 7,0 3,5 2,5 1,0 0,5 8,0

50<100 10,0 4,5 4,0 1,5 0,7 12,0

100<1000 12,0 5,5 5,0 2,0 1,0 15,0

>1000 15,0 7,0 6,0 2,5 1,4 20,0

1.3 Biến tần kiểu ma trận (Matrix Converter – MC) Biến tần kiểu ma trận là một dạng biến tần trực tiếp, hay là bộ biến đổi

AC-AC. MC là bước phát triển tiếp theo của các biến tần trực tiếp

cycloconverter dựa trên những tiến bộ vượt bậc của công nghệ chế tạo các

phần tử bán dẫn công suất và các thiết bị xử lý số cực mạnh. MC sử dụng các

khóa bán dẫn hai chiều nên có thể tạo ra dòng đầu vào hình sin, hệ số công

suất điều chỉnh được, điện áp ra hình sin với tần số cao và thấp hơn tần số

điện áp lưới, có khả năng áp dụng cho mọi dải công suất, từ nhỏ đến lớn.

So với biến tần gián tiếp, MC có ưu thế về tỷ số công suất trên khối lượng

cũng như công suất trên thể tích cao hơn. Trong MC phần công suất hoàn

toàn dùng các phần tử bán dẫn, nhiệt độ chịu đựng cao hơn, có thể lên đến

60°C, độ tin cậy cao, tuổi thọ dài, kích thước giảm nhỏ hơn một cách đáng kể.

- 18 -

Khả năng làm việc được ở cả bốn góc phần tư mà không cần thêm vào phần

tử phụ nào cùng với kích thước nhỏ gọn đưa đến khả năng tích hợp bộ biến

tần với động cơ, tạo nên một hệ thống truyền động thống nhất. Đây là đặc tính

ưu việt nhất của MC so với các biến tần phổ biến hiện nay trong công nghiệp

[3], [4], [29], [32].

1.3.1 Cấu hình cơ bản của MC Cấu hình của một MC được thể hiện trên hình 1.4. Bộ phận cơ bản của

MC là ma trận 3x3, gồm 9 khóa hai chiều S11, S12, …, S33. Các khóa hai

chiều này nối các pha đầu ra A, B, C với các pha điện áp đầu vào a, b, c theo

một quy luật nhất định để tạo ra điện áp đầu ra. Bộ lọc Lf Cf làm cho dòng

đầu vào trở nên liên tục và gần với dạng sin. Mạch Clamp có tác dụng bảo vệ

quá điện áp. MC không sử dụng các phần tử phản kháng như tụ điện, điện

cảm nào để làm các khâu trung gian dự trữ năng lượng.

Ua

Ub

Uc

Lf

S11

S12

S13 S23

S22

S21 S31

S32

S33

M

A B C

Cf

Clamp

Inputfilter

BDS

Hình 1.4 Cấu hình cơ bản của MC.

Yêu cầu đặt ra đối với quy luật điều khiển ma trận khóa hai chiều là:

- 19 -

1. Tổng hợp điện áp đầu ra có dạng sin từ các điện áp đầu vào với tần số

theo yêu cầu, dưới và trên tần số điện áp lưới. Dòng tải sẽ do phụ tải quyết

định.

2. Dòng điện đầu vào được tổng hợp từ dòng điện ra và cũng có dạng sin.

3. Năng lượng có thể trao đổi giữa tải với lưới theo cả hai chiều.

4. Hệ số công suất đầu vào có thể điều chỉnh được, không phụ thuộc tải và

tính chất của tải.

Các yêu cầu 2, 3, 4 nhằm tạo ra các đặc tính ưu việt của MC mà các

biến tần truyền thống không thể có được.

1.3.2 Bộ lọc đầu vào (input filter) Sơ đồ mạch lọc đầu vào tiêu biểu cho trên hình 1.5. Dòng đầu vào bao

gồm những xung dòng, chính là sự tổng hợp những đoạn của 3 dòng đầu ra,

gồm thành phần sóng hài cơ bản ở tần số lưới và các thành phần sóng hài bậc

cao, là bội số của tần số lấy mẫu. Do tần số lấy mẫu rất lớn so với tần số điện

áp lưới nên kích thước bộ lọc nhỏ, không ảnh hưởng đáng kể đối với kích

thước của mạch lực [30].

Điện trở R, được đưa vào lúc khởi

động, có giá trị lớn hơn điện trở tới hạn

2thLRC

= , làm giảm quá áp do cộng hưởng

của hai thành phần LC trong mạch lọc gây

ra. Các tham số LC được chọn theo sự

thỏa hiệp giữa kích thước của bộ lọc, cosϕ

đầu vào, sụt áp trên điện cảm Lf . Tần số

cắt của bộ lọc 1f

f fL Cω = , được chọn sao cho 0, 2f sω ω≤ , trong đó

12 2s ss

fT

ω π π= = là tần số cắt mẫu.

Hình 1.5 Mạch lọc đầu vào.

- 20 -

Điện áp lớn nhất rơi trên cuộn cảm trong điều kiện đầy tải tính theo (1.6).

( )2

1 1 dmf

dm dm

IU LU U

ω⎛ ⎞∆

= − − ⎜ ⎟⎝ ⎠

, (1.6)

ω : tần số lưới; Udm , Idm : giá trị định mức của áp và dòng đầu vào.

Dòng phản kháng là dòng không tải của bộ lọc, tính gần đúng theo (1.7).

050

aa i f

UI jU CX

ω= ≈ , (1.7)

I0 : dòng không tải; X50 : trở kháng tổng của bộ lọc tại 50Hz.

Biểu thức này bỏ qua sụt áp nhỏ trên điện cảm Lf. Thành phần sóng hài cơ

bản của dòng đầu vào, I50, xác định bởi công suất đầu ra của biến tần và điện

áp đầu vào. Dòng vào tổng sẽ là I0 + I50. Vì dòng phản kháng đầu vào hầu

như không thay đổi nên góc pha phụ thuộc vào công suất lấy ra từ phía tải.

Khi tải lớn, dòng tác dụng là thành phần chính nên hệ số công suất sẽ cao. Do

đó việc lựa chọn tụ lọc đầu vào phụ thuộc công suất định mức của biến tần và

hệ số công suất mong muốn. Góc pha đầu vào được tính theo (1.8).

1 0

50i

ItgI

ϕ − ⎛= ⎜⎝ ⎠

⎞⎟ (1.8)

Coi gần đúng thành phần sóng hài cơ bản dòng đầu vào bằng dòng ứng

với khi tải bằng một phần ba tải định mức thì góc pha đầu vào phải thỏa mãn

điều kiện (1.9).

( )0 , ax, ax 2

0

( )/ 3 3

i ma i fi m f

a a

P tgU Ctg C

P U Uϕω

ϕω

⎛ ⎞< ⇒ <⎜ ⎟⎝ ⎠ i

, (1.9)

trong đó Po là công suất đầu ra, ϕi,max là góc lệch pha lớn nhất chấp nhận

được của dòng đầu vào. Biểu thức này cho phép xác định giá trị tụ Cf của bộ

lọc. Giá trị Lf bị hạn chế bởi sụt áp trong phạm vi 3 - 5 % ở tần số lưới 50 Hz,

được xác định từ (1.6). Tần số ωf càng lớn thì kích thước của tụ và điện cảm

càng nhỏ. Có thể tăng được tần số ωf nếu tần số cắt mẫu càng cao.

- 21 -

1.3.3 Mạch Clamp Mạch Clamp, xem hình 1.4, bao gồm hai cầu chỉnh lưu 3 pha với mạch

xoay chiều là phía nguồn và phía đầu ra trên tải, có chung mạch một chiều là

tụ C. Bình thường, tụ C được nạp điện đến giá trị biên độ của điện áp vào

hoặc điện áp ra, tùy theo giá trị nào cao hơn. Khi có các xung điện áp ở phía

lưới hoặc ở phía tải cao hơn điện áp trên tụ các điôt sẽ mở thông để tụ hấp thụ

năng lượng của các xung áp này. Nếu điện dung của tụ đủ lớn điện áp trên tụ

sẽ thay đổi không đáng kể, đảm bảo điện áp trên ma trận khoá được giữ trong

phạm vi cho phép. Về phía lưới, quá áp có thể xảy ra khi có các phần tử đóng

cắt tác động hoặc bởi sóng sét truyền trên đường dây. Về phía tải, quá áp

nguy hiểm có thể xẩy ra khi ngắt nguồn MC gây nên dòng tải bị ngắt tức thì.

Mạch Clamp giống như một mạch hạn chế điện áp song song với mỗi phần tử

khóa hai chiều trong sơ đồ MC. Các điôt trong mạch Clamp phải là các điôt

nhanh để có tác dụng cắt ngay các xung điện áp có độ rộng rất ngắn.

Điện áp trên tụ điện trong mạch Clamp có thể là nguồn cung cấp cho

mạch điều khiển. Mức điện áp trên tụ trong mạch cũng thể hiện những thông

tin cần thiết để thực hiện nhanh quá trình khởi động lại.

Nhược điểm của mạch Clamp là mạch không tham gia vào hoạt động

trong chế độ làm việc bình thường, làm tăng kích thước, giá thành của MC.

Bằng các kỹ thuật chuyển mạch phù hợp có thể không cần dùng đến mạch

Clamp như sẽ được đề cập chi tiết ở chương 2.

1.3.4 Ma trận khoá đóng cắt hai chiều (Bidirectional Switch - BDS) Ma trận khóa, là thành phần chính, quan trọng nhất của MC, gồm chín

khoá hai chiều BDS, S11, S12, ..., S33. Hiện nay các nhà sản xuất chưa đưa ra

các khoá bán dẫn dẫn dòng hai chiều nên các phần tử này phải được tạo ra từ

các khoá bán dẫn thông thường. Do các BDS trong MC luôn nằm dưới điện

áp xoay chiều của lưới điện nên mỗi phần tử khóa trong mạch phải chịu được

điện áp ngược lớn. Các phần tử bán dẫn thông thường có được khả năng chịu

- 22 -

điện áp ngược nếu được mắc song song với một điôt ngược. Các IGBT là các

khóa bán dẫn được sử dụng rộng rãi hiện nay vì các đặc tính tốt như điều

khiển bằng điện áp, đóng cắt nhanh, khả năng chịu điện áp cao, dòng điện lớn.

Các khóa hai chiều được xây dựng chủ yếu trên cơ sở IGBT với các sơ đồ

như được thể hiện trên hình 1.7, (a), (b) và (c). Sơ đồ dùng cầu điôt (hình 1.6,

(c)), gồm 1 IGBT và 4 điôt. Các điôt này cũng phải là các điôt nhanh để phù

hợp với khả năng đóng cắt nhanh của IGBT. Ưu điểm của sơ đồ này là chỉ

cần dùng một IGBT. Nhược điểm của khóa hai chiều này là dòng chảy qua 3

phần tử nên tổn thất trên sơ đồ khá lớn.

Khoá hai chiều hiện nay chủ yếu xây dựng trên sơ đồ sử dụng 2 IGBT

mắc song song ngược theo kiểu chung emittor hoặc chung collector và 2 điôt

nhanh, trong đó mỗi chiều dòng điện đi qua một cặp IGBT và điôt như được

biểu diễn trên hình 1.6, (a), (b).

(a) (b)(c)

Hình 1.6 Các khoá 2 chiều: a) E chung; b) C chung; c) IGBT trong cầu điôt.

G1

G2E

G1

G2E

G1

G2E

G1

G2E

G1

G2E

G1

G2E

G1

G2E

G1

G2E

G1

G2E

A B C

a b c Hình 1.7 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc E chung.

Trong các sơ đồ 3 pha vào, 3 pha ra, sơ đồ E chung phải cần 9 nguồn cách

ly, mỗi nguồn dùng để điều khiển hai IGBT có chung emittor (hình 1.7). Sơ

- 23 -

đồ C chung có ưu điểm hơn vì chỉ cần 6 nguồn cung cấp cách ly để điều khiển

9 khoá, mỗi nguồn dùng để điều khiển 3 IGBT có emittor chung (hình 1.8).

Hình 1.8 Sơ đồ mạch lực MC 3 pha dùng IGBT mắc C chung.

1.4 Các dạng Matrix Converter khác

1.4.1 Dạng MC gián tiếp

MABC

abcUd

Id+

Id-

R=[SA,SB,SC] I=[Sa,Sb,Sc]T

Hình 1.9 Sơ đồ MC gián tiếp.

Ngoài dạng MC cơ bản còn có các dạng MC gián tiếp (Indirect Matrix

Converter-IMC) [19], trong đó có sự phân chia giữa phần chỉnh lưu và phần

nghịch lưu, như được thể hiện trên hình 1.9. Sự khác biệt của dạng MC này so

với biến tần thông thường là trong phần điện áp một chiều không dùng tụ làm

kho tích trữ điện. Sơ đồ IMC gồm 6 van một chiều ở phần nghịch lưu, do đó

mạch lực đơn giản hơn, có thể sử dụng những module chuẩn đang được phổ

biến rộng rãi. Phần chỉnh lưu đầu vào dùng các khóa bán dẫn hai chiều để

- 24 -

đảm bảo năng lượng trao đổi được theo cả hai chiều. Với phương pháp biến

điệu vectơ không gian gián tiếp (ISVM), sẽ được trình bày ở chương 3, IMC

có được những đặc tính tương đương với MC cơ bản, tuy nhiên hệ thống điều

khiển khá phức tạp.

1.4.2 Dạng MC gián tiếp ít van (SMC) Các IMC còn có thể làm cho đơn giản hơn nữa khi trong các khóa BDS

phía chỉnh lưu bỏ bớt đi một IGBT. Sơ đồ dạng này, được thể hiện trên hình

1.10, gọi là IMC ít van (Sparse Matrix Converter-SMC) [5], [19]. Vai trò thay

thế của van được làm rõ qua ví dụ với pha đầu vào A. Van SA kết hợp với các

van SA+, SA- tạo nên hai van BDS cho nhánh trên và nhánh dưới của pha A.

Đối với nhánh trên dòng đi vào từ pha A sẽ đi qua DA+ và SA+ (nét gạch đứt

đoạn), dòng đi ra sẽ đi qua điôt nhánh trên, SA, DA- (nét chấm gạch). Tương

tự như vậy đối với nhánh dưới và các pha còn lại. Van SA sẽ phải làm việc

nhiều hơn các van SA+ và SA-.

MABC

abcUd

Id+

Id-

DA+

DA-

SA

SA+

SA-

Hình 1.10 Sơ đồ MC gián tiếp dạng ít van (SMC).

1.4.3 Dạng MC gián tiếp rất ít van (USMC) Khi chiều năng lượng chỉ cần từ phía nguồn ra phía tải thì sơ đồ IMC còn

có thể đơn giản hơn nữa, gọi là sơ đồ MC rất ít van (Ultra Sparse Matrix

Converter- USMC) [19]. Sơ đồ USMC biểu diễn trên hình 1.11. Vai trò của

van SA vẫn giống như ở sơ đồ trên, tuy nhiên các nhánh van phía trên và phía

- 25 -

dưới chỉ còn là điôt. Dòng một chiều bây giờ chỉ có thể chạy theo một hướng

như một chỉnh lưu thông thường. Quá trình điều chế thông qua van SA có tác

dụng làm cho dòng đầu vào có dạng sin.

MABC

abcUd

Id+

Id- Hình 1.11 Sơ đồ MC gián tiếp dạng rất ít van (USMC).

1.4.4 Biến tần 4Q

Hình 1.12 Sơ đồ biến tần 4Q.

Biến tần 4Q, sơ đồ hình 1.12, có những tính chất gần giống với biến tần

ma trận, đó là có dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất có thể điều chỉnh

được, năng lượng trao đổi với lưới theo cả hai chiều (chính vì vậy mà có tên

gọi là biến tần 4Q) [4]. Đây là biến tần có khâu trung gian một chiều, trong đó

điện áp trên tụ UDC được giữ không đổi, ở mức cao hơn biên độ của điện áp

dây đầu vào nhờ mạch chỉnh lưu tích cực. Các điện cảm đầu vào Ls như các

kho từ tạo nên khả năng hiệu chỉnh công suất phản kháng trao đổi với lưới, từ

- 26 -

đó có thể hiệu chỉnh được hệ số công suất của biến tần. Biến tần 4Q đã có

những ứng dụng trong công nghiệp đến công suất cỡ 300 kW. Hệ thống điều

khiển biến tần này rất phức tạp. Quá trình trao đổi năng lượng giữa tải và lưới

phải thông qua các kho điện và từ nên thời gian diễn ra chậm, không giống

như ở các biến tần ma trận.

1.4.5 So sánh số lượng phần tử trong các sơ đồ biến tần Về số lượng phần tử công suất, theo bảng 1.3, có thể so sánh các dạng

MC với nhau và với các biến tần thông dụng khác, đó là biến tần với chỉnh

lưu đầu vào là cầu điôt (biến tần PWM) và biến tần có chỉnh lưu tích cực phía

đầu vào (biến tần 4Q). Theo bảng 1.3 có thể thấy rằng, để thay thế các phần tử

lưu giữ năng lượng kích thước lớn các sơ đồ MC hoàn toàn sử dụng các phần

tử bán dẫn có kích thước nhỏ với độ tin cậy cao hơn.

Bảng 1.3 So sánh số phần tử trong các sơ đồ bộ biến tần khác nhau.

Biến tần Số van bán

dẫn.

Điôt

nhanh.

Số điôt

chỉnh lưu

Tụ điện

lớn

Cuộn cảm

lớn

- PWM

- MC

- IMC

- SMC

- USMC

- 4Q

6

18 (9 BDS)

18 (6 BDS)

15

9

18 (6 BDS)

6

18

18

18

18

18

6

0

0

0

0

0

1

0

0

0

0

1

0 hoặc 1

0

0

0

0

3

1.5 Tình hình nghiên cứu về Matrix Converter

1.5.1 Lịch sử phát triển Khái niệm về Matrix converter (MC), sử dụng các van bán dẫn điều khiển

hoàn toàn, với các đặc tính cơ bản như điện áp hình sin, dòng vào sin, điều

chỉnh được hệ số công suất, tần số ra không bị giới hạn, lần đầu tiên được đưa

ra bởi Venturini (1980), Alesina và Venturini (1981). Thuận toán do Ventirini

- 27 -

đưa ra cho tỷ số biến đổi điện áp lớn nhất là 0,5. Năm 1989 [3], [24], Alesina

và Venturini tiếp tục đưa ra thuật toán cải tiến, nâng tỷ số truyền áp lên tới

0.866. Từ những năm 1990 đến nay lý thuyết cũng như những đề xuất về mô

hình MC đã có những bước phát triển không ngừng.

1.5.2 Các phương pháp điều chế Các phương pháp điều chế xác định quy luật điều khiển các khóa bán dẫn

hai chiều để tạo nên điện áp đầu ra từ các pha điện áp đầu vào và tổng hợp

nên dòng đầu vào từ các dòng đầu ra. Về cơ bản cho đến nay có bốn phương

pháp điều chế chính sau đây:

1. Phương pháp Venturini-Alesina.

2. Phương pháp 3M.

3. Phương pháp vectơ không gian gián tiếp (Indirect Space Vector

Modulation-ISVM).

4. Phương pháp vectơ không gian trực tiếp (Space Vector Modulation-

SVM).

Các phương pháp khác nhau với khả năng ứng dụng khác nhau, dựa trên

cách mô tả toán học MC khác nhau, phân biệt chủ yếu bởi yêu cầu về mức độ

tính toán và số lượng các đại lượng đầu vào do các phép đo cung cấp. Mức độ

tính toán xác định khả năng các vi xử lý ngày nay có thể đáp ứng được hay

không. Các đại lượng cần đo hoặc theo dõi với độ chính xác nào đó xác định

khả năng hoạt động của sơ đồ trong các điều kiện thực tế.

Phương pháp Venturini-Alesina dựa trên cơ sở giải hệ phương trình ma

trận thiết lập giữa điện áp và dòng điện 3 pha đầu vào với 3 pha đầu ra, từ đó

xác định được thời gian mà mỗi khóa bán dẫn hai chiều được điều khiển mở

để điện áp ra và dòng đầu vào đều có dạng sin. Cơ sở toán học của phương

pháp này được dẫn giải trong [24]. Nhược điểm chính của thuật toán là đòi

hỏi tính toán phức tạp, cần nhiều phép tính lượng giác trong mỗi chu kỳ cắt

- 28 -

mẫu. Các giá trị điện áp đầu vào cũng cần phải đo và cập nhật liên tục với độ

chính xác cao.

Theo phương pháp 3M, thời gian đóng cắt của các van được tính toán dựa

trên việc theo dõi giá trị điện áp đầu vào, giá trị điện áp đặt đầu ra nằm ở đâu

giữa 3 giá trị lớn nhất, trung bình và nhỏ nhất (Max, Medium, Min), từ đó mà

có tên đặt là 3M [16], [17], [18]. Về yêu cầu tính toán phương pháp 3M khá

đơn giản, tuy nhiên hiệu quả của phương pháp sẽ phụ thuộc nhiều vào độ

chính xác của tính toán và của phép đo các giá trị điện áp thực. Điều này sẽ

gây nhiều khó khăn cho các ứng dụng trong thực tế.

Ngày nay, các phương pháp vectơ không gian được sử dụng rộng rãi vì

khả năng dễ dàng lập trình trên các bộ vi xử lý, yêu cầu tính toán ít hơn.

Phương pháp vectơ không gian gián tiếp (ISVM) phát triển dựa trên phương

pháp vectơ không gian cho biến tần với khâu trung gian một chiều, trong đó

MC được phân chia thành hai phần: phần chỉnh lưu tích cực và phần nghịch

lưu thông thường, liên kết qua khâu một chiều ảo (virtual DC-link) [19], [25],

[26]. Việc phân chia MC thành chỉnh lưu và nghịch lưu dẫn đến hai biến

trung gian phải theo dõi là dòng điện và điện áp của khâu trung gian một

chiều ảo, hai ma trận khóa đóng cắt cho phía chỉnh lưu và phía nghịch lưu.

Phương pháp vectơ không gian có thể được xây dựng một cách trực tiếp

(SVM), trong đó chỉ cần quan tâm đến một ma trận khóa đóng cắt 3x3 duy

nhất. Lý thuyết SVM được trình bày một cách hệ thống trong [9], [10], [15],

trong đó sử dụng cách tính toán số phức trên biểu diễn vectơ tất cả các đại

lượng điện, các trạng thái đóng cắt của van trên sơ đồ, do đó có được các kết

quả mang tính tổng quát cho nhiều trường hợp. Phương pháp SVM cũng cho

phép giải thích các thuận toán điều khiển Venturini-Alesina và ISVM như các

trường hợp riêng. Ưu điểm của SVM là trong mỗi chu kỳ cắt mẫu có thể chỉ

cần xác định góc pha của điện áp đầu vào, tương đối so với các thời điểm điện

áp nguồn qua không mà không cần quan tâm đến giá trị tức thời của điện áp.

- 29 -

Điện áp đầu ra được xác định theo tần số yêu cầu và hệ số biến điệu mong

muốn. Như vậy mạch biến điệu đòi hỏi một số tối thiểu các tín hiệu bên ngoài

nên khả năng chống nhiễu tốt.

Quy luật điều chế trong MC khá phức tạp, đòi hỏi một khối lượng tính

toán lớn trong thời gian thực. Các tính toán này không thể thực hiện được trên

các vi xử lý hiện nay như đối với quy luật điều biến ở các biến tần có khâu

trung gian một chiều. Tuy nhiên các họ DSP ngày nay với giá thành ngày

càng hạ và tốc độ tính toán ngày càng cao đã cho phép giải quyết vấn đề này.

Điều này nói lên tính thực tế của các ứng dụng MC.

1.5.3 Module mạch lực Số lượng van bán dẫn để tạo nên ma trận khóa hai chiều là 18 cái, tương

đối nhiều. Điều này ảnh hưởng đến khả năng cạnh trạnh của MC đối với các

biến tần thông thường. Các nhà sản xuất ngày nay vẫn chưa cho ra đời các

khóa bán dẫn hai chiều thực sự trong một vỏ nên module mạch lực của MC

còn khá phức tạp. Tuy nhiên hãng Dynex Semiconductor đã tuyên bố cho ra

đời module khóa hai chiều dòng 200A và 400A, điện áp 1700V [13]. Đây là

tín hiệu cho thấy vấn đề này sẽ được giải quyết trong tương lai gần.

1.5.4 Vấn đề điều khiển chuyển mạch các van bán dẫn Do các khóa bán dẫn hai chiều đều nằm dưới điện áp xoay chiều nên vấn

đề chuyển mạch rất phức tạp. MC không sử dụng mạch snubber (RC song

song với phần tử đóng cắt) để giảm tối đa kích thước và tổn thất trên phần tử.

Đây là ưu điểm cơ bản của MC vì tạo ra khả năng chế tạo module mạch lực

chỉ gồm các phần tử bán dẫn với khả năng chịu nhiệt độ cao và kích thước

nhỏ gọn. Các biện pháp chuyển mạch phải được áp dụng không phụ thuộc vào

quy luật biến điệu là quy luật nào trong bốn phương pháp cơ bản kể trên [2],

[12]. Điều khiển quá trình chuyển mạch giữa các van bán dẫn trong MC phải

có độ chính xác rất cao, hoạt động chuẩn xác trong những khoảng thời gian cỡ

- 30 -

µS. Các mảng mạch lôgic lập trình được (CPLD, FPGA) giúp ta giải quyết

được vấn đề này. Quá trình chuyển mạch được phân biệt theo chuyển mạch

theo áp, chuyển mạch theo dòng hoặc kết hợp cả hai. Tùy theo áp hay chiều

dòng điện biết được, chuyển mạch có thể thực hiện theo 1, 2, 3, hoặc 4 bước,

với mỗi bước bằng thời gian khóa của một IGBT, thường từ 1,5 đến 2,5 µS

[22], [23], [33], [34]. Để tăng cường độ an toàn cho van bán dẫn, một số biện

pháp chuyển mạch thông minh cũng được áp dụng [12], [31], tuy nhiên khi đó

mức độ phức tạp của hệ thông điều khiển cũng tăng lên nhiều. Với công suất

vừa và nhỏ thì chuyển mạch bốn bước theo chiều dòng điện là một biện pháp

phù hợp hơn cả vì việc đo dòng đầu ra có dạng sin dễ thực hiện hơn. Với dải

công suất lớn hơn cần phải chuyển sang kiểu chuyển mạch cộng hưởng. Đây

là một vấn đề phức tạp và mới chỉ một số ít tác giả đề cập đến [28], chắc chắn

cần nhiều công sức nghiên cứu hơn nữa để đưa đến được các ứng dụng cụ thể.

Điều khiển quá trình chuyển mạch cũng nhằm để loại bỏ mạch Clamp

chống quá áp hay để giảm bớt yêu cầu đặt ra đối với mạch này [21], [27]. Để

loại bỏ được mạch Clamp cần phải tạo ra hệ thống điôt ngược từ các điôt song

song với các IGBT và lựa chọn một điện áp dây đầu vào có cực tính phù hợp

có tác dụng làm giảm nhanh dòng tải mà không gây nên quá áp trong mạch.

Nói chung vấn đề chuyển mạch cho các van trong sơ đồ MC có thể sẽ đơn

giản hơn trong tương lai gần, khi các nhà sản xuất sẽ cho ra đời các phần tử

khóa bán dẫn hai chiều thực sự.

1.5.5 Ảnh hưởng của điện áp trên lưới đối với MC Tỷ số truyền điện áp trong MC cao nhất là 0,866. Thực ra tỷ số truyền áp

trong các biến tần có khâu trung gian một chiều nếu làm việc trong chế độ

tuyến tính cũng chỉ là 0,86. Nếu các MC được sử dụng rộng rãi thì việc chế

tạo các động cơ với mức điện áp phù hợp không phải là một vấn đề khó khăn,

- 31 -

nhất là tương lai của MC là được tích hợp cùng với động cơ để trở thành một

hệ truyền động duy nhất.

Là biến tần trực tiếp nên MC chịu ảnh hưởng trực tiếp của những dao

động, nhiễu, cũng như sự mất cân bằng của các pha điện áp lưới. Giống như

mọi thiết bị điện khác, MC cần phải được thiết kế để đảm bảo chịu đựng được

những dao động của điện áp lưới công nghiệp trong phạm vi cho phép. Những

nhiễu trên lưới do ảnh hưởng của các thiết bị đóng cắt và các bộ biến đổi bán

dẫn làm việc trên lưới sẽ được suy giảm nhờ bộ lọc LfCf trên đầu vào [4], [22].

Khi lưới mất cân bằng sử dụng những quy luật điều biến đặc biệt MC vẫn

đảm bảo được điện áp đầu ra và dòng điện đầu vào đều có dạng sin [7], [25],

[26]. Do không có mạch điôt ngược để dẫn dòng tải, sự làm việc của MC bị

ảnh hưởng nghiêm trọng trong hai trường hợp. Thứ nhất, đó là khi phía lưới

bị mất nguồn đột ngột. Do không có kho điện dự trữ nên ma trận van sẽ khóa

lại lập tức, điều này sẽ khiến các cuộn cảm đầu vào bị mất dòng đột ngột, gây

nên quá điện áp, có thể đánh thủng các van bán dẫn. Thứ hai, đó là khi có

hiện tượng nháy điện, nghĩa là phía lưới bị mất điện trong một thời gian ngắn

rồi lại có điện trở lại. Trong trường hợp này phần điều khiển vẫn còn nguồn

nuôi do năng lượng trên các tụ một chiều, tuy nhiên phần đồng bộ với lưới bị

mất dẫn tới quy luật điều khiển rối loạn, các van có thể bị khóa hoàn toàn dẫn

đến dòng tải bị ngắt đột ngột gây nên quá áp lớn. Vấn đề này phải được đặt ra

khi thiết kế để đảm bảo an toàn cho các van trong bộ biến đổi.

1.5.6 Phát triển các ứng dụng của MC Có thể chỉ ra các lĩnh vực mà việc ứng dụng MC sẽ đưa đến những hiệu

quả đặc biệt như sau:

- MC có ứng dụng trong lĩnh vực truyền động giống như các biến tần

thông thường với các ưu điểm cơ bản là kết cấu gọn nhẹ và làm việc được ở

cả bốn góc phần tư.

- 32 -

- MC có tiềm năng ứng dụng trong lĩnh vực truyền tải điện như một bộ

biến đổi nối giữa hai lưới điện có tần số tiêu chuẩn khác nhau (50 Hz, 60 Hz).

- MC có thể ứng dụng trong các bộ lọc tích cực nối trực tiếp với lưới

điện. Với dòng đầu vào và đầu ra đều hình sin và hệ số công suất thay đổi

được, các bộ tụ lọc tĩnh sẽ được điều khiển trong một chế độ tối ưu nhất.

- MC có thể là bộ biến đổi đầu ra, có nhiệm vụ ổn định điện áp và tần số

cho các hệ máy phát phân tán turbine khí hoặc turbine gió. Khi đó máy phát

có thể phát điện áp tần số cao và thay đổi, nhờ đó kích thước máy phát được

giảm nhỏ và yêu cầu về điều tốc không còn khắt khe nữa.

1.6 Kết luận chương 1 Giải pháp “all silicon” cho MC mới chỉ là khả năng trong tương lai. Hiện

tại các nghiên cứu về MC đang sử dụng các transistor với cực điều khiển cách

ly – IGBT để tạo nên các van dẫn hai chiều (Bidirectional switch – BDS).

Những khó khăn về thực hiện quy luật biến điệu, về điều khiển quá trình

chuyển mạch giữa các van, giá thành chế tạo còn cao là những lý do khiến

cho MC vẫn nằm trong các phòng thí nghiệm, chưa có hãng sản xuất nào

công bố những mẫu MC thương mại.

Chính vì vậy, mục đích của nghiên cứu này là xây dựng một mẫu biến tần

ma trận thử nghiệm nhằm đánh giá và chứng minh những khả năng ứng dụng

thực tế và các đặc tính ưu việt của loại biến tần này.

Với việc xây dựng biến tần ma trận hai vấn đề chính phải giải quyết là

quy luật biến điệu và điều khiển chuyển mạch giữa các van hai chiều. Nhiệm

vụ của luận án này chính là xây dựng thuật toán biến điệu và thuật toán điều

khiển lôgic chuyển mạch. Các thuật toán này sẽ được áp dụng và kiểm chứng

trong mô hình thực nghiệm. Luận án này cũng giải quyết vấn đề đảm bảo chất

lượng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng. Vấn đề ứng

- 33 -

dụng MC được đề nghị trong hệ thống truyền động điều khiển trực tiếp mô

men động cơ không đồng bộ.

Phương pháp nghiên cứu là sử dụng các phương tiện mô phỏng để khảo

sát tính đúng đắn của các quy luật điều khiển cũng như các quá trình năng

lượng liên quan.

Trong mô hình thử nghiệm một loạt các vấn đề liên quan đến quá trình

thiết kế đã được thực hiện, tuy nhiên sẽ không thể trình bày một cách chi tiết

trong bản luận án này. Mô hình thí nghiệm chứng tỏ việc xây dựng một thế hệ

biến tần mới là hoàn toàn hiện thực trong điều kiện Việt nam hiện nay.

- 34 -

Chương 2 VẤN ĐỀ CHUYỂN MẠCH TRONG MA TRẬN KHOÁ

HAI CHIỀU

2.1 Quy tắc thực hiện quá trình chuyển mạch Chuyển mạch là quá trình chuyển dòng điện từ một van đang dẫn bị khoá

lại sang một van khác vừa mở ra. Chuyển mạch trong sơ đồ MC có những yêu

cầu khác biệt so với sơ đồ biến tần có khâu trung gian một chiều. Trên hình

2.1 thể hiện chuyển mạch trong sơ đồ nghịch lưu thường. Giữa tín các hiệu

điều khiển mở S1 và S2 có một thời gian chết τ để tránh dòng đâm xuyên

giữa S1 và S2, khi đó không có van

nào dẫn. Giả sử dòng đang chạy qua

van S1, có tín hiệu khoá S1. Do tải có

tính cảm dòng tải vẫn duy trì theo

chiều cũ và sẽ chạy qua điôt D2. Như

vậy, nhờ có hệ thống điôt ngược

dòng tải không bị ngắt đột ngột nên

không gây nên quá điện áp. Ngoài ra

song song với các van S1, S2 còn có

các mạnh RC trợ giúp cho quá trình

chuyển mạch.

Hình 2.1 Chuyển mạch trong nghịch lưu

thường.

Trong sơ đồ MC không có hệ thống điôt ngược và cũng không dùng các

mạch RC nên chuyển mạch đặt ra nhiều vấn đề phức tạp hơn. Quá trình

chuyển mạch trong MC phải tuân thủ hai quy tắc sau:

- Không được ngắn mạch phía lưới.

- Không được hở mạch phía tải.

Quy tắc thứ nhất đảm bảo không xẩy ra ngắn mạch phía điện áp lưới gây

ra xung dòng điện lớn phá huỷ van. Quy tắc thứ hai đảm bảo không gây ra

hiện tượng hở mạch phía tải gây ra quá điện áp, đánh thủng các van bán dẫn.

- 35 -

2.2 Các kỹ thuật chuyển mạch trong MC

2.2.1 Chuyển mạch bốn bước Chuyển mạnh bốn bước là một phương pháp hiệu quả tuân thủ hai quy tắc

nêu ra trên đây. Nguyên lý chuyển mạch được làm rõ qua việc xét trường hợp

chuyển mạch giữa hai pha A và B theo sơ đồ trên hình 2.2.

Giả sử pha A đang dẫn, pha B

đang khoá và dòng tải có chiều như

hình vẽ. Dòng đang dẫn bởi van SA1,

điôt DA1 (nét đậm). Quy ước đó là

chiều dương (IL>0). Khi có lệnh

chuyển mạch sang pha B dòng sẽ

phải chuyển sang van SB1, điôt DB1.

Quá trình chuyển mạch diễn ra qua

bốn bước, được mô tả qua đồ thị như

trên hình 2.3. Các bước tiến hành

tuần tự như sau:

Bước 1: Ngắt tín hiệu điều

khiển tới van không dẫn SA2 ngay

khi có yêu cầu chuyển mạch để tránh

đường ngắn mạch pha từ B sang A.

Bước 2: Điều khiển mở van

SB1. Do các điôt DA1 và DB1 nên

đầu vào không bị ngắn mạch.

Bước 3: Ngắt tín hiệu điều

khiển van SA1. Dòng tải sẽ chuyển

từ pha A sang pha B (từ van SA1 sang SB1) theo chiều dòng điện tại bước 2

nếu UB>UA hoặc ở bước 3 nếu UB<UA mà không có hiện tượng hở mạch tải.

Hình 2.2 Sơ đồ mô tả quá trình chuyển

mạch.

Hình 2.3 Đồ thị tín hiệu điều khiển

chuyển mạch.

- 36 -

Bước 4: Cho tín hiệu điều khiển mở van SB2 chuẩn bị cho tính chất

dẫn hai chiều của pha B, kết thúc chuyển mạch.

Trường hợp dòng

tải có chiều ngược lại suy

luận hoàn toàn tương tự.

Thời gian td tương đương

với thời gian khoá của

một IGBT, cỡ 1÷2µS.

Trạng thái lôgic của quá

trình chuyển mạch này

biểu diến trên hình 2.4.

Tất cả các trường hợp

chuyển mạch giữ hai pha

A, B ứng với các dấu dòng điện và điện áp cho trong bảng 2.1.

Hình 2.4 Trạng thái logic các van trong chuyển

mạch bốn bước.

Bảng 2.1 Các trường hợp chuyển mạch giữa hai pha A và B, dấu “+” tương

ứng với IL >0, UAB>0, chuyển mạch từ A sang B, dấu “- ” tương ứng với IL <0,

UAB<0, chuyển mạch từ B sang A.

Chuyển mạch gọi là nặng nếu van khoá lại dưới điện áp cao và dòng qua

van lớn, tổn thất do chuyển mạch lớn. Chuyển mạnh gọi là mềm nếu khi van

khoá lại, dòng qua van đã bằng 0, tổn thất chuyển mạnh nhỏ. Qua phân tích sẽ

thấy một nửa số quá trình chuyển mạch trên đây là chuyển mạch mềm nên

chuyển mạnh bốn bước theo chiều dòng điện còn gọi là chuyển mạch bán

mềm. Trên hình 2.2 chuyển mạch mềm xảy ra khi UB>UA, do các điôt SD1,

TH1 TH2 TH3 TH4 TH5 TH6 TH7 TH8

UAB >0 + + + + - - - -

IL >0 + + - - + + - -

A->B + - + - + - + -

- 37 -

SD2 dòng chuyển tự nhiên ngay sang SB1 khi SB1 được điều khiển mở tại

bước 2. Tại bước 3 khi ngắt tín hiệu điều khiển dòng qua SA1đã bằng 0.

Phân tích tương tự có thể thấy rằng các truờng hợp TH1, TH2, TH4 và

TH7 là chuyển mạch nặng, còn TH2, TH3, TH5, TH8 là chuyển mạch mềm.

2.2.2 Chuyển mạch hai bước Nếu đã biết chắc chắn

chiều dòng điện thì không

cần phát tín hiệu cho van

không dẫn dòng trong khóa

hai chiều. Do đó 4 bước

chuyển mạch trên đây chỉ

còn hai bước. Trong

phương pháp này chỉ có

IGBT thực sự đang dẫn

trong van hai chiều được

kích hoạt. Đồ thị trạng thái lôgic các van chuyển mạch cho trên hình 2.5.

Hình 2.5 Trạng thái lôgic của van trong chế độ

chuyển mạch 2 bước.

Lưu ý sự khác biệt giữa hình 2.4 và 2.5. Phương pháp hai bước chỉ điều

khiển cho một IGBT dẫn trong trường

hợp chiều dòng điện đã xác định rõ

(IL>0 hoặc IL<0) và chỉ sử dụng tới

trạng thái hai IGBT trong cùng một

BDS dẫn khi tín hiệu chiều dòng điện

là chưa rõ ràng xẩy ra trong quá trình

đảo chiều dòng điện (các trạng thái

1100 và 0011 trên hình 2.5). Hình 2.6 Tín hiệu điều khiển van khi

dòng đổi chiều. Xét trường hợp dòng đổi chiều

như trên hình 2.6. Để tránh hở mạch

- 38 -

tải khi dòng nằm trong ngưỡng quanh giá trị không, [-Ih , Ih], do tín hiệu

chiều dòng điện còn chưa xác định nên cần kích hoạt cả hai IGBT trong một

BDS đang dẫn. Khi ra ngoài khoảng này do tín hiệu về chiều dòng điện có thể

biết chắc chắn nên chỉ cần một van được kích hoạt. Mức ngưỡng này tăng

theo công suất của bộ biến tần, vì vậy nó ảnh hưởng tới chất lượng sóng đầu

ra, nhất là khi giá trị làm việc của dòng điện lại nằm trong dải ngưỡng này.

2.2.3 Chuyển mạch một bước

UA

UB

UABIL>0

SA1SA2

SB1SB2

DA1 DA2

DB1 DB2

UA

UB

UABIL<0

SA1SA2

SB1SB2

DA1 DA2

DB1 DB2

UA

UB

UABIL>0

SA1SA2

SB1SB2

DA1 DA2

DB1 DB2

UA

UB

UABIL<0

SA1SA2

SB1SB2

DA1 DA2

DB1 DB2

UAB>0, IL>0(a)

UAB>0, IL<0(b)

0

1

0

1

Hình 2.7 Quá trình chuyển mạch một bước. (a) IL>0; (b) IL<0.

Theo sơ đồ trên hình 2.2, giả sử cần chuyển mạch giữa hai pha đầu vào A

và B, nếu biết được điện áp UAB và chiều dòng điện IL thì quá trình chuyển

mạch chỉ cần một bước. Ví dụ về kiểu chuyển mạch này được mô tả trên hình

2.7 cho hai trường hợp, dòng IL>0 và IL<0. Tín hiệu điều khiển bao giờ cũng

chuyển từ một IGBT đang dẫn dòng sang một IGBT ở pha khác có chiều dẫn

dòng cùng chiều. Trên hình 2.7 (a) tín hiệu điều khiển chuyển từ SA1 (dẫn

dòng dương ở pha A) sang SB1 (dẫn dòng dương ở pha B). Tương tự như vậy

ở hình 2.7 (b), từ SA2 sang SB2. Với UAB>0 trên hình (a) là chuyển mạch

- 39 -

nặng, trên hình (b) là chuyển mạch mềm. Tín hiệu điện áp UAB>0 cần thiết để

không thể nhầm lẫn đưa tín hiệu điều khiển đến SB2 trên hình (a), SB1 trên

hình (b), vì như vậy sẽ xảy ra ngắn mạch.

Chuyển mạch một bước yêu cầu thời gian cho quá trình chuyển mạch rất

ngắn, ít làm ảnh hưởng đến thời gian cắt mẫu của PWM. Tuy vậy lại cần theo

dõi chính xác cả chiều dòng điện lẫn điện áp, trong đó tín hiệu điện áp lấy vào

từ lưới sẽ bị ảnh hưởng rất mạnh nhiễu từ lưới.

2.2.4 Chuyển mạch thông minh Phương pháp này xác định chiều dòng điện qua điện áp rơi trên van. Điện

áp trên van U1 và U2 được xác định như trên hình 2.8. Giả sử dòng điện có

chiều như hình vẽ, S2 đang dẫn, S1 nằm dưới điện áp ngược. Điện áp đo trên

van U2 cỡ 1,5÷2,5V (phụ thuộc vào loại IGBT), U1 cỡ 0,7÷1,5V, bằng điện

áp trên điôt D2. Tín hiệu điện áp này có tính ổn định cao ngay cả khi dòng

điện chạy qua van rất nhỏ, cỡ 100 µA. Nếu chỉ có một IGBT dẫn trong một

thời điểm thì dựa vào dấu điện áp U1, U2 đo được có thể hoàn toàn xác định

chiều của dòng điện.

Hình 2.8 cũng thể hiện sơ đồ khối của một bộ điều khiển thông minh cho

một khoá BDS. Các bộ điều khiển trong cùng một pha ra có liên hệ chặt chẽ

với nhau. Do tại bất cứ thời điểm nào cũng có một BDS trong cùng một pha

đầu ra đang dẫn nên thông tin về chiều dòng điện luôn được cập nhật. Nếu có

tín hiệu chuyển mạch từ vi điều khiển tới cùng với thông tin về chiều dòng

điện nhận được từ pha dẫn trước đó, phần tử ra quyết định, chính là một mạch

điều khiển lôgic, sẽ xác định chính xác IGBT nào được mở tiếp theo. Chuyển

mạch diễn ra theo hai bước như đã đề cập ở phần 2.2.2. Khi van đã mở, chiều

dòng điện lại được xác định và chuyển về phần tử ra quyết định để truyền cho

các mạch điều khiển khác. Sau khi chuyển mạch nếu dòng có đổi chiều thì bộ

điều khiển sẽ tự động đổi phần tử dẫn trong chính BDS đó.

- 40 -

Để khắc phục trễ do

truyền thông ảnh hưởng đến

chuyển mạch khi dòng đảo

chiều cần có một khoảng

thời gian chết không cho

van nào dẫn khi dòng về tới

không. Hình 2.9 là đồ thị

thời gian quá trình đảo

chiều dòng điện có bù thời

gian truyền thông, theo đó

ta thấy rằng van SA2, phần

tử dẫn dòng ngược, sẽ

không được kích hoạt

chừng nào bộ điều khiển

của BDS tiếp theo nhận

được thông tin chính xác về

chiều dòng điện. Thời gian

trễ đủ nhỏ, cỡ 250nS, không làm ảnh hưởng tới dạng sóng dòng điện.

Hình 2.8 Cấu trúc mạch điều khiển chuyển mạch

thông minh.

Khi khởi động bộ biến tần thì chưa thể biết được chiều dòng tải. Trong

trường hợp này BDS đầu tiên trong

tuần tự chuyển mạch sẽ mở một trong

hai IGBT của nó. Nếu mở đúng thì

có dòng điện chạy qua, nghĩa là đã có

tín hiệu chiều dòng điện, còn nếu mở

sai không có dòng điện chạy qua thì

tự động chuyển đổi sang IGBT đúng.

Hình 2.10 là đồ thị trạng thái của kỹ

Hình 2.9 Đồ thị thời gian quá trình

chuyển mạch khi dòng đổi chiều.

- 41 -

thuật chuyển mạch hai bước áp

dụng trong trường hợp này.

Hình 2.10 Đồ thị trạng thái chuyển mạch theo

phương pháp chuyển mạch thông minh.

Phương pháp chuyển

mạch thông minh có khả năng

tự xác định chiều dòng điện và

quyết định chính xác cần điều

khiển mở van nào. Tuy nhiên

trang bị kỹ thuật yêu cầu khá

phức tạp.

2.3 Chuyển mạch cộng hưởng

(a)

(b)

Hình 2.11 Mô hình khoá mềm. a) Phần tử chuyển mạch đóng cắt mềm E chung;

b) Phần tử chuyển mạch đóng cắt mềm cầu điôt.

Chuyển mạch mềm có thể thực hiện nhờ quá trình cộng hưởng, tạo nên

chế độ đóng cắt khi điện áp bằng không hoặc dòng bằng không, do đó tổn hao

giảm. Đây là biện pháp quan trọng để xây dựng các bộ biến đổi với công suất

lớn, trong đó các van phải làm việc với dòng điện rất lớn hoặc điện áp rất cao.

- 42 -

Trên hình 2.11 thể hiện hai mô hình khóa chuyển mạch mềm. Các mạch

cộng hưởng đều dựa trên mạch dao động LC. Mạch LC có thể bắt đầu dao

động nhờ một van phụ đưa vào hoặc do bản thân các van chuyển mạch đưa

vào. Sơ đồ (a) sử dụng thêm khóa phụ QA, sơ đồ (b) sử dụng chính hai khóa

Q1, Q2 để khởi động mạch dao động. Dao động này sẽ bắt buộc điện áp hoặc

dòng điện trên phần tử đóng cắt bằng không trong thời gian chuyển mạch.

Các cấu hình khoá này có thể được áp dụng trong MC khi công suất yêu

cầu là rất lớn. Ưu điểm cơ bản của hai mô hình này là tổn hao không tăng

đáng kể khi tăng tần số đóng cắt.

2.4 Chuyển mạch trong quá trình quá độ Sơ đồ MC không có hệ thống điôt ngược và kho điện để tích trữ năng

lượng tạm thời, không có các mạch trợ giúp đóng mở RC. Điều này nảy sinh

nhiều vấn đề liên quan đến các quá trình quá độ, ví dụ như lúc khởi động và

lúc dừng. Trong mô hình MC cơ bản mạch Clamp có chức năng bảo vệ trong

các quá trình chuyển mạch cũng như khi mất điện, khởi động và dừng máy.

Tuy nhiên có thể loại bỏ mạch Clamp để giảm nhỏ kích thước của MC. Các

quá trình chuyển mạch nêu trên đây chưa giải quyết được các vấn đề này.

Khi có lệnh dừng nếu lập tức cắt xung điều khiển ở các khóa bán dẫn sẽ

gây nên hiện tượng hở mạch tải, năng

lượng tích tụ trong các điện cảm tải

không có đường thoát sẽ gây ra quá áp

trên các linh kiện bán dẫn. Giải pháp

được đưa ra là phải mở một số IGBT kết

hợp với một số điôt tạo nên mạch điôt

ngược như ở trong biến tần thông thường

để giải phóng dòng tải. Phương pháp

thực hiện được mô tả qua hình 2.12. Khi

UA

UB

(IL>0, IL<0)SA1SA2

SB1SB2

DA1 DA2

DB1 DB2

(+)

(-)

N

Hình 2.12 Trạng thái lựa chọn điện

áp UA, UB và các điôt DA2, DB1

làm điôt ngược.

- 43 -

điện áp các pha đang có dấu UA>0, UB<0, nếu điều khiển đóng các khóa SA2

và SB1 thì hai điôt nối tiếp với hai khóa DA2 và DB1 sẽ tạo nên mạch điôt

ngược (thể hiện bằng nét đậm) đối với cả hai chiều của dòng tải IL, làm dòng

suy giảm nhanh. Do lưới điện ba pha có sự thay đổi, cặp điện áp âm dương

thoả mãn điều kiện trên lặp lại sau mỗi khoảng thời gian 1/3 chu kỳ điện áp

lưới.

Hình 2.13 mô tả trạng thái chuyển

đổi trung gian khi pha C bắt đầu âm hơn

pha B. Van SC1 được điều khiển mở và

điôt DC1 sẽ tham gia vào hệ thống điôt

ngược thay cho DB1.

Mô hình mô phỏng quá trình

chuyển mạch dùng ToolBox StateFlow

trong MATLAB cho trên hình 2.15 với

kết quả mô phỏng cho trên hình 2.14 cho

thấy hiệu quả của việc dập dòng điện.

Mô hình MC bắt đầu khởi động cho đến 0,03 S thì có lệnh dừng. Dòng điện ở

cả 3 pha đã suy giảm về đến 0 sau khoảng 0,01 S, nghĩa là nửa chu kỳ điện áp

lưới. Ở chế độ làm việc bình thường quá trình chuyển mạch diễn ra trong

vùng bôi đen, theo phương pháp chuyển mạch bốn bước. Khi có lệnh dừng

máy do muốn dừng hoặc do tín hiệu bảo vệ phát động, nó sẽ chuyển ra làm

việc ở vòng ngoài. Đồ thị này cũng cho thấy các khả năng khác nhau để

chuyển được từ trạng thái pha nào đó đang dẫn dòng ra vòng ngoài, tùy thuộc

vào chiều của dòng tải. Quá trình này diễn ra tuần tự và yêu cầu nhiều nhất là

một chu kỳ điện áp lưới để dừng hẳn.

UA

UB (IL>0, IL<0)SA1SA2

SB1SB2

DA1 DA2

DB1 DB2

(+)

(-)

N

UC

SC1SC2

DC1 DC2

(-)

Hình 2.13 Trạng thái trung gian

chuyển đổi từ pha B sang pha C.

- 44 -

Hình 2.14 Dòng điện bị suy giảm nhanh dưới tác dụng của hệ

thống điôt ngược (kết quả mô phỏng).

2.5 Kết luận chương 2 Chương này đã phân tích các phương pháp chuyển mạch có thể áp dụng

cho MC. Chuyển mạch bốn bước yêu cầu thời gian dài nhất, ít nhất là ba lần

thời gian khoá của một IGBT, khoảng hơn 6 µS, tuy nhiên chỉ cần xác định

được chiều dòng điện. Việc đo dòng tải đối với tải trở cảm là tương đối dễ

dàng vì dòng khá trơn tru. Các phương pháp chuyển mạch ít bước hơn sẽ rút

ngắn được thời gian dành cho chuyển mạch, tuy nhiên đều yêu cầu phải xử lý

riêng nhiều tình huống đặc biệt gây khó khăn cho việc thiết kế lôgic điều

khiển. Việc xét dấu điện áp vào cũng gây bất lợi vì điện áp bị ảnh hưởng

nhiều bởi nhiễu. Chuyển mạch thông minh hứa hẹn kết quả tốt nhưng thiết bị

yêu cầu khá phức tạp. Chuyển mạch cộng hưởng chỉ nên áp dụng cho những

ứng dụng công suất lớn.

Trong nghiên cứu này đặt ra nhiệm vụ xây dựng một mẫu thí nghiệm MC

công suất nhỏ, vì vậy áp dụng phương pháp chuyển mạch bốn bước là thuận

lợi hơn cả. Thiết kế mạch lôgic điều khiển chuyển mạch đã được kiểm

nghiệm bằng mô phỏng (hình 2.14, 2.15) và sẽ được tiếp tục đề cập đến trong

chương 5 của luận án này.

- 45 -

Hình 2.15 Mô hình mô phỏng mạch điều khiển quá trình chuyển mạch dùng ToolBox

StateFlow.

- 46 -

Chương 3 CÁC PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU TRONG BIẾN TẦN

MA TRẬN

3.1 Vấn đề biến điệu bề rộng xung trong biến tần ma trận Điện áp trên mỗi pha đầu ra của biến tần ma trận (Matrix Converter - MC)

được tạo ra bởi các đoạn của điện áp ba pha đầu vào. Ví dụ, để tạo được điện

áp ra cho pha A từ ba pha đầu vào a, b, c, trong mỗi một chu kỳ cắt mẫu, đầu

ra A sẽ được nối với một trong ba pha đầu vào trong một khoảng thời gian

nhất định. Khoảng thời gian này phụ thuộc vào giá trị điện áp pha đầu vào và

giá trị điện áp pha đầu ra tại thời điểm cắt mẫu. Các phép biến điệu sẽ xác

định độ rộng của những khoảng thời gian này sao cho giá trị trung bình của

điện áp đầu ra trong mỗi chu kỳ cắt mẫu thay đổi theo một sóng hình sin tần

số thấp mong muốn với biên độ thay đổi được.

Nếu trong biến tần nguồn áp thông thường, độ rộng xung chỉ phụ thuộc

vào giá trị điện áp ra tại thời điểm cắt mẫu vì đầu vào đã là nguồn một chiều

không đổi, thì trong MC độ rộng xung còn phụ thuộc giá trị của điện áp đầu

vào tại thời điểm đó. Vì vậy quy luật biến điệu trong MC sẽ phức tạp hơn.

Trong chương này sẽ trình bày phương pháp Veturini-Alesina và phương

pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp (ISVM), được coi là các phương

pháp kinh điển áp dụng cho MC. Phương pháp biến điệu vectơ không gian

trực tiếp (SVM) có ý nghĩa quan trọng nhất cho ứng dụng thực tế sẽ được

trình bày riêng trong chương 4.

3.2 Phương pháp Venturini-Alesina (VA)

3.2.1 Hệ phương trình và lời giải Phương pháp VA dựa trên việc tìm lời giải cho biến điện áp ra và dòng

đầu vào trong hệ phương trình quan hệ giữa điện áp và dòng điện thông qua

ma trận van hai chiều của MC. Hệ phương trình này được xây dựng sau đây,

chủ yếu theo như dẫn giải trong [24].

- 47 -

Tại một thời điểm t nào đó, pha đầu ra A được nối với một trong các pha

đầu vào thông qua các khoá SaA, SbA và ScA, do đó có thể biểu diễn điện áp

UA(t) qua biểu thức (3.1).

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )A aA a bA b cA cU t m t U t m t U t m t U t= + + , (3.1)

− UA(t): điện áp ra pha a;

− Ua(t), Ub(t), Uc(t): điện áp các pha đầu vào a, b,c;

− maA(t)=taA/Ts; mbA(t)=tbA/Ts; mcA(t)=tcA/Ts : hệ số tỷ lệ thời gian các

pha a, b, c được nối tới pha đầu ra A;

− taA, tbA, tcA : thời gian có mặt của các pha a, b, c tương ứng trên pha ra

A trong chu kỳ cắt mẫu Ts.

Tương tự như vậy với các pha B và C. Đối với cả ba pha biểu thức dạng

(3.1) có thể biểu diễn dưới dạng ma trận (3.2).

( )( ) ( ) ( ) ( )( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )( ) ( )

aA aA bA cA

B aB bB cB b

aC bC cCC c

U tU t m t m t m tU t m t m t m t U t

m t m t m tU t U t

⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥= ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎣ ⎦ ⎣ ⎦

(3.2)

Dòng điện đầu vào một pha là tổng của ba dòng điện pha trên đầu ra do

mỗi pha đầu vào được nối với ba pha đầu ra, như được biểu diễn qua (3.3).

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )a aA A aB B aC Ci t m t i t m t i t m t i t= + + , (3.3)

− ia(t): dòng điện vào pha a;

− iA(t), iB(t), iC(t): dòng điện đầu ra pha A, B, C.

Tương tự đối với các dòng pha đầu vào b, c. Với cả ba pha quan hệ dòng

điện có dạng (3.4).

( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( ) ( )( )

a AaA aB aC

b bA bB bC B

cA cB cC Cc

i t i tm t m t m ti t m t m t m t i t

m t m t m t i ti t

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥=⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎣ ⎦

(3.4)

Phương trình (3.3), (3.4) có thể rút gọn thành dạng ma trận như (3.5).

[ ] [ ][ ] [ ] [ ] [ ]( ) ( ) ( ) ; ( ) ( ) ( )To i iU t M t U t i t M t i t= = o (3.5)

- 48 -

[ ]( )M t gọi là ma trận hệ số biến điệu hay ma trận biến điệu.

Tại bất cứ thời điểm nào, một pha đầu ra chỉ có thể được nối với chỉ một

pha đầu vào và do tính liên tục của dòng điện nên các hệ số biến điệu phải

thoả mãn điều kiện (3.6).

, , , , , ,

( ) ( ) ( ) 1kA kB kCk a b c k a b c k a b c

m t m t m t= = =

= =∑ ∑ ∑ = (3.6).

Giả thiết rằng điện áp vào và dòng điện ra đều có dạng sin như được biểu

diễn qua (3.7).

[ ] ,

cos( )2( ) cos( )3

4cos( )3

i

i i m i

i

t

U t U t

t

ωπω

πω

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥= +⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥+⎣ ⎦

; [ ] ,

cos( )2( ) cos( )3

4cos( )3

o o

o o m o o

o o

t

i t I t

t

ω φπω φ

πω φ

⎡ ⎤⎢ ⎥+⎢ ⎥⎢ ⎥= + +⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥+ +⎣ ⎦

(3.7)

Các biến đầu ra là điện áp ra và dòng điện vào mong muốn cũng có dạng

sin như biểu diễn (3.8) dưới đây.

[ ] ,

cos( )2( ) cos( )3

4cos( )3

o

o i m o

o

t

U t qU t

t

ωπω

πω

⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥= +⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥+⎣ ⎦

;[ ] ,

cos( )2( ) cos( )3

4cos( )3

i i

i o m i i

i i

t

i t qI t

t

ω φπω φ

πω φ

⎡ ⎤⎢ ⎥+⎢ ⎥⎢ ⎥= + +⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥+ +⎣ ⎦

(3.8)

Trong (3.8) q là hệ số biến đổi (0 <= q <= 1).

Phương trình ma trận (3.5), với các điều kiện (3.6), (3.7), (3.8) có vô số

lời giải, tức là có vô số ma trận biến điệu [ ]( )M t thỏa mãn.

Venturini lần đầu tiên đưa ra hai lời giải (1980) [3], [24], là hai ma trận

biến điệu M1(t) và M2(t), biểu diễn qua (3.9), (3.10).

- 49 -

1

2 41 2 cos( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( )3 3

1 4( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( )3 3

2 41 2 cos( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( )3 3

m m m

m m

m m

q t q t q t

M t q t q t q t

q t q t q t

23m

m

π πω ω ω

π πω ω

π πω ω

⎡ ⎤+ + − +⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥= + − + + −⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥+ − + − +⎢ ⎥⎣ ⎦

ω

ω

−

(3.9)

2

2 41 2 cos( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( )3 3

1 2 4( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( )3 3 3

4 21 2 cos( ) 1 2 cos( ) 1 2 cos( )3 3

m m m

m m

m m

q t q t q t

M t q t q t q t

q t q t q t

m

m

π πω ω ω

π πω ω ω

π πω ω

⎡ ⎤+ + − +⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥= + − + − +⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥+ − + + −⎢ ⎥⎣ ⎦

ω

−

(3.10)

Với ωm = -(ωo - ωi) ở (3.9) và ωm = -(ωo +ωi) ở (3.10).

Ma trận biến điệu M1(t) cho góc pha đầu vào và đầu ra bằng nhau, φi = φ0.

Ma trận biến điệu M2(t) cho góc pha đầu vào và đầu ra ngược nhau, φi = -φ0.

Kết hợp hai lời giải này theo (3.11) có thể thay đổi góc pha đầu vào.

1 1 2 2[ ( )] [ ( )] [ ( )]M t M t M tα α= + , (3.11)

trong đó α1+α2 = 1.

Nếu đặt α1 = α2 thì cosϕ = 1, không phụ thuộc góc pha của tải đầu ra.

Hơn nữa, có thể chọn α1, α2 để điều chỉnh tuỳ ý được hệ số công suất đầu vào.

Chọn α1 = α2 = 0,5, khi đó biểu thức tính toán các hệ số biến điệu có

dạng đơn giản nhất như (3.12).

2,

21 13

kj k jkj

s i

t Um

T U⎡ ⎤

= = +⎢⎣ ⎦m

U⎥

t

(3.12)

k = a, b, c ; j = A, B, C.

Nhược điểm của lời giải này là chỉ cho tỷ số truyền áp lớn nhất qm= 0,5.

Có thể giải thích điều này một cách trực quan qua hình 3.1 với lưu ý

1 2 cos( )mq ω+ là luôn dương. Có thể nhận thấy rằng để sóng ra hình sin thì

- 50 -

biên độ lớn nhất có thể của nó chỉ là 0,5, bằng điểm thấp nhất của đường bao

ba điện áp pha đầu vào.

Có thể đạt

được tỷ số truyền

áp lớn nhất bằng

0.866 bằng cách

biến đổi ma trận

điện áp ra nếu

thêm vào thành

phần bậc ba của

sóng vào và sóng

ra trên điện áp

đích, như trong

[24]. Lời giải này gọi là thuật toán Venturiny-Alesina.

Hình 3.1 Hình ảnh điện áp ra lớn nhất qm = 0,5.

Theo thuật toán này biểu thức tính toán các hệ số biến điệu theo (3.13).

2,

21 41 sin( si3 3 3

k jkj i k i

i m

U U qm tU

ω β ω⎡ ⎤

= + + +⎢ ⎥⎣ ⎦

n3 )t , (3.13)

trong đó: k = a, b, c; j = A, B, C; βk = 0, 2π/3, 4π/3 với k = a, b, c.

Điện áp ra có dạng (3.14).

, o , o= cos( ) - cos(3 ) cos(3 )6 4ov i m v i m

m

q qU qU t U t tq iω ω+Ψ + ω , (3.14)

trong đó, q: tỷ số truyền áp; ωo: tần số góc đầu ra; ωi: tần số góc đầu vào;

Ψv = 0, 2π/3, 4π/3 tương ứng với v = A, B, C; Uov: điện áp đầu ra pha v.

Dạng sóng điện áp đích đầu ra lúc này có dạng như biểu diễn trên hình

3.2. Như vậy bằng cách thêm vào điện áp đích thành phần sóng hài bậc ba của

sóng vào và ra thì điện áp đích đã có thể bám sát hơn đường bao của điện áp

- 51 -

vào, do đó tăng tỷ

số truyền áp lên

bằng 0.866. Sóng

hài bậc ba trên điện

áp ra sẽ tự triệt tiêu

trên tải ba pha.

3.2.2 Mô phỏng thuật toán Venturini-Alesina

Sơ đồ mô phỏng MC được xây dựng để kiểm chứng thuật toán Venturini-

Alesina. Sơ đồ sử dụng các van là các khoá lý tưởng trong thư viện

SIMULINK. Hệ số biến điệu được tính toán theo (3.13), điện áp ra theo

(3.14). Mô hình của sơ đồ cho một pha đầu ra được biểu diễn trên hình 3.3.

Sơ đồ ba pha gồm 3 module một pha và các khâu tạo nguồn cần thiết. Mô

phỏng được thực hiện với thông số của lưới điện 220V, tần số lưới 50Hz, tải

RL. Các kết quả biểu diễn trên các hình 3.4, 3.5, 3.6. Hình dạng điện áp ra,

hình 3.4, bao gồm các mảnh của ba điện áp vào theo luật điều biến theo thời

gian. Hình 3.5 cho thấy điện áp và dòng điện vào trùng pha nhau. Dòng đầu

vào qua một khâu lọc tần thấp có dạng sin. Hình 3.6 cho thấy dạng điện áp

dây gần giống với dạng sóng của biến tần nguồn áp nhưng có biên độ biến

đổi, lặp lại dạng của các điện áp dây đầu vào. Dòng điện đầu ra có dạng sin

chỉ với tác dụng lọc của mạch tải.

Các kết quả mô phỏng chứng tỏ tính đúng đắn của thuật toán Venturini-

Alesina. Tuy nhiên mô hình cũng cho thấy thuật toán này yêu cầu mức độ tính

toán khá nặng nề. Nguyên nhân là các biểu thức của hệ số biến điệu đòi hỏi

nhiều phép tính lượng giác.

Hình 3.2 Mô tả tỷ số truyền áp bằng 0.866.

- 52 -

Hình 3.3 Sơ đồ mô phỏng MC một pha

- 53 -

100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000-300

-200

-100

0

100

200

300

Time(microsec)

Mag

netu

de

Hình 3.4 Sóng điện áp pha ra, f0=70Hz, tải R=100Ω, L=80mH.

200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800-300

-200

-100

0

100

200

300

Hình 3.5 Sóng điện áp đầu vào và dòng điện vào(x30).

- 54 -

Hình 3.6 Sóng điện áp dây và dòng điện, f0=70Hz, tải R=100Ω, L=80 mH.

3.3 Phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp Phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp cho MC (Indirect

Space Vectơ Modulation – ISVM) được giải thích bởi kỹ thuật biến điệu

vectơ không gian của biến tần nguồn áp thông thường [19], [25].

3.3.1 Sơ đồ MC điều biến gián tiếp Mô hình MC biến điệu gián tiếp biểu diễn trên hình 3.7. Theo mô hình

này sơ đồ MC chia làm hai phần: phần chỉnh lưu tích cực với van hai chiều

BDS, phần nghịch lưu với các van một chiều thông thường. Điểm khác biệt so

với biến tần thông thường là ở phần một chiều không dùng một tụ tích năng

lượng nào. Phần trung gian một chiều uDC ở đây gọi là khâu một chiều ảo. Ưu

điểm của sơ đồ này là phía nghịch lưu có thể dùng các module mạch lực

chuẩn thông thường.

Quá trình biến điệu được phân làm hai bước: bước chỉnh lưu và bước

nghịch lưu. Trong mỗi chu kỳ cắt mẫu, phần chỉnh lưu đưa ra một giá trị điện

áp dây đầu vào tạo nên điện áp một chiều ảo uDC, phần nghịch lưu tạo nên ba

điện áp đầu ra hình sin với tần số và biên độ mong muốn.

- 55 -

Mabc

ABCuDC

iDC+

iDC-

R=[Sa,Sb,Sc] I=[SA,SB,SC]T

S1 S3 S5

S2 S4 S6

S7 S9 S11

S8 S10 S12

Hình 3.7 Mô hình MC biến điệu gián tiếp.

Các đại lượng điện áp, dòng điện vào, ra hình sin có thể biểu diễn qua

vectơ quay trên mặt phẳng theo (3.15). 2 4 23 3 3

2 4 2 43 3 3 3

2 2( ); (3 3

2 2( ); (3 3

j j j j

o A B C o A B C

j j j j

i a b c i a b c

U u u e u e I i i e i e

I i i e i e U u u e u e

43 )

)

π π π

π π π π

= + + = + +

= + + = + +

π

⎥

(3.15)

3.3.2 Điều biến vectơ không gian cho phía chỉnh lưu Sơ đồ trên hình 3.7 có các giá trị dòng vào và điện áp trung gian ảo quan

hệ với dòng một chiều và điện áp pha đầu vào theo (3.16), (3.17).

1 2

3 4

5 6

aDC

bDC

c

i S Si

i S Si

S Si

+

−

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥= ⎢⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎣ ⎦

(3.16) ; (3.17) 1 3 5

2 4 6

aDC

bDC

c

uu S S S

uS S Su

u

+

−

⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎢ ⎥=⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎣ ⎦ ⎢ ⎥⎣ ⎦

Các van trong chỉnh lưu chia làm hai nhóm, một nhóm nối với thanh dẫn

uDC+, một nhóm nối với thanh dẫn uDC-. Ở mỗi thời điểm bất kỳ, để không xảy

ra ngắn mạch phía đầu vào nên chỉ có hai van dẫn, một van số lẻ, một van số

chẵn. Các trạng thái được phép của van phía chỉnh lưu được chỉ ra trong bảng

3.1. Có tất cả 6 trạng thái van tích cực, nghĩa là có điện áp ở đầu ra uDC bằng

một điện áp dây đầu vào. Có 3 trạng thái van mà điện áp ra uDC bằng 0 khi hai

- 56 -

van trên cùng một pha được mở, khi đó đầu ra bị ngắn mạch. Ứng với mỗi

trạng thái có thể của van, tính toán theo (3.16), (3.17), (3.15) vectơ dòng điện

vào Ii có hướng cố định trên mặt phẳng tọa độ. Những vectơ này gọi là những

vectơ chuẩn. Sáu trạng thái van tích cực tạo nên sáu vectơ tích cực. Trên mặt

phẳng toạ độ các vectơ này tạo nên một hình lục giác đều. Ba trạng thái ngắn

mạch đầu ra tạo nên ba vectơ không (độ dài bằng không). Trạng thái của van

và các vectơ được biểu diễn hình học trên hình 3.8.

Bảng 3.1 Trạng thái khoá và các vectơ tương ứng phía chỉnh lưu.

Vectơ 1 3 7

2 4 6

TS S SS S S⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

ia ib ic | Ii | iI∠ uDC

0 1 00 0 1

T⎡⎢⎣ ⎦

⎤⎥ 0 iDC+ iDC-

23 DCi

2π ubc

0 0 10 1 0

T⎡⎢⎣ ⎦

⎤⎥ 0 iDC- iDC+

23 DCi

2π

− -ubc

0 1 01 0 0

T⎡ ⎤⎢⎣ ⎦

⎥ iDC- iDC+ 0 23 DCi 5

6π -uab

0 0 11 0 0

T⎡ ⎤⎢⎣ ⎦

⎥ iDC- 0 iDC+23 DCi 5

6π

− uca

1 0 00 0 1

T⎡ ⎤⎢⎣ ⎦

⎥ iDC+ 0 iDC-23 DCi

6π -uca

Vectơ chuẩn

1 0 00 1 0

T⎡ ⎤⎢⎣ ⎦

⎥ iDC+ iDC- 0 23 DCi

6π

− uab

Vectơ không

1 0 01 0 0

T⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

0 1 00 1 0

T⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

0 0 10 0 1

T⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

0 0

Mỗi vectơ quay ở vị trí bất kỳ trên mặt phẳng tọa độ đều có thể tổng hợp

được từ hai vectơ chuẩn gần nhất và vectơ không. Như minh hoạ trên hình

3.8, có thể biểu diễn vectơ Ii như (3.18).

0 0iI d I d I d Iα α β β= + + , (3.18)

trong đó là các hệ số biến điệu. Các hệ số biến điệu xác định thời

gian các vectơ chuẩn có mặt để tạo nên vectơ quay trong một chu kỳ cắt mẫu.

0, ,d d dα β

- 57 -

Các phép tính hình học cho phép xác định các hệ số biến điệu như (3.19),

(3.20).

Ια

Ιβ

dαIα

dβIβ

Ιι

∆rec

d0I0

0 01 00 1

1 00 00 1

1 00 10 0

0 00 11 0

0 10 01 0

0 11 00 0

Hình 3.8 Các vectơ dòng điện vào.

sin( )3

sin( )

rec

rec

d m rec

d m rec

α

β

π= − ∆

= ∆ (3.19)

0 1d d dα β= − − (3.20)

với irec

DC

Im

i= (3.21)

Hệ số điều biến mrec chính bằng 1

vì phía chỉnh lưu không có sự điều

chỉnh về biên độ. Nhân các hệ số này

với ma trận trạng thái của van cho ra

giá trị của dòng vào và điện áp một

chiều ảo.

3.3.3 Điều biến vectơ không gian cho phía nghịch lưu Điện áp ra có thể được xác định khi nhân điện áp một chiều ảo với ma

trận trạng thái khoá phía nghịch lưu, dòng một chiều được tính qua ma trận

khoá nghịch lưu chuyển vị nhân với dòng đầu ra như (3.22), (3.23).

7 8

9 10

11 12

ADC

BDC

C

u S Su

u S Su

S Su

+

−

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥= ⎢⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎣ ⎦

⎥ (3.22); 7 9 11

8 10 12

ADC

BDC

C

ii S S S

iS S Si

i

+

−

⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎢ ⎥=⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎣ ⎦ ⎢ ⎥⎣ ⎦

(3.23)

Ở phía nghịch lưu các van phải đóng cắt sao cho không được hở mạch tải

vì như vậy sẽ sinh ra quá điện áp. Vì có ba pha đầu ra nên lúc nào cũng phải

có ba van dẫn. Các van trên cùng một pha không được dẫn cùng một lúc vì

như vậy sẽ ngắn mạch phía một chiều đầu vào. Các tổ hợp trạng thái có thể có

của các van nghịch lưu được thể hiện trong bảng 3.2. Có tất cả 8 trạng thái

van được phép, trong đó 6 trạng thái van tích cực, nghĩa là khi đó điện áp ra

- 58 -

tải có giá trị nào đó. Với 2 trạng thái còn lại điện áp ra tải bằng không vì các

pha đầu ra đều bị ngắn mạch với nhau. Tính toán theo (3.15) cho thấy ứng với

trạng thái van tích cực vectơ điện áp đầu ra có hướng cố định, gọi là các vectơ

chuẩn. Với 2 trạng thái còn lại vectơ điện áp ra có độ dài bằng không, gọi là

vectơ không. Các vectơ chuẩn tạo thành một lục giác đều trên mặt phẳng tọa

độ như được biểu diển trên hình 3.9. Trên hình 3.9 cũng thể hiện sự tổng hợp

vectơ không gian từ các vectơ biên chuẩn, như (3.24).

Bảng 3.2 Trạng thái khoá và các vectơ tương ứng cho phía nghịch lưu.

0 0oU d U d U d Uλ λ γ γ= + + (3.24)

uA uB uC Tổ hợp van

uAB uBC uCA

| Uo | oU∠ iDC+

1/3uDC 1/3uDC -2/3uDC1 1 00 0 1

T⎡ ⎤⎢⎣

⎥⎦

0 uDC -uDC

23 DCu

2π -iC

1/3uDC -2/3uDC 1/3uDC1 0 10 1 0

T⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

uDC -uDC 0

23 DCu

6π

− -iB

-2/3uDC 1/3uDC 1/3uDC0 1 11 0 0

T⎡ ⎤⎢⎣

⎥⎦

-uDC 0 uDC

23 DCu 5

6π

− -iA

2/3uDC -1/3uDC -1/3uDC1 0 00 1 1

T⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

uDC 0 -uDC

23 DCu

6π iA

-1/3uDC 2/3uDC -1/3uDC0 1 01 0 1

T⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

uDC -uDC 0

23 DCu 5

6π iB

-1/3uDC -1/3uDC 2/3uDC

Vectơ chuẩn

0 0 11 1 0

T⎡ ⎤⎢⎣

⎥⎦

0 -uDC uDC

23 DCu

2π iC

Vectơ không

1 1 10 0 0

T⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

0 0 01 1 1

T

; ⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

0 0

Các hệ số biến điệu xác định thời gian các vectơ chuẩn có mặt để tạo nên

vectơ quay trong một chu kỳ cắt mẫu. Các phép tính hình học cho phép xác

định các hệ số biến điệu , theo (3.25), (3.26). 0, ,d d dλ γ

- 59 -

sin( )3

sin( )

oinv

DC

oinv

DC

UdU

UdU

γ

λ

π= −

= ∆

∆

d

(3.25);

0 1d dλ γ= − − (3.26)

3.3.4 Kết hợp giữa chỉnh lưu và nghịch lưu

Để đảm bảo tính đối xứng

cho dòng đầu vào và điện áp ra

trong cùng một chu kỳ cắt mẫu,

phép biến điệu phải kết hợp quá

trình chỉnh lưu (α-β-0) với quá

trình nghịch lưu (γ-δ-0) một cách đồng đều. Vì vậy phép biến điệu phải tuân

theo trình tự đóng cắt sau đây: αγ-αδ-βδ-βγ. Hệ số biến điệu cho mỗi giai

đoạn trong trình tự này là tích của các thành phần tương ứng, như (3.27).

( )0

; ;

; ;

1 .

d d d d d d

d d d d d d

d d d d d

αγ α γ αδ α δ

βγ β γ βδ β δ

αγ αδ βδ βγ

= =

= =

= − + + +

(3.27)

Uλ

Uγ

dλUλ

dγUγ

Uo

∆inv

d0U0

1 01 00 1

1 00 10 1

1 00 11 0

0 10 11 0

0 11 01 0

0 11 00 1

Hình 3.9 Các vectơ điện áp ra.

3.4 Ứng dụng phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp cho sơ đồ MC cơ bản

Sơ đồ MC cơ bản không gồm các nhóm van tách rời ra thành hai khối

chỉnh lưu và nghịch lưu riêng rẽ. Tuy vậy ta vẫn có thể áp dụng các kết quả ở

trên cho sơ đồ cơ bản.

3.4.1 Các tổ hợp van tương đương Từ sơ đồ trên hình 3.7 để tạo ra điện áp trên một pha đầu ra cần có sự kết

hợp của cả 6 van BDS phía chỉnh lưu và 2 van một chiều phía nghịch lưu. Ví

- 60 -

dụ trên hình 3.10 cho thấy để tạo ra điện áp đầu ra pha a, cần có sự tham gia

của 2 van S7, S8 phía nghịch lưu và 6 van S1, S2, …, S6 phía chỉnh lưu.

Hình 3.10 Số van tham gia để tạo ra pha đầu ra A.

Coi S1 ÷ S8 là trạng thái lôgic của van (1: thông; 0: hở mạch), có thể thấy

A phụ thuộc các đầu vào và trạng thái của các khoá như (3.28).

7 1 8 2 7 3 8 4 7 5 8 6( ) ( ) ( )A a S S S S b S S S S c S S S S= + + + + + (3.28)

Đặt SaA =(S7S1+S8S2); SbA =(S7S3+S8S4); ScA =(S7S5+S8S6)

(3.28) tương đương với:

aA bA cAA aS bS cS= + + (3.29)

Như vậy là có một sự tương đương về tín hiệu lôgic điều khiển các khoá

giữa sơ đồ biến tần trên hình 3.7 và sơ đồ MC cơ bản. Đây chính là cơ sở để

đưa ra quy luật điều khiển các khoá trong MC.

Từ (3.28), (3.29) trạng thái van tương đương của MC được viết lại dưới

dạng ma trận theo (3.30).

[ ] [1 2

73 4 7 1 8 2 7 3 8 4 7 5 8 6

85 6

( ) ( ) (aA bA cA

S SS

S S S S S S S S S S S S S S S S SS

S S

⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥= = + + +⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎣ ⎦⎢ ⎥⎣ ⎦

])

(3.30)

Sử dụng ma trận trạng thái van, quan hệ điện áp vào ra cho cả ba pha có

thể biểu diễn dưới dạng ma trận như (3.31), hoặc triển khai ra như (3.32).

- 61 -

7 81 3 5

9 102 4 6

11 12

aA

B b

C c

uu S SS S S

u S S uS S S

S Su u

⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥= ⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎣ ⎦ ⎣ ⎦

(3.31)

7 1 8 2 7 3 8 4 7 5 8 6

9 1 10 2 9 3 10 4 9 5 10 6

11 1 12 2 11 3 12 4 11 5 12 6

aA

B b

C c

uu S S S S S S S S S S S Su S S S S S S S S S S S S u

S S S S S S S S S S S Su u

+ + + ⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥= + + + ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥+ + +⎣ ⎦⎣ ⎦ ⎣ ⎦

(3.32)

Như vậy tín hiệu tác động khoá mỗi nhánh của MC được xác định bằng

tích của ma trận khoá phía chỉnh lưu và phía nghịch lưu. Ma trận khoá trong

(3.32) chính là ma trận của 9 khoá BDS trong sơ đồ MC cơ bản.

3.4.2 Sơ đồ điều chế vectơ không gian gián tiếp cho MC

Ια

Ιβ

dαIα

dβIβ

Ιι

∆rec

d0I0

0 01 00 1

1 00 00 1

1 00 10 0

0 00 11 0

0 10 01 0

0 11 00 0 Uλ

Uγ

dλUλ

dγUγ

Uo

∆inv

d0U0

1 01 00 1

1 00 10 1

1 00 11 0

0 10 11 0

0 11 01 0

0 11 00 1

Hình 3.11 Vectơ dòng điện và vectơ điện áp đều nằm trong góc phần sáu thứ nhất.

Mỗi van trong sơ đồ MC cơ bản đã tương đương với một tổ hợp các van

trong sơ đồ MC trên hình 3.7. Sơ đồ điều biến cần làm rõ các tổ hợp van trong

MC cơ bản và liên hệ với chúng là các hệ số biến điệu hay chính là các thời

gian điều khiển mở trong một chu kỳ cắt mẫu.

Xét ví dụ khi vectơ điện áp đầu ra và vectơ dòng vào cùng nằm trong góc

phần sáu thứ nhất như thể hiện trên hình 3.11. Nhân ma trận điều biến nghịch

- 62 -

lưu với ma trận điều biến phía chỉnh lưu sẽ thu được phương trình biểu diễn

quan hệ giữa điện áp ra với điện áp vào như (3.33).

1 0 1 01 0 0 1 0 0

0 1 0 10 1 0 0 0 1

1 0 0 1

aA

B b

C c

uuu d d d d uu u

γ λ α β

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥= + +⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎣ ⎦⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎣ ⎦

(3.33)

Viết lại (3.33) như (3.34).

1 0 0 1 0 0 1 0 0 1 0 00 1 0 0 1 0 0 1 0 0 1 01 0 0 1 0 0 1 0 0 1 0 0

A

B

C

a

b

c

uuu

ud d d d d d d d u

uγ α λ α γ β λ β

⎡ ⎤⎢ ⎥ =⎢ ⎥⎢ ⎥⎣ ⎦⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥+ + +⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦ ⎣ ⎦ ⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎣ ⎦

(3.34).

Phương trình (3.34) cho thấy quá trình biến điệu trong một chu kỳ cắt

mẫu phải sử dụng bốn vectơ chuẩn. Vectơ không được dùng để hoàn tất một

chu kỳ này. Các hệ số biến điệu được tính từ (3.19), (3.25), và có thể biểu

diễn theo (3.35).

0

2 | | .sin( )sin( )3 33 | |

2 | | .sin( )sin( )33 | |

2 | | .sin( )sin( )33 | |

2 | | .sin( )sin( )3 | |

1

oinv rec

i

oinv rec

i

oinv rec

i

oinv rec

i

Ud dU

Ud dU

Ud dU

Ud dU

d d d d d d d d d

γ α

λ α

γ β

λ β

γ α λ α γ β λ β

π π

π

π

= − ∆

= ∆ − ∆

= − ∆ ∆

= ∆ ∆

= − − − −

− ∆

(3.35)

Các hệ số này ở bất cứ thời điểm nào cũng có giá trị dương. Từ (3.35) có

thể suy ra rằng tỷ số truyền áp lớn nhất đối với MC là 3 / 2 0,866= .

- 63 -

3.4.3 Tuần tự đóng cắt của các van trong một chu kỳ cắt mẫu Như đã phân tích ở trên, có thể coi MC được hình thành bởi hai thành

phần: Chỉnh lưu và Nghịch lưu. Tuần tự chuyển đổi hai vectơ lân cận và

vectơ không tối ưu về số lần đóng cắt khoá tuân theo (3.36), (3.37).

Phía chỉnh lưu: (3.36) αββα IIIII →→→→ 0

Phía nghịch lưu: (3.37) γλλγ VVVVV →→→→ 0

Trong MC vectơ điện áp ra được tổng hợp từ bốn vectơ chuẩn và vectơ

không nên trật tự đóng cắt trên đây trở thành 9 buớc như (3.38).

αγαλβαβλβλβγαλαγ →→→→→→→→ 0 (3.38)

Bảng 3.3 Ma trận khóa của MC ứng với các bước chuyển mạch.

αγ αλ βγ βλ

10 101101

01 010010

00 000

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥=⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦

10 100

10001 011

01100 000

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥=⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦

10 101101

00 000010

0 1 010

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢=⎢ ⎥

⎥⎢ ⎥ ⎢⎣ ⎦ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣

10 100100

00 000011

0 1 011

⎡ ⎤ ⎡ ⎤⎡ ⎤⎢ ⎥ ⎢ ⎥=⎢ ⎥⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦⎢ ⎥ ⎢ ⎥⎣ ⎦ ⎣ ⎦⎦

Để xác định các khoá BDS nào trong sơ đồ MC được lựa chọn trong trình

tự (3.38) phải xét đến vị trí cụ thể của các vectơ điện áp và vectơ dòng điện.

Trong ví dụ trên đây khi cả hai vectơ này đều nằm trong góc phần sáu thứ

nhất, ma trận khoá của MC ứng với các bước chuyển mạch cho trong bảng

3.3. Trình tự đóng cắt như vậy được biểu diến trên hình 3.12. Các ký hiệu

phía dưới sơ đồ khoá mô tả trạng thái của các khoá. Ví dụ, ký hiệu aba nghĩa

là đầu ra pha A và pha C đều được nối vào pha đầu vào a, đầu ra B được nối

với đầu vào b. Tương tự như vậy có thể xác định các trạng thái khoá của MC

cho tất cả các vị trí tương đối của vectơ điện áp và vectơ dòng điện.

Hình 3.12 Trình tự điều khiển các khoá trong MC ứng với (3.38).

- 64 -

Chương 4 PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU VECTƠ KHÔNG GIAN

TRỰC TIẾP

So với phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp (ISVM),

phương pháp vectơ không gian trực tiếp (Direct Space Vector Modulation -

SVM) đưa ra thuật toán điều khiển đơn giản hơn, ít các tính toán, dễ áp dụng

trong các bộ xử lý tín hiệu số, phù hợp cho hệ thống điều khiển MC. SVM

cho phép đưa ra được các quy luật biến điệu khác nhau và tính tới các yếu tố

ảnh hưởng từ lưới điện như nhiễu trên đường dây do có thành phần thứ tự

không hoặc thứ tự ngược trong hệ thống điện áp ba pha. Vì vậy SVM được

chọn là cơ sở để xây dựng hệ thống điều khiển cho mô hình MC thực nghiệm.

4.1 Phương pháp vectơ không gian trong MC Sơ đồ cấu trúc của một MC được thể hiện lại ở đây như trên hình 4.1.

Theo sơ đồ này, trong mỗi chu kỳ cắt mẫu, điện áp đầu ra được tổng hợp từ

các điện áp pha đầu vào, dòng tải sẽ do tải quyết định. Cũng trong một chu kỳ

cắt mẫu đó, dòng điện đầu vào lại được tổng hợp từ dòng điện đầu ra. Mục

đích của phương pháp biến điệu là tạo ra hệ thống điện áp ba pha ở đầu ra có

dạng hình sin, dòng tiêu thụ ở đầu vào cũng có dạng sin với góc pha so với

điện áp đầu vào có thể điều chỉnh được. Lượng đặt cho sơ đồ biến điệu là điện

áp đầu ra và góc pha của dòng điện đầu vào.

4.1.1 Xác định vectơ không gian Một hệ thống điện áp ba pha có thể được biểu diễn qua vectơ quay quanh

gốc hệ tọa độ trong hệ tọa độ vuông góc 0αβ như (4.1).

( 223

o )AB BC Cu u au a u= + + A , (4.1)

trong đó 2 / 3ja e π= ; uAB, uBC, uCA: hệ thống điện áp dây 3 pha mong muốn

ở đầu ra.

- 65 -

cos( )6

2cos( )6 3

2cos( )6 3

AB o o

BC o o

CA o o

u U t

u U t

u U t

πω

π πω

π πω

= +

= + −

= + +

, (4.2)

Uo, ωo: giá trị biên độ và tần số góc của điện áp ra mong muốn. Giá trị 6π

thể hiện độ lệch pha giữa điện áp dây và điện áp pha.

Thay (4.2) vào (4.1), vectơ quay được biểu diễn như (4.3). 0( ) ( )/ 6( ) j t j tj

o ou u t e U e eω π= = 0ω . (4.3)

Theo (4.3), ou là một vectơ có độ dài không đổi bằng Uo, quay quanh gốc

tọa độ với tốc độ góc bằng ωo. Tương tự như vậy hệ thống dòng điện đầu ra,

điện áp, dòng điện đầu vào có thể được biểu diễn như (4.4), (4.5), (4.6).

( ) ( ) ( )22 ( )3

oj t j to A B C o oi i ai a i i t e I eω= + + = = oω (4.4)

( ) ( ) ( )22 ( )3

ij t j ti a b c i ie u au a u e t e E e iω ω= + + = = (4.5)

( ) ( ) ( )22 ( )3

ij t j ti a b c i ii i ai a i i t e I e iω ω= + + = = (4.6)

Vectơ điện áp dây đầu vào được biểu diễn như (4.7), (4.8).

( ) ( / 6) ( / 6)22 ( )3

i ij t j ti ab bc ca i iu u au a u u t e U eω π ω π+ += + + = = (4.7)

/ 63 ji iu e e π= (4.8)

Trong sơ đồ MC trên hình 4.1, ở một thời điểm bất kỳ các van hai chiều

phải đóng cắt tuân theo hai quy luật:

• Không nối ngắn mạch hai pha đầu vào gây xung dòng lớn phá hủy van.

• Không hở mạch bất cứ pha nào ở đầu ra để tránh hiện tượng quá điện áp

sinh ra do dòng điện bị ngắt đột ngột.

- 66 -

Do hai quy luật này các

tổ hợp van ứng với các

trạng thái đóng cắt có thể

có của các van được mô tả

trên hình 4.2. Ứng với mỗi

trạng thái van có thể này,

vectơ điện áp ra, tính theo

(4.1), có góc pha cố định.

Điều này được mô tả qua ví

dụ đối với các tổ hợp van

abb, bcc, caa. Hình 4.1 Sơ đồ cấu trúc của MC

Với trạng thái van abb, bcc, caa các vectơ dòng điện đầu vào có thể tính

được theo (4.6) như (4.9), (4.10), (4.11).

( ) ( )2 /,

2 2 213 3 3

ji abb a b c A Ai i ai a i i a i e π−= + + = − = 6 (4.9)

( ) ( )2 2,

2 23 3 3

ji bcc a b c A Ai i ai a i i a a i e π= + + = − = / 22 (4.10)

( ) ( )2 2,

2 2 213 3 3

ji caa a b c A Ai i ai a i i a i e π= + + = − = 5 / 6 (4.11)

Với cả 3 trạng thái abb, bcc, caa đều có uBC = 0, uCA = -uAB, nên vectơ điện

áp đầu ra, tính theo (4.1), tương ứng là (4.12).

( ) ( )2 2, , ,

2 2 13 3 3

jo abb bcc caa AB BC CA AB ABu u au a u u a u π= + + = − = / 62 e (4.12)

Độ dài của vectơ, tỷ lệ với uAB, từ hình 4.2, có các giá trị ứng với các

trạng thái van abb, bcc, caa là uab, ubc, uca. Biểu thức (4.12) cho thấy vectơ

, , ,o abb bcc caau có hướng không đổi, góc pha cố định bằng 6π , nhưng có biên độ

đập mạch theo các điện áp dây đầu vào. Ứng với các trạng thái van này các

- 67 -

vectơ dòng điện đầu vào có biên độ thay đổi theo giá trị dòng đầu ra iA nhưng

góc pha không thay đổi, tương ứng bằng 6π

− , 2π , 5

6π , theo (4.9), (4.10),

(4.11). Các vectơ này được biểu diễn trên mặt phẳng toạ độ như trên hình 4.3.

Bằng cách tính toán tương tự, giá trị độ dài của tất cả các vectơ và các góc

pha được liệt kê trong bảng 4.1.

Các vectơ cố định

Các vectơ không

Các vectơ quay

Hình 4.2 Các tổ hợp van trong matrix converter.

- 68 -

, , ,uo abb bcc caa/6π

,ii bcc

α

β

α

β

(a)(b)

,ii caa ,ii abb

Hình 4.3 Vectơ không gian điện áp đầu ra (a) và dòng điện đầu vào

(b), ứng với các tổ hợp van abb, bcc, caa.

uo1uo

2uoo∆

iθii

2ii

1ii

i∆

iϕ

α

β

α

β

ei

Hình 4.4 (a) Vectơ không gian điện áp ra; (b) Vectơ không gian dòng điện vào.

Trong 27 trạng thái chỉ ra trong bảng 4.1, các trạng thái ở 6 hàng cuối

cùng tương ứng khi các pha đầu ra được nối với các pha đầu vào khác nhau,

các vectơ điện áp đầu ra cũng sẽ là vectơ điện áp đầu vào và là các vectơ

quay. Các vectơ này không được quan tâm vì không có cách nào sử dụng

chúng cho quá trình biến điệu. Các vectơ trong 18 hàng đầu tiên là các vectơ

có hướng cố định, hay còn gọi là các vectơ chuẩn. Các vectơ trong ba hàng

- 69 -

tiếp sau 18 hàng trên có độ dài bằng không, khi đó các pha đầu ra đều được

nối vào cùng một pha đầu vào, gọi là các vectơ không.

Bảng 4.1 Các tổ hợp van và giá trị của các vectơ chuẩn tương ứng đối với điện

áp ra và dòng điện đầu vào.

No A B C uAB

uBC uCA Uo

θo ia ib ic Ii

αi

1+ a b b uab 0 -uab 3/2 uabπ/6 iA -iA 0 3/2 iA

-π/6

1- b a a -uab 0 uab 3/2 uab-5π/6 -iA iA 0 3/2 iA

5π/6

2+ b c c ubc 0 -ubc 3/2 ubcπ/6 0 iA -iA 3/2 iA

π/2

2- c b b -ubc 0 ubc 3/2 ubc-5π/6 0 -iA iA 3/2 iA

-π/2

3+ c a a uca 0 -uca 3/2 ucaπ/6 -iA 0 iA 3/2 iA

-5π/6

3- a c c -uca 0 uca 3/2 uca-5π/6 iA 0 -iA 3/2 iA

π/6

4+ b a b -uab uab 0 3/2 uab5π/6 iB -iB 0 3/2 iB

-π/6

4- a b a uab -uab 0 3/2 uab-π/6 -iB iB 0 3/2 iB

5π/6

5+ c b c -ubc ubc 0 3/2 ubc5π/6 0 iB -iB 3/2 iB

π/2

5- b c b ubc -ubc 0 3/2 ubc-π/6 0 -iB iB 3/2 iB

-π/2

6+ a c a -uca uca 0 3/2 uca5π/6 -iB 0 iB 3/2 iB

-5π/6

6- c a c uca -uca 0 3/2 uca-π/6 iB 0 -iB 3/2 iB

π/6

7+ b b a 0 -uab uab 3/2 uab-π/2 iC -iC 0 3/2 iC

-π/6

7- a a b 0 uab -uab 3/2 uabπ/2 -iC iC 0 3/2 iC

5π/6

8+ c c b 0 -ubc ubc 3/2 ubc-π/2 0 -iC iC 3/2 iC

π/2

8- b b c 0 ubc -ubc 3/2 ubcπ/2 0 -iC iC 3/2 iC

-π/2

9+ a a c 0 -uca uca 3/2 uca-π/2 -iC 0 iC 3/2 iC

-5π/6

9- c c a 0 uca -uca 3/2 ucaπ/2 iC 0 -iC 3/2 iC

π/6

0a a a a 0 0 0 0 - 0 0 0 0 -

0b b b b 0 0 0 0 - 0 0 0 0 -

0c c c c 0 0 0 0 - 0 0 0 0 - a b c b c a c a b a c b b a c c b a Dựa vào các kết qủa tính toán trong bảng 4.1, các vectơ không gian được

biểu diễn hình học như trên hình 4.4, trên đó cũng chỉ ra các tổ hợp van tương

ứng. Các vectơ chuẩn chia mặt phẳng thành 6 góc bằng nhau, mỗi góc phần

sáu này gọi là một sector. Các sector được đánh số từ I đến VI.

- 70 -

4.1.2 Tổng hợp vectơ điện áp ra và vectơ dòng điện vào Một vectơ điện áp đầu ra có vị trí bất kỳ trên mặt phẳng, đang ở trong một

góc phần sáu nào đó, có thể được tổng hợp từ hai vectơ thành phần có hướng

theo hai vectơ biên chuẩn của góc phần sáu đó. Ví dụ, trên hình 4.4, vectơ ou

đang ở trong góc phần sáu thứ I, ta có 1o o ou u u 2= + . Các phép tính hình học

cho phép xác định độ dài các vectơ thành phần theo (4.13).

1

2

2sin sin3sin

32sin sin

3 3 3sin3

oo o o o

oo o o

UU U

UU U

π

π ππ

= ∆ = ∆⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠

⎛ ⎞ ⎛ ⎞= − ∆ = −⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎛ ⎞ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎜ ⎟⎝ ⎠

o∆ (4.13)

∆o là góc xác định vị trí tương đối của vectơ ou trong góc phần sáu. Mỗi

vectơ thành phần này có thể được xác định nhờ hai vectơ trên cùng hướng

vectơ biên chuẩn. Ví dụ, 2ou có thể được xác định nhờ hai trong sáu tổ hợp

abb, bcc, caa, và baa, cbb, acc. 1ou có thể được xác định nhờ hai trong sáu tổ

hợp aab, bbc, cca, và bba, ccb, aac. Việc lựa chọn sử dụng vectơ điện áp

chuẩn đầu vào nào sẽ phụ thuộc vào vị trí của vectơ dòng điện đầu vào so với

các vectơ chuẩn dòng đầu vào. Với một vectơ dòng điện đầu vào có vị trí bất

kỳ, đang trong một góc phần sáu nào đó, có thể tổng hợp 1i i ii i i= + 2 , trong đó

1,i ii i 2 là hai vectơ tựa trên hai vectơ dòng điện biên chuẩn của góc phần sáu

tương ứng. Mỗi vectơ thành phần này lại cũng có thể được điều chế nhờ hai

vectơ dòng điện cùng hướng nhưng ngược chiều nhau. Ví dụ trên hình 4.4,

vectơ dòng đang ở góc phần sáu thứ I, kết hợp với yêu cầu cần điều chỉnh hai

vectơ điện áp 1,o ou u 2 với hai vectơ dòng điện 1,i ii i 2 cần dùng 4 vectơ ứng với

các tổ hợp van acc, caa, abb và baa.

- 71 -

4.2 Đồng bộ vectơ dòng điện vào với điện áp lưới đầu vào

Các phương pháp đồng

bộ khác nhau cho ra các sơ

đồ biến điệu khác nhau, có

các hiệu quả khác nhau đối

với hệ số truyền điện áp,

độ méo phi tuyến của dòng

điện và tổn thất trên van

trong quá trình chuyển

mạch.

Hai khả năng về đồng

bộ được mô tả qua đồ thị

thời gian trên hình 4.5 (a)

và (b). Sơ đồ đồng bộ theo

hình 4.5(a) sử dụng hai

điện áp dây có giá trị lớn

nhất trong mỗi sector. Ví

dụ, trong sector I, hai điện

áp được sử dụng là uab và

uac, trong sector II là uac và

ubc,… Các phần điện áp

được sử dụng có nét đậm

hơn. Phương pháp này cho

tỷ số truyền áp đến 0,866.

Sơ đồ 4.5 (b) cho một khả năng đồng bộ khác. Theo đó các sector điện áp vào

sẽ dịch đi theo thời gian một góc 30° so với sơ đồ (a). Khi đó trong mỗi sector

ua ub uc

uab uac ubc uba uca ucbucb

I II III IV V IVIVI

iθπ 2π0

ua ub uc

uab uac ubc uba uca ucbucb

I II III IV V VIVI

iθπ 2π0

(a)

(b)

Hình 4.5 Đồng bộ điện áp lưới đầu vào với các

sector dòng đầu vào.

- 72 -

chỉ sử dụng hai điện áp dây có giá trị nhỏ nhất theo như phần được vẽ nét đậm

hơn. Phương pháp này chỉ cho tỷ số truyền áp đến 0,5 nhưng tổn thất trên

van trong quá trình chuyển mạch giảm 50% so với sơ đồ trên vì điện áp trên

van đã giảm đi một nửa so với sơ đồ 4.5 (a), hệ số méo phi tuyến dòng đầu ra

tốt hơn nhưng dòng đầu vào lại méo nhiều hơn.

Để sử dụng tối đa tỷ số truyền áp ở đây sẽ sử dụng sơ đồ đồng bộ theo

hình 4.5 (a).

4.3 Xác định các hệ số biến điệu Trong phần 4.1.2 đã chỉ ra rằng, trong sector điện áp I và sector dòng điện

I, 1ou được điều chế nhờ 1+, 3-, 2ou nhờ 4-, 6+, 1ii nhờ 3-, 6+, 2ii nhờ 1+, 4-

ứng với các tổ hợp van abb, acc, aba, aca. Theo đồ thị vectơ không gian trên

hình 4.2, các vectơ điện áp được sử dụng có độ dài bằng uab, uac. Góc pha đầu

vào θi được tính từ trục hoành 0α, do đó theo đồ thị của sơ đồ đồng bộ trên

hình 4.5 (a), giá trị tức thời của uab, uac có thể được biểu diễn theo (4.14).

i

i

os( + )6

os( )6

ab i

ac i

u U c

u U c

πθ

πθ

=

= − (4.14)

Mỗi vectơ điện áp thành phần đầu ra 1,o ou u 2 có thể được điều chế theo

hai vectơ chuẩn có cùng hướng nhưng ngược chiều nhau, vì vậy quá trình

điều chế chính là phép cộng đại số theo chiều dài của các vectơ tương ứng

theo biểu thức (4.15).

1 1 3

2 4 6

2 232 23 3

o ab ca

o ab ca

U d u d u

U d u d u

= −

= −

3 (4.15)

- 73 -

Các hệ số biến điệu d1, d3, d4, d6 thể hiện thời gian trung bình các vectơ

thành phần có mặt trong phép biến điệu để tạo ra các vectơ 1,o ou u 2 trong một

chu kỳ cắt mẫu Ts.

Từ (4.14), (4.15) có quan hệ (4.16).

1 1 i 3 i

2 4 i 6 i

2 2os( + ) os( )6 63

2 2os( + ) os( )6 63 3

o i i

o i i

U d U c d U c

U d U c d U c

3π πθ θ

π πθ θ

= +

= +

−

− (4.16)

Với dòng điện, quy luật điều chế 1,o oi i 2 tuân theo các biểu thức (4.17).

1 3 6

2 1

2 2 2sin3 3 3

2 2sin3 3 3

i i i A B

i i i A B

I I d i d i

I I d i d iπ

= ∆ = −

⎛ ⎞= − ∆ = −⎜ ⎟⎝ ⎠

423

, (4.17)

Trong đó iA, iB là giá trị tức thời của dòng điện trên hai pha đầu ra; ∆i là

góc pha của vectơ ii tương đối trong góc phần sáu. Giả sử dòng đầu ra có

dạng sin và đối xứng, khi đó iA, iB có quan hệ như (4.18).

( )sin

2sin3

A o o o

B o o o

i I t

i I t

ω ϕ

πω ϕ

= +

⎛= + −⎜ ⎟⎝ ⎠

⎞ (4.18)

φo: góc lệch pha giữa dòng điện và điện áp đầu ra. Từ (4.18) ta có (4.19).

( )

2sin3

sin

o o

B Ao o

ti i

t

πω ϕ

ω ϕ

⎛ ⎞+ −⎜ ⎟⎝=

+⎠ (4.19)

Từ (4.17) suy ra quan hệ (4.20).

3 6 1 4

sin sin3

A B A B

ii

d i d i d i d iπ

− −=

∆ ⎛ ⎞− ∆⎜ ⎟⎝ ⎠

(4.20)

Kết hợp (4.19) và (4.20) được (4.21).

- 74 -

( )3 1

6 4

sin sin sin3

2sin sin sin 03 3

i i o o

i i o o

d d t

d d t

π ω ϕ

π πω ϕ

⎡ ⎤⎛ ⎞− ∆ − ∆ + +⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠⎣ ⎦⎡ ⎤⎛ ⎞ ⎛ ⎞− − ∆ + ∆ + −⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎣ ⎦

=

(4.21)

Từ (4.21) để dòng đầu vào không phụ thuộc góc pha của dòng đầu ra, điều

kiện (4.22) phải thoả mãn.

3 1

6 4

sin sin 03

sin sin 03

i i

i i

d d

d d

π

π

⎧ ⎛ ⎞− ∆ − ∆ =⎜ ⎟⎪⎪ ⎝ ⎠⎨

⎛ ⎞⎪ − ∆ − ∆ =⎜ ⎟⎪ ⎝ ⎠⎩

(4.22)

Theo (4.17), (4.22), với θi= φi+ ∆i - π/6, có thể xác định được d1 từ (4.23).

1 cos sin sin sin( )3 3

oi o

i

UdU i

π πϕ = ∆ − ∆ (4.23)

Tiến hành tương tự, từ (4.13), (4.22), giải phương trình với các hệ số điều

biến là d1, d3, d4, d6 , có thể xác định được các hệ số này theo (4.24), (4.25),

(4.26), (4.27).

1

sin sin2 3

cos3

o io

i i

UdU

π

ϕ

⎛ ⎞∆ − ∆⎜ ⎟⎝ ⎠= (4.24)

32 sin sin

cos3o o

i i

UdU ϕ

∆ ∆= i (4.25)

4

sin sin2 3 3

cos3

o io

i i

UdU

π π

ϕ

⎛ ⎞ ⎛− ∆ − ∆⎜ ⎟ ⎜⎝ ⎠ ⎝=

⎞⎟⎠ (4.26)

6

sin sin2 3

cos3

o io

i i

UdU

π

ϕ

⎛ ⎞− ∆ ∆⎜ ⎟⎝ ⎠= (4.27)

Giá trị tuyệt đối của các hệ số điều biến d1, d3, d4, d6 thể hiện thời gian

đóng điện tương đối của các vectơ được sử dụng trong mỗi chu kỳ lấy mẫu Ts.

- 75 -

Các vectơ không hoàn tất một chu kỳ lấy mẫu.

1 3 4; ; ;abb s acc s aba s aca st d T t d T t d T t d T= = = = 6 . (4.28)

Để quy luật biến điệu có thể thực hiện được tổng các giá trị tuyệt đối của

các thời gian tương đối phải nhỏ hơn một, như (4.29).

1 3 4 6 1d d d d+ + + ≤ (4.29)

Bằng cách xét tương tự ta có thể suy ra cách thức dùng các vectơ điện áp

chuẩn để điều chế đồng thời các vectơ điện áp đầu ra và các vectơ dòng điện

đầu vào ở các vị trí bất kỳ.

Áp dụng (4.29) cho (4.24), (4.25), (4.26), (4.27) có thể suy ra (4.30).

3 cos2o iU U iϕ≤ (4.30)

Trong trường hợp lý tưởng để đạt hệ số công suất bằng một, (4.30) chứng

tỏ giới hạn của tỷ số truyền áp trong Matrix Converter là 3 / 2 0.866≈ .

4.4 Trường hợp hệ số công suất gần lý tưởng Quy luật điều khiển trong trường hợp gần lý tưởng, với hệ số công suất

đầu vào xấp xỉ bằng một được thực hiện sử dụng các biểu thức (4.24),…,

(4.27), trong đó coi φi=0. Vectơ không gian cho trên hình 4.6, , sẽ là sự

thay đổi của góc pha điện áp ra và dòng điện vào trong mỗi góc phần sáu trên

mặt phẳng toạ độ. Trong bảng 4.2 liệt kê các tổ hợp van đóng cắt được lựa

chọn theo vị trí của vectơ điện áp ra và vectơ dòng điện vào trong các góc

phần sáu tương ứng.

o∆ i∆

Giới hạn (4.30) trở thành 32o iU U≤ . Coi 3

2iU là biên độ lớn nhất mà

điện áp ra có thể đạt được, gọi tỷ số (4.31) là hệ số truyền áp, 0<m<1.

3/2o im U U= (4.31)

- 76 -

uo1uo

2uo

o∆ii

2ii

1ii ei

i∆α

β

α

β

Hình 4.6 Tổng hợp vectơ không gian từ các vectơ biên chuẩn.

Bảng 4.2 Thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn, ứng với vị trí của các vectơ điện áp

ra và dòng điện vào tại các góc phần sáu tương ứng.

Tổ hợp van Sector điện áp-dòng điện Ui-Ij d4 d3 d2 d1 d0

Thứ tự chuyển mạch

U1-I1 U4-I4 aca aba acc abb ccc d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U1-I2 U4-I5 bcb aca bcc acc bbb d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U1-I3 U4-I6 bab bcb baa bcc aaa d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U1-I4 U4-I1 cac bab caa baa ccc d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U1-I5 U4-I2 cbc cac cbb caa bbb d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U1-I6 U4-I3 aba cbc abb cbb aaa d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U2-I1 U5-I4 acc abb aac aab ccc d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U2-I2 U5-I5 bcc acc bbc aac bbb d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U2-I3 U5-I6 baa bcc bba bbc aaa d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U2-I4 U5-I1 caa baa cca bba ccc d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U2-I5 U5-I2 cbb caa ccb cca bbb d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U2-I6 U5-I3 abb cbb aab ccb aaa d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U3-I1 U6-I4 aac aab cac bab ccc d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U3-I2 U6-I5 bbc aac cbc cac bbb d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U3-I3 U6-I6 bba bbc aba cbc aaa d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U3-I4 U6-I1 cca bba aca aba ccc d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

U4-I5 U6-I2 ccb cca bcb aca bbb d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

U3-I6 U6-I3 aab ccb bab bcb aaa d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3

- 77 -

Đánh số lại các hệ số biến điệu liên tục, có thể tính toán d1,…, d4 chỉ phụ

thuộc m mong muốn mà không cần tính toán các giá trị biên độ Uo, Ui như

(4.32).

1

2

3

4

0 1 2 3 4

sin sin3

sin sin

sin sin3 3

sin sin3

1 ( )

o i

o i

o

o i

d m

d m

d m

d m

d d d d d

π

π π

π

⎛ ⎞= ∆ − ∆⎜ ⎟⎝ ⎠

= ∆ ∆

⎛ ⎞ ⎛= − ∆ −⎜ ⎟ ⎜⎝ ⎠ ⎝⎛ ⎞= − ∆ ∆⎜ ⎟⎝ ⎠

= − + + +

i⎞∆ ⎟⎠

(4.32)

4.5 Thứ tự thực hiện các vectơ Mặc dù thứ tự thực hiện các vectơ trong một chu kỳ biến điệu Ts có thể là

tùy ý, tuy nhiên trật tự thực hiện các vectơ có một ý nghĩa hết sức quan trọng.

Trật tự thực hiện này ảnh hưởng đến:

− Số lần chuyển mạch của các van trong một chu kỳ biến điệu,

− Hệ số méo phi tuyến của dòng đầu ra.

Số lần chuyển mạch xác định tổn thất trên van trong quá trình chuyển

mạch, cần phải giảm thiểu. Để quá trình chuyển mạch diễn ra ổn định, tốt nhất

là mỗi lần có yêu cầu chuyển mạch chỉ có một cặp khóa hai chiều BDS phải

đóng cắt. Để dòng đầu ra có dạng gần sin nhất phải áp dụng quy luật biến

điệu PWM đối xứng.

Từ các yêu cầu trên đây và phân tích các tổ hợp van được lựa chọn trong

các sector, trật tự thực hiện các vectơ phải tuân theo quy luật sau:

- Cho hai góc phần sáu có tổng là một số chẵn, nửa chu kỳ biến điệu

chuyển mạch theo trật tự:

1 3 4 2 0d -> d -> d -> d -> d ... (4.33)

- 78 -

- Cho hai góc phần sáu có tổng là một số lẻ, nửa chu kỳ biến điệu chuyển

mạch theo trật tự:

3 1 2 4 0d -> d -> d -> d -> d ... (4.34)

Thứ tự chuyển mạch này được chỉ ra trong cột cuối cùng của bảng 4.2.

4.6 Thực hiện quy luật biến điệu Quy luật biến điệu cho MC bao gồm các bước:

1. Xác định vị trí của vectơ điện áp đầu ra mong muốn và vectơ dòng

điện đầu vào trên mặt phẳng tọa độ trong các góc phần sáu.

2. Tính toán thời gian đóng điện tương đối của các vectơ được sử dụng

d1, d2, d3, d4, d0, theo công thức (4.32).

3. Lựa chọn các tổ hợp van và thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn được

sử dụng theo một trật tự lôgic như trong bảng 4.2.

4. Xuất các tín hiệu điều khiển ra mạch ngoài.

Các bước thực hiện 1 và 3 cần được giải thích chi tiết hơn sau đây.

4.6.1 Xác định vị trí của các vectơ không gian Việc xác định vị trí của vectơ không gian trên mặt phẳng tọa độ có vai trò

quan trọng vì nó xác định tính chính xác của thuật toán điều khiển. Vị trí của

vectơ cũng xác định giá trị tức thời của các góc i∆ , o∆ .

Bảng 4.3 Xác định vị trí của vectơ không gian theo hai tọa độ (Uα, Uβ).

tgθo= Uβ/ Uα Uα>0 Uα<0

I -1/2< tgθo<1/2 - Uα<2Uβ< Uα

II 1/2<tgθo 2Uβ> Uα

III tgθo<-1/2 - Uα<2Uβ

IV -1/2< tgθo<1/2 - Uα>2Uβ> Uα

V 1/2<tgθo 2Uβ< Uα

VI tgθo<-1/2 2Uβ <- Uα

- 79 -

Vectơ không gian điện áp ra thường được cho dưới dạng hai tọa độ trên

mặt phẳng 0αβ (Uα, Uβ). Khi đó góc pha được xác định theo (4.35).

oUarctgU

α

β

θ = (4.35)

Việc tính toán theo arctg đòi hỏi rất nhiều thời gian của CPU, vì vậy cần

tránh tính toán trực tiếp góc θo theo (4.35). Vị trí của vectơ không gian có thể

được xác định theo tọa độ qua một số phép so sánh như ở hai cột cuối cùng

của bảng 4.3.

Vị trí của vectơ dòng điện vào cũng có thể được tính toán tương tự như

trên. Tuy nhiên khi đó sẽ cần phải đo các giá trị điện áp vào Ua, Ub, Uc, sau đó

chuyển thành vectơ không gian trên mặt phẳng 0αβ (Uiα, Uiβ) rồi tính toán

theo bảng 4.3. Để tránh phải đo chính xác điện áp và tính toán nhiều có thể sử

dụng mạch xác định thời điểm điện áp vào qua không, từ đó xác định được

các góc phần sáu và góc pha i∆ . Cách làm này đơn giản và chính xác hơn.

4.6.2 Lựa chọn các tổ hợp van và thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn Vì số lượng các tổ hợp van rất lớn (21 tổ hợp) nên khâu lôgic thực hiện

việc xác định van nào sẽ đóng cắt tại một thời điểm bất kỳ (theo như bảng

4.2) tương đối phức tạp. Nếu kết hợp với việc điều khiển cả quá trình chuyển

mạch giữa các van IGBT trong sơ đồ có thể thấy rằng số lượng các trạng thái

lôgic là rất lớn.

Mạch lôgic xác định vị trí của vectơ không gian dòng điện và điện áp theo

như bảng 4.2 có đầu vào là các tín hiệu đồng bộ với các điểm điện áp qua

không, hoạt động như một shift-register để xác định các góc phần sáu I1, I2,

..., I6 và U1, U2, ..., U6. Các mạch lôgic tổ hợp dùng để tạo ra 9 tín hiệu ra

cho các cặp hai góc phần sáu có tổng là một số chẵn và 9 tín hiệu ra cho các

cặp hai góc phần sáu có tổng là một số lẻ như ở cột đầu tiên của bảng 4.2.

- 80 -

Các tín hiệu vị trí của vectơ dòng điện, điện áp được đưa đến khối lôgic

điều khiển khóa hai chiều. Khối này có nhiệm vụ xác định các tổ hợp van ứng

với các hệ số biến điệu d1, d2, d3, d4, d0. Từ các tín hiệu về tổ hợp van được

lựa chọn sẽ đưa ra được các tín hiệu điều khiển mở cho 9 khóa hai chiều SaA,

SbA, ScA, SaB, ..., ScC.

4.7 Mô phỏng MC biến điệu vectơ không gian trực tiếp

4.7.1 Mô hình

Hình 4.7 Mô hình mô phỏng bộ biến tần Matrix Converter trên MATLAB

SIMULINK.

Mô hình mô phỏng trên MATLAB SIMULINK được thể hiện trên hình

4.7. Mô hình bao gồm hai phần chính: mạch lực PowerBlock và mạch điều

khiển ControlBlock. Khối PowerBlock mô phỏng hệ thống điện áp 3 pha đầu

- 81 -

vào ua, ub, uc, mạch lọc LC đầu vào, bộ biến đổi kiểu ma trận với các khóa

hai chiều dùng IGBT PowerIGBTBlock, mạch phụ tải 3 pha LR LR_load

cùng các mạch đo các giá trị cần quan tâm bởi khối simout. Các tín hiệu cần

đo là điện áp và dòng đầu vào trước mạch lọc và sau mạch lọc trên pha a, ua,

ia, ia1, điện áp dây đầu ra uAB và dòng đầu ra iA.

Khối PowerIGBTBlock bao gồm 9 khóa chuyển mạch hai chiều sử dụng

mô hình IGBT trong thư viện SimPowerSystem của SIMULINK (xem hình

4.8) và mạch lôgic chuyển mạch 4 bước theo chiều dòng điện. Chi tiết về vấn

đề chuyển mạch và thuận toán xây dựng sẽ được giới thiệu trong chương sau.

Hình 4.8 Khóa chuyển mạch hai chiều dùng IGBT.

Mạch điều khiển bao gồm khối đồng bộ với điện áp vào, đầu ra là các góc

, và chỉ số góc phần sáu của vectơ dòng điện vào. Khối PhaseO có lượng

đặt đầu vào tần số điện áp ra f

i∆

o, đầu ra là góc pha o∆ và chỉ số góc phần sáu của

vectơ điện áp ra. Các góc i∆ , o∆ đưa đến khối tính toán di_calculation để tính

ra thời gian đóng cắt cho các khóa d1, d2, d3, d4. Đầu vào khối di_calculation

còn có lượng đặt hệ số truyền áp 0<m<1. Các giá trị di tính được sẽ đưa đến

khối biến điệu bề rộng xung PWM, tại đây di so sánh với tín hiệu xung răng

cưa Sawtooths để tạo ra các xung có độ rộng theo yêu cầu của quá trình biến

điệu. Các tín hiệu chỉ số góc phần sáu đưa đến khối SectorSelectionLogic để

tạo ra các tín hiệu phối hợp Ui-Ij như ở cột thứ nhất và thứ hai trong bảng 4.2.

Các tín hiệu đầu ra của khối PWM và khối SectorSelectionLogic đưa đến

- 82 -

khối svm_logic, tại đây thực hiện việc lựa chọn các tổ hợp van theo trình tự

chuyển mạch tối ưu về số lần chuyển mạch ít nhất trong mỗi chu kỳ lấy mẫu,

đầu ra sẽ là các tín hiệu điều khiển cho các van trong mạch lực SaA, SbA,

ScA, SaB,..., ScC. Các tín hiệu điều khiển đưa đến khối mô phỏng mạch lực

của bộ biến đổi PowerBlock.

4.7.2 Kết quả mô phỏng Sơ đồ mô phỏng thực hiện với điện áp vào 220 V, 50 Hz, tải R=10 Ω,

L=10 mH, hệ số biến điệu ở trị số lớn nhất cho phép m=1, tần số điện áp ra

fo=25 Hz. Tần số cắt mẫu PWM fs=5 kHz. Mạch lọc LC đầu vào có tần số cắt

f0=2,05 kHz với L=1,5 mH; C= 4µF.

Các kết quả mô phỏng của sơ đồ được thể hiện trên các hình từ 4.9 đến

4.13. Trên hình 4.9 có thể thấy dòng điện ngay đầu vào biến tần có dạng là

các xung dòng với sóng cơ bản hầu như trùng pha với điện áp. Dòng điện đầu

vào đã qua mạch lọc LC, hình 4.10, có dạng sin với độ méo phi tuyến 3,47%

tính đến sóng hài bậc 5 (250 Hz). Dạng điện áp ngay đầu vào biến tần, hình

4.11, bị ảnh hưởng của các xung điện áp tần số cao nhưng có độ méo phi

tuyến chỉ là 0,24%. Dạng điện áp đầu ra, hình 4.12, là các xung áp lặp lại giá

trị của các điện áp dây đầu vào, hầu như không có quá áp chứng tỏ tính đúng

đắn của lôgic điều khiển chuyển mạch. Thành phần sóng bậc cao trong dạng

điện áp ra lớn nhất ở sóng bậc 5 cũng chỉ với biên độ bằng 0.8% sóng cơ bản.

Nếu tính đến sóng bậc cao thứ 10 (tương ứng với 250Hz) thì độ méo phi

tuyến chỉ chiếm 1,44%. Dòng đầu ra có dạng sin chỉ dưới tác dụng lọc của tải

có độ méo phi tuyến chỉ là 0,98% (hình 4.13).

4.8 Kết luận của chương 4 Ở đây đã phân tích một cách chi tiết phương pháp biến điệu vectơ không

gian trực tiếp cho biến tần kiểu ma trận. Thuật toán điều khiển đã được xây

dựng, kiểm nghiệm bằng mô phỏng.

- 83 -

Mô hình mô phỏng được xây dựng bám sát khả năng thực hiện trong thực

tế, từ mạch lực đến mạch điều khiển. Qua các bước mô phỏng thời gian để

hiện thực hóa ý đồ thiết kế được rút ngắn đáng kể.

Các kết quả trong chương 4 này là cơ sở để xây dựng toàn bộ hệ thống

điều khiển cho biến tần MC sẽ trình bày trong chương 5.

Hình 4.9 Dạng điện áp, dòng đầu vào (trên); Dạng điện áp, dòng đầu ra (dưới).

- 84 -

Hình 4.10Dòng đầu vào biến tần và phân tích phổ Furiê (có mạch lọc đầu vào).

Hình 4.11 Dạng điện áp ngay đầu vào biến tần và phân tích phổ Furiê.

- 85 -

Hình 4.12 Dạng điện áp đầu ra biến tần và phân tích phổ Furiê.

Hình 4.13 Dạng dòng điện đầu ra biến tần và phân tích phổ Furiê.

- 86 -

Chương 5 XÂY DỰNG HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO BIẾN TẦN

KIỂU MA TRẬN

5.1 Cấu trúc của hệ thống điều khiển biến tần kiểu ma trận

Ua

Ub

Uc

Lf

Cf

M

Khối tính toán dùng

DSP

Đo lường dòng điện

Gate driver

Mạch điều khiển lôgic

&chuyển mạch dùng CPLDMạch đo điện áp

lưới & đồng bộ

BDS LEMInput filter

Hình 5.1 Sơ đồ cấu trúc hệ thống điều khiển trong MC.

Hệ thống điều khiển cho MC theo phương pháp biến điệu vectơ không

gian, có cấu trúc biểu diễn trên hình 5.1, gồm các phần chính như sau:

1. Khâu tính toán các thời gian biến điệu cho các van trong mạch lực theo

quy luật biến điệu vectơ không gian do DSP đảm nhiệm.

2. Mạch lôgic. Mạch lôgic tiếp nhận các tín hiệu thời gian biến điệu, lựa

chọn các tổ hợp van tương ứng với các vectơ được lựa chọn, và điều khiển

bản thân quá trình chuyển mạch giữa các van.

3. Gate driver. Đây là mạch tiếp nhận các tín hiệu điều khiển van, chuyển

các tín hiệu này thành dạng phù hợp để đóng, mở các IGBT trong mạch lực.

- 87 -

Một chức năng quan trọng của mạch này là đảm bảo cách ly giữa mạch lực và

mạch điều khiển.

Trong hệ thống điều khiển sử dụng card EzDSP 2812 của TI. Đây là mảng

mạch tối thiểu với chip DSP F2812, có cấu hình chuyên dùng cho các chức

năng về điều khiển, cùng các cổng vào ra phục vụ cho việc phát triển các ứng

dụng dùng DSP. F2812 thuộc họ DSP C2000 của TI có tích hợp sẵn PWM,

biến đổi A/D, đầu vào cho encoder,… Phần mềm phát triển của họ DSP

C2000 Composer Studio được tích hợp trong môi trường MATLAB, tạo điều

kiện dễ dàng cho quá trình kết hợp giữa mô phỏng và thử nghiệm với hệ

thống thực nghiệm. Nhờ đó việc sử dụng các DSP đã rút ngắn đáng kể thời

gian phát triển một ứng dụng.

Mặc dù các DSP rất mạnh về tốc độ tính toán nhưng việc điều khiển các

van bán dẫn đòi hỏi các tín hiệu trong khoảng 1 đến 2 µS, do đó không thể tạo

ra tín hiệu điều khiển trong vòng lặp tính toán được. Các tín hiệu này phải

được tạo ra từ phần cứng. Các hàm lôgic phải thực hiện ở đây quá phức tạp

nên không thể thiết kế bằng các mạch điện tử thông thường. Phương pháp đưa

ra ở đây là thiết kế bằng phần mềm nhưng tín hiệu tạo ra sẽ được cứng hoá

bằng các mạch logic lập trình được. Mức độ phức tạp của logic điều khiển

MC đòi hỏi phải sử dụng đến các mạch tích hợp cao như CPLD.

Tín hiệu điều khiển đưa đến mạch lực của MC để điều khiển 18 IGBT.

IGBT yêu cầu tín hiệu mở +15V, tín hiệu để khóa -5V. Với sơ đồ van trong

MC buộc phải sử dụng các mạch Gate Driver đơn (Single Gate Driver) để tạo

tín hiệu điều khiển cho từng IGBT. Mỗi mạch Gate Driver đơn được cung cấp

bằng một nguồn cách ly công suất nhỏ.

5.2 Khâu tính toán quy luật biến điệu Khâu tính toán quy luật biến điệu sử dụng DSP có sơ đồ cấu trúc đơn giản

hóa như trên hình 5.2. Các biểu thức tính toán như đã trình bày trong chương

- 88 -

4. Tín hiệu điện áp dây đầu vào uAB, uBC lấy vào từ biến đổi ADC dùng để

tính toán giá trị biên độ Ui và góc pha trong góc phần sáu của vectơ điện áp

đầu vào, ∆i. Khâu lượng đặt đầu ra cho ra giá trị biên độ và góc pha Uo, ∆o

của vectơ áp đầu ra. Khâu tính toán cho ra các hệ số biến điệu d1, d2, d3, d4.

Hình 5.2 Sơ đồ cấu trúc khâu tính toán dùng DSP.

Để biến các hệ số biến điệu thành tín hiệu điều khiển theo thời gian, cần

sử dụng 4 khối PWM trong EVA và EVB (Event Manager A, B). Các đầu ra

của các PWM t1, t2, t3, t4 là các tín hiệu điều khiển các tổ hợp van trong một

chu kỳ cắt mẫu. Chu kỳ cắt mẫu, Ts, được xác lập trong các khối Event

Manager A, B.

SaA1

SaA2 SbA2 ScA2

SbA1 ScA1 SaB1

SaB2 SbB2 ScB2

SbB1 ScB1 SaC1

SaC2 SbC2 ScC2

SbC1 ScC1

A B

a b c

SaAC

SbA ScA SaB SbB ScB SaC SbC ScC

Hình 5.3 Sơ đồ mạch lực MC.

- 89 -

5.3 Khâu điều khiển lôgic Trong mỗi chu kỳ cắt mẫu thuật toán biến điệu vectơ không gian sẽ cho

ra các tín hiệu là thời gian sử dụng các vectơ biên chuẩn. Mạch lôgic điều

khiển MC có hai chức năng chính:

1. Lựa chọn các tổ hợp van.

2. Điều khiển quá trình chuyển mạch theo sơ đồ mạch lực của MC cho

trên hình 5.3.

5.3.1 Lựa chọn các tổ hợp van

Bảng 5.1 Lôgic lựa chọn các tổ hợp van Thời gian tính toán Thời gian

Các sector d1 d2 d3 d4 d0 Thứ tự chuyển mạch

I1-U1 I4-U4 abb cbb aab ccb ccc d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I1-U2 I4-U5 acc abb aac aab bbb d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I1-U3 I4-U6 bcc acc bbc aac aaa d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I1-U4 I4-U1 baa bcc bba bbc ccc d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I1-U5 I4-U2 caa baa cca bba bbb d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I1-U6 I4-U3 cbb caa ccb cca aaa d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I2-U1 I5-U4 aab ccb bab bcb ccc d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I2-U2 I5-U5 aac aab cac bab bbb d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I2-U3 I5-U6 bbc aac cbc cac aaa d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I2-U4 I5-U1 bba bbc aba cbc ccc d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I2-U5 I5-U2 cca bba aca aba bbb d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I2-U6 I5-U3 ccb cca bcb aca aaa d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I3-U1 I6-U4 bab bcb baa bcc ccc d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I3-U2 I6-U5 cac bab caa baa bbb d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I3-U3 I6-U6 cbc cac cbb caa aaa d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I3-U4 I6-U1 aba cbc abb cbb ccc d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1I3-U5 I6-U2 aca aba acc abb bbb d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3I3-U6 I6-U3 bcb aca bcc acc aaa d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1

Việc lựa chọn các tổ hợp van ứng với các sector trên mặt phẳng vectơ

điện áp ra và vectơ dòng điện vào tuân theo bảng 5.1. Các tổ hợp van này xác

định pha đầu ra nào sẽ được nối vào pha đầu vào nào. Ví dụ, tổ hợp van abb

nghĩa là đầu ra pha A được nối vào đầu vào pha a, đầu ra các pha B, C đều

được nối vào đầu vào pha b, như vậy các khóa hai chiều SaA, SbB, SbC được

- 90 -

điều khiển mở. Các dòng của bảng 5.1 tương ứng với các sector Ii-Uj (i,j =

1..6) trên mặt phẳng vectơ. Các cột thời gian tương ứng với thời gian mà các

tổ hợp này được sử dụng do phần

tính toán đưa ra. Thứ tự chuyển

mạch cho biết thứ tự sử dụng các

tổ hợp van. Tín hiệu đầu ra điều

khiển khoá hai chiều, SxY (x=a, b,

c; Y=A, B, C), sẽ là hàm lôgic

hoặc (OR) của các đầu vào trên các

cột và các hàng.

Ua

Ub

IL>0SaA1SaA2

SaB1SaB2

DaA1 DaA2

DaB1 DaB2

0

A

Ua

Ub

IL>0SaA1SaA2

SaB1SaB2

DaA1 DaA2

DaB1 DaB2

1

Ua

Ub

IL>0SaA1SaA2

SaB1SaB2

DaA1 DaA2

DaB1 DaB2

2

Ua

Ub

IL>0SaA1SaA2

SaB1SaB2

DaA1 DaA2

DaB1 DaB2

3

Ua

Ub

IL>0SaA1SaA2

SaB1SaB2

DaA1 DaA2

DaB1 DaB2

4

A

A

A

A

Hình 5.4 Quá trình chuyển mạch bốn bước

giữa pha Ua và pha Ub.

5.3.2 Lôgic điều khiển quá trình chuyển mạch

Lôgic điều khiển quá trình

chuyển mạch được xây dựng theo

phương pháp chuyển mạch 4 bước.

Với chuyển mạch 4 bước chỉ cần

kiếm soát được chiều dòng điện mà

không cần quan tâm đến điện áp,

tối thiểu hoá các khâu đo tín hiệu

từ ngoài vào.

Ví dụ về quá trình chuyển

mạch giữa pha Ua và pha Ub trên

pha đầu ra A, với chiều dòng điện

iL>0 được thể hiện trên hình 5.4.

Giả sử ban đầu pha a đang dẫn với

chiều dòng điện đã cho. Trong

khoảng dẫn dòng cả hai IGBT đều

- 91 -

có tín hiệu điều khiển mở, do đó

dòng có thể qua khóa theo cả hai

chiều. Khi có yêu cầu chuyển mạch,

ví dụ từ pha a sang pha b, tùy theo

chiều dòng tải, van không dẫn dòng

sẽ mất tín hiệu điều khiển trước.

Bước 1. SaA2 không tham gia

dẫn dòng nên SaA2 sẽ mất tín hiệu

điều khiển ngay.

- Bước 2. Van ở pha b chuẩn bị

vào dẫn dòng, SbA1, được điều khiển mở. Dòng sẽ chạy qua SbA1 tại thời

điểm đó hoặc tại thời điểm tiếp theo, trong bước thứ ba.

Hình 5.5 Đồ thị thời gian các bước

chuyển mạch.

- Bước 3. SaA1 mất tín hiệu điều khiển.

- Bước 4. Tín hiệu điều khiển đưa đến SbA2 để đảm bảo dòng pha b có

thể chạy theo cả hai chiều.

Đồ thị thời gian của quá trình được thể hiện trên hình 5.5. Theo hình 5.5

mỗi bước thực hiện cách nhau một khoảng thời gian td, là thời gian khóa, mở

của IGBT, cỡ 1,5 – 2,5 µS. Quá trình xảy ra đối với dòng iL<0 có thể được

suy luận tương tự. Như vậy trong chuyển mạch 4 bước thời gian để hoàn tất

một quá trình chuyển mạch

là vào khoảng 4,5÷7,5 µS.

Trạng thái lôgic của toàn bộ

quá trình chuyển mạch giữa

hai pha ứng với cả hai chiều

dòng điện được thể hiện dưới

dạng bảng như trên bảng 5.2,

gồm 8 trạng thái, từ S0 đến

S7. Đồ thị quả bóng của lôgic trạng thái biểu diễn như trên hình 5.6.

SaA=1 SbA=1 Noi>0 i<0 i>0 i<0

SaA1 SaA2 SbA1 SbA2

S0 S0 S0 S1 S7 1 1 0 0 S1 S0 x S2 x 1 0 0 0 S2 S1 x S3 x 1 0 1 0 S3 S2 x S4 x 0 0 1 0 S4 S3 S5 S4 S4 0 0 1 1 S5 x S6 x S4 0 0 0 1 S6 x S7 x S5 0 1 0 1 S7 x S0 x S6 0 1 0 0

Bảng 5.2 Bảng trạng thái lôgic

- 92 -

Quá trình trình toán các

hệ số biến điệu cho MC sẽ

tạo ra tín hiệu điều khiển

mở các khóa hai chiều sao

cho tại một thời điểm bất

kỳ không có hai pha đầu

vào nào được nối với cùng

một pha đầu ra. Do đó quá trình chuyển mạch là độc lập đối với mỗi pha đầu

ra. Với mỗi pha đầu ra sẽ diễn ra quá trình chuyển mạch giữa 3 pha đầu vào

với nhau, trong đó quá trình là như nhau giữa a-b, b-c và c-a.

Hình 5.6 Đồ thị quả bóng trạng thái chuyển mạch

giữa hai pha đầu vào.

ab

c

S0

S7

S1

S6

S2

S5

S3

S4IL<0IL>0

Hình 5.7 Trạng thái lôgic trong chuyển mạch ba pha.

Từ đó ta có được trạng thái lôgic điều khiển chuyển mạch cho một pha

đầu ra, như được biểu diễn trên hình 5.7, bao gồm 3 chu trình giống nhau.

Mỗi chu trình sẽ có hai trạng thái tương đương với hai trạng thái ở hai chu

trình khác. Ví dụ, S0 là trạng thái pha a dẫn trong chu trình (a-b) tương

- 93 -

đương với S4, cũng là pha a dẫn trong chu trình (a-c), … Các trạng thái

tương đương được đặt trong hình elíp tô đậm trên hình 5.7.

Bảng 5.3 Trạng thái lôgic của quá trình chuyển mạch ba pha. a=1 b=1 c=1 No No1 i>0 i<0 i>0 i<0 i>0 i<0

Sa1 Sa2 Sb1 Sb2 Sc1 Sc2

S0 S0 S0 S1 S7 11S3 11S5 1 1 0 0 S1 S0 S2 1 0 0 0 S2 S1 S3 1 0 1 0 S3 S2 S4 0 0 1 0 S4 S3 S5 S4 S4 01S1 01S7 0 0 1 1 S5 S6 S4 0 0 0 1 S6 S7 S5 0 1 0 1

00

S7 S0 S6 0 1 0 0 S0 00S3 00S5 S0 S0 S1 S7 1 1 0 0 S1 S0 S2 1 0 0 0 S2 S1 S3 1 0 1 0 S3 S2 S4 0 0 1 0 S4 11S1 11S7 S3 S5 S4 S4 0 0 1 1 S5 S6 S4 0 0 0 1 S6 S7 S5 0 1 0 1

01

S7 S0 S6 0 1 0 0 S0 S1 S7 01S3 01S5 S0 S0 0 0 1 1 S1 S2 S0 0 0 1 0 S2 S3 S1 1 0 1 0 S3 S4 S2 1 0 0 0 S4 S4 S4 00S1 00S7 S3 S5 1 1 0 0 S5 S4 S6 0 1 0 0 S6 S5 S7 0 1 0 1

11

S7 S6 S0 0 0 0 1 Bảng trạng thái lôgic với tính đối xứng như vậy được biểu diễn trên bảng

5.3, trên đó cũng chỉ ra các đầu ra tới điều khiển các IGBT tương ứng Sa1,

Sa2, Sb1, Sb2, Sc1, Sc2. Trong ký hiệu này ta bỏ qua chữ cái chỉ pha đầu ra.

Tín hiệu 00, 01, 11 trong cột thứ nhất dùng để mã hóa 3 chu trình riêng biệt

giữa a-b, b-c, c-a. Các tín hiệu vào là lệnh nối a hoặc b hoặc c tới đầu ra và tín

hiệu chỉ chiều dòng điện, i>0 hoặc i<0. Các ô trống chỉ các trạng thái không

thể xảy ra hoặc không cần qua tâm.

5.3.3 Mô phỏng hệ thống điều khiển chuyển mạch Mạch mô phỏng điều khiển chuyển mạch được xây dựng bằng StateFlow,

ghép trong mô hình của MC đã đề cập đến trong chương 4.

- 94 -

Các kết quả mô

phỏng được thể hiện

trên hình 5.8 với ký hiệu

các tín hiệu thu được

trên các đồ thị tương

ứng. Dạng điện áp dây

trên tải uAB cho thấy

hầu như các van chuyển

mạch mà không gây ra

quá điện áp. Dòng điện

ra iA có dạng sin cho

thấy tính chính xác của

việc thực hiện quy luật

biến điệu. Các đồ thị

dòng iSaA1, iSaA2 cho

thấy IGBT của khóa hai

chiều của pha đầu vào a

tham gia vào việc tạo

nên dòng tải. Đồ thị

dạng điện áp trên van

uSaA1, uSaA2 cho thấy

sự hoạt động của khóa

hai chiều, một lần nữa

cũng cho thấy quá áp

trên van là rất nhỏ. Kết

quả mô phỏng cho thấy

tính đúng đắn của

phương pháp và sơ đồ điều khiển chuyển mạch.

Hình 5.8 Kết quả mô phỏng.

- 95 -

5.4 Thiết kế mạch lôgic điều khiển chuyển mạch dùng CPLD Dưới đây trình bày thiết kế mạch lôgic điều khiển, ứng dụng CPLD, là kết

quả nghiên cứu tác giả đã công bố trong [38].

5.4.1 Cấu trúc cơ bản của CPLD

Hình 5.9 Cấu trúc chung của CPLD.

Các chip lôgic lập trình được bao gồm các mảng các phần tử lôgic cơ bản

như mạch và, mạch hoặc, đảo, các trigơ, (AND, OR, NOT, FLIP-FLOP), có

thể nhóm lại được để thiết lập các hàm lôgic theo ý muốn và theo khả năng hỗ

trợ của phần cứng và phần mềm. CPLD (Complex Programmable Logic

Device) là các chip lôgic lập trình được có độ tích hợp cao.

Cấu trúc chung của một CPLD, biểu diến trên hình 5.9, bao gồm nhiều

khối Logic Block, các đầu vào ra I/O, các tín hiệu điều khiển, tạo các xung

- 96 -

nhịp CLOCK, và đặc biệt là hệ thống GLOBAL BUS. Mỗi Logic Block bao

gồm hạt nhân là một macrocell và ma trận khóa lôgic. Hệ thống GLOBAL

BUS tiếp nhận tất cả các tín hiệu vào, ra, các tín hiệu phản hồi giữa các

macrocell với nhau. Ma trận khóa lôgic có thể tiếp nhận tất cả các tín hiệu

trên GLOBAL BUS như là đầu vào của nó. Cấu trúc như vậy tạo nên một độ

mềm dẻo rất cao vì mỗi khối lôgic đều có thể nhận được bất cứ tín hiệu nào

trên GLOBAL BUS và gửi ra đấy bất cứ tín hiệu nào của nó.

Hình 5.10 Cấu trúc của một macrocell.

Mỗi macrocell, có cấu trúc biểu diễn trên hình 5.10, gồm năm khối chức

năng: khối nhân (AND) và mạch chọn khối (PTMUX), khối mạch lôgic nối

tầng (OR và XOR), một trigơ, khối chọn và kích hoạt đầu ra, và mảng mạch

lôgic đầu vào. Cấu trúc này rất mềm dẻo và cho phép thực hiện được các hàm

lôgic phức tạp nhất với độ tác động nhanh rất cao. Mỗi khối nhân có thể nhận

tín hiệu đầu vào bất kỳ hoặc các tín hiệu phản hồi. Đầu ra các khối nhân, được

lựa chọn tuỳ ý bởi người thiết kế khi lập trình, đưa đến khối mạch lôgic nối

tầng để thực hiện chức năng lôgic mong muốn rồi đưa đến đầu số liệu của

trigơ. Trigơ có thể được thiết lập là D-trigơ, T-trigơ, JK-trigơ.

- 97 -

5.4.2 Lập trình cho mạch điều khiển lôgic CPLD loại ATF1508 của Atmel được chọn để thực hiện hai nhiệm vụ

trong mạch điều khiển MC đã đề cập đến trong phần 5.3.1 và 5.3.2, đó là

chọn ra tổ hợp van ứng với các sector điện áp, dòng điện và điều khiển quá

trình chuyển mạch. CPLD của Atmel lập trình được bằng phần mềm

WINCUPL, kèm công cụ mô phỏng WinSim để có thể kiểm tra lại thiết kế. 1. Thực hiện bảng chọn

Mạch lôgic theo bảng 5.1 thuần túy là lôgic tổ hợp, nghĩa là các đầu ra

phụ thuộc trực tiếp vào các đầu vào qua các biểu thức lôgic. Chương trình cho

CPLD1, trình bày trong phần phụ lục A, gồm các phần chính sau:

− Gán chân của ATF1508 cho các tín hiệu vào, ra.

− Xác định các biến trung gian (biến trung gian giúp cho việc viết các

biểu thức lôgic gọn gàng, dễ đọc hơn).

− Các phương trình lôgic. 2. Thực hiện mạch điều khiển chuyển mạch

Mạch lôgic thiết kế theo bảng 5.3 hoặc hình 5.8 là lôgic tuần tự, sử dụng

CPLD2. Lôgic tuần tự là một dạng của lôgic trạng thái, trong đó các tín hiệu

ra không những phụ thuộc vào các biến đầu vào mà còn phụ thuộc vào trạng

thái trước đó của sơ đồ [35]. Trong WINCUPL lôgic trạng thái có cấu trúc

như được biểu diễn trên hình 5.11. Cấu trúc này bao gồm những phần tử

chính sau đây: đầu vào, lôgic tổ hợp, lôgic trạng thái, các đầu ra không trạng

thái, các đầu ra trạng thái và các bit trạng thái. Đầu vào là những tín hiệu

lôgic từ ngoài vào hoặc từ các thiết bị khác. Mạch lôgic tổ hợp bao gồm các tổ

hợp lôgic, thường là các hàm AND, OR, XOR giữa các tín hiệu lôgic với

nhau. Mạch lôgic trạng thái bao gồm các trigơ là các phần tử lôgic có nhớ.

Các bit trạng thái có thể là các tín hiệu phản hồi đưa về mạch lôgic tổ hợp.

Các đầu ra bao gồm các đầu ra không phụ thuộc trạng thái trong của sơ đồ và

các đầu ra phụ thuộc.

- 98 -

Lôgic trạng tháiLôgic tổ hợp

Đầu ra không trạng thái

Đầu ra trạng tháiCác bit trạng thái

Đầu vào

Hình 5.11 Lôgíc trạng thái trong WINCUPL.

Trong WINCUPL cú pháp để viết chương trình cho lôgic trạng thái bắt

đầu bằng từ khoá SEQUENCE như sau:

SEQUENCE state_var_list

PRESENT state_n0

IF (condition1) NEXT state_n1;

IF (condition2) NEXT state_n2 OUT out_n0;

DEFAULT NEXT state_n0;

...

PRESENT state_nn statements;

trong đó state_var_list là danh sách các biến bit trạng thái, có thể nhóm lại

thành một trường biến.

Sau PRESENT state_n0, lệnh IF kiểm tra điều kiện (condition1), nếu thoả

mãn NEXT sẽ cho chuyển sang trạng thái tiếp theo state_n1, lệch IF tiếp theo

kiểm tra điều kiện (condition2), nếu thoả mãn thì chuyển sang trạng thái

state_n2. Lệch OUT thiết lập đầu ra out_n0. DEFAULT thiết lập trạng thái

ban đầu, có thể là state_n0. Tương tự như vậy đối với khi đang ở các trạng

thái khác hoặc ở trạng thái cuối cùng thứ n. Statements có thể là trạng thái

lôgic nào đó hoặc một biểu thức lôgic phù hợp bất kỳ, xác định một hành

động cần thiết. Dấu “;” kết thúc một trạng thái, giữa hai dấu “...” là toàn bộ

phần mô tả lôgic trạng thái.

- 99 -

Lôgic tổ hợp cũng như lôgic trạng thái đều có thể ghép lại tạo thành các

macro, rất thuận tiện cho việc tổ chức chương trình, dễ đọc và tránh được

nhầm lẫn.

Chương trình viết cho CPLD2, xem phần phụ lục B, thực hiện sơ đồ lôgic

tuần tự của quá trình chuyển mạch 4 bước (hoặc cho một mạch lôgic tuần tự

nào đó), bao gồm các bước chính sau đây:

− Gán chân của ATF1508 cho các tín hiệu vào, ra.

− Tạo các biến trung gian cần thiết.

− Mã hóa các trạng thái của lôgic trạng thái.

− Phương trình lôgic của lôgic trạng thái (Được ghép trong macro CM).

− Biểu thức lôgic cho các biến đầu ra (Nếu biến đầu ra phụ thuộc cả đầu

vào lẫn trạng thái).

Sau khi dịch, ngoài file quan trọng nhất là file JEDEC chứa mã nhị phân

để nạp vào phần cứng, WINCUPL cho ra một số file cần thiết khác là file.doc

và file.fit. Trong đó file.doc mô tả lại toàn bộ cấu hình của mạch lôgic và các

biểu thức lôgic đã được khai triển ra và tối ưu hóa. File.fit cho ra các thông tin

đầy đủ và việc sử dụng các phần tử trong chip CPLD. Các thông tin cho ta

biết các khả năng còn lại có thể được sử dụng vào các chức năng khác hay

không. Trong hai ví dụ trên đây, CPLD1 chỉ sử dụng một phần nhỏ tài nguyên

của ATF1508, trong khi đó CPLD2 sử dụng tới 54% lôgic cell. Điều này

nghĩa là cả hai chức năng lôgic trên đây có thể thực hiện chỉ trong một

ATF1508. Một thiết kế mới hơn đã thực hiện theo hướng này với kết quả

hoàn toàn phù hợp.

5.4.3 Mô phỏng mạch lôgic trên WINSIM Với các chức năng lôgic phức tạp vấn đề kiểm tra được tính đúng đắn của

sơ đồ thiết kế là một việc làm cực kỳ quan trọng. Trước khi thử nghiệm trên

phần cứng cần phải chắc chắn quá trình lôgic diễn ra một cách chính xác.

- 100 -

Hình 5.12 Kết quả mô phỏng thực hiện lôgic bảng chọn.

Phần mềm WINSIM đi cùng với WINCUPL giúp ta làm công việc này.

Trách nhiệm của người lập trình ở đây là phải tạo ra tất cả các tình huống có

thể xảy ra đối với tổ hợp các tín hiệu lôgic đầu vào. Các tổ hợp này gọi là các

- 101 -

testvectơ. Ứng với các testvectơ WINSIM sẽ cho ta biết tất cả các tín hiệu đầu

ra. Đối chiếu với các kết quả mà ta chờ đợi, chính là các mô tả quá trình lôgic

như các bảng 5.2, 5.3, ta sẽ biết được thiết kế có phù hợp không. Nếu không,

ta sẽ phải rà soát lại thiết kế của mình.

WINSIM thể hiện kết quả mô phỏng dưới dạng đồ thị, ví dụ về một kết

quả như vậy đối với CPLD1 cho trên hình 5.12. Trên đó có thể thấy ở cột đầu

tiên, signal, là tất cả các tín hiệu lôgic mà ta quan tâm, gồm cả các đầu vào,

các biến trung gian và các đầu ra. Cột tiếp theo, value, là giá trị của các tín

hiệu này ứng với các testvectơ ở các cột tiếp theo. Các cột tiếp theo, đánh số

1, 2, 3, … là các testvectơ khác nhau. Dạng sóng trên các hàng là giá trị của

các tín hiệu tại các testvectơ 1, 2, … Có thể chọn màu khác nhau cho các tín

hiệu vào và các tín hiệu khác để dễ phân biệt.

Các dạng sóng tín hiệu đối với các testvectơ cho kết quả đúng với các quá

trình lôgic cần thiết kế trên đây. Tuy nhiên WINSIM chỉ cho phép kiểm tra

tính đúng đắn của các quy luật lôgic mà không cho biết sự thực hiện các quy

luật này theo thời gian. Yếu tố thời gian thực ra là do phần cứng quyết định và

cần được kiểm tra kỹ bởi người thiết kế trên mô hình thử nghiệm.

5.4.4 Kết quả thực nghiệm Các kết quả thiết kế trên đây đã được ứng dụng trong hệ thống điều khiển

trên mô hình MC thử nghiệm, được minh hoạ trên hình 5.13. Các tín hiệu

điều khiển đo được thể hiện trên các hình 5.14, 5.15. Hình 5.14 cho thấy rõ

các bước điều khiển trong chuyển mạch 4 bước, mỗi bước nhịp được chọn là

2µS theo yêu cầu về thời gian đóng mở của IGBT. Hình 5.15 cho thấy dạng

xung điều khiển đưa đến G-E của hai IGBT trong một khoá BDS, giữa hai

xung này bao giờ cũng cách nhau 2 nhịp chuyển mạch.

Dạng điện áp và dòng điện đầu ra thu được khi điện áp pha đầu vào là 110

V, 50 Hz được biểu diễn trên các hình 5.16, 5.17. Điện áp ra có tần số 12 Hz.

- 102 -

Tần số cắt mẫu của PWM 2 kHz. Các hình 5.18, 5.19, 5.20 cũng là điện áp

này nhưng đo với độ phân giải thời gian của ôxilôgraph là 5mS/ô và 2mS/ô để

có thể nhìn rõ hơn từng xung áp trên đầu ra. Hình dạng điện áp cho thấy quá

điện áp sinh ra khi các khoá chuyển mạch là rất nhỏ chứng tỏ tính chính xác

của mạch điều khiển. Dạng dòng điện đầu ra cũng gần với hình sin là kết quả

của phương pháp biến điệu vectơ không gian.

Hình 5.13 Mô hình MC thử nghiệm.

Trên hình 5.21 thể hiện mô hình thí nghiệm MC với phụ tải là động cơ.

Hình 5.22 là dạng sóng dòng đầu vào cùng điện áp vào. Các dạng sóng này

thu được khi thực hiện đảo chiều động cơ đột ngột. Có thể thấy bình thường

dòng đầu vào gần như trùng pha với điện áp nhưng khi đảo chiều do quán tính

của động cơ năng lượng được đưa trả về lưới thể hiện qua hình ảnh dạng dòng

điện gần như ngược pha với điện áp đầu vào.

- 103 -

5.5 Kết luận chương 5 Một hệ thống điều khiển hoàn chỉnh cho MC đã được xây dựng. Phần tính

toán quy luật biến điệu sử dụng card EzDSP 2812 của Texas Instrument, loại

chuyên dùng cho các ứng dụng về điều khiển. Khả năng tính toán của DSP

vẫn còn dư thừa dành cho các chức năng sẽ được phát triển khác. Phần điều

khiển chuyển mạch ứng dụng các mạch lôgic lập trình được họ ATF 1508 của

Atmel đáp ứng tốt các yêu cầu đặt ra. Những thiết kế này là cơ sở của mô

hình MC thực nghiệm xây dựng tại phòng thí nghiệm.

Hình 5.14 Tín hiệu điều khiển tới hai khóa BDS chuyển mạch với nhau.

- 104 -

Hình 5.15 Dạng xung điều khiển đưa đến hai IGBT trong một BDS.

Hình 5.16 Dạng điện áp ra với điều khiển chuyển mạch 4 bước (20mS/ô).

- 105 -

Hình 5.17 Dạng dòng điện đầu ra.

Hình 5.18 Dạng điện áp ra với thời gian quét 5mS/ô.

- 106 -

Hình 5.19 Dạng điện áp ra ở nửa chu kỳ dương.

Hình 5.20 Dạng điện áp ra ở nửa chu kỳ âm.

- 107 -

Hình 5.21 Dạng dòng đầu vào (kênh 3) và dạng điện áp đầu vào (kênh 4) khi động

cơ đảo chiều quay.

- 108 -

Hình 5.22 Mô hình thí nghiệm MC với phụ tải động cơ.

Chương 6 MỘT SỐ VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN ỨNG DỤNG THỰC

TẾ CỦA MC

6.1 Đảm bảo chất lượng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng

Do không có kho năng lượng dự trữ nào nên các thông số của MC bị ảnh

hưởng mạnh khi có các biến động trên lưới điện như hệ thống điện áp bị méo

hoặc bị mất cân bằng hay cả hai lý do này. Trong lưới điện công nghiệp thì

những biến động trên lưới như vậy thường xảy ra, ít nhất cũng là từ những

nguyên nhân ngẫu nhiên.

Khi điện áp lưới bị mất cân

bằng cùng với thành phần thứ tự

thuận sẽ xuất hiện thành phần thứ

tự ngược và vectơ không gian

điện áp vào sẽ quay trên một

đường elip, tốc độ góc của góc

pha sẽ bị thay đổi, việc đồng bộ

với vectơ điện áp theo cách đơn

giản không còn phù hợp nữa. Khi

đó vị trí của vectơ điện áp vào sẽ

phải được cập nhật trong mỗi chu kỳ biến điệu. Có hai khả năng được phân

tích trong [7], đó là đồng bộ theo tổng hoặc hiệu của các vectơ thành phần thứ

tự thuận và ngược (hình 6.1). Đồng bộ theo vectơ tổng chính là bám theo

đúng vectơ điện áp đầu vào, đảm bảo được hệ số công suất cao, dòng đầu vào

cân bằng nhưng cũng dẫn đến thành phần sóng hài xấu đi đáng kể. Đồng bộ

theo vectơ hiệu giảm thiểu được các thành phần sóng bậc cao nên dòng đầu

vào có dạng sin nhưng mất cân bằng.

d

q

iβi constϕ =

p ine e∗

−

ψ

ii

ie

ipe ine∗

Hình 6.1 Các khả năng chọn vectơ đồng bộ.

- 109 -

Khảo sát khả năng đồng bộ thứ ba là chỉ bám theo thành phần thứ tự thuận

cũng thu được chất lượng không kém đồng bộ theo vectơ hiệu mà dòng đầu

vào lại gần như cân bằng, yêu cầu về tính toán nhẹ đi vì chỉ cần xác định

vectơ thuận. Dưới đây sẽ đưa ra lời giải giải tích cho dòng đầu vào trong

trường hợp này. Kết quả này đã được tác giả trình bày trong [40].

6.1.1 Biểu thức tổng quát tính toán dòng đầu vào Theo biểu diễn dòng điện và điện áp qua vectơ không gian, công suất tức

thời được biểu diễn qua tích vô hướng của vectơ điện áp và dòng điện.Với giả

thiết bỏ qua tổn thất trên các phần tử trong sơ đồ MC thì công suất tiêu thụ

trên đầu ra po sẽ cân bằng với công suất đầu vào pi, theo biểu thức (6.1).

32

i iip e i= ⋅ = op . (6.1)

Phương trình (6.1) chỉ ra rằng nếu biết công suất tiêu thụ đầu ra và vectơ

điện áp đầu vào thì có vô số khả năng tìm ra vectơ dòng vào thỏa mãn. Việc

lựa chọn vectơ dòng vào nào là do quy luật điều chế xác định. Giả sử ψ là

vectơ chỉ hướng của vectơ dòng đầu vào hay còn gọi là vectơ đồng bộ, khi đó

quy luật điều chế cần đảm bảo tích vô hướng (6.2) bằng không.

0ii jψ⋅ = (6.2)

Thay (6.2) vào (6.1) và giải ra đối với vectơ dòng vào, thu được (6.3).

43

oi

i i

pie e

ψ

ψ ψ∗ ∗=+

(6.3)

(6.3) là biểu thức tổng quát đối với dòng đầu vào của MC. Vectơ điện áp

vào trong trường hợp điện áp lưới hình sin nhưng mất cân bằng có thể biểu

diễn như tổng của thành phần thứ tự thuận và thứ tự ngược theo (6.4).

i ii iip inie E e E e e eθ θ∗ −= + = +ip in

∗, (6.4)

- 110 -

trong đó, i tiθ ω= : góc pha của điện áp vào; iω : tần số góc; ,ip inE E : các

vectơ điện áp đầu vào thứ tự thuận và thứ tự ngược.

Giả thiết tải đầu ra là đối xứng, khi đó vectơ điện áp và dòng điện ra có

thể biểu diễn như (6.5). o

o

iopop

iopop

e E e

i I e

θ

θ

=

=, (6.5)

trong đó, o toθ ω= : góc pha của điện áp đầu ra; oω : tần số góc. Công suất

đầu ra xác định bởi (6.6).

( ) ( )3 3 32 4 4

o o o oo o o o o oop e i e i e i E I E I∗ ∗ ∗ ∗

= ⋅ = + = + (6.6)

Thay (6.4), (6.6) vào (6.3) thu được (6.7).

( ) ( )i i i i

omi

i i i iip in ip in

PiE e E e E e E eθ θ θ θ

ψψ ψ

∗ − −=

+ + +∗ ∗

(6.7)

Trong biểu thức (6.7) Pom thể hiện công suất đầu ra khi tải là đối xứng

trong mọi phương pháp điều chế. Từ biểu thức này có thể đánh giá tác dụng

của các biện pháp đồng bộ dòng đầu vào khác nhau.

6.1.2 Đồng bộ theo vectơ điện áp đầu vào Trong trường hợp này có thể đồng bộ dòng đầu vào sao cho góc pha dòng

vào so với điện áp được giữ không đổi. Trong thực tế thường mong muốn

góc pha dòng trùng với góc pha điện áp để có được hệ số công suất bằng một,

khi đó vectơ đồng bộ ψ chính là vectơ điện áp vào hay vectơ tổng của hai

thành phần thứ tự thuận ngược, như được minh hoạ trên hình 6.1.

i ii iip inie E e E e e eθ θ

ip inψ∗ −= = + = +

∗. (6.8)

Thay (6.8) vào (6.7) dẫn đến (6.9).

( )1 12 i i

i om i iip in

i PE e E eθ θ∗ −

=+

. (6.9)

- 111 -

Phân tích (6.9) cho thấy vectơ dòng điện chỉ gồm các sóng hài bậc lẻ với

biên độ phụ thuộc độ mất đối xứng của điện áp vào như biểu diễn (6.10). ( )1 / 2

1,3

3 , 1,3,.8

i

kin ikom

ik ip ip

P Ei eE E

θ

−∞

∗ ∗=

⎡ ⎤⎛ ⎞⎢= − =⎜ ⎟⎜ ⎟⎢ ⎥⎝ ⎠⎣ ⎦∑ ..k⎥ (6.10)

6.1.3 Đồng bộ với vectơ điện áp vào hiệu Trong trường hợp này hướng của vectơ dòng điện vào được xác định bởi

hiệu của các vectơ thành phần thuận và ngược (hình 6.1).

i ii iip in ip inE e E e e eθ θψ

∗ −= − = −∗

. (6.11)

Thay (6.11) vào (6.7) thu được dòng đầu vào như (6.12).

( ) ( )2 2

23

iiomip ini

ip in

Pi E eE E

iiE eθ θ∗ −=−

− . (6.12)

(6.12) chỉ ra rằng dòng đầu vào chỉ còn chứa thành phần sóng cơ bản, thứ

tự thuận và thứ tự ngược, nghĩa là dòng đầu vào có dạng sin nhưng sẽ mất đối

xứng.

6.1.4 Đồng bộ với thành phần thứ tự thuận trong vectơ điện áp vào Các kết quả trên đây được đưa ra trong [7] với ưu thế theo phương pháp

đồng bộ với hiệu của vectơ thành phần thứ tự thuận và thứ tự ngược. Tuy

nhiên ta có thể chỉ cần đồng bộ vectơ dòng đầu vào với thành phần thứ tự

thuận của điện áp vào. Phương pháp này rút gọn được các tính toán mà vẫn

cho chất lượng dòng điện chấp nhận được. Theo đó dòng điện đầu vào sẽ

được đồng bộ theo vectơ (6.13). ii

ip ipE e eθψ = = . (6.13)

Thay (6.13) vào (6.7) thu được vectơ dòng đầu vào như (6.14).

2 2 22i

i i

ip iomi

i iip ip in ip in

P EiE E E e E E e

e θ

θ θ∗ ∗ −=

+ +. (6.14)

- 112 -

Đặt ( )/ ; p nj jin ipr E E u re reϕ ϕ ϕ+= = = , ,p nϕ ϕ là góc pha ban đầu của các

thành phần thứ tự thuận, ngược, (6.14) trở thành (6.15).

( )2 2

12 21

2 2

jom omi

ip ipj i

Pi e e fE u u Ee e

θ θ

θ θ

jP θ∗ ∗ ∗−

= =

+ +

. (6.15)

Phân tích ( )f θ trong (6.15) thành chuỗi Furiê dưới dạng (6.16).

( )0 1

iik ikpk nk

k k

if A e A eθ θθ∞ ∞ ∗ −

= =

= +∑ ∑ , (6.16)

ta có được kết quả:

- Tất cả các thành phần thứ tự ngược nkA∗đều bằng 0.

- Tất cả các thành phần thứ tự thuận bậc lẻ pkA đều bằng 0 (k=1, 3, 5, …).

- Chỉ tồn tại các thành phần thứ tự thuận bậc chẵn (k=0, 2, 4, …).

Các thành phần thứ tự thuận bậc chẵn có thể tính được bằng việc tính các

tích phân (6.17).

( )2

0

1 , 0,2,4,...2

jkpkA f e d k

πθθ θ

π−= ∫ = (6.17)

Bằng cách đổi biến jz e θ= , tích phân (6.17) trở thành tích phân hàm biến

phức (6.18).

( )1

1 , 0,2,4,...2

pk k

f zA dz k

j zγπ += =∫ (6.18)

Tích phân (6.18) tính được bằng cách tính các giá trị thặng dư của hàm ( ) ( )1kz f z− + trong vòng tròn đơn vị γ . Một số giá trị tính được như (6.19).

- 113 -

( )( )

3/ 2

0 2 4 2

32

6 3

2 2

1 2 4 1; ;1 1

2 3 1 ; ...,1

1 1 .

p p p

p

u uA A Ad d d du u

d uAd du

d u r

∗ ∗

⎛ ⎞= = + = − + ⎜ ⎟− −⎝ ⎠

+ ⎛ ⎞= + ⎜ ⎟−⎝ ⎠

= − = −

;

(6.19)

Từ (6.15) và (6.19) cho thấy dòng đầu vào chỉ chứa các sóng hài bậc lẻ,

trong đó (6.19) chỉ ra sự phụ thuộc của biên độ sóng hài vào độ mất đối xứng

u của điện áp đầu vào.

6.2 Ứng dụng MC trong DTC Hệ thống điều khiển trực tiếp mô men (Direct Torque Control-DTC) có

những ưu điểm căn bản như cấu trúc đơn giản, không cần đến các bộ điều

chỉnh dòng điện, chỉ cần dựa trên sai lệch so với lượng đặt của lượng tính

toán từ thông và mô men mà lựa chọn các khả năng đóng cắt các van trong sơ

đồ bộ nghịch lưu để làm giảm các sai lệch này, giữ cho từ thông, mô men ở

trong một giới hạn cho phép. DTC đảm bảo được đáp ứng mô men nhanh,

phù hợp với đa số các yêu cầu truyền động phức tạp nhất. Kết hợp giữa MC

với DTC phát huy được ưu điểm của cả hai hệ thống này [8].

6.2.1 Sơ đồ MC-DTC

- 114 -

Hình 6.2 Sơ đồ cấu trúc hệ thống MC-DTC.

oαoU

iβiIα

β

Hình 6.3 Vectơ không gian của MC.

- 115 -

Hệ thống MC-DTC, có sơ đồ cấu trúc cho trên hình 6.2, bao gồm 3

controller có ngưỡng, hai cho từ thông và mô men như ở DTC cơ bản,

controller thứ ba cho giá trị trung bình của sin(ψi) [39].

Trong sơ đồ này các đại lượng cần đo bao gồm các giá trị điện áp đầu vào

ui, điện áp đầu ra uo và các dòng điện ra tải io. Từ thông và mô men được tính

theo các giá trị đo được uo, io. Các giá trị dòng đầu vào được xác định qua các

giá trị đo dòng đầu ra và trạng thái của các van. Từ các giá trị tính toán dòng

đầu vào, sơ đồ tính ra vectơ dòng đầu vào iI . So sánh góc pha giữa vectơ

dòng đầu vào với vectơ đồng bộ ψ , được xác định theo một trong ba phương

pháp kể trên, sẽ xác định được

góc lệch pha ψi giữa dòng điện

thực và vectơ đồng bộ, từ đó có

được giá trị sin(ψi) đưa đến đầu

vào của controller sin(ψi). Vectơ

không gian ψ được tính toán từ

các giá trị điện áp đầu vào đo

được ui theo cách tính giá trị tức

thời theo hai trục d-q hoặc theo

cách tính khai triển Furiê gián

đoạn.

Sector

I II III IV V VI

ST=1 5 6 1 2 3 4

ST=0 0 7 0 7 0 7

SF=1

ST=-1 3 4 5 6 1 2

ST=1 6 1 2 3 4 5

ST=0 7 0 7 0 7 0

SF=-1

ST=-1 2 3 4 5 6 1

Bảng 6.1 Bảng chọn vectơ trong DTC

cơ bản.

Hình 6.4 Vectơ không gian trong sơ đồ

DTC cơ bản.

- 116 -

Vectơ không gian điện áp ra và vectơ không gian dòng điện vào của MC

được thể hiện trên hình 6.3, (a), (b). Lưu ý rằng khi điện áp lưới mất cân bằng

hoặc bị méo thì các vectơ dòng đầu vào sẽ không chia mặt phẳng thành sáu

góc bằng nhau như trên hình 6.3 (b) nữa.

Bảng chọn các vectơ trong MC-DTC là sự kết hợp giữa bảng chọn các

vectơ trong sơ đồ DTC cơ bản với bảng chọn của MC. Tại mỗi sector điện áp

pha đầu vào I, II, …,

VI, sự lựa chọn

vectơ của MC phụ

thuộc vào các vectơ

1, 2, …, 6 như trong

sơ đồ DTC cơ bản

(hình 6.4, bảng 6.1),

và đầu ra cψ của bộ

điều chỉnh có

ngưỡng sin(ψi), bảng 6.2.

I II III IV V VI

cψ + - + - + - + - + - + -

1 -3 1 2 -3 -1 2 3 -1 -2 3 1 -2

2 9 -7 -8 9 7 -8 -9 7 8 -9 -7 8

3 -6 4 5 -6 -4 5 6 -4 -5 6 4 -5

4 3 -1 -2 3 1 -2 -3 1 2 -3 -1 2

5 -9 7 8 -9 -7 8 9 -7 -8 9 7 -8

6 6 -4 -5 6 4 -5 -6 4 5 -6 -4 5

Bảng 6.2 Bảng chọn các vectơ cho DTC khi sử dụng MC.

6.2.2 Mô phỏng Sơ đồ mô phỏng hệ thống MC-DTC sử dụng mô hình MC, xây dựng các

khóa bán dẫn hai chiều bằng IGBT, cùng với hệ thống điều khiển chuyển

mạch. Mô hình động cơ lấy trong thư viện SIMULINK, có các thông số sau

đây:

- 117 -

Động cơ: 4 KW; 400 V; 50 Hz.

Stator: Rs=1,408 Ω; Ls=5,839 mH.

Rotor: Rr’=1,395 Ω; Lr’=5,389 mH.

Hỗ cảm: Lm=0,1722 H.

Số đôi cực: p=2.

Tốc độ định mức: 1430 vph.

Vectơ đồng bộ được xác định theo hai

cách: theo thành phần tức thời d-q và theo

phân tích Furiê gián đoạn. Ví dụ về góc pha

cho trên hình 6.5. Có thể thấy rằng dùng hai thành phần d-p cho ra giá trị tức

thời nhưng góc pha phản ánh nhiễu từ lưới điện, làm tăng thành phần sóng hài

bậc cao trên dòng điện vào.

Hình 6.5 Góc pha xác định theo

thành phần d-q Phi_PQ và theo

phân tích Furiê Phi_P+N.

Mô phỏng thực hiện với lượng đặt từ thông bằng từ thông định mức

(0,95 Wb), ngưỡng của bộ điều chỉnh từ thông SF là +/- 0,01 Wb, của bộ điều

chỉnh mô men ST là +/- 1,0 Nm, của giá trị trung bình sin(ψi) là +/- 0,01,

động cơ cho hoạt động với tải không đổi, mô men N=25 Nm, tốc độ 700

v/phút. Các kết quả mô phỏng cho trên các hình 6.6, …,6.9, ứng với điện áp

vào hình sin, có thêm thành phần thứ tự ngược với độ mất đối xứng r = 0,1

nhiễu bậc 3 trên thành phần thứ tự thuận với biên độ bằng 10 % sóng cơ bản.

Có thể thấy rằng với cùng phương pháp đồng bộ theo vectơ điện áp lưới

đầu vào (vectơ tổng của thành phần thuận và thành phần ngược), cách tính

toán bằng giá trị tức thời d-q, theo hình 6.6, méo phi tuyến bằng 9,9%, cho kết

quả xấu hơn cách tính dùng Furiê, theo hình 6.7, với độ méo bằng 7,97%.

Việc đồng bộ theo vectơ hiệu, hình 6.8, cho kết quả tương đương với việc

đồng bộ chỉ theo vectơ thuận, hình 6.9, với độ méo phi tuyến dòng điện bằng

7,77%, ngoài ra sóng hài bậc 3 đều nhỏ hơn hẳn, chỉ chiếm 4% với sóng cơ

bản, so với 7% ở cách thứ nhất. Có thể thấy rằng do ảnh hưởng của quá trình

- 118 -

chuyển mạch phương pháp đồng bộ với vectơ điện áp hiệu không loại trừ

được hết các sóng hài bậc cao như lý thuyết chỉ ra ở (6.12).

Hình 6.6 Đồng bộ với vectơ ie theo d-q. Hình 6.7 Đồng bộ với vectơ ie theo Furiê

Hình 6.8 Đồng bộ với vectơ ip ine e

∗−

Hình 6.9 Đồng bộ với vectơ ipe

- 119 -

6.3 So sánh biến tần ma trận và biến tần công nghiệp

Các đặc tính đầu ra của biến tần ma trận không khác gì so với biến tần

có khâu trung gian một chiều. Điểm khác biệt chủ yếu giữa biến tần ma trận

và biến tần thông thường là dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất có thể điều

chỉnh được, khả năng trao đổi công suất với lưới theo cả hai chiều. Thí

nghiệm được thiết lập sau đây nhằm làm rõ ưu điểm của dòng đầu vào hình

sin của biến tần kiểu ma trận.

6.3.1 Mô tả thí nghiệm Thiết bị thí nghiệm bao gồm động cơ, bộ phận tạo tải và cơ cấu đo. Bộ

phận tạo tải cấu tạo giống như một phanh hãm điện từ. Một đĩa kim loại quay

nối với trục quay động cơ. Một nam châm điện gắn trên cơ cấu động tạo nên

lực ma sát với đĩa quay, tạo nên tải cho động cơ. Tuỳ theo lực ma sát này

phần động sẽ bị quay đi một góc nhất định, tạo nên lực ép lên loadcell. Tín

hiệu đầu ra của loadcell qua tính toán được quy đổi thành mômen cản và được

chỉ thị qua bộ hiển thị số. Mômen cản trong thiết bị này thay đổi được trong

dải 0 – 10 Nm.

1. Thiết bị đo, phân tích chất lượng điện áp vào sử dụng loại

PZ4000 Power Analyzer của YOKOGAWA.

2. Biến tần so sánh: Unidrive SP 1403 của Control Techniques với

các thông số cơ bản sau:

- Đầu vào: 380 - 480 V; 50 – 60 Hz; 3 pha; 6,8 A.

- Đầu ra: 0 – 480 V; 0 – 300 Hz; 4,2/5,0 A.

3. Biến tần thí nghiệm (Matrix Converter – MC01):

- Đầu vào: 380 – 400 V; 50 Hz.

- Đầu ra: 0 – 350 V; 0 – 100 Hz.

- Công suất: 4 kW.

4. Động cơ: 1,1 kW; 380 V; 50 Hz; 1430 vòng/phút.

- 120 -

5. Điều kiện thí nghiệm:

- Mômen tải: 7 Nm;

- Tốc độ: 980 vòng/phút.

Hình 6.10 Thiết bị thí nghiệm tạo tải cho động cơ.

Hình ảnh thiết bị tạo tải cho động cơ, biến tần so sánh, biến tần thí

nghiệm cho trên các hình 6.10, 6.11, 6.12. Thiết bị phân tích chất lượng điện

áp đầu vào PZ4000 theo dõi trực tiếp dòng điện và điện áp trên một pha đầu

vào, đưa ra các kết quả phân tích gồm các số liệu tính toán qua các giá trị đo

được như trong bảng 6.3. PZ4000 còn cung cấp giá trị cũng như tỷ lệ so với

sóng cơ bản (Hdf %) của các thành phần sóng hài của điện áp và dòng điện,

từ bậc 0 ( thành phần một chiều) đến bậc cao nhất là 50. Các phân tích ở đây

chỉ chọn bậc sóng hài cao nhất là 22.

- 121 -

Hình 6.11 Biến tần so sánh SP1403 của Control Techniques.

Hình 6.12 Biến tần thí nghiệm MC01.

- 122 -

Bảng 6.3 Các số liệu tính toán do PZ4000 cung cấp.

Tín hiệu Ý nghĩa Biểu thức tính toán 1 CH1 Kênh đo số 1 2 Freq Tần số 3 U1 (V) Giá trị hiệu dụng của điện

áp 2

0

1 ( )T

u t dtT ∫

4 I1 (A) Giá trị hiệu dụng của dòng điện 2

0

1 ( )T

i t dtT ∫

5 P1 (kW) Công suất tác dụng

0

1 ( ) ( )T

u t i t dtT

⋅∫

6 S1 (kVA) Công suất toàn phần S U I= ⋅ 7 Q1 (kvar) Công suất phản kháng 2 2Q S P= − 8 λ1 Hệ số công suất P

Sλ =

9 φ1 Góc pha giữa dòng điện và điện áp

1cos PS

φ − ⎛ ⎞= ⎜ ⎟⎝ ⎠

10 Uthd1 (%)

Tổng các thành phần sóng hài bậc cao trên điện áp.

max2

2( )

100kU k

U= ⋅∑

11 Itdh1 (%) Tổng các thành phần sóng hài bậc cao trên dòng điện.

max2

2( )

100kI k

I= ⋅∑

12 Pthd1 (%)

Tỷ lệ công suất của các thành phần sóng bậc cao so với công suất tác dụng tổng.

max

2( )

100kP k

P= ⋅∑

13 Uthf1 (%)

Tỷ lệ giữa giá trị hiệu dụng sóng bậc cao so với sóng điện áp cơ bản.

max

2

1

1 ( ) ( ) 100k

Uthf k U kU

λ=

= ⋅ ⋅∑( )kλ : hệ số tính theo IEC34-

1(1996) 14 Ithf1 (%) Tỷ lệ giữa giá trị hiệu

dụng sóng bậc cao so với sóng dòng điện cơ bản.

max

2

1

1 ( ) ( ) 100k

Ithf k I kI

λ=

= ⋅ ⋅∑

- 123 -

15 Utif1 (%)

max2

1

1 ( ) ( )k

Utif T k U kU =

= ⋅∑

( )T k : hệ số xác định theo IEEE Std 100(1992).

16 Itif1 (%)

max2

1

1 ( ) ( )k

Itif T k I kI =

= ⋅∑

17 Hvf1 (%) 2max

1

1 ( ) 100k

U khvfU k=

= ⋅∑

18 Hcf1 (%) 2max

1

1 ( ) 100k

I khcfI k=

= ⋅∑

19 F1 Các biểu thức tính toán cần thiết khác

20 F2 - 21 F3 - 22 F4 - 23 φU1-U2

6.3.2 Kết quả thí nghiệm Kết quả thí nghiệm đối với biến tần so sánh cho trên các hình 6.13,

6.14. Trên hình 6.13 là hình dạng điện áp và dòng đầu vào biến tần. Trên hình

6.14 là kết quả phân tích do PZ4000 đưa ra. Kết quả tương tự đối với biến tần

thí nghiệm MC cho trên các hình 6.15, 6.16. Các số liệu này thu được với

cùng điều kiện tải của động cơ là 7 Nm, 980 vòng/phút.

Từ hình 6.13 và 6.15 cho thấy dạng dòng đầu vào của biến tần SP 1403

có dạng là các xung dòng nạp cho tụ của chỉnh lưu cầu 3 pha đầu vào, còn

dòng đầu vào của biến tần MC01 đã có dạng gần sin hơn. Kết quả phân tích

của PZ4000 trên hình 6.14, 6.16 cho thấy cả hai biến tần này đều không ảnh

hưởng mấy đến điện áp lưới. Điều này là phù hợp vì với công suất nhỏ, dưới

5 kW thì các ảnh hưởng của tải với lưới là không đáng kể.

- 124 -

Hình 6.13 Hình dạng điện áp, dòng đầu vào của biến tần so sánh.

Hình 6.14 Phân tích chất lượngđiện áp, dòng đầu vào của biến tần so sánh.

- 125 -

Hình 6.15 Hình dạng điện áp, dòng đầu vào của biến tần MC.

Hình 6.16 Phân tích chất lượng điện áp, dòng đầu vào biến tần MC.

- 126 -

Tuy nhiên về dòng điện thì hai biến tần này khác xa nhau. Trước hết,

với cùng một công suất phát huy trên tải, biến tần SP 1403 tiêu thụ dòng đầu

vào là 3,628 A, còn biến tần MC chỉ lấy vào dòng điện 1,5139 A. Tổng các

thành phần sóng hài dòng điện bậc cao của biến tần SP là Ithd=85,52%, của

biến tần MC01 chỉ là Ithd=16,03%. Các sóng hài bậc 5, 7 ở SP là 47,54 %,

45,42 %, trong khi ở MC01 chỉ là 1,97% và 12,36%.

Công suất do các sóng hài bậc cao ở SP là Pthd=1,83%, trong khi ở

MC01 chỉ là Pthd=0,06%. Hiển nhiên đây là phần công suất tiêu tán vô ích.

Hệ số công suất ở biến tần SP λ=0.9985, cao hơn ở MC01 với

λ=0,9323. Điều này là do bộ lọc đầu vào của biến tần MC được tính toán cho

công suất định mức 4 kW, lớn hơn nhiều so với công suất thí nghiệm

P=0,9567 kW do giới hạn công suất của thiết bị thí nghiệm.

6.4 Kết luận Chương này trình bày một số vấn đề đặt ra liên quan đến ứng dụng thực tế

của biến tần ma trận.

Các phương pháp đồng bộ vectơ dòng đầu vào khác nhau dẫn đến những

kết quả khác nhau về chất lượng dòng đầu vào trong MC, trong đó cách đồng

bộ chỉ với vectơ điện áp thuận theo phân tích Furiê cho hiệu quả tốt hơn vì

yêu cầu tính toán ít hơn và giảm thiểu được ảnh hưởng của độ mất cân bằng

và méo phi tuyến trên điện áp lưới đối với hệ thống điều khiển.

Việc kết hợp MC-DTC mang lại hiệu quả cao vì những yêu cầu về tính

toán là tối thiểu nhưng vẫn đảm bảo các đặc tính của hệ truyền động. Điều

này hứa hẹn những ứng dụng thực tế của hệ thống này.

Thí nghiệm so sánh cho thấy rõ ưu việt của biến tần kiểu ma trận so với

các biến tần công nghiệp thông thường hiện nay. Các ưu điểm này sẽ đặc biệt

phát huy tác dụng khi công suất của biến tần lớn, ảnh hưởng đến lưới rõ rệt

hơn.

- 127 -

KẾT LUẬN VÀ CÁC ĐỀ XUẤT

- Bản luận án này đã đáp ứng nhu cầu cấp thiết về nghiên cứu cấu trúc

biến tần mới kiểu ma trận (Matrix Converter – MC), dựa trên công nghệ chế

tạo các van bán dẫn và các thiết bị xử lý tín hiệu số hiện đại, cấu trúc gọn nhẹ,

trao đổi năng lượng với lưới cả hai chiều, dòng đầu vào hình sin và hệ số

công suất điều chỉnh được, giảm thiểu ảnh hưởng xấu của bộ biến đổi đối với

lưới điện. Đưa ra mẫu biến tần ma trận đầu tiên trong nước, tuy chưa phải là

một thiết bị công nghiệp nhưng đã chứng minh các đặc tính vượt trội và các

khả năng ứng dụng thực tế của loại biến tần này.

- Đã xây dựng thuật toán biến điệu hoàn chỉnh cho MC, áp dụng phương

pháp vectơ không gian trực tiếp, sử dụng card EzDSP 2812 của Texas

Instrument. Đã đưa ra thiết kế lôgic cho thuật toán biến điệu và cho hệ điều

khiển chuyển mạch bốn bước theo chiều dòng điện, thực hiện trên CPLD

ATF 1508 của Atmel. Các thuật toán đảm bảo ma trận van hoạt động an toàn,

quá áp do chuyển mạch nhỏ, dạng dòng điện đầu ra, đầu vào hình sin.

- Chứng tỏ việc đồng bộ vectơ dòng điện chỉ với thành phần thứ tự thuận

của điện áp cũng đảm bảo chất lượng dòng đầu vào của MC khi điện áp lưới

mất cân bằng. Đưa ra biểu thức tính toán thành phần sóng hài dòng điện phụ

thuộc độ mất đối xứng của điện áp vào. Chỉ ra khả năng ứng dụng tổ hợp MC-

DTC trong hệ truyền động động cơ không đồng bộ, cấu trúc bộ điều chỉnh

đơn giản, phù hợp với khả năng tính toán của các họ DSP hiện nay.

- Mẫu biến tần MC01 vượt trội biến tần thông thường về chất lượng

dòng điện. Với cùng một công suất tải, biến tần SP 1403 tiêu thụ dòng đầu

vào 3,628 A, còn biến tần MC01 chỉ lấy vào dòng điện 1,5139 A. Tổng các

thành phần sóng hài dòng điện bậc cao của biến tần SP là Ithd=85,52%, của

biến tần MC01 chỉ là Ithd=16,03%. Các sóng hài bậc 5, 7 ở SP là 47,54 %,

- 128 -

45,42 %, trong khi ở MC01 chỉ là 1,97% và 12,36%. Công suất do các sóng

hài bậc cao ở SP là Pthd=1,83%, trong khi ở MC01 chỉ là Pthd=0,06%.

- Phương pháp nghiên cứu, tiến hành từ mô phỏng trên máy tính đến mô

phỏng on-line trên mạch phát triển chuyên dụng, rút ngắn thời gian đi từ lý

thuyết đến thực tế.

Đề xuất những hướng nghiên cứu - Đánh giá độ tin cậy của MC trong cấu hình compact, khi bộ biến đổi

gắn liền với động cơ, nhiệt độ môi trường cao.

- Nghiên cứu ứng dụng MC trong các cơ cấu nâng hạ, cơ cấu có quán

tính lớn như quạt gió hay cơ cấu ly tâm, trong đó quá trình điều chỉnh diễn ra

dễ dàng hơn khi năng lượng trao đổi với lưới một cách tự nhiên, điện năng

được tiết kiệm đáng kể.

- Hoàn thiện các quy luật điều khiển chuyển mạch cũng như các quy luật

biến điệu với các phạm vi công suất khác nhau, đặc biệt ở dải công suất lớn

khi MC phát huy hết những ưu điểm về cấu trúc so với các biến tần thông

thường.

- Phát triển những ứng dụng của MC trong những bộ chuyển đổi tần số

di động (50 – 60 Hz, 50 – 400 Hz) làm nguồn cho các hệ thống tầu thuỷ, máy

bay khi cập bến. Dùng MC để kết nối giữa các nguồn phân tán như tuabin gió,

tuabin khí với lưới điện, … Với kết cấu gọn nhẹ và năng lượng trao đổi được

theo hai chiều MC sẽ làm cho yêu cầu đối với máy phát trong các hệ thống

này trở nên đơn giản hơn.

- 129 -

Danh mục những công trình của tác giả

1. Trần Trọng Minh (2004), Phương pháp biến điệu vectơ không gian

trong biến tần kiểu ma trận Matrix Converter; Tạp chí Khoa học &

Công nghệ, số 48+49.

2. Trần Trọng Minh (2004), Vấn đề điều khiển chuyển mạch trong biến

tần kiểu ma trận Matrix Converter; Tạp chí Khoa học & Công nghệ, số

50.

3. Bùi Quốc Khánh, Trần Trọng Minh (2006), Đảm bảo chất lượng dòng

đầu vào của Matrix Converter trong điều kiện điện áp lưới mất cân

bằng. Tạp chí Khoa học & Công nghệ, số 57-2006, trang 51-55.

4. Trần Trọng Minh, Phạm Văn Bách (2006), Nghiên cứu chế tạo biến

tần kiểu ma trận 2,2 kW. Hội nghị khoa học lần thứ 20, phân ban Điện,

NXB Bách khoa Hà nội, trang 64-69.

- 130 -

Tài liệu tham khảo

[1] Derek A. Paice (1996), Power Electronic Converter Harmonics, IEEE

PRESS.

[2] Adamck, J.; Hofmann, W.; Ziegler, M.(2003), Fast commutation process

and demand of bidirectional switches in matrix converters, PESC '03.

IEEE 34th Annual Conference on , Volume: 3 , Page(s): 1281 –1286.

[3] Apap, M.; Clare, J.C.; Wheeler, P.W.; Bradley, K.J. (2003), Analysis and

comparison of ac-ac matrix converter control strategies, PESC '03.

IEEE 34th Annual Conference on , Volume: 3 , Page(s): 1287 –1292.

[4] Bernet, S.; Ponnaluri, S.; Teichmann, R. (2002), Design and loss

comparison of matrix converters, and voltage-source converters for

modern AC drives, Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,

Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 304 -314.

[5] Baumann, M.; Stogerer, F.; Kolar, J.W. (2002), Part II: experimental

analysis of the very sparse matrix converter, APEC 2002. Seventeenth

Annual IEEE , Volume: 2, Page(s): 788 –791.

[6] Blaabjerg, F.; Casadei, D.; Klumpner, C.; Matteini, M. (2002),

Comparison of two current modulation strategies for matrix converters

under unbalanced input voltage conditions, Industrial Electronics, IEEE

Transactions on, Volume: 49, Issue: 2, Page(s): 289 –296.

[7] Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A. (1998), Reduction of the input current

harmonic content in matrix converters under input/output unbalance.

Industrial Electronics, IEEE Transactions on , Volume: 45 Issue: 3 ,

Page(s): 401 –411.

[8] Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A. (2001), The use of matrix converters in

direct torque control of induction machines. Industrial Electronics, IEEE

Transactions on , Volume: 48 Issue: 6 , Page(s): 1057 –1064.

- 131 -

[9] Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A.; Zarri, L. (2002), Matrix converter

modulation strategies: a new general approach based on space-vector

representation of the switchstate. Industrial Electronics, IEEE

Transactions on , Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 370 –381.

[10] Casadei, D.; Serra, G.; Tanl, A. (1996), A general approach for the

analysis of the input power quality in matrix converters. PESC '96

Record., 27th Annual IEEE , Page(s): 1128 -1134 vol.2.

[11] Clare, J.C.; Empringham, L.; Wheeler, P.W. (2000), The effects of

sampling delays and nonideal filtering on the performance of matrix

converter modulation algorithms. Eighth International Conference on

(IEE Conf. Publ. No. 475) , Page(s): 29 –34.

[12] Empringham, L.; Wheeler, P.W.; Clare, J.C. (1998), Intelligent

commutation of matrix converter bi-directional switch cells using novel

gate drive techniques. PESC 98 Record. 29th Annual IEEE , Page(s): 707

-713 vol.1.

[13] Heinke, F.; Sittig, R.(2001), The monolithic bidirectional switch (MBS)

in a matrix converter application. ISPSD '01. Proceedings of the 13th

International Symposium on , Page(s): 367 –371.

[14] Helle, L.; Munk-Nielsen, S. (2001), A novel loss reduced modulation

strategy for matrix converters. PESC. 2001 IEEE 32nd Annual , Volume:

2 , Page(s): 1102 -1107, vol.2.

[15] Huber, L.; Borojevic, D. (1995), Space vector modulated three-phase to

three-phase matrix converter with input power factor correction. Industry

Applications, IEEE Transactions on , Volume: 31 Issue: 6, Page(s): 1234

–1246.

[16] Jun-Koo Kang; Hara, H.; Hava, A.M.; Yamamoto, E.; Watanabe, E.;

Kume, T. (2002), The matrix converter drive performance under

- 132 -

abnormal input voltage conditions. Power Electronics, IEEE

Transactions on , Volume: 17 Issue: 5, Page(s): 721 –730.

[17] Jun-Koo Kang; Hara, H.; Yamamoto, E.; Swamy, M.; Kume, T.J. (2003),

Output voltage distortion in matrix converter by commutation of bi-

directional switches. IEMDC'03. IEEE International, Page(s): 55 -59

vol.1.

[18] Jun-Koo Kang; Hara, H.; Yamamoto, E.; Watanabe, E. (2002), Analysis

and evaluation of bi-directional power switch losses for matrix converter

drive. 37th IAS Annual Meeting. Conference Record of the , Page(s): 438

-443 vol.1.

[19] Kolar, J.W.; Baumann, M.; Schafmeister, F.; Ertl, H. (2002), Novel

three-phase AC-DC-AC sparse matrix converter. APEC 2002.

Seventeenth Annual IEEE , Page(s): 777 -791 vol.2.

[20] Larsen, K.B.; Jorgensen, A.H.; Helle, L.; Blaabjerg, F. (2002), Analysis

of symmetrical pulse width modulation strategies for matrix converters.

pesc 02. 2002 IEEE 33rd Annual , Page(s): 899 -904 vol.2.

[21] Mahlein, J.; Braun, M. (2000), A matrix converter without diode clamped

over-voltage protection. Proceedings. PIEMC 2000. The Third

International , Page(s): 817 -822 vol.2.

[22] Mahlein, J.; Bruckmann, M.; Braun, M.(2002), Passive protection

strategy for a drive system with a matrix converter and an induction

machine. Industrial Electronics, IEEE Transactions on , Volume: 49

Issue: 2 , Page(s): 297 –303.

[23] Mahlein, J.; Igney, J.; Weigold, J.; Braun, M.; Simon, O.(2002), Matrix

converter commutation strategies with and without explicit input voltage

sign measurement. Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,

Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 407 –414.

- 133 -

[24] Milanovic, M.; Dobaj, B. (2000), Unity input displacement factor

correction principle for direct AC to AC matrix converters based on

modulation strategy. Circuits and Systems I: Fundamental Theory and

Applications, IEEE Transactions on, Volume: 47 Issue: 2, Page(s): 221 –

230.

[25] Nielsen, P.; Blaabjerg, F.; Pedersen, J.K. (1996), Space vector modulated

matrix converter with minimized number of switchings and a feedforward

compensation of input voltage unbalance. Proceedings of the 1996

International Conference on , Page(s): 833 -839 vol.2.

[26] Nielsen, P.; Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A. (1996), Evaluation of the

input current quality by three different modulation strategies for SVM

controlled matrix converters with input voltage unbalance. Proceedings

of the 1996 International Conference on , Page(s): 794 -800 vol.2.

[27] Schuster, A. (1998), A matrix converter without reactive clamp elements

for an induction motor drive system. PESC 98 Record. 29th Annual IEEE

, Page(s): 714 -720 vol.1.

[28] Teichmann, R.; Oyama, J. (2002), ARCP soft-switching technique in

matrix converters. Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,

Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 353 –361.

[29] Wheeler, P.; Clare, J.; Empringham, L.; Apap, M.; Bland, M. (2002),

Matrixconverters. Power Engineering Journal, Volume: 16 Issue: 6,

Page(s): 273 –282.

[30] Wheeler, P.; Grant, D. (1997), Optimised input filter design and low-loss

switching techniques for a practical matrix converter. Electric Power

Applications, IEE Proceedings- , Volume: 144 Issue: 1, Page(s): 53 –60.

[31] Wheeler, P.W.; Clare, J.C.; Empringharn, L.; Bland, M.; Apap, M.

(2002), Gate drive level intelligence and current sensing for matrix

- 134 -

converter current commutation. Industrial Electronics, IEEE

Transactions on , Volume: 49 Issue: 2 , Page(s): 382 –389.

[32] Wheeler, P.W.; Rodriguez, J.; Clare, J.C.; Empringham, L.; Weinstein,

A. (2002), Matrix converters: a technology review. Industrial Electronics,

IEEE Transactions on, Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 276 –288.

[33] Ziegler, M.; Hofmann, W.(1999), Implementation of a two steps

commutated matrix converter. PESC 99. 30th Annual IEEE , Page(s):

175 -180 vol.1.

[34] Ziegler, M.; Hofmann, W.(2001), New one-step commutation strategies

in matrix converters. 2001 4th IEEE International Conference on ,

Page(s): 560 -564 vol.2.

[35] Charles H. Roth (1992), Fundamentals of Logic Design; West Info

Access, 4th edit.

[36] Trần Trọng Minh (2004), Phương pháp biến điệu vector không gian

trong biến tần kiểu ma trận Matrix Converter; Tạp chí Khoa học & Công

nghệ, số 48+49, 2004.

[37] Trần Trọng Minh (2004), Vấn đề điều khiển chuyển mạch trong biến tần

kiểu ma trận Matrix Converter; Tạp chí Khoa học & Công nghệ, số 50,

2004.

[38] Trần Trọng Minh, Phạm Văn Bách (2005), Ứng dụng CPLD trong thiết

kế mạch điều khiển trong biến tần kiểu ma trận Matrix Converter.

Chuyên san Kỹ thuật Điều khiển tự động, tháng 6/2005, trang 17-22.

[39] Trần Trọng Minh (2005), Ứng dụng Matrix Converter trong điều khiển

trực tiếp mô men động cơ không đồng bộ với bộ điều khiển mờ. Chuyên

san Kỹ thuật Điều khiển tự động, tháng 12/2005, trang 3-9.

[40] Bùi Quốc Khánh, Trần Trọng Minh (2006), Đảm bảo chất lượng dòng

đầu vào của Matrix Converter trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng.

Tạp chí Khoa học & Công nghệ, số 57-2006, trang 51-55.

- 135 -

PHỤ LỤC

A. Chương trình cho CPLD1 /* CPLD - ATF1508AS

Đầu vào:các bit thể hiện các sector dòng vào, áp ra; các tín hiệu từ PWM kiểu đối

xứng tới, tích cực thấp; các bit thể hiện tính chẵn lẻ của tổng các sector dùng cho

việc xác định thứ tự chuyển mạch.

Đầu ra: 9 tín hiệu điều khiển 9 khóa BDS trong sơ đồ MC.*/

*/ Gán các đầu vào, ra đến chân của ATF1508

………………………………………………………………………………………………………………………………………….. */

*/ Biến mod xác định tính nhẵn lẻ của tổng các sector */

mod = !((U1 # U3 # U5) & (I1 # I3 # I5) # (U2 # U4 # U6) & (I2 # I4 # I6));

*/ Xác định tín hiệu lôgic ứng với các di từ PWM của DSP tới */

d0 = !pwm4;

d1 = (pwm1 & mod) # ((pwm1 $ pwm2) & !mod);

d2 = ((pwm3 $ pwm4) & mod) # ((pwm2 $ pwm3) & !mod);

d3 = ((pwm1 $ pwm2) & mod) # (pwm1 & !mod);

d4 = ((pwm2 $ pwm3) & mod) # ((pwm3 $ pwm4) & !mod);

/* Đưa kết quả ra ra 9 đầu ra */

pin [54..56,63..65,68..70] = [SAc,SBc,SCc,SAb,SBb,SCb,SAa,SBa,SCa]; /* Toi 9

van BDS */

/* Xác định các dòng trong bảng lôgic */

row1 = (I1 & U1) # (I4 & U4);

row2 = (I1 & U2) # (I4 & U5);

row3 = (I1 & U3) # (I4 & U6);

row4 = (I1 & U4) # (I4 & U1);

row5 = (I1 & U5) # (I4 & U2);

row6 = (I1 & U6) # (I4 & U3);

row7 = (I2 & U1) # (I5 & U4);

row8 = (I2 & U2) # (I5 & U5);

row9 = (I2 & U3) # (I5 & U6);

row10 = (I2 & U4) # (I5 & U1);

row11 = (I2 & U5) # (I5 & U2);

row12 = (I2 & U6) # (I5 & U3);

row13 = (I3 & U1) # (I6 & U4);

row14 = (I3 & U2) # (I6 & U5);

row15 = (I3 & U3) # (I6 & U6);

row16 = (I3 & U4) # (I6 & U1);

row17 = (I3 & U5) # (I6 & U2);

row18 = (I3 & U6) # (I6 & U3);

/* Các phương trình lôgic */

SAa = d1 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row16 # row17)

- 136 -

# d2 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row17 # row18)

# d3 & (row1 # row2 # row10 # row11 # row16 # row17)

# d4 & (row2 # row3 # row11 # row12 # row17 # row18)

# d0 & (row3 # row6 # row9 # row12 # row15 # row18);

SBa = d1 & (row4 # row5 # row7 # row8 # row13 # row14)

# d2 & (row5 # row6 # row8 # row9 # row14 # row15)

# d3 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row13 # row14)

# d4 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row14 # row15)

# d0 & (row3 # row6 # row9 # row12 # row15 # row18);

SCa = d1 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row16 # row17)

# d2 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row17 # row18)

# d3 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row13 # row14)

# d4 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row14 # row15)

# d0 & (row3 # row6 # row9 # row12 # row15 # row18);

SAb = d1 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row13 # row18)

# d2 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row13 # row14)

# d3 & (row3 # row4 # row7 # row12 # row13 # row18)

# d4 & (row4 # row5 # row7 # row8 # row13 # row14)

# d0 & (row2 # row5 # row8 # row11 # row14 # row17);

SBb = d1 & (row1 # row6 # row9 # row10 # row15 # row16)

# d2 & (row1 # row2 # row10 # row11 # row16 # row17)

# d3 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row15 # row16)

# d4 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row16 # row17)

# d0 & (row2 # row5 # row8 # row11 # row14 # row17);

SCb = d1 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row13 # row18)

# d2 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row13 # row14)

# d3 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row15 # row16)

# d4 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row16 # row17)

# d0 & (row2 # row5 # row8 # row11 # row14 # row17);

SAc = d1 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row14 # row15)

# d2 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row15 # row16)

# d3 & (row5 # row6 # row8 # row9 # row14 # row15)

# d4 & (row1 # row6 # row9 # row10 # row15 # row16)

# d0 & (row1 # row4 # row7 # row10 # row13 # row16);

SBc = d1 & (row2 # row3 # row11 # row12 # row17 # row18)

# d2 & (row3 # row4 # row7 # row12 # row13 # row18)

# d3 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row17 # row18)

# d4 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row13 # row18)

# d0 & (row1 # row4 # row7 # row10 # row13 # row16);

SCc = d1 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row14 # row15)

# d2 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row15 # row16)

# d3 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row17 # row18)

# d4 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row13 # row18)

# d0 & (row1 # row4 # row7 # row10 # row13 # row16);

/******************* Kết thúc chương trình **********************/

- 137 -

B. Chương trình cho CPLD2 /* CPLD2 thực hiện mạch điều khiển quá trình chuyển mạch theo phương pháp */

/* chuyển mạch 4 bước. */

/* Đầu vào: 9 tín hiệu điều khiển 9 khóa BDS từ CPLD1 tới; xung nhịp clock;*/

/* tín hiệu reset. /*

/* Đầu ra: 18 tin shiệu điều khiển ra 18 IGBT.*/

/* *************** Gán tín hiệu đầu vào vào các chân của CPLD*******************/

/* *************** Gán các tín hiệu đầu ra tới các chân của CPLD***************/

/** Khai báo các biến trung gian **/

pinnode [620..624] = [SA4..0];

pinnode [630..634] = [SB4..0];

pinnode [640..644] = [SC4..0];

field stateA = [SA4..0];

field stateB = [SB4..0];

field stateC = [SC4..0];

/* Lôgic trạng thái……………………………………………………………………………………………………….*/

/* Định nghĩa (mã hóa) lôgic trạng thái, gồm 24 trạng thái */

$define STANDBY 'b'00000

$define S0 'b'10000 /* dinh nghia cac trang thai */

$define S1 'b'00001

$define S2 'b'00010

$define S3 'b'00011

$define S4 'b'00100

$define S5 'b'00101

$define S6 'b'00110

$define S7 'b'00111

$define S9 'b'01001

$define S10 'b'01010

$define S11 'b'01011

$define S12 'b'01100

$define S13 'b'01101

$define S14 'b'01110

$define S15 'b'01111

$define S17 'b'10001

$define S18 'b'10010

$define S19 'b'10011

$define S21 'b'10101

$define S22 'b'10110

$define S23 'b'10111

- 138 -

/* Khai báo macro CM */

FUNCTION CM(states, ina, inb, inc, curdir, SXc2, SXc1, SXb2, SXb1, SXa2, SXa1)

states.ck = clk; /* clock */

states.ar = res; /* reset trang thai */

Sequenced states

present STANDBY if res next STANDBY;

if ina next S0;

if inb next S4;

if inc next S12;

present S0 if ina next S0;

if inb&curdir next S1;

if inb&!curdir next S7;

if inc&curdir next S19;

if inc&!curdir next S21;

out [SXa1,SXa2];

present S1 if ina&curdir next S0;

if inb&curdir next S2;

out SXa1;

present S2 if ina&curdir next S1;

if inb&curdir next S3;

out [SXa1,SXb1];

present S3 if ina&curdir next S2;

if inb&curdir next S4;

out SXb1;

present S4 if ina&curdir next S3;

if ina&!curdir next S5;

if inb next S4;

if inc&curdir next S9;

if inc&!curdir next S15;

out [SXb1,SXb2];

present S5 if ina&!curdir next S6;

if inb&!curdir next S4;

out SXb2;

present S6 if ina&!curdir next S7;

if inb&!curdir next S5;

out [SXa2,SXb2];

present S7 if ina&!curdir next S0;

if inb&!curdir next S6;

out SXa2;

present S9 if inb&curdir next S4;

if inc&curdir next S10;

out SXb1;

present S10 if inb&curdir next S9;

if inc&curdir next S11;

out [SXb1,SXc1];

- 139 -

present S11 if inb&curdir next S10;

if inc&curdir next S12;

out SXc1;

present S12 if inb&curdir next S11;

if inb&!curdir next S13;

if inc next S12;

if ina&curdir next S17;

if ina&!curdir next S23;

out [SXc1,SXc2];

present S13 if inb&!curdir next S14;

if inc&!curdir next S12;

out SXc2;

present S14 if inb&!curdir next S15;

if inc&!curdir next S13;

out [SXb2,SXc2];

present S15 if inb&!curdir next S4;

if inc&!curdir next S14;

out SXb2;

present S17 if inc&curdir next S12;

if ina&curdir next S18;

out SXc1;

present S18 if inc&curdir next S17;

if ina&curdir next S19;

out [SXa1,SXc1];

present S19 if inc&curdir next S18;

if ina&curdir next S0;

out SXa1;

present S21 if inc&!curdir next S22;

if ina&!curdir next S0;

out SXa2;

present S22 if inc&!curdir next S23;

if ina&!curdir next S21;

out [SXa2,SXc2];

present S23 if inc&!curdir next S12;

if ina&!curdir next S22;

out SXc2;

CM(stateA,SAa,SAb,SAc,curdirA,SAc2,SAc1,SAb2,SAb1,SAa2,SAa1); /* CM cho pha A */

CM(stateB,SBa,SBb,SBc,curdirB,SBc2,SBc1,SBb2,SBb1,SBa2,SBa1); /* CM cho pha B */

CM(stateC,SCa,SCb,SCc,curdirC,SCc2,SCc1,SCb2,SCb1,SCa2,SCa1); /* CM cho pha C */

/* Kết thúc chương trình cho CPLD2 */