pŘesnÝ funkČnÍ generÁtor · elektronika a sdělovací technika student: bc. petr snopek id:...

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚBRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY

FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCHTECHNOLOGIÍÚSTAV RADIOELEKTRONIKY

FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATIONDEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS

PŘESNÝ FUNKČNÍ GENERÁTOR

PRECISE FUNCTION GENERATOR

DIPLOMOVÁ PRÁCEMASTER'S THESIS

AUTOR PRÁCE Bc. PETR SNOPEKAUTHOR

VEDOUCÍ PRÁCE prof. Dr. Ing. ZDENĚK KOLKASUPERVISOR

BRNO 2009

VYSOKÉ UČENÍTECHNICKÉ V BRNĚ

Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií

Ústav radioelektroniky

Diplomová prácemagisterský navazující studijní oborElektronika a sdělovací technika

Student: Bc. Petr Snopek ID: 88843Ročník: 2 Akademický rok: 2008/2009

NÁZEV TÉMATU:

Přesný funkční generátor

POKYNY PRO VYPRACOVÁNÍ:

Navrhněte přesný funkční generátor s číslicovou syntézou řízený mikroprocesorem. Kromě základníchfunkcí (sinus, obdélník, pila, náhodný signál) musí přístroj umožňovat generování libovolného průběhuuloženého v paměti. U výstupního napětí musí být možnost nastavit amplitudu i stejnosměrný posun.Přístroj bude vybaven grafickým panelem pro komunikaci s uživatelem.

Generátor realizujte včetně přístrojové skříně a ověřte měřením jeho základní vlastnosti.

DOPORUČENÁ LITERATURA:

[1] HOROWITH, P., HILL, W. The Art of Electronics. Cambridge: Cambridge University Press, 1998.[2] DOSTÁL, T., AXMAN, V. Elektrické filtry. Elektronické skriptum. BRNO: FEKT VUT v Brně, 2002.

Termín zadání: 9.2.2009 Termín odevzdání: 29.5.2009

Vedoucí práce: prof. Dr. Ing. Zdeněk Kolka

prof. Dr. Ing. Zbyněk RaidaPředseda oborové rady

UPOZORNĚNÍ:

Autor diplomové práce nesmí při vytváření diplomové práce porušit autorská práve třetích osob,zejména nesmí zasahovat nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a musí sibýt plně vědom následků porušení ustanovení § 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb.,včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení § 152 trestního zákona č.140/1961 Sb.

��

��

��

��

�� !"#!$!%&'��(��)*+*%,-��$�./�� 0� !1��,#23�'��(��)�

./��4��50�

!��"#$%&'()� *)+,�-+%&./0�1

6�� 7�� 8�� /��9/��"3&��&+%!%%��)��/��/(�� (��/(��:��:�;��<�8�=>��(�?��/�&��/ �/��/��>��@�� /(�� ./��4��>��50

�2��

�)+-3-%�+)4%$2� ,$5 2�

,�� /�(�� A�� :��7��.BC'�0�

� /� ��7�� /�� >�� &��)/�� :��

./��BC'��>�/��0

-��BC'�� D:��7��8��B�/��$A��BC'�� :�;��<�8�=/��(�'��9 �� 9 ��/��;��> ��>�BC'�� EEEEEEEEEEEEEEEEEE

BC'��/��/��>��F�

��A�(��:��( G ��7��H��I�!��:��(G ��7��H��I�!

!�� J�� A��&)�� I�7�7�� /�� :��J��/�� A��& )� �� /�� /� �� /� �� D� �� /�� )��/��/��I��/��

3�� ;�� (��/��/�� (��

1�� J��&)�� /��/��

F �/�� A��(��

�26�)%!

512)� 2-+)�(� ,$$�06.�1�

,�� J�� >�� (�� .��0 ��D�� /�� /�� D/(��7�(�)��&�� /��&�D��D��D��D�K7��I��7��(��D�� I&�� I��)��

!�� L�� (��(&��/�>�� D� ��D� ��/��

3�� J�� (��/��/��>�� /��

� � ��/�� ,�� 3�� "�� ,%��

.�/I��/��(��> �)��D� ��:��0

1�� -��D/(��7�� M�� /�� >�� /� � �� N 1*> �� 7� ,,,$ ,##2 �>�&��(��&��)�/��>��(��(��

�26�)%7

86.10)(�6'#*��$.)�

,�� 8��&��7��)��/�� >/�)��>��&/��A�� )��/�BC'��

!�� B�� /� �� D� ��&�>7�� D��&�� A�� D��&�� &��(��/��A��/��

3�� L��7�� >��/( ��>�/��I�� & ��D��(��H��/I ��/�I�&�� /�(��D �/�D� ��/��

1�� L��7�� >D�� K7�� /�� /�� >(��

B��(/��!#��(��!%%#

OOOOOOOOOOOOOOO�� OOOOOOOOOOOOOOOO -�>�� J��

ABSTRAKT

Cılem projektu je navrhnout a realizovat koncept funkcnıho generatoru s cıslicovousyntezou rızeneho mikroprocesorem, ktery by krome zakladnıch funkcı (sinus, obdelnık, pila)umoznoval generovanı libovolnych prubehu ulozenych v pameti. Snadnou obsluhu by pakzajist’ovalo graficke uzivatelske prostredı ovladane z klavesnice vcetne rotacnıho snımace (IRC).Navrh klade duraz na spravny vyber zdroje hodinoveho signalu (DDS), obvodovych soucasteka na vhodne pouzitı filtrace signalu. Vse s ohledem na nızke zkreslenı a velikost fazoveho sumuvystupnıho signalu.

KLICOVA SLOVA

funkcnı generator, generator libovolnych prubehu, DDS, fazovy sum, jitter, SFDR, rekonstrukcnıfiltr, graficky LCD displej

ABSTRACT

The aim of the project is to design a concept of function generator with digital synthesis.The device will be controlled using microprocessor which allows synthesizing basic functions (sin,square, raw) as well as arbitrary functions stored in memory. User friendly graphical interfacewill be controlled by keyboard and rotary switch (IRC). The work emphasizes correct selectionof DDS clock source, circuit elements and proper application of signal filtration method withattention to low distortion and low output phase noise.

KEYWORDS

function generator, arbitrary-waveform generator, DDS, phase noise, jitter, SFDR, recon-struction filter, graphic LCD display

v

SNOPEK, P. Presny funkcnı generator. Brno: Vysoke ucenı technicke v Brne, Fakultaelektrotechniky a komunikacnıch technologiı, 2009. 64 s., 37 s. prıloh. Vedoucı diplomove praceprof. Dr. Ing. Zdenek Kolka.

vi

Prohlasenı

Prohlasuji, ze svou diplomovou praci na tema Presny funkcnı generator jsem vypracovalsamostatne pod vedenım vedoucıho diplomove prace a s pouzitım odborne literatury a dalsıchinformacnıch zdroju, ktere jsou vsechny citovany v praci a uvedeny v seznamu literatury nakonci prace.

Jako autor uvedene diplomove prace dale prohlasuji, ze v souvislosti s vytvorenım teto di-plomove prace jsem neporusil autorska prava tretıch osob, zejmena jsem nezasahl nedovolenymzpusobem do cizıch autorskych prav osobnostnıch a jsem si plne vedom nasledku porusenı usta-novenı § 11 a nasledujıcıch autorskeho zakona c. 121/2000 Sb., vcetne moznych trestnepravnıchdusledku vyplyvajıcıch z ustanovenı § 152 trestnıho zakona c. 140/1961 Sb.

V Brne dne 29. kvetna 2009 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .podpis autora

Podekovanı

Dekuji vedoucımu diplomove prace prof. Dr. Ing. Zdenku Kolkovi za ucinnou metodic-kou, pedagogickou a odbornou pomoc a dalsı cenne rady pri zpracovanı me diplomove prace,dale memu otci Josefu Snopkovi za pomoc s navrhem a realizacı mechanicke konstrukce celehozarızenı.

V Brne dne 29. kvetna 2009 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .podpis autora

OBSAH

Seznam obrazku xii

Seznam tabulek xiii

1 Uvod 1

2 Modernı realizace funkcnıch generatoru 2

2.1 Generatory libovolnych prubehu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2.2 Generatory vyuzıvajıcı prıme digitalnı syntezy . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2.3 Pozadavky na realizaci . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.3.1 Frekvencnı omezenı vystupnıho signalu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.3.2 Stanovenı poctu vzorku vystupnıho signalu a velikosti jejich bitove hloubky 7

2.4 Shrnutı . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

3 Cıslicova synteza kmitoctu 10

3.1 Zakladnı klasifikace – uvod do problematiky . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.2 Prakticke vyuzıtı cıslicove syntezy . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3.3 Referencnı zdroj oscilacnıho kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.3.1 Krystalove oscilatory pro vysoke kmitocty . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.3.2 Jitter – vyskyt a rozdelenı . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

3.3.3 Kmitoctova stabilita oscilatoru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.4 Srovnanı PLL a DDS syntezy . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.4.1 Reakcnı doba preladenı . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.4.2 Fazovy sum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.4.3 Dynamicky rozsah SFDR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

3.4.4 Dithering . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.5 Navrh rekonstrukcnıho filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.5.1 Cıle navrhu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.5.2 Sledovane parametry rekonstrukcnıho filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.5.3 Stanovenı radu filtru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

4 Navrh analogove casti generatoru 28

4.1 Generator hodinoveho kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

4.1.1 Zdroj hodinoveho kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

4.1.2 Rekonstrukcnı filtr DDS obvodu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

viii

4.2 Distribuce hodinoveho kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

4.3 Organizace pameti prubehu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

4.4 Vystupnı filtrace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

4.4.1 Besseluv rekonstrukcnı filtr . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

4.4.2 Inverznı Cebysevuv rekonstrukcnı filtr . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

4.5 Prvky koncoveho stupne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

4.5.1 Analogova nasobicka . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

4.5.2 Atenuator . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

4.5.3 Koncovy zesilovac . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

4.6 Navrh DPS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

5 Navrh rıdıcı casti generatoru 47

5.1 Zobrazovacı jednotka LCD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

5.2 Komunikacnı protokol RS-232 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

6 Konstrukce 52

7 Uzivatelske rozhranı 54

8 Vystupnı merenı 57

8.1 Merenı ve spektralnı oblasti . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

8.2 Merenı v casove oblasti . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

8.3 Zhodnocenı navrhu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

9 Zaver 61

Literatura 62

A Doplnkove simulace 65

B Schematicka dokumentace 66

C Desky plosnych spoju 91

D Rozpiska soucastek 97

E Poznamky k vypracovanı 101

ix

SEZNAM OBRAZKU

2.1 Blokove schema generatoru libovolnych prubehu – AWG . . . . . . . . . . . . . . 3

2.2 Blokove schema fukncnıho generatoru s prımou digitalnı syntezou – AFG . . . . 5

2.3 Casove prubehy vystupu generatoru s jednım vynechanym vzorkem na perioduharmonickeho signalu a) se shodnou periodou – AWG , b) s prubehem unikatnımv kazde periode – AFG . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.4 Vzorkovanı trı signalu a) se splnenou, b) a c) s nesplnenou Nyquistovou podmınkou 8

3.1 Zjednodusene blokove schema smycky fazoveho zavesu . . . . . . . . . . . . . . . 10

3.2 Spojenı fazoveho zavesu a akumulatoru – ukazkove zapojenı . . . . . . . . . . . . 11

3.3 Jitter v oscilacnıch a distribucnıch obvodech a) idealnı prubeh (jitter nenı za-stoupen), b) realny prubeh . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

3.4 Zavislost fazoveho sumu na vzdalenosti od nosneho kmitoctu . . . . . . . . . . . 16

3.5 Teplotnı optimalizace krystalu – zavislost relativnı chyby frekvence na teplote(C1 = 0, C1 < C2 < C3 < C4), prevzato z [9] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.6 Zjednodusene blokove schema teplotnı kompenzace (TCXO) . . . . . . . . . . . . 17

3.7 Zjednodusene blokove schema teplotnı stabilizace (OCXO) . . . . . . . . . . . . . 18

3.8 Teplotnı stabilizace krystalu – zavislost relativnı chyby frekvence na teplote a)nekompenzovany pubeh, b) kompenzovany prubeh . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3.9 Reakcnı doba zmeny kmitoctu a) fazoveho zavesu, b) fazoveho akumulatoru . . 19

3.10 Dynamicky rozsah bez intermodulacnıho zkreslenı na vystupu D/A prevodnıkuDSS obvodu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.11 Blokove schema generatoru hodinoveho kmitoctu zalozeneho na DDS . . . . . . . 22

3.12 Rekonstrukce signalu a) puvodnı, b) diskretnı a c) rekonstruovany signal . . . . 23

3.13 Vliv zmeny amplitudy harmonickeho signalu na vstupu komparatoru a) kmitocetA (strıda 50:50), b) kmitocet B (strıda 60:40) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.14 Obecna utlumova charakteristika vystupnıho filtru funkcnıho generatoru . . . . . 25

4.1 Zjednodusene blokove schema analogove casti generatoru . . . . . . . . . . . . . 28

4.2 Vnitrnı blokove schema obvodu AD9851 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

4.3 Schema zapojenı Cauerova filtru 7-radu (DP) pro obvod AD9851 (zdroj AnalogDevices, [25]) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4.4 Schema zapojenı Cauerova filtru 7-radu (DP) pro obvod AD9851 (novy navrh) . 31

4.5 Modulova frekvencnı charakteristika Cauerova rekonstrukcnıho filtru (Analog De-vices) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

4.6 Modulova frekvencnı charakteristika Cauerova rekonstrukcnıho filtru (novy navrh) 32

4.7 Histogram meznıho kmitoctu fm (-3 dB) prenosu A(f) Cauerova rekonstrukcnıhofiltru (Analog Devices) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

x

4.8 Histogram meznıho kmitoctu fm (-3 dB) prenosu A(f) Cauerova rekonstrukcnıhofiltru (novy navrh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

4.9 Casova zavislost proudu pred a po pruchodu Cauerovym rekonstrukcnım filtrem(novy navrh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

4.10 Frekvencnı charakteristika proudu pred a po pruchodu Cauerovym rekon-strukcnım filtrem (novy navrh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

4.11 Blokove schema distribuce hodinoveho kmitoctu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

4.12 Casovy diagram distribuce hodinoveho kmitoctu pro fclk = 50MHz (katalogovehodnoty) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

4.13 Casovy diagram distribuce hodinoveho kmitoctu pro fclk = 50 MHz (namerenehodnoty) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

4.14 Vzorkovacı tabulka pro fclk = 64 MHz (frekvencnı zavislost poctu vzorku na pe-riodu vystupnıho signalu) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

4.15 Schema zapojenı Besselova rekonstrukcnıho filtru 7-radu (DP) pro D/A prevodnıkAD9750 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

4.16 Frekvencnı zavislost skupinoveho zpozdenı Besselova rekonstrukcnıho filtru . . . 39

4.17 Casova zavislost proudu pred a po pruchodu Besselovym rekonstrukcnım filtrem(trojuhelnıkovy prubeh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

4.18 Frekvencnı charakteristika proudu pred a po pruchodu Besselovym rekon-strukcnım filtrem (trojuhelnıkovy prubeh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

4.19 Casova zavislost proudu pred a po pruchodu Besselovym rekonstrukcnım filtrem(obdelnıkovy prubeh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.20 Frekvencnı charakteristika proudu pred a po pruchodu Besselovym rekon-strukcnım filtrem (obdelnıkovy prubeh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

4.21 Prechodova charakteristika jednotkoveho skoku Besselova rekonstrukcnıho filtru . 42

4.22 Schema zapojenı inverznıho Cebysevova rekonstrukcnıho filtru 7-radu (DP) proD/A prevodnık AD9750 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

4.23 Modulova frekvencnı charakteristika inverznıho Cebysevova rekonstrukcnıho filtru 43

4.24 Schema zapojenı vystupnıho atenuatoru, prevzato z [22] . . . . . . . . . . . . . . 45

4.25 Schema zapojenı koncoveho zesilace . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

4.26 Fotografie analogove desky ANALOG PCB-rev.A, pohled TOP . . . . . . . . . . 46

5.1 Zjednodusene blokove schema digitalnı (rıdıcı) casti generatoru . . . . . . . . . . 47

5.2 Organizace graficke casti RAM pameti radice T6963C . . . . . . . . . . . . . . . 48

6.1 Fotografie vnitrnıho usporadanı funkcnıho generatoru . . . . . . . . . . . . . . . 52

6.2 Fotografie funkcnıho generatoru (pohled zepredu) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

6.3 Fotografie funkcnıho generatoru (pohled zezadu) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

7.1 Prednı panel funkcnıho generatoru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

7.2 Zakladnı menu (fotografie) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

xi

7.3 Stromova struktura uzivatelskeho menu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

7.4 Nastavenı zobrazenı (fotografie) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

8.1 Frekvencnı zavislost modulu vystupnıho harmonickeho signalu (Uout = 1V, fout =8 MHz) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

8.2 Casova zavislost vystupnıho napetı pro obdelnıkovy prubeh (Uout = 5 Vp−p,fout = 4MHz) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

8.3 Casova zavislost vystupnıho napetı pro trojuhelnıkovy prubeh (Uout = 5 Vp−p,fout = 4MHz) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

8.4 Graficka zavislost velikosti delicıho pomeru atenuatoru na SNR pri Uout = 1 V,fout = 100 kHz) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

A.1 Casova zavislost derivace vystupnıho proudu Besselova filtru (trojuhelnıkovyprubeh) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

A.2 Casova zavislost derivace vystupnıho proudu Besselova filtru (obdelnıkovy prubeh) 65

C.1 Analog PCB rev.A – Pohled Top Overlay . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92

C.2 Analog PCB rev.A – Pohled Bottom Overlay . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

C.3 Control PCB rev.A – Pohled Top Overlay . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

C.4 Control PCB rev.A – Pohled Bottom Overlay . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95

C.5 Front panel PCB rev.B – Pohled Top Overlay . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

C.6 Front panel PCB rev.B – Pohled Bottom Overlay . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

xii

SEZNAM TABULEK

2.1 Souhrn vlastnosti modernıch digitalnıch generatoru, [1] . . . . . . . . . . . . . . . 2

3.1 Tloust’ka vybrusu kremene pri kf = 1574,8 [MHz mm] . . . . . . . . . . . . . . . . 13

4.1 Zakladnı parametry obvodu AD9851 s XO 27 MHz . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

4.2 Srovnanı parametru filtru urcenych pro filtraci diskretnıho signalu na vystupuobvodu AD9851 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4.3 Souhrn casovych parametru v distribuci hodinoveho kmitoctu . . . . . . . . . . . 36

4.4 Tabulka parametru Besselova rekonstrukcnıho filtru . . . . . . . . . . . . . . . . 39

4.5 Tabulka parametru inverznıho Cebysevova rekonstrukcnıho filtru . . . . . . . . . 43

5.1 Komunikacnı protokol linky RS-232 (prıkazy) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

5.2 Komunikacnı protokol linky RS-232 (dotazy) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

D.1 Rozpiska soucastek Analog PCB rev.A (1/2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

D.2 Rozpiska soucastek Analog PCB rev.A (2/2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

D.3 Rozpiska soucastek Control PCB rev.A (1/2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

D.4 Rozpiska soucastek Control PCB rev.A (2/2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

D.5 Rozpiska soucastek Front panel PCB rev.B (1/1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

D.6 Rozpiska soucastek Supply PCB rev.A (1/1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100

xiii

1 UVOD

Prace se zameruje na navrh koncepce a zhotovenı prototypu funkcnıho generatoru, ktery bypracoval do kmitoctu radove jednotek MHz s jemnym kmitoctovym krokem <1 Hz v celem frek-vencnım rozsahu. Podmınkou zadanı byla synteza prubehu zakladnıch funkcı (sinus, obdelnık,trojuhelnık, pila) vcetne moznosti prubehu libovolneho.

Pri realizaci konceptu jsou stanoveny zakladnı pozadavky na charakter vystupnıho signalu.Duraz je kladen na vysokou frekvencnı stabilitu, spektralnı cistotu vystupnıho signalu a nızkouhodnotu harmonickeho zkreslenı. Grafickeho uzivatelske rozhranı by melo zajist’ovat komfortnıovladanı prıstroje a externı konektivitu. Konstrukce by samozrejme mela splnovat prıslusnebezpecnostnı predpisy dane technickou normou CSN 33 2000-4-41.

V nasledujıcım textu je diskutovana problematika kmitoctove syntezy se zamerenımna vyse zmınene pozadavky. Teoreticka cast zahrnuje predevsım rozbor pouzitı jednotlivychzpusobu kmitoctovych syntez, dale prehledy portfoliı vybranych vyrobcu funkcnıch generatoru asouvisejıcı trendy v oblastech vyvoje. Prace cerpa z publikacı v odbornych casopisech, aplikacnıchpoznamek vyrobcu integrovanych obvodu a ze servisnıch manualu funkcnıch generatoru.

1

2 MODERNI REALIZACE FUNKCNICH GENERATORU

Generatory funkcnıch prubehu se radı mezi zakladnı elektronicke prıstroje uzıvane pri merenıa vyvoji elektronickych aplikacı jiz radu let. Za sveho dlouheho pusobenı zıskaly mnoho funkcı.Doby kdy oplyvaly pouze nastavenım frekvence, amplitudy harmonickeho signalu a nekolikadalsımi zakladnımi funkcemi jsou davno pryc. Dnes jsou funkcnı generatory schopne provozuv sirokych rozsazıch kmitoctu, kalibrovanych vystupnıch urovnı, generovanı nescetne mnoharuznych funkcı vcetne specialnıch impulsnıch prubehu a jejich modulacı, zcela libovolnychprubehu a jsou opatreny uzivatelskym rozhranım ovladanem pres pocıtac.

Nova generace digitalnı techniky jiz zcela zastinuje produkci analogovych generatoru. Tyjsou jeste stale vyrabeny, ale jejich produkce znacne klesa. Koncovymi zakaznıky se stavajıpredevsım skoly a amaterstı uzivatele, kterı nepotrebujı rozsırene funkce. Pomocı digitalnısyntezy lze vytvaret kmitocty harmonickych signalu prekracujıcı hranici 1 GHz se stabilitoua presnostı, ktere by analogovymi obvody nebylo mozno za rozumnou cenu dosahnout. Vysokapolovodicova integrace tlacı vyrobnı naklady na minimum. Cena techto prıstroju se pak odvıjıod pouzite technologie syntezy, jakosti pouzitych soucastek, celkoveho provedenı a moznostıdoplnkovych funkcı. Cıslicove signalove generatory od renomovanych vyrobcu zacınajı na cenepriblizne 25 000Kc.

Dnesnım trendem je merenı vyuzıvajıcı softwaroveho vybavenı PC a spolecne s sirokymimoznostmi pripojenı s okolnımi periferiemi (GPIB1, LAN, USB RS-232 a USB host) se obsluhaa vyhodnocovanı merenı stava stale vıce uzivatelsky prıvetivejsı a snazsı, [1].

Generatory funkcnıch prubehu Generatory libovolnych prubehu(AFG) (AWG)

Vzorkovacı kmitocet konstantnı promenny

Inkrementace vzorku menı se automaticky v zavisloti konstatnı, jednomu hodinovemuna vystupnım kmitoctu taktu odpovıda vzdy jeden vzorek

Typ prubehu standardnı, v omezenem merıtku libovolne libovolny

Vertikalnı rozlisenı typicky 14 bitu do 16 bitu

Kapacita (hloubka) pameti do 14 k vzorku (pevna) do 4 M vzorku (promenna)

Pamet’ove rızenı ne ano

Signalova integrita muze vykazovat vzorky navıc presny prubehnebo nejake postradat

Nestabilita v synchronizaci znacna nızkaa velikost fazoveho sumu

Mozne modulace vsechny frekvencnı modulace pouze amplitudove modulace

Rozmıtanı kmitoctu ano omezene

Cena nızka muze byt vysoka

Tabulka 2.1: Souhrn vlastnosti modernıch digitalnıch generatoru, [1]

Mezi standardne podporovane funkce patrı prubehy harmonicke, obdelnıkove,trojuhelnıkove, pilove a pulsnıho charakteru. Plne programovatelne tabulky hodnot vsakskryvajı moznostı daleko vıce. Prıkladem je napr. nestandardnı funkce sinc a vıcecetna radauzkopasmovych a sirokopasmovych sumu, kde hlavnım omezujıcım faktorem sirokopasmovostije velikost tabulky vzorku. Pokrocilejsı kontrola nad vystupnımi signaly se promıta predevsım do

1GPIB (General Purpose Interface Bus) nebo take IEEE488 je 8 b seriova sbernice, ktera se vyhradne pouzıvav merıcı technice ke komunikaci mezi merıcımi prıstroji a periferiemi. Tvurcem tohoto standartu pod puvodnımoznacenım HPIB (Hewlett Packard Interface Bus) je Hewlett Packard

2

generovanı impulsnıch signalu. Impulsy mohou byt s exponencialnım nastupem a rovnez mohoupredstavovat diskretnı rekonstrukce matematickych modelu Lorentzova, sirokopasmoveho Gaus-sova, prıpadne i sokoveho Haversineho pulsu. Takova obvodova realizace vsak vyzaduje rychlychprevodu spektralnı oblasti do oblasti casove a neobejde se bez pouzitı vykonnych DSPs (DigitalSignal Processors), [2].

Modernı digitalnı signalove generatory muzeme v podstate rozdelit na dve zakladnı sku-piny. Technologicky starsı jsou generatory libovolnych prubehu – AWGs (Arbitrary-WaveformGenerators) oznacovane tez jako ARBs (Arbitrary Generators), ktere se sice vyznacujı jednodu-chou koncepcı, ale o to horsı je realizace, ktera se neobejde bez sofistikovaneho rızenı. Vyslednezapojenı pak oplyva maximalnı flexibilitou ve vytvarenı prakticky jakychkoliv prubehu. Nao-pak nızka cena a celkova jednoduchost je devızou funkcnıch generatoru vyuzıvajıcı prıme di-gitalnı syntezy – AFGs (Arbitrary/Function Generators), ktere jsou zname i pod uznacenımSFGs (Synthetized-Function Generators). Vyhodou je siroka preladitelnost po malych krocıchbez zasadnıch zasahu do behu rıdıcıho programu. AFG nachazı uplatnenı predevsım pro jedno-duchou syntezu VF signalu.

Obrazek 2.1: Blokove schema generatoru libovolnych prubehu – AWG

Novodobym trendem je implementace obou techto technologiı do jednoho celku. Jednase predevsım o generatory libovolnych prubehu vyuzıvajıcı DDS syntezu pro vnitrnı hodi-novy (vzorkovacı) kmitocet. S takovou myslenkou prisla napr. firma Tabor Electronic. Jejıvyrobnı rada Wonder wave vyuzıva vyhod obou architektur. Tedy konkretneji, umoznuje plnepamet’ove rızenı (prevzato z AWG) s moznostı vsech zakladnıch modulacı a frekvencnı varia-bilnosti (prevzato z AFG). Inspiracı pro tento projekt byla tato ”hybridnı“ cesta. Dalsı krokynavrhu presneho funkcnıho generatoru smerovaly k vzajemne integraci obou predeslych metod[1].

2.1 Generatory libovolnych prubehu

AWG generatory jsou zalozeny na architekture promenneho oscilatoru tzv. ”true arb“. Prubehsignalu je ulozen v rychle pameti generatoru a zabıra presne stanoveny pocet pamet’ovych mıst(slov). S kazdym hodinovym taktem se z pameti precte jeden vzorek, projde D/A prevodnıkema na jeho vystupu vykaze jistou napet’ovou (proudovou) hodnotu. Uvazıme-li, ze pocet vzorkureprezentujıcı tvar signalu je v pameti konecny, nabızı se pouze jedina moznost, jakym zpusobemmenit vystupnı kmitocet signalu, a tou je zmena hodinoveho kmitoctu. Za podmınky, ze obsah

3

pameti reprezentuje pouze jednu periodu prubehu, frekvence vystupnıho signalu pak zavisı navnitrnım hodinovem taktu a na poctu vzorku ulozenych v pameti, [3], [4].

Tvar signalu pak odpovıda prubehu ulozenemu v pameti, ktery muze byt v podstatejakykoliv. Tato vyjimecna flexibilita slouzı ke generovanı referencnıch signalu s prubehemblızıcım se k idealnımu a rovnez na generovanı prubehu s definovanymi zkusebnımi odchyl-kami, jako je napr. zpozdenı/prodlouzenı nastupnıch a sestupnych hran prubehu, aditivnı bıly(Gaussuv) sum, presne definovane impulsnı zakmity, prekmity a jine prıbuzne anomalie kterev realnych obvodech mohou nastat. Pokud zarızenı umoznuje pripojenı k pocıtaci, muze bytuzivateli umozneno doslova si nakreslit vlastnı prubeh dle pozadavku pro danou aplikaci. Je-dinym omezenım tvaru signalu je velikost a architektura pameti generatoru, resp. horizontalnı avertikalnı rozlisenı vystupnıho signalu2. Dalsı nabızenou vyhodou je, ze vzorky mohou byt ctenyz pameti pri jakemkoliv hodinovem kmitoctu, pricemz tvar signalu zustava stale zachovan. Frek-vencnı rozsah AWG tak z tohoto pohledu nenı nijak omezen3.

Pro vysokou verohodnost vystupnıho signalu nachazı tato architektura uplatnenıpredevsım ve vyvoji a vyzkumu, kde je preferovana pro komplexnejsı soubor funkcnıch prubehu.

2.2 Generatory vyuzıvajıcı prıme digitalnı syntezy

Zakladnı kamen AFG generatoru tvorı obvod prıme digitalnı syntezy – DDS (Direct DigitalSynthesis) pracujıcı na principu fazoveho akumulatoru. AFG vytvarejı prubehy (funkcnı i li-bovolne) ctenım obsahu vnitrnı pameti, jak je tomu i u generatoru libovolneho prubehu AWG.Princip zmeny vystupnıho kmitoctu spocıva v promennem kroku faze skrz fazovy akumulator,ktery rozhoduje ktere vzorky budou cteny z pameti prubehu. Deje se tak pri fixnım kmitoctuhodinoveho signalu a nemennem obsahu pameti prubehu, [5].

Vysvetleno nazorneji, 2π jedne periody prubehu odpovıda rozsahu plneho poctu vzorkuulozeneho v pameti. Techto 360◦ je rozdeleno na pocet kroku (inkrementu) ktere odpovıdajıpodılu fclk/fout. Paklize pozadujeme dvojnasobnou frekvenci vystupu generatoru, jednoduse sez pameti cte oproti minulemu prıpadu kazdy druhy vzorek. Vysledkem je dvojnasobna frekvenceavsak s polovicnım horizontalnım rozlisenım. Obvod DDS (fazovy akumulator) tedy rozhodujeo velikosti inkrementace faze a to v zavislosti na poctu vzorku v pameti a frekvenci vybraneuzivatelem. Zakladnımi bloky dle obr. 2.2 jsou delta registr, scıtacka a fazovy registr. Delta registrobsahuje informaci o velikosti inkrementu faze a fazovy registr informaci o aktualnı poloze (fazi)probıhajıcıho signalu. Scıtacka pak provadı samotnou inkrementaci faze o hodnotu, ktera jeulozena prave v delta registru. Dulezitou poznamkou je, ze fazovy inkrement nenı omezen pouzena cela cısla, ktera by nejak souvisela s velikostı pameti. Velikost delta registru u poslednıchtypu DDS syntezatoru dosahuje hloubky az 32 b, coz umoznuje velmi jemne ladenı frekvence.

Vysoke vystupnı frekvence pro obvod DDS znamenajı, ze kazdym cyklem dochazı k in-krementaci velkych hodnot, coz se projevı velkymi skoky ve fazi a tedy i v prubehu ulozenemv pameti. Vysledkem je VF signal tvoreny jen zlomkem vzorku z celkove tabulky prubehu adıky posunu startu inkrementace se v kazde periode vynechane vzorky neopakujı. Kazda pe-rioda vystupnıho signalu je tak ”originalem“ – menı se vzorky ktere jsou vynechany, obr. 2.3.

2v konecnem dusledku se charakter vysledneho signalu pochopitelne odvıjı od vlastnostı filtracnıch obvodu arealizace koncoveho zesilovace

3pouze pokud neuvazujeme nenulovou latenci pameti a rychlost D/A prevodu, v realnem zapojenı frekvencnıomezenı shora

4

U meznıch kmitoctu se navıc projevuje znacne zkreslenı vystupu dane nızkou horizontalnı bi-tovou hloubkou, a tak dochazı ke znacnemu fazovemu sumu a ve spektralnı oblasti k priblızenınezadoucıch slozek k 1. harmonicke z cehoz plyne i jejich ztızena filtrace. Vernost prubehu ovsemnezalezı jen na poctu vynechanych vzorku, ale i na predpokladanem prubehu funkce. Funkcnısignaly jako je napr. harmonicky, trojuhelnıkovy aj. lze rozmıtat do podstatne vyssıch kmitoctu,nez je tomu u signalu libovolnych (vıce dynamickych), u kterych muze jiz pri nepatrnem zvetsenıinkrementu faze dojıt ke znacnemu zkreslenı vystupnıho signalu. Naprosto nevhodne jsou napr.signaly impulsnıho charakteru nesoucı binarnı informaci, kdy se velmi snadno muze s kazdymcyklem na vystupu objevit zcela nova (pochopitelne chybna) binarnı hodnota, [4].

SČÍTAČKA PAMĚŤPRŮBĚHU

D/APŘEVODNÍK

FILTRAČNÍOBVODY

FÁZOVÝREGISTR

DELTAREGISTR

Fázový akumulátor (DDS)

OSCILÁTOR

Obrazek 2.2: Blokove schema fukncnıho generatoru s prımou digitalnı syntezou –AFG

Velkou vyhodou modernı DDS syntezy je moznost snadne a plynule zmeny frekvencebehem cyklu fazoveho registru a to bez jakychkoliv fazovych a jinych artefaktu v generovanemsignalu (pro ilustraci obr. 3.9, vıce k tematu v kap. 3.4). Vznikly spojity signal typu ”sweep“ secasto pouzıva ke zkusebnım ucelum. Generatory libovolnych signalu AWG jsou taktez schopnyprodukovat podobne signaly, ale je k tomu zapotrebı podstatne slozitejsıho rızenı.

2.3 Pozadavky na realizaci

2.3.1 Frekvencnı omezenı vystupnıho signalu

Jak jiz bylo popsano, generatory vyuzıvajıcı DDS majı promennou hloubku horizontalnıhorozlisenı. Tato znacna vyhoda v maximalnı frekvenci do znacne mıry degraduje pouzitı ge-neratoru libovolnych prubehu AWG jen do nizsıch kmitoctovych pasem. Resenı tohoto problemuse nachazı nıze.

Mejme AWG generator s pametı pro 210 vzorku s vertikalnım rozlisenım 8 b, jehoz hodi-novy kmitocet v rozsahu 1 Hz–200 MHz tvorı preladitelny syntezator. Pri maximalnı frekvencivnitrnıch hodin dosahne vystupnı signal frekvence priblizne 195 kHz (200 MHz/210). Problemnastava, pokud je rychlost vzorkovanı (200 MSPS) pro nektere obvodove cleny kriticka. To sesnadno muze stat pro D/A prevodnık, prıpadne pro pamet’ z nız je prubeh cten. Limitnı latenci

5

pametı lze krome vyberu rychlejsıch resit i jejich paralelnım razenım. Zpravidla platı, ze pametis architekturou mensı bitove hloubky vykazujı rychlejsı odezvu pri ctenı i zapisu. To lze vyuzıtnapr. tım, ze jedna 8-mi bitova pamet’ muze byt nahrazena dvemi rychlejsımi ctyrbitovymi. Prijednom taktu se tak cte obsah obou pametı (hornı a dolnı 4 bity). Dalsı moznostı je vyuzıtdvojıho ctenı behem jednoho hodinoveho taktu, ktere se oznacuje jako DDR (double data rate).K tomu jsou zapotrebı dve pameti, v nasem prıpade 8-mi bitove. V prvnı z nich jsou ulozenyvsechny liche vzorky a v druhe vsechny sude. Pomocı invertoru hodin pamet’ se sudymi vzorkyreaguje na sestupnou hranu hodinoveho signalu a pameti se tak strıdajı v polovine taktu. Pokudje D/A prevodnık schopen zpracovavat diskretnı signal o rychlosti 400 MSPS, pak je pri ho-dinovem kmitoctu 200MHz frekvence rekonstruovaneho signalu dvojnasobna, tedy rovna pribl.390 kHz. Vyhledavat paralelnı zapojenı D/A prevodnıku je zbytecne. Vysledne zapojenı vyraznenabıra na slozitosti a cene.

Pozadujeme-li i presto vyssı frekvenci vystupnıho signalu (at’ uz nas omezuje jakykoliobvodovy clen), nenı jina moznost nez omezit pocet vzorku pri rekonstrukci. To co se deje u ge-neratoru AFG automaticky (rıdıcı logikou skrz fazovy akumulator) je nutne pro AWG generatorynaprogramovat rucne vymenou vzorku v RAM pameti rıdıcı jednotkou.

0 π2

π 32π 2π 5

2π 3π 72π 4π

a)

chybejıcıvzorek

chybejıcıvzorek

0 π2

π 32π 2π 5

2π 3π 72π 4π

b)

chybejıcıvzorek

vzorekchybejıcı

Obrazek 2.3: Casove prubehy vystupu generatoru s jednım vynechanym vzorkemna periodu harmonickeho signalu a) se shodnou periodou – AWG , b) s prubehemunikatnım v kazde periode – AFG

Prıma digitalnı synteza DDS umoznuje, dıky velmi jemnemu nastavenı fazoveho krokuv delta registrech (delka techto registru je bezne 32 bitu), v jednom taktu vyprodukovat napr.3,25 vzorku. Vysledkem je velka preladitelnost a velmi jemny kmitoctovy krok. Tuto vlastnostje u AWG treba simulovat promennym poctem vzorku v pameti s vhodnou zmenou hodinoveho

6

taktu. Principielne, uzivatel zvolı kmitocet vystupu a rıdıcı jednotka rozhodne, ktere vzorkybudou vynechany popr. zachovany a jaka bude rychlost vzorkovanı. Vratıme-li se k puvodnımuzadanı prıkladu, realizace kmitoctu 2 MHz pri max. 200MSPS lze provest napr. zkracenım poctuvzorku z 210 na 100 (z puvodnıho prubehu zachovanı pribl. kazdeho desateho), anebo zarovenzmenou vzorkovacı rychlosti – stejneho vysledku lze dosahnout i se 75-ti vzorky za periodu sevzorkovacım kmitoctem 150MSPS.

Programove nenı jednoduche zajistit tak jemny vystupnı krok jako majı AFG. Tak abybylo mozno se alespon priblızit k moznostem rızenı AFG je zapotrebı dokonaleho sladenı ubytkuvzorku v pametech a promenneho hodinoveho kmitoctu. Skutecnostı, kterou bychom nemeliopomıjet, jsou rozdılne hodnoty efektivnıho vykonu vystupnıho signalu mezi obema druhysyntezy. Nejlepe to vyjadruje obr. 2.3, kde se zmensenım poctu vzorku o jeden AWG vynechavastale stejny vzorek a AFG s kazdou periodou vzorek jiny. Vykonovou odchylku lze tak u AFGdlouhym pozorovanı prubehu minimalizovat, u AWG (bez slozitych vypoctu pro rıdıcı jednotku)nikoliv.

Distribuce samotneho hodinoveho kmitoctu ve vysokofrekvencnıch systemech skryva dalsızasadnı problem. Obdelnıkovy signal vnitrnıho taktu podleha zkreslenı, a to dıky neidealnımparametrum obvodove realizace. Je treba dobre zvazit s jakymi kmitocty se bude pracovat a najake vzdalenosti budou distribuovany. Tımto problemem jsou nenulove nastupne trt a sestupnetft hrany obdelnıkoveho signalu. Merenım a vypocty bylo zjisteno, ze 1 ns zpozdenı nabehu cisestupu je zaprıcinena 50 pF parazitnı kapacity. Sice jsou nejvetsımi zdroji techto nepresnostıpasivnı soucastky, ktere se v trase hodinoveho signalu mohou nachazet, ale je treba nezapomınatna efektivnı rozlozenı obvodovych soucastek na DPS, nebot’ i 1 cm plosneho spoje vykazuje jistoukapacitu a pro signal prestavuje zpozdenı priblizne mezi 50–80 ps. Velke rozdıly ve vzdalenostiod generatoru hodin mohou privodit nezadoucı ”jitter“, [7].

Zmıneny jitter je sice konstantnı, ale jeho relativnı vliv na spravnou cinnost obvodu mazvysujıcı se tendenci se zvysujıcım se vzorkovacım kmitoctem. Tato problematika je aktualnıpouze pro navrh AWG syntezatoru a hybridnıch resenı, kde se hodinovy kmitocet menı (jenasoben PLL) v zavislosti na frekvenci vystupnıho signalu. Naopak konstantnı hodiny a jejichdistribuce pouze pro DDS modulator podstatne zjednodusujı4 navrh AFG generatoru, vıce v kap.3.3.2.

2.3.2 Stanovenı poctu vzorku vystupnıho signalu a velikosti jejich bitovehloubky

Nyquistuv teorem rıka, ze vzorkovacı kmitocet fvz musı byt alespon 2x vetsı nez je kmitocetsignalu, ktery se snazıme temito vzorky rekonstruovat (2.1). Toto maximum je vsak pouze te-oreticke, signal sice zachovava informaci o frekvenci, ale naopak ztracı informaci o amplitude.Po praktickych zkouskach je realne maximum rekonstruovaneho harmonickeho signalu pribliznefout = fvz/3. Druhym, ale malo zminovanym pravidlem, je pomer mezi horizontalnım a ver-tikalnım rozlisenım. Doporucenım je pouzitı vetsıho poctu vzorku, nez-li je bitova hloubkakazdeho z nich a to alespon o 2 b. Je do z duvodu minimalizace fazoveho sumu a take prokonstrukcnı jednoduchost, kdy lze snazeji zvetsit pocet vzorku nez velikost jejich hloubky, [5].

4nedochazı ke zpozdenı v distribuci CLK mezi jednotlivymi obvodovymi prvky jako je pamet’ a jejı generatoradresy, D/A prevodnık, aj.

7

fout =fvz

2(2.1)

V prıpade neharmonickych signalu je problematika ponekud slozitejsı. 3 vzorky zdalekanestacı na odpovıdajıcı rekonstrukci techto signalu. Rozumne maximum deklarovane vyrobcimerıcı techniky je 10 vzorku na jednu periodu signalu. Bezne se ale za maximum poklada hod-nota 25-ti vzorku a vıce. Vyjimku muze tvorit signal obdelnıkovy, ktery lze generovat dvojımzpusobem. Paklize vytvarıme obdelnık z tabulky hodnot ulozene v pameti, platı stejne zasadyjako u vsech ostatnıch neharmonickych periodickych signalu zmınene vyse. Druhy zpusob zahr-nuje novy obvodovy blok a tım je vhodny komparacnı (Schmittuv klopny) obvod, ktery z harmo-nickeho signalu vytvarı signal obdelnıkovy. Vyssı takty kladou vyssı naroky na dılcı soucastkyKO, ktere jsou pak nositeli nepresnostı a podlehajı jiste nenulove reakcnı dobe. Pri vyssıchkmitoctech muze vznikly jitter zpusobit neprıjemnosti v obvodove synchronizaci. Sledovanymparametry pri vyberu obvodovych soucastek je meznı rychlost prebehu (slew rate) a pri reali-zaci pak doba ustalenı pri skokove zmene (setting time) tS. Tato kriteria vsak platı pro rychleanalogove prvky obecne.

0 π2

π 32π 2π

a)

0 π2

π 32π 2π

b)

0 π2

π 32π 2π

c)

Obrazek 2.4: Vzorkovanı trı signalu a) se splnenou, b) a c) s nesplnenou Nyquis-tovou podmınkou

Prıkladem podvzorkovanı je obr. 2.4. Cılem je rekonstruovat 3 odlisne signaly (znazornenyteckovane) 4-mi vzorky za periodu ⇒ fvz = 4 · fout. Dıky nevhodne zvolenym vzorkumz pameti lze na vystupu D/A prevodnıku registrovat 3 naprosto stejne prubehy. Jak je videtz obrazku, 4 vzorky zachovavajı informaci o kmitoctu, castecne i o amplitude, nikoliv vsako charakteru (tvaru) prubehu. Pouze rekonstrukce harmonickeho signalu by doznala dostatecneverohodnosti s puvodnım signalem. Duvodem je, ze sinusovy prubeh jako jediny splnuje Ny-quistovo kriterium. Oba dva dalsı signaly disponujı ve frekvencnı oblasti vetsı sırkou pasma apodmınka dvojnasobneho vzorkovacıho kmitoctu pro ne neplatı. Frekvencnı pasma se vzajemnekryjı a vznika znacny aliasing.

8

Predpokladem presne digitalnı syntezy je co mozna nejverohodnejsı vystupnı signal. Nej-lepsıch vysledku je mozno dosahnout pouze s D/A prevodnıkem s minimalnı nelinearitou prevodua s minimem zakmitu pri velkych zmenach vystupnıch urovnı, tj. s kratkou dobou ustalenı tS. Zanemene dulezite parametry jsou povazovany dostatecne velka horizontalnı a vertikalnı rozlisenı,vhodne navrzeny rekonstrukcnı filtr a obvodove zapojenı prvku koncoveho stupne, [6].

2.4 Shrnutı

Synteza pomocı obvodu DDS je dnes patrne nejpouzıvanejsı metodou pro bezne univerzalnıcıslicove generatory. Dominantnı firmou vyrabejıcı ”jednocipove“ DDS syntezatory je AnalogDevices. U drtive vetsiny vyrabenych obvodu se tabulka generovaneho prubehu do integrovanepameti nahrava jiz pri vyrobe a nasledna zmena signalu nenı umoznena. Uzivatel je pak do-nucen vyuzıvat pouze prednastavenych prubehu, zpravidla se jedna jen o harmonicky prubeh,popr. prubeh obdelnıkovy ci trojuhelnıkovy. V nekterych aplikacıch ale nemusı byt toto omezenınezadoucı. V tech ostatnıch, kde je potreba alespon castecne libovolnych vystupnıch prubehu,se hleda jine uspokojive resenı.

Pro seriovou vyrobu vetsıho poctu generatoru nenı problem financovat vlastnı vyvoj a reali-zaci zakazkovych integrovanych obvodu. Hojne vyuzıvanou moznostı jsou zakaznicke integrovaneobvody – ASIC (Application-specific integrated circuit), ktere lze plne prizpusobit pozadavkumzadavatele (velmi vysoka integrace, vysoke provoznı frekvence a prakticky libovolna kombinaceintegrovanych analogovych a cıslicovych bloku). Takovyto obvod muze plne nahrazovat funkcifazoveho akumulatoru. Internı (soucastı obvodu ASIC) nebo externı umıstenı pametı s plne pro-gramovatelnymi ulozenymi prubehy definitivne resı omezenı tvorby libovolnych prubehu, [24].

9

3 CISLICOVA SYNTEZA KMITOCTU

3.1 Zakladnı klasifikace – uvod do problematiky

Principialne je zakladem kazdeho funkcnıho generatoru oscilator. Jak je znamo, oscilatory jsougeneratory harmonickeho signalu a jejich zakladnım pozadavkem je vysoka stabilita oscilacnıhokmitoctu. Ta muze byt docılena vıce zpusoby. Piezoelektricke vlastnosti vybrusu kremenepredurcujı pouzitı krystalu v techto aplikacıch. Pro potrebu vyssı stability kmitoctu jsou krys-taly soucastı specialnıch zapojenı a jsou buzeny aktivnımi prvky. Mezi nejpouzıvanejsı zapojenıpatrı Pierceuv a Colpittsuv oscilator (rezonatory tvorı induktivnı elementy) a pro velmi vy-soke frekvence se osvedcil oscilator, vychazejıcı ze zapojenı Colpittsova – Butleruv (rezonatorvykazuje jen realne hodnoty impedance), [9].

Zmenu rezonancnıho kmitoctu muzeme provest bud’to zmenou indukcnosti nebo zmenoukapacity. V dnesnı dobe se v praxi vyhradne uplatnujı kapacitnı vlastnosti PN prechodu. Velikostindikovane kapacity techto dvojpolu – kapacitnıch diod (varikapu) je dana velikostı prilozenehozaverneho napetı, pricemz se zmensujıcım se zapornym napetım tato kapacita roste. Takove toobvody pak nesou nazev napetım rızene oscilatory – VCO (Voltage Controlled Oscillators) popr.VCXO (Voltage Controlled Crystal Oscillators).

Presnost a stabilita je do znacne mıry ovlivnena obvodovymi soucastkami a rovnez tım,jakym zpusobem je nalozeno a pocıtano s casto nelinearnım prubehem zavislosti kapacity nanapetı. Linearizace muze byt provedena obvodovym zapojenım anebo elegantneji, jiz pri vyrobe,kde je dıky vyrobnı technologii a vhodnemu rozdelenı prımesı v okolı PN prechodu zavislostkapacity do znacne mıry linearizovana.

Obrazek 3.1: Zjednodusene blokove schema smycky fazoveho zavesu

S prıchodem smycky fazoveho zavesu - PLL (Phase-Locked Loop), resp. s prıchodem jejıcenove prijatelne realizace, se zasadne menı pohled na kmitoctovou syntezu. Jedna se o jedno-duche zpetnovazebnı obvodove zapojenı, ktere prinası ekonomicke resenı nasobenı krystalovychfrekvencı velkymi variabilnımi cısly. Jejı prednostı je vysoka presnost a stabilita generovanehokmitoctu. PLL se velkou merou podılela na snızenı vyrobnıch nakladu nekterych komunikacnıchtechnologiı. Typickym prıkladem je SSB modulace, kde fazovy zaves zajist’uje presun nosne vlnydo/ze zakladnıho pasma. Snadne pripojenı k digitalnımu rızenı usnadnuje navrh modernıchaplikacı rızenych mikroprocesory. Fazovy zaves je dnes zakladnım prvkem radiovych prijımacua telekomunikacnıch zarızenı, [6].

10

Blokove lze smycku PLL rozdelit na 4 casti; fazovy detektor, napetım rızeny oscilator, filtrsmycky a delicku kmitoctu, viz. blokovy diagram – obr. 3.1. Spravna funkce pocıta s citlivoudetekcı fazoveho rozdılu mezi vstupnım a vystupnım kmitoctem rızeneho oscilatoru. Tento rozdılje vyhodnocovan a se zmenou vstupnıho napetı pro VCO je generovany kmitocet stabilizovanna ”presnejsı“ hodnotu.

V soucasne dobe prevlada pouzitı koherentnıch syntezatoru zalozenych na smycce fazovehozavesu (PLL) a cıslicovych systemu s prımou kmitoctovou syntezou – DDFS (Direct DigitalFrequency Synthesis) oznacovane tez jako DDS. Vyhodou novejsı DDS technologie (obr. 3.11) jemoznost velmi jemnych ladıcıch kroku pri pokrytı sirokeho pasma kmitoctu. Adekvatnı realizaces PLL se neobejde bez vıcestupnove architektury, kde kazdy stupen vykazuje jinou sırku pasmaa k nı odpovıdajıcı minimalnı kmitoctovy krok. Kombinace obou techto metod (PLL + DDS) sepak vyuzıva v UHF a mikrovlnnem pasmu, obr. 3.2. Referencnı oscilator pro smycku fazovehozavesu je zastoupen fazovym akumulatorem (jadro DDS). Pro toto zapojenı je charakteristickajednoduchost a nızka cena, ale za cenu vyssıho fazoveho sumu a mensıho dynamickeho rozsahuSFDR, [6].

V prumyslove vyrobe se muzeme setkat s vıce patenty spojenı obou technologiı. Prıklademmuze byt projekt inovativnı firmy Meret Optical Communications. Pod nazvem ALL (ArithmeticLock Loop) se skryva fazovy zaves PLL pro VF pasma s DDS obvodem pro jemne kmitoctoverozlisenı na vyssıch kmitoctech. Pouzitı samostatneho DDS by zdaleka neumoznilo generovanıtak vysokych vystupnıch kmitoctu. Vnitrnı usporadanı rovnez vynika velmi nızkym podılemfazoveho sumu, [8].

Obrazek 3.2: Spojenı fazoveho zavesu a akumulatoru – ukazkove zapojenı

Samotny vyber mezi fazovym zavesem nebo akumulatorem se hodne odvıjı od dane apli-kace; jednoduche a levne komplexnı resenı umıstene v jednom pouzdre pro kmitocty radove odjednotek Hz do stovek MHz s velmi jemnym krokem (DDS) vs. presne a stabilnı resenı prokmitocty radove od jednotek kHz do desıtek GHz s omezenym kmitoctovym krokem a mensıpreladitelnostı (PLL).

3.2 Prakticke vyuzıtı cıslicove syntezy

Puvodne se prıme digitalnı syntezy pouzıvalo v preladitelnych oscilatorech a signalovychgeneratorech pro implementace ruznych modulacı. Dnes se vyhod DDS vyuzıva v mnohaprumyslovych odvetvı. Prıkladem muze byt konverze medicınskych obrazovych a jinych signalu,dale specificke modulace napr. SSB modulace s potlacenym pasmem, radarove a sonarove apli-

11

kace a nebo napr. akusticko-opticky ladene filtry – AOTFs (Acousto-Optic Tunable Filters)urcene pro rychle a presne opticke ostrenı mikroskopu, fotoaparatu, aj, [10].

DDS synteza se stava velmi popularnım zpusobem jak vytvaret jednoduche a levne frek-vencne preladitelne oscilatory – VFO (Variable-frequency oscillators). Dıky pokrokovemu stupnimonoliticke integrace je mozne jednoduchy funkcnı generator harmonickeho prubehu sestavitpouze z krystaloveho oscilatoru, integrovaneho DDS obvodu a nekolikastupnoveho pasivnıhofiltracnıho obvodu typu dolnı propusti. AFG produkujı zpravidla harmonicky signal, prip. jinyfunkcnı prubeh. U pokrocilejsıch zarızenı je mozne tabulku vzorku zmenit a generovat tak prubehprakticky libovolny. Ale je treba brat zretel na znacne zkreslenı, ktere na vysokych frekvencıch priDDS synteze nastava. Idealnım pouzitım jsou vsechny frekvencnı modulace a moznost presnehonastavenı kmitoctu je hojne vyuzıvana pro ladenı frekvence v radiovych a jinych prijımacıch.

Naopak typickou ukazkou pouzitı fazoveho zavesu pro distribuci hodinoveho signalu jsoucıslicove synchronizery – generatory mnoha hodinovych kmitoctu. Tyto generatory jsou vetsinouurceny pro specificke aplikace. Pouzıvajı se na precasovanı vstupnıch TTL/CMOS/PECL signalua jejich nızkonapet’ovych a jinych odnozı. Prıkladem mohou byt systemy Gigabitoveho Ether-netu, nebo opticke systemy SONET/SDH. V aplikacıch vyuzıvajıcıch techto synchronizeru ne-vznika poptavka po vystupnı sirokopasmovosti a jemnem ladıcım kroku. Samotne zapojenıvyzaduje minimum externıch soucastek, ale s ohledem na vysokou stabilitu vystupnıho kmitoctuje vhodne za referencnı zdroj kmitoctu pokladat jen externı preciznı krystalovy oscilator a nejlepes nekterym druhem teplotnı kompenzace ci stabilizace, kap. 3.3.3. Prakticke zapojenı slucuje vy-sokou stabilitu kmitoctu s distribucı mnoha ruznych vystupnıch hodinovych signalu z jednohoci vıce vstupnıch vcetne moznosti preladenı do velmi vysokych kmitoctu.

3.3 Referencnı zdroj oscilacnıho kmitoctu

3.3.1 Krystalove oscilatory pro vysoke kmitocty

Byl to predevsım rozvoj radiove komunikace v minulem stoletı, ktery vyvolal poptavku postabilnıch resenıch kmitoctove syntezy. Experimentalne se hledalo resenı, ktere by s dostatecnoustabilitou reprodukovalo piezoelektricky jev1 u vybrusu krystalu. Jako material ktery velmi dobresplnuje vysoke mechanicke a chemicke naroky se nakonec osvedcil kremen (dnes jiz vyhradnev synteticke podobe).

fXO =kf

a(3.1)

kde je fXO rezonancnı kmitocet vybrusu [MHz]kf kmitoctova konstanta [MHz mm]a rozmer (tloust’ka) vybrusu [mm]

Kremenny krystal (quartz crystal) se chova jako elektricky rezonancnı obvod s velmi malymtlumenım, pricemz rezonancnı kmitocet uzce souvisı s rozmery krystalu, (3.1). Kmitoctova kon-stanta kf zavisı na specificke hmotnosti kremene a je funkcı elastickych konstant. Jejı urcenı nenı

1neprımy piezoelektricky jev poprve prakticky odzkousen v roce 1881 bratry Curieovymi, kterı zjistili, zemechanicka deformace vhodneho (piezoelektrickeho) krystalu je umerna intenzite prilozeneho elektrickeho pole

12

snadne, jelikoz je treba znat presny geometricky tvar a orientaci vybrusu. Tyto matematickezavislosti lze nalezt v odborne literature, nebo je lze experimentalne odvodit. Z podmınky (3.1)vyplyva, ze s rostoucım kmitoctem musı zakonite klesat tloust’ka vybrusu krystalu. Prekrocenımhranice pribl. 40 MHz se krystal stava po mechanicke strance velmi krehkym a realizace vy-brusovanım velmi obtıznou, dle tab. 3.1 se jedna o hranici tloust’y pribl. 40μm, [9].

fxo [MHz] a [μm]

40 39,373200 7,874800 1,968

Tabulka 3.1: Tloust’ka vybrusu kremene pri kf = 1574,8 [MHz mm]

Aby bylo mozne distribuovat GHz hodinove kmitocty ke koncovym obvodum je trebazvazit vyber referencnıho krystaloveho oscilatoru. Zatım neexistuje technologie, ktera byumoznovala vyrobit stabilnı oscilator o nominalnım rezonancnım kmitoctu napr. 10 GHz.Prıpravu kmitoctu k distribuci zajist’ujı tzv. synchronizery, (kap. 3.2). Pro generovanı 10GHzse vnitrnı realizace neobejde bez nasobenı s vyuzitım smycek fazovych zavesu (PLL). Jelikozse fazovy zaves vyrazne podılı na zmenach sumovych charakteristik, je vyber krystalovehooscilatoru XO (Crystal Oscillator) dulezitym bodem navrhu jakehokoliv vysokofrekvencnıhosystemu, viz. kap. 3.4.

Pro zvysenı nominalnı hodnoty generovaneho kmitoctu se naskytajı tri zakladnı moznosti.Prvnı, variantou a zaroven ekonomickou cestou jak docılit frekvencı presahujıcı 40 MHz je pouzitıkrystalu na zakladnım kmitoctu, frekvencnım nasobenım se presunout do pozadovaneho frek-vencnıho pasma a pruchodem tvarovacem zıskat CMOS vystupnı signal. Takto vypada vnitrnıstruktura mnoha krystalovych oscilatoru. Resenı s sebou nese vyssı vyskyt fazoveho sumu,dusledkem je vyssı hodnota jitteru, ktery je neprijatelny pro nektere specificke aplikace. Pri takvelkych provoznıch kmitoctech jako jsou v systemech SONET, ATM nebo napr. GigabitovehoEthernetu je i strednı odchylka 10–15 ps (RMS) ve fazovem jitteru neprijatelna.

Druhou rozsırenou moznostı je vyuzitı rezonance krystalu na jeho vyssıch harmonickychkmitoctech. Jedna se o tzv. OXOs (Overtone Crystal Oscillators), u kterych jsou potlacenyoscilace zakladnıho kmitoctu. Vyuzitı vyssıch oscilacı umoznujı presne filtry v budıcıch obvodech,ktere izolujı (odvracı) vlastnı kmity. Krystal se pak rozkmita na nasobku zakladnıho kmitoctu.Tımto zpusobem lze vyuzıt az 5. harmonickou slozku nominalnıho oscilacnıho kmitoctu. Vevysledku se tak lze priblızit kmitoctu cca 200MHz (5 · 40 MHz). Hlavnı vyhodou OXO oprotikrystalovym oscilatorum pracujıcıch na fundamentalnım kmitoctu je nızka uroven jitteru2 cca5 ps (RMS). Nevyhodou je naopak nachylnost k nezadoucım oscilacım zakladnıho kmitoctu,ktera razantne roste s teplotou.

Tretı moznostı jak dosahnout referencnıch kmitoctu vyssıch stovek MHz (>200 MHz) jev katalogovych listech uvadena jako architektura ”Non-PLL based“, ve skutecnosti se za tımtonazvem skryva pomerne nova technologie epitaxnıho rustu kremıkovych vrstev – mesa, resp.inverted mesa. Vysoka kvalita vznikle monokrystalicke vrstvy s teoretickou tloust’kou v radechatomu zarucuje pouzitı ve velmi vysokych kmitoctovych pasmech. Krystalove oscilatory zalozenena teto technologii zretelne vynikajı v minimalnı produkci fazoveho sumu a tedy i fazovehojitteru, ktery se darı drzet pod hladinou 5 ps. Vyroba oscilatoru je bohuzel nakladna a odrazı sev koncove cene, ktera zatım branı vyraznejsı produkci. S cenou souvisı i pouzitı, ktere se omezuje

2jen pokud bychom srovnavali OXO a OX na stejnem kmitoctu, tedy OXO a OX + PLL(5x)

13

skutecne jen na ty aplikace, kde vysoke naroky nedovolujı pouzitı XO vyrobeneho klasickymimetodami, [11].

Uroven sirokopasmoveho sumu se sice odvıjı od jakosti kremenneho krystalu, ale lze jivyrazne zhorsit i nevhodnym obvodovym zapojenım. Jedna se napr. o zpusob vodiveho spojenıXO s dalsımi obvody. Piny oscilatoru by mely byt pajeny prımo na DPS, tj. bez redukcı aco nejblıze k cılovemu obvodu. Obvodovym zapojenım muzeme rovnez omezit vliv preslechu(EMI) a to vylevanım zemnıcı plochy. Mezi dalsı zasady patrı, zajistenı vysokofrekvencnıhozemenı blokacnımi kondenzatory mezi napajenı a GND a to co mozna nejblıze k pinum XO. Celezapojenı pak napajet z kvalitnıho nızkosumoveho zdroje napetı/proudu (nejlepe baterioveho).

3.3.2 Jitter – vyskyt a rozdelenı

V dnesnı dobe zaznamenavajı nejvetsı rozmach komunikacnı systemy s cıslicovymi signaly amodulacemi pracujıcı na GHz kmitoctech. To klade zvysene naroky na referencnı zdroje oscilacı,jelikoz mnohe parazitnı vlastnosti zdroje se o to co bude kmitocet nasobenım zvysen, rovnezzvysı. Jednım z techto uzce sledovanych parametru je jitter (nejistota, chvenı) obr. 3.3. Je toz duvodu relativnı zavislosti jitteru na frekvenci, ktera s prıpadnou multiplikacı kmitoctu (napr.PLL) roste podstatne zavratneji nez frekvence samotna a svym podılem vyznamne narusujedistribuci hodinoveho signalu, [11].

Φphase(n) = tn − nT , n = 1,2,3 . . . (3.2)

Φperiod(n) = (tn − tn−1) − T , n = 1,2,3 . . . (3.3)

Φc−c(n) = (tn − tn−1) − (tn−1 − tn−2), n = 1,2,3 . . . (3.4)

U

t

a)

U

t

b)

Obrazek 3.3: Jitter v oscilacnıch a distribucnıch obvodech a) idealnı prubeh (jitternenı zastoupen), b) realny prubeh

Ve vysokofrekvencnıch systemech rozlisujeme zakladnı 3 druhy jitteru. Fazovy jitter Φphase

(phase jitter), definovany jako rozdıl mezi namerenym casem T n–period a teoretickym casem

14

tehoz poctu period tn (3.2), dale jitter periody Φperiod (period jitter), ktery je definovan jako rozdılmezi delkou periody a jejı teoretickou hodnotou T (3.3) a nakonec mezicyklovy jitter Φc−c (cycle-to-cycle jitter) vyjadrujıcı rozdıl mezi dvema po sobe jdoucımi periodami signalu (3.4)3. Nejvıcekriticka pro obvody fazoveho zavesu je ucast fazoveho jitteru. Je to proto, ze je jeho vyskytnaprıc kmitoctovym spektrem konstantnı. Kdezto v prıpade jiteru periody a mezicyklovehojitteru se od nominalnıho generovaneho kmitoctu fosc smerem k nizsım frekvencım projevujeutlum se strmostı 20 dB/dek, resp. 40 dB/dek. Filtr typu DP v obvodu fazoveho zavesu potlacıvyssı spektralnı slozky, ale fazovy sum PNSSB (Single-Sideband Phase Noise) (zdroj fazovehojitteru) na mensıch kmitoctem nez je fosc neomezı, [12].

N =

f2∫f1

PNSSB df (3.5)

kde je N sumovy vykon v pasmu f1 – f2 [dBc]PNSSB fazovy sum jednoho postrannıho pasma [dBc/Hz]f1, f2 kmitoctovy rozsah [Hz]

Jitter periody Φperiod se merı pomocı rychlych osciloskopu, ktere umoznujı programova-telne funkce merenı a zobrazovanı vysledku v histogramech. K docılenı nızke statisticke odchylkyse pri stabilnı teplote prostredı merenı mnohokrat opakuje (>100 000). Z vysledneho histogramulze vycıst spickovou a strednı (RMS) hodnotu tohoto jitteru. Naproti tomu fazovy jitter Φphase

(RMS) odpovıda sumovemu vykonu N v definovanem frekvencnım intervalu a lze jej vypocıtatz charakteristiky fazoveho sumu PNSSB, obr. 3.4. Bezne se frekvencnı rozsah sumoveho vykonuomezuje na interval od 12 kHz do 20 MHz. Vysledny fazovy jitter lze zıskat pomocı poslednıhovztahu (3.6), [13].

Φphase [rad] =√

10N/10 · 2, Φphase [s] =Φphase [rad]

2πfosc(3.6)

3.3.3 Kmitoctova stabilita oscilatoru

Kmitoctova stabilita zastresuje vıce nezadoucıch okolnıch vlivu, ktere svym projevem ovlivnujıvelikost odchylky od nominalnıho kmitoctu oscilatoru. Rozlisujeme vlastnı stabilitu a stabilituovlivnenou vnejsımi podmınkami. Vlastnı (kratkodoba) stabilita podleha zmenam fluktuace fazea je prıcinou vzniku fazoveho sumu (jitteru). Dlouhodobou stabilitu ovlivnujı hmotnostnı zmenyna povrchu krystalu oscilatoru, fyzikalnıch vlastnostı tenkovrstvych elektrod a parametru prvkuv budıcım obvodu oscilatoru. Vetsinu z techto parametru ovlivnujı pouze vyrobnı technologie anelze je tedy nijak kompenzovat. Nicmene, mıra vlivu nestability vnejsıch podmınek odpovıdanavrhu projektanta a definici provoznıho pouzitı. Nejvyznamnejsımi deklarovanymi faktory jsouzmeny teploty okolnıho prostredı, napajecıho napetı, zatezovacı impedance a citlivost na me-chanicke otresy. Jelikoz zavislost zmeny fout XO na napajecım napetı nenı az tak dramaticka, a

3ve skutecnosti muzeme hovorit jeste o tzv. jitteru aplitudy, ktery zpusobuje amplitudovy sum. Vliv fluktuaceamplitudy je ale natolik maly, ze jej muzeme z nasledujıcıch vypoctu vynechat

15

−90

−110

−120

−130

−1500 0,1 1 10 100 1 000 10 000 100 000

PNssb[dBc]

foff [kHz]

Obrazek 3.4: Zavislost fazoveho sumu na vzdalenosti od nosneho kmitoctu

navıc lze snadno vyrobit (pro potreby XO) pomerne stabilnı zdroj napetı, nejvıce sledovanymparametrem se tak stava teplotnı kompenzace/stabilizace vystupnıho kmitoctu.

2 · 10−5

1 · 10−5

0

−1 · 10−5

−2 · 10−5

−25 0 25 50 75

C1

C2

C3

C4

Δf/f0[−]

T [◦C]

Obrazek 3.5: Teplotnı optimalizace krystalu – zavislost relativnı chyby frekvence nateplote (C1 = 0, C1 < C2 < C3 < C4), prevzato z [9]

Teplotnı optimalizace

Optimalizace vyuzıva linearnıho prubehu externıch kondenzatoru. Pripojenım vhodne kapacityke krystalu lze docılıt ”natocenı“ prubehu teplotnı charakteristiky, dohazı ke stejnemu jevu jako

16

kdybychom menili orientaci rezu krystalu. Cele zapojenı se tak stava teplotne stabilizovane,ale pouze v malem intervalu teplot. Optimalizace je tedy jakousi kompenzacı vyrobnı orientacevybrusu pro jine teploty, nez je teplota nominalnı dana vyrobcem (zpravidla 25 ◦C), obr. 3.5.Jedna se dnes jiz o mene rozsırene resenı (samostatne bez jinych druhu linearizace), ktere spolehana vysokou jakost pouzitych kondenzatoru, [9].

Teplotnı kompenzace

Teplotnı kompenzace je nejpouzıvanejsım zpusobem jak linearizovat polynomnı charakterzavislosti frekvence na teplote. Kompenzacı je mınena linearizace negativnım prubehem ku frek-vencnı zavislosti XO na teplote a provadı se analogove nebo cıslicove.

V prıpade analogove linearizace se vyuzıva kapacitnıch vlastnostı varikapu a jako teplotnısenzory jsou pouzıvany termistory. Obecne platı, ze pocet termistoru je vzdy o jeden vyssı,nez je pocet vrcholu na teplotnı charakteristice krystalu. Jejich hodnoty a zapojenı se urcısimulacı nebo experimentalne podle pokusnych merenı v teplotnı komore. Tımto zpusobem selze dostat pod hranici kmitoctove odchylky 1 ppm v rozsahu −40 az +80 ◦C. Vyrobci cele takovezapojenı ukladajı do jednoho (casto kovoveho) pouzdra. Tyto oscilatory jsou pak nazyvanyTCXOs (Temperature Controlled Crystal Oscillators), [9].

TEPLOTNÍSENZOR

ZDROJ REF.NAPĚTÍ

KRYSTAL OSCILÁTORVARIKAPODDĚL. A

ZESILOVACÍOBVODY

Obrazek 3.6: Zjednodusene blokove schema teplotnı kompenzace (TCXO)

U digitalnı rekonstrukce D/A prevodnıkem nebo digitalnım potenciometrem se nejvyssı radpolynomu urcı z vysledku merenı a sw. vyhodnocenı prubehu charakteristiky tak, aby nedoslo kezbytecnemu predimenzovanı napr. pri zvysenem fazovem sumu krystalove jednotky. Presnost jev porovnanı s analogovym resenım podstatne vyssı (cca 50–100 ppb pro rozsah −40 az +80 ◦C) avyrobnı naklady jsou rovnez znatelne vyssı. Toto teplotne stabilizacnı resenı nese nazev MCXO(Microprocessor Controlled Crystal Oscillator).

Oblast pouzitı kmitoctove kompenzace je velmi siroka, typickymi aplikacemi jsou GPSprijımace, digitalnı modulace (klıcovanı), merıcı prıstroje, syntetizery, aj.

Teplotnı stabilizace

Teplotnı stabilizace oscilacnıho kmitoctu spocıva v ustalenı teploty v blızkem okolı krystalovejednotky. Krystal se tak spolecne s topnym telesem a teplotnım senzorem uzavıra do kovovehobloku s vyhrıvanym prostredım – OCXO (Oven Controlled Crystal Oscillator). Zpravidla se

17

teplota vyhrevu zvysuje dostatecne nad provoznı teplotu okolı, bezne kolem 50 ◦C. Z toho takyplyne vyssı spotreba (radove jednotky W) takoveho resenı.

SPÍNACÍ OBVOD

ZDROJ REF.NAPĚTÍ

KRYSTAL OSCILÁTORODDĚL. A

ZESILOVACÍOBVODY

KOMPARÁTOR

TOPNÉ TĚLESO

TEPL. SENZOR

Obrazek 3.7: Zjednodusene blokove schema teplotnı stabilizace (OCXO)

Termostaticka regulace krystalu umoznuje velmi presnou stabilizaci teplotnı zavislostikrystalovych oscilatoru a castecne se i podılı na zvysovanı dlouhodobe stability. Pouzitı presnehotermostatu dosahuje frekvencnıch odchylek mensıch nez 1 ppb (0-60 ◦C).

2 · 10−5

1 · 10−5

5 · 10−7

−5 · 10−7

−1 · 10−5

−2 · 10−5

−25 0 25 50 75

a)

b)

Δf/f0[−]

T [◦C]

Obrazek 3.8: Teplotnı stabilizace krystalu – zavislost relativnı chyby frekvence nateplote a) nekompenzovany pubeh, b) kompenzovany prubeh

Tyto extremne stabilnı XO kvuli vyssı spotrebe, vetsım rozmerum a znatelne vyssı cenenejsou urceny pro bezne pouzitı. ”Vyhrıvane oscilatory“ nachazı uplatnenı jinde, a to v teleko-munikacnıch zarızenıch, ktere vyzadujı vysokou presnost referencnıho kmitoctu.

18

3.4 Srovnanı PLL a DDS syntezy

3.4.1 Reakcnı doba preladenı

Oba zpusoby syntezy lze srovnavat z pohledu reakcnı doby preladenı tset. Reakcnı doba PLLodpovıda odezve VCO ve zpetne vazbe, a to radove jednotkam az stovkam μs. Tento casovy inter-val je promenny, zavisı na velikosti zmeny generovaneho kmitoctu. Naproti tomu cas potrebnyke zmene vystupnıho kmitoctu u DDS je konstantnı a podleha pouze digitalnımu zpracovanıpozadavku, jedna se cca o desıtky ns. Druhym rozdılem jsou prekmity, ktere vznikajı pri preladenıPLL, viz. obr. 3.9, [15].

f1

f2

tset1 tset2

f

t

a)

f1

f2

tset

f

t

b)

Obrazek 3.9: Reakcnı doba zmeny kmitoctu a) fazoveho zavesu, b) fazoveho aku-mulatoru

3.4.2 Fazovy sum

Jelikoz DDS obvody pracujı na principu frekvencnıho delenı, majı nespornou vyhodu ve velikostivystupnıho fazoveho sumu. Tento fazovy sum je dokonce mensı nez u referencnıho zdroje hodi-noveho kmitoctu, (3.8). Zcela opacna situace nastava nasobenım ref. kmitoctu fazovym zavesemPLL. Fazovy sum pak bez ohledu na kmitocet XO (VCO) roste s nasobkem puvodnı frekvence.Uvazıme-li tyto fakta, polovicnı kmitocet vystupnıho signalu DDS obvodu zmensuje fazovy sumo 6 dB, a kazde dalsı zmensenı kmitoctu na polovinu opet zmensuje hodnotu fazoveho sumuo 6 dB. Tato redukce zcela limituje produkci vlastnıho aditivnıho (residualnıho) fazoveho sumu,[17].

19

fout = fin · 1n

(3.7)

PNSSB(out) = PNSSB(in) − 20 log n (3.8)

kde je fout frekvence vystupnı signalu [Hz]fin frekvence vstupnıho (referencnıho) [Hz]n delıcı pomer [–]PNSSB(out) vystupnı hodnota fazoveho sumu dvojbranu [dB]PNSSB(in) vstupnı hodnota fazoveho sumu dvojbranu [dB]

Je dulezite rozlisovat absolutnı fazovy sum generovany neidealnım jednobranem ANPSSB

(Absolute Phase Noise) a aditivnı fazovy sum – RNPSSB (Residual Phase Noise), jenz je pro-dukovan vıcebranovymi obvodovymi prvky. APNSSB nejvetsı merou ovlivnujı teplotnı zmeny,proto u XO sledujeme predevsım jeho teplotnı stabilitu. Naproti tomu nejvyznamnejsı vliv nazmenu RPNSSB ma zmena spektra vystupnıho signalu (kmitoctove nasobenı/delenı), proto jetento parametr tak dulezity prave u kmitoctovych syntezatoru. Vıce o teto problematice v [18].

3.4.3 Dynamicky rozsah SFDR

Dynamicky rozsah bez rusenı (bez intermodulacnıho zkreslenı) – SFDR (Spurious-Free Dy-namic Range) je dulezitou specifikacı navrhu zarızenı, kde je frekvencnı spektrum sdılenos jinym zarızenım, prıp. s jinym komunikacnım kanalem. SFDR je definovan jako pomer vykonuvystupnıho signalu a vykonu nejvyssı nezadoucı slozky ve spektru vystupnıho signalu. Pokudsyntezator generuje signal s dalsımi spektralnımi slozkami (nejvyraznejsı z nich jsou odvozene odjeho nosneho kmitoctu) vystupnı signal se znehodnocuje zkreslenım a prıpadne muze dochazetk zarusenı jinych pouzıvanych spektralnıch oblastı, [6].

SFDR(ω) = A(ω) − 20 log

∣∣∣∣∣K(ω)

1 + K(ω)N

∣∣∣∣∣ (3.9)

kde je SFDR(ω) dynamicky rozsah bez rusenı [dB]A(ω) normalizovana vystupnı amplituda [dB]K(ω) prenos smycky fazoveho zavesu [–]N delıcı pomer smycky [–]

Pri srovnanı obou druhu syntez (PLL a DDS) je patrny nemaly rozdıl ve spektruvystupnıho signalu. Ve spektralne ”chudsı“ PLL synteze dochazı k celocıselnemu nasobenıreferencnıho kmitoctu, cımz vznikajı pouze vyssı harmonicke a subharmonicke kmitocty. Prospravnou rekonstrukci jsou nebezpecnejsı liche harmonicke nosneho kmitoctu a nejvyznamnejsız nich je 3. harmonicka. Ve skutecnem navrhu nesmıme zapomenout na pronikanı (prosakovanı)referencnıho kmitoctu do smycky fazoveho zavesu, vznikajı tzv. leakage spurs. Velmi mala uroventohoto signalu po vynasobenı 1/N -krat muze znatelne ovlivnovat charakter vystupnıho signalu.

20

Proto je nutne ji pri vypoctech uvazovat. Obecne lze SFDR pro systemy PLL vyjadrit vztahem(3.9).

Sumovy vykon ma tendenci se soustredit poblız harmonickych slozek, coz je dano cha-rakterem fazoveho jitteru Φphase (kap. 3.3.2). Jak jiz bylo uvedeno, zvysovanım multiplikacnıhopomeru dochazı ke zvysovanı PNSSB a SFDR. Z toho duvodu je soucastı smycky fazovehozavesu filtr, ktery potlacuje uroven nezadoucıch spektralnıch slozek az na relativnı uroven cca−40 dBc. Velke vzdalenosti sousednıch spektralnıch slozek vystupnıho signalu dovolujı konstru-ovat vystupnı filtry jednoduche konstrukce nizsıch radu pri dostatecnem utlumu zakazanehopasma, tak aby nezadoucı slozky bezpecne potlacily. Jinym pozadavkem na filtraci je pokrytısirokeho kmitoctoveho spektra fazovym zavesem a od toho se take musı odvıjet i konstrukcetechto filtru (preladitelnost, paralelnı zapojenı s ruznymi meznımi kmitocty).

fout

fvz/2

2fout

fvz − fout

fvz

fvz + fout

2fvz − fout

2fvz

2fvz + fout

3fvz − fout

3fvz

3fvz + fout

A [dB]

f [Hz]

SF

DR

Obrazek 3.10: Dynamicky rozsah bez intermodulacnıho zkreslenı na vystupu D/Aprevodnıku DSS obvodu

Odlisna situace nastava u DDS obvodu, kde je stezejnım clankem urcujıcı SFDRvystupnı D/A prevodnık. Obecne je znamo, ze i idealnı D/A prevodnık neobohacuje kvanti-zacı vystupnı signal pouze vyssımi harmonickymi slozkami. Cıslicova rekonstrukce tak znatelnedotuje vystupnı signal spektralnı slozkami, pricemz vznika nescetne mnozstvı kombinacnıchslozek, zavislych na pomeru vystupnıho a hodinoveho (vzorkovacıho) kmitoctu. Nejedna se pouzeo nasobky nosneho signalu. Prıcinou jsou dva signaly, ktere vstupujı do DDS obvodu. Praktickydochazı ke stejnemu principu jako u smesovacu.

V mnoha DDS aplikacıch je spektralnı cistota D/A prevodnıku prioritou. Velikost SFDRu DDS systemu urcuje pomer hodnoty nejvyznamnejsı nezadoucı kombinacnı slozky v zakladnımpasmu 2fvz k fout. Za Nyquistovym kritickym kmitoctem fvz/2 (mimo zakladnı pasmo) se sicenachazı spousta obrazu signalu fundamentalnıho vzorkovacıho kmitoctu a jejich kombinacnıchslozek, nicmene zadny z nich se nepodılı na velikosti SFDR. Tyto nezadoucı slozky budou

21

potlaceny vystupnım rekonstrukcnım filtrem4. Vıce objasnuje frekvencnı charakteristica na obr.3.10, ve ktere jsou zakresleny nejvyznamnejsı kombinacnı slozky vzorkovacıho kmitoctu fvz akmitoctu vystupnıho signalu fout. Charakter frekvencnı odezvy D/A prevodnıku predstavujefunkce sinc s normalizovanou vystupnı amplitudou Anorm, viz. vztah (3.10), [14].

Anorm = sinc(

πfout

fvz

)(3.10)

Pouzijeme-li na vystupu D/A prevodnıku idealnı filtr potlacujıcı vsechny spektralnı slozkysignalu nachazejıcı se v kmitoctovem pasmu > fvz/2, pak generovany signal fout v intervalu 0az fvz/4 produkuje 2. harmonickou jako nejvyraznejsı slozku v zakladnım pasmu, kde nızkykmitocet teto spektralnı slozky nedovoluje jejı filtraci. Paklize se vystupnı kmitocet presune dopasma fvz/4 – fvz/2, tak se 2. harmonicka slozka neuplatnı (nachazı se za hranicı kmitoctufvz/2) a je odfiltrovana rekonstrukcnım filtrem. V teto situaci se na velikosti SFDR uplatnujıjine (amplitudove mensı) kombinacnı slozky signalu, ktere se nachazejı v intervalu 0 – fvz/2.Tento zisk je ale relativnı, zıskane zvyhodnenı ve skutecnosti prevysı rapidnı pokles normovaneamplitudy prave v intervalu fvz/4 – fvz/2 smerem k Nyquistove mezi. Prıcinou je skutecnost, zedynamicky rozsah SFDR ma sestupnou tendenci, a to az k uvazovanemu kmitoctovemu maximupri fvz/2 (opisuje funkci sinc) a bezne dosahuje hodnoty mezi 50 a 70 dBc.

PAMĚŤPRŮBĚHU

D/APŘEVODNÍK

FÁZOVÝAKUMULÁTOR

(DDS)KOMPARÁTOR

Integrovaný obvod DDS

CAUER

KRYSTAL.OSCILÁTOR

FÁZOVÝZÁVĚS (PLL)

6x

Obrazek 3.11: Blokove schema generatoru hodinoveho kmitoctu zalozeneho na DDS

3.4.4 Dithering

Teoretickym podkladem vztahu mezi SFDR a SNR je nerovnomerne rozdelenı kvantizacnıhosumu D/A prevodnıku, ktery zcela urcite nema pres cele 1. nyquistovo pasmo charakter bılehosumu. Na mısto toho se vykon kvantizacnıho sumu koncentruje poblız vyssıch spektralnıch slozekvystupnıho signalu. Castecneho zvysenı SFDR lze pak dosahnout vetsım rozlozenım spektra

4definice dynamickeho rozsahu SFDR je ruznı od aplikace. V prıpade DDS se uvazuje pouzitı vystupnıhorekonstrukcnıho filtru a tedy i harmonickych slozek pouze v zakladnım pasmu (< fvz). Paklize by filtr nebyl uzit,SFDR by byl dan pomerem fout a rozdılove slozky fvz − fout. Casto se vsak vyuzıva rozdelenı kmitoctovehospektra na vıce pasem (kazde s urcitym dynamickym rozsahem SFDR), nebo podle druhu spektralnı slozky(odstup harmonickych, subharmonickych nebo kombinacnıch)

22

kombinacnıch slozek. Optimalizacı vystupnıho kmitoctu fout se vynechavajı frekvence, kterejsou v celocıselnem pomeru s fvz. Vysledkem je vıce produktovych harmonickych slozek v celemkmitoctovem intervalu fout a vykon kvantovacıho sumu se tak dıky nim rozprostre na vetsıplochu frekvencnı charakteristiky, jedna se o tzv. dithering. Ve vysledku dochazı ke zvysenıpomeru SFDR, ale zaroven ke zhorsenı SNR, [6].

Pri navrhu je treba zvazit pozadavky na vystupnı signal. Uvazovany harmonicky signals jednou spektralnı slozkou nenı problem vhodnym filtrem s vysokou strmostı a velkym utlumemzakazaneho pasma rekonstruovat → snaha docılit co nejmensıho SNR (velky dynamicky rozsahSFDR je zabezpecen rekonstrukcnım filtrem). Naopak v prıpade prubehu libovolneho muze bytspektrum vyrazneji bohatsı. Pak nenı mozne volit aproximacnı funkci filtru s takovou strmostıjako u predesleho prıpadu, jelikoz je zde pozadavek na konstantnı skupinove zpozdenı Δτgd mezijednotlivymi spektralnımi slozkami. Nabızı se moznost pouzitı ditheringu, kdy za cenu zvysenıSNR dojde ke snızenı SFDR. Zalezı vsak na konkretnı aplikaci a jejich pozadavcıch, zda-lidithering pouzıt a jake povahy a intenzity zvolit.

3.5 Navrh rekonstrukcnıho filtru

3.5.1 Cıle navrhu

Aby bylo mozne z diskretnıho signalu zpetne zıskat signal puvodnı, je zapotrebı nejprve filtracıodstranit vyssı spektra signalu. Obrazek 3.12 znazornuje idealnı rekonstrukci puvodnıho signalu.Ukolem filtrace je co mozna nejvetsı priblızenı se k takovemu prubehu.

0 π2

π 32π 2π

a)

b)

c)

Obrazek 3.12: Rekonstrukce signalu a) puvodnı, b) diskretnı a c) rekonstruovanysignal

Navrhnuty filtr musı s minimalnım utlumem propustit nejvetsı kmitocet vystupnıhosignalu, ktery se bude z D/A prevodnıku generovat (fmax). Vyssı frekvence by mely bytpotlaceny. U vysokofrekvencnıch D/A prevodnıku je obvykle, ze majı proudovy vystup a tomuje treba prizpusobit i rekonstrukcnı filtr. Zdaleka nenı jednoduche vyrobit filtr s vysokou str-mostı charakteristiky, hleda se vzdy kompromis mezi obvodovou slozitostı a mezi podılem ne-odfiltrovanych slozek signalu. Velka strmost prechodneho pasma filtru je zpravidla vykoupenazvlnenım charakteristiky v propustnem pasmu, nelinearnım prubehem fazove charakteristikya nekonstantnım skupinovym zpozdenım. Pouzitım nevhodne aproximacnı funkce muze dojıt

23

k nezvratnemu zkreslenı vystupnıho signalu.

V tomto ohledu je jedinou moznostı pouzitı Besselovych filtru. Vyhodou je konstantnıskupinove zpozdenı a linearnı prubeh fazove charakteristiky v sirokem kmitoctovem pasmu.Nevyhodou je realizace stejne strmosti vıce filtracnımi stupni jako u jinych aproximacı.Zminovane vyhody jsou nezbytne pro rekonstrukci prubehu libovolneho charakteru, vcetneprakticky vsech neharmonickych signalu. Je to dano tım, ze neharmonicke prubehy zabırajıve spektralnı oblasti podstatne vetsı frekvencnı pasmo a pouzitı jineho filtru nez Besselova bystanovilo fazove rozdıly v prenosu mezi jednotlivymi dılcımi frekvencnımi slozkami. Pro zıskanılepsıch utlumovych vysledku a tedy vyssı spektralnı cistoty u harmonickych signalu, je vhodneopatrit generator druhym filtrem se strmejsı charakteristikou a prepınat mezi temito filtry dleaktualnıho prubehu. Tuto ulohu plnı Cauerovy elipticke filtry popr. Inverznı Cebysevovy fil-try s velmi strmou charakteristikou prechodneho pasma. Nicmene, aby bylo mozno pouzıt navystupu D/A prevodnıku elipticky filtr, je treba zarucit minimalnı zvlnenı utlumove charakteris-tiky propustneho pasma, tj. potlacit izoextremalnı charakter modulove charakteristiky Cauerovafitru v propustnem pasmu, [19].

U

t

a)

U

t

b)

Obrazek 3.13: Vliv zmeny amplitudy harmonickeho signalu na vstupu komparatorua) kmitocet A (strıda 50:50), b) kmitocet B (strıda 60:40)

Dalsım pozadavkem na rekonstrukcnı filtr jsou vysoke vystupnı frekvence. Drıve by nebylomozne navrhnout filtr, pracujıcı v pasmu radove desıtkach az stovkach MHz, aniz by neobsahovalpouze pasivnı prvky. Dıky pokroku v oblasti monoliticke integrace toto omezenı dnes jiz neplatı.Aktivnı filtry a jejich nejcastejsı modifikace s operacnımi zesilovaci vynikajı ve vysoke variabil-nosti a obvodove jednoduchosti a nachazı uplatnenı az v GHz frekvencnıch pasmech. Ale i presvyhody absence induktoru a regulace zesılenı mezi jednotlivymi stupni aktivnıch zesilovacu, je-jich pouzitı ve vystupnıch filtrech laboratornıch signalovych generatoru je spıse ojedinele. Jednımz hlavnıch duvodu je podstatne vyssı cena zapojenı filtru a mnohastupnova konstrukce vyraznesnizujıcı SNR. Pasivnı filtry rovnez generujı sum, ale v porovnanı s aktivnımi filtry ve zna-telne mensım mnozstvı. Vyhodou je rovnez charakter tohoto sumu, ktery je ryze tepelny, jehozdrojem je rezistivita a to at’ uz v podobe obvodovych rezistoru a nebo parazitnıch vlastnostiu akumulacnıch prvku. Vhodnym navrhem filtru sice nelze zabranit vzniku tohoto sumu, ale lzealespon znacne potlacit podıl ve vystupnım signalu, [21].

24

Vyrazneho zlepsenı sumovych vlastnostı lze dosahnout pri pouzitı symetrickeho zapojenırekonstrukcnıho filtru. Diferencialnı vystupy redukujı mnozstvı souhlasneho sumu, ktery se muzevyskytovat na vystupu D/A prevodnıku. Jelikoz zemnenı GND pro filtr zajist’uje pouze stınenıa nenı tedy potencialem pronikanı rusenı od okolnıch obvodovych prvku, lze v teoreticke rovinesymetrickym filtrem docılit lepsıho pomeru SNR. Prenosove funkce takovych filtru vyssıch radujsou vypoctove hodne slozite, a proto se k jejich navrhu pouzıva vyhradne softwaroveho vybavenı.

V nasledujıcı realizaci generatoru bude hodinovy kmitocet zıskavan z DDS syntezatorus harmonickym vystupnım signalem. Z tohoto signalu se hodinovy kmitocet zıska pomocı kom-paratoru. Jako meziclen je nezbytne nutne zapojit filtracnı prvek typu DP z duvodu zabranenıjinak velkeho podılu jitteru v hodinovem kmitoctu. Pozadavky na navrh tohoto filtru odpovıdanıjiz zmınenemu, avsak s mensımi naroky na sırku kanalu v propustnem pasmu (standardneAmax = 3 dB). Prilozeny obr. 3.13 znazornuje zmenu strıdy hodinoveho kmitoctu pri zmeneprenosu filtru A(f). Toto srovnanı je dulezite ke stanovenı zaveru, ze ”mensı“ zmeny A(f) filtruv propustnem pasmu nevyvolajı aditivnı jitter (nastupne hrany jednotlivych taktu jsou od sebestejne vzdaleny).

3.5.2 Sledovane parametry rekonstrukcnıho filtru

K vypoctum je treba znat alespon zakladnı parametry navrhovaneho filtru. Prvnım je utlumnepropustneho pasma, tzv. minimalnı zaruceny utlum Amin, ktery je pro funkcnı generatory(pro bezne aplikace) stanoven hodnotou priblizne −75 dB5. Dale pak maximalnı dovoleny prenosAmax a strmost charakteristiky definovana meznım kmitoctem fm a kmitoctem polu fp, obr. 3.14.

fm fp

0Amax

Amin

ε

n·20dB

/dek

A[dB]

f

Obrazek 3.14: Obecna utlumova charakteristika vystupnıho filtru funkcnıho ge-neratoru

Souhrn pozadavku na rekonstrukcnı filtr

• Meznı kmitocet fm – dan pozadavkem na maximalnı vystupnı kmitocet rekonstruovanehosignalu

5hodnota byla stanovena na zaklade vysledku ze simulacı rekonstrukcnıch filtru funkcnıch generatoruHP/Agilent programem PSpice, zdroj: servisnı manualy 33120A [22], 33220A [23] a 33250A [24]

25

• Kmitocet polu fp – hodnota volena tak, aby se rozdılova slozka fclk − fm nachazelav zakazanem pasmu filtru

• Sırka kanalu v propustnem pasmu Amax – v prıpade ARB vystupu mala < 0,5 dB (lze resiti SW), u distribuce TTL signalu bezna < 3 dB

• Minimalnı utlum zakazaneho pasma Amin – standardne ≥ −75 dB

• Normovane skupinove zpozdenı Δτgd – parametr sledovany u Besselovy aproximace(prubeh ARB), obecne co nejmensı v radech desetin az jednotek %

Nemene dulezita je pak teplotnı stabilita techto parametru a vliv vyrobnıho rozptyluv tolerancnıch pasmech pouzitych soucastek.

3.5.3 Stanovenı radu filtru

Strmost filtru volıme tak, abychom maximalnım utlumem v nepropustnem pasmu pokryli nej-blizsı nezadoucı spektralnı slozky a to nejen za hranicı fp, jak je tomu u Besselova fitru, ales co mozna nejvetsım utlumem v zakazanem pasmu6 pro filtr Caeuruv a inverznı Cebysevuv.Prioritnı vsak zustava filtrace rozdılove slozky fvz − fout, ktera je pro oba druhy filtru zasadnı.

V prvnı rade navrhu je treba urcit rad fitru n, od jehoz hodnoty se budou odvıjet vsechnydalsı vlastnosti. V odborne literature lze nalezt tzv. nomogramy, ze kterych lze po vynesenıpomeru frekvence polu fp, meznıho kmitoctu fm, pomeru dovoleneho max. utlumu v propustnempasmu Amax a minimalnıho zaruceneho utlumu Amin zıskat rad filtru. Dalsı moznostı je simulovatvztah dane aproximacnı funkce a rad filtru urcit empiricky. Nejpresnejsı metodou je ale vypocet,pro Caueruv filtr (3.16) a pro inverznı Cebysevuv filtr (3.18). U Besselovy aproximacnı funkcenenı znam vztah pro urcenı radu filtru [19], [20].

Elipticky (Caueruv) filtr

Mıra dovoleneho zvlnenı ε:ε =

√10Amax/10 − 1 (3.11)

Cinitel selektivity k pro DP:

k =fp

fm(3.12)

Modifikovany cinitel selektivity kd:kd = 4

√1 − k−2 (3.13)

Utlumovy cinitel (diskriminacnı faktor) d:

d =10Amin/10 − 110Amax/10 − 1

(3.14)

6dano izoextremalnı charakteristikou nepropustneho pasma eliptickeho filtru

26

Modularnı cinitel q:

q = q0 + 2q50 + 15q9

0 + 150q130 pro q0 =

12· 1 − kd

1 + kd(3.15)

Rad filtru n pro Caueruv filtr:

n ≥ log 16d

log q−1(3.16)

Cebysevuv filtr

Mıra utlumu γ:

γ =1√

10Amin/10 − 1(3.17)

Rad filtru n pro Cebysevuv filtr:

n ≥arccosh

(fp

fm

)

arccosh(

1γ

) (3.18)

27

4 NAVRH ANALOGOVE CASTI GENERATORU

Veskera analogova cast generatoru je umıstena na jedine DPS (Analog PCB). Tvorı tak sa-mostatnou jednotku rızenou 8 b mikroprocesorem ATmega32 (slave), ktery zpracovava povelyo zmene prubehu, kmitoctu, offsetu a strıde u obdelnıkoveho prubehu.

DDS

MCU(SLAVE)

BINÁRNÍČÍTAČ

RAM DAC

2x DAC

INV.ČEBYŠEV

BESSEL

ANALOGOVÁNÁSOBIČKA KONCOVÝ

ZESILOVAČ

KONCOVÝZESILOVAČ

OFFSET

AMPL.

TTL

AW

+ ATN

Obrazek 4.1: Zjednodusene blokove schema analogove casti generatoru

4.1 Generator hodinoveho kmitoctu

4.1.1 Zdroj hodinoveho kmitoctu

Navrh vychazı z architekrury prıme digitalnı syntezy (DDS) a vyuzıva smycky fazoveho zavesu(PLL) pro zvysenı nominalnıho referencnıho kmitoctu oscilatoru, obr. 3.11. Toto hybridnı resenıobou druhu syntez umoznuje pouzitı referencnıho oscilatoru s bezne dostupnym kmitoctem.Nasobıcı pomer smycky je pevny (6x), coz zjednodusuje architekturu PLL a minimalizuje dopadna SFDR a rozlozenı fazoveho sumu.

Vzorkovacı kmitocet DDS fdds = 162 MHz

Max. doporucena frekvence vystupnıhoharm. signalu pro fdds

fout = 64 MHz

Frekvencnı krok pro fdds MHz Δfout = 0,0377 Hz (162 MHz/32 b)

Fazovy krok vystupnıho signalu ϕ = 11,25◦ (360◦/5 b)

Tabulka 4.1: Zakladnı parametry obvodu AD9851 s XO 27 MHz

Pro navrh syntezy hodinoveho kmitoctu byl zvolen obvod AD9851 od firmy Analog Devi-ces (dale jiz AD) – 10 b, 180 MSPS DDS s 27MHz referencnım oscilatorem TCXO s kmitoctovou

28

stabilitou ±1 ppm a nızkym fazovym sumem −125 dBc/1 kHz, ktery je v teto konfiguraci scho-pen generovat stabilnı hodinovy kmitocet do 64 MHz. Tento obvod zajist’uje kompletnı reali-zacı fazoveho zavesu, vc. tabulky hodnot sinusoveho prubehu, D/A prevodnıku s proudovymvystupem a dodatecnym VF komparatorem, vse v jednom integrovanem pouzdre, obr. 4.2.Nejdulezitejsı parametry tohoto obvodu uvadı vycet 4.1.

DATOVÝ REGISTR FREKVENCE A FÁZE

D/APŘEVODNÍK

FÁZOVÝAKUMULÁTOR

(DDS)

KOMPARÁTOR

AD9851

FÁZOVÝZÁVĚS (PLL)

6x

VSTUPNÍ DATOVÝ REGISTR

analogový výstup

analogový vstup

výstup CLK

výstup CLK

vstup ref. kmitočtu CLK (CMOS)

řízení a nastavení fáze

(5b)

nastavení frekvence

(32b)

sériový vstup (40 slov po 1b)

paralelní vstup (5 slov po 8b)

CLK pro sériovou / paralelní

komunikaci

RST datového registru

Obrazek 4.2: Vnitrnı blokove schema obvodu AD9851

Jako zdroj referencnıho kmitoctu lze pouzıt XO s kmitoctem do 180 MHz nebo vyuzıtintegrovane nasobicky (6x) a za referencnı zdroj vybrat XO do 30 MHz. Vystupnı kmitocet fout

doporucuje vyrobce volit do hodnoty 0,4-nasobku fdds. Tomu pro maximalnı fdds = 180MHzodpovıda hodnota fout ≤ 70 MHz, a pro pozity XO 27MHz pak fout ≤ 64 MHz. Zakladnızapojenı vyzaduje jiz jen externı rezistor Rset urcujıcı max. vystupnı proud Iout (do 10 mA).

Fazovy sum

S ohledem na stabilitu generovaneho kmitoctu jsou podstatne hodnoty rozkmitu vystupnı frek-vence vlivem zmeny teploty, napajecıho napetı nebo vlivem starnutı. Vsechny tyto hodnoty jsouz velke mıry dany kvalitou pouziteho krystaloveho oscilatoru. Samotny obvod DDS se jen mi-nimalne podılı na zhorsenı techto parametru. Jak jiz bylo receno, zdrojem techto nepresnostıv synchronizaci hodinovych taktu je predevsım fazovy sum. V prıpade pouzitı hybridnıho resenı,jehoz soucastı je i fazovy zaves, je nutne hodnoty fazoveho sumu zohlednovat a podle toho XOvybırat.

Dle katalogovych udaju AD9851 se RPNssb pri zapnutı PLL nasobicky zhorsız –132 dBc/Hz na hodnotu –125 dBc/Hz (fout = 5,2 MHz, odstup od nosne 1 kHz, teplota 25 ◦C).Bohuzel u krystalovych oscilatoru se v katalogovych listech casto s hodnotami fazoveho sumunesetkame. Za typickou hodnotu APNssb muzeme povazovat −120 dBc/Hz s odstupem 1 kHz

29

od nosne (fout = 27 MHz).

Po doplnenı vzorce (3.8) o multiplikaci fazovym zavesem N , muzeme pro maximalnıvystupnı kmitocet 162MHz XO pocıtat (PLL nezahrnuta ⇒ N = 1):

fout = Nfin · 1n

⇒ n = N · fin

fout= 1 · 64 MHz

162 MHz= 0,395 (4.1)

APNssb(out) = −(APNssb(in) − 20 log n) = −(120 − 20 log 0,395) = −128 dBc/Hz (4.2)

Pro srovnanı, druhy obdobny vypocet, avsak pri pouzitı XO 27 MHz (PLL zahrnuta ⇒N = 6):

fout = Nfin · 1n

⇒ n = N · fin

fout= 6 · 64 MHz

162 MHz= 2,37 (4.3)

APNssb(out) = −(APNssb(in) − 20 log n) = −(120 − 20 log 2,37) = −113 dBc/Hz (4.4)

Zıskane vysledky vyjadrujı uroven absolutnıho fazoveho sumu APNssb na vystupu dvoj-branu (DDS) pri maximalnım generovanem kmitoctu 64MHz a offsetu 1 kHz, ktery ma sestupnoutendenci se snizujıcım se vystupnım kmitoctem, viz. kap. 3.4.2.

Dynamicky rozsah SFDR

Hodnota dynamickeho rozsahu SFDR u DDS syntetizatoru znacne omezuje sirokopasmovosttechto systemu. Kriticka je zejmena rozdılova slozka fdds − fout, kterou je treba potlacit filtracı(vıce v kap. 3.4.3). Z techto uvah vychazı i navrh rekonstrukcnıho filtru.

fdds − fout = 162MHz − 64 MHz = 98 MHz (4.5)

4.1.2 Rekonstrukcnı filtr DDS obvodu

V pripade pouzitı obvodu AD9851 jako generatoru hodin je treba s vystupnım signalem ucinitnekolik nalezitych kroku. Prvnım z nich je navrhnout vystupnı filtr, ktery by odstranil dusledkydiskretizace a potlacil vyssı spektralnı slozky. Druhym krokem je doplnenı filtru o komparacnızesilovac, ktery z harmonickeho signalu za filtrem zıska konecny hodinovy TTL signal.

Prımo se nabızı integrovany komparator, ktery se nachazı ve spolecnem pouzdre AD9851s fazovym akumulatorem, jak je mozno videt na obr. 4.2. Komparator je prizpusobenkmitoctovym pozadavkum vystupnıho signalu a vyrobce jej take doporucuje pro ucely distribucehodin.

AD zjednodusuje navrh DDS CLK a prımo s obvodovym zapojenım doporucuje i parame-try vystupnıho rekonstrukcnıho filtru vcetne jeho realizace prımo na mıru danemu syntezatoru.Pro obvod AD9851 je doporucen pasivnı elipticky filtr 7. radu typu DP o meznım kmitoctufm = 70 MHz a se vstupnı/vystupnı impedanci 200 Ω. Zapojenı tohoto filtru je mozno videt naobr. 4.3. Ve schematu je rovnez vyznaceno napetı UVRT, ktere vyjadruje ss. posun rozhodovacıurovne (zeme) pro komparator, [25].

30

1 1.23�&� 42��

35��

��

&��

4� 4� 4,

&,,,�

&)��

&(��

&��

&�)67�

&7�6(�

�,

�� )1��

��

�(�8 ,��8 ,��8

��

�� "�

Obrazek 4.3: Schema zapojenı Cauerova filtru 7-radu (DP) pro obvod AD9851(zdroj Analog Devices, [25])

Caueruv rekonstrukcnı filtr 7-radu (DP) Filtr od AD Nove navrzeny filtr

Meznı kmitocet filtru fm (−3dB) 72,8 MHz 65,2 MHz

Sırka kanalu v propustnem pasmu Amax 2,46 dB 1,24 dB

Min. utlum zakazaneho pasma Amin −75,5 dB −80,4 dB

Utlum pri fdds − fout A(98 MHz) −60,4 dB −91,7 dB

Tabulka 4.2: Srovnanı parametru filtru urcenych pro filtraci diskretnıho signalu navystupu obvodu AD9851

Tento filtr byl podroben pocıtacove simulaci (PSpice), z nız se zıskali jeho zakladnı pa-rametry – tab. 4.4 prvnı sloupec. Z techto hodnot je zrejme, ze byl filtr navrzen pro ma-ximalnı doporuceny vystupnı kmitocet pri fdds = 180 MHz. Dle predeslych uvah a s pouzitımfdds = 162 MHz se pri fout = 64 MHz prvnı rozdılova slozka objevı jiz na kmitoctu 98MHz,vypocet (4.5). Jak je videt z tabulky, filtr navrzeny od AD pri tomto kmitoctu jeste nedosahujemin. utlumu zakazaneho pasma Amin. Proto bylo nutne navrhnout filtr novy, ktery by prvnırozdılovou slozku ”posunul“ do zakazaneho pasma.

1 1.23�&� 42��

35��

��

&��

4� 4� 4,

&,�(�

&)�(�

&(��

&�)67�

&�,6,�

&7��

�,

�� )1��

��

�(�8 )7�8 7��8

��

�� "�

Obrazek 4.4: Schema zapojenı Cauerova filtru 7-radu (DP) pro obvod AD9851 (novynavrh)

Pred pocıtacovym navrhem rekonstrukcnıho filtru se nejprve urcil jeho rad n = 5,96(postup v kap. 3.5.3). Minimalnı rad filtru pro realizovatelne obvodove zapojenı je tedy n = 6.Nicmene, s ohledem na rozmıstenı nulovych bodu a polu Cauerova filtru a s prihlednutım natolerance soucastek, ktere jsou zpravidla v rade, E12 (E24) je vıce nez vhodne dosadit to vypocturad vyssı (n = 7). Po korekci hodnot vsech obvodovych prvku do rady E12 bylo vystupempocıtacoveho navrhu (prg. Filter Solutions) zapojenı na obr. 4.4, parametry ze simulace PSpicejsou uvedeny v tab. 4.4 ve druhem sloupci.

31

00

-10

-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

-130

107 108 109

A [dB]

f [MHz]

Obrazek 4.5: Modulova frekvencnı charakteristika Cauerova rekonstrukcnıho filtru(Analog Devices)

00

-10

-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

-130

-140

107 108 109

A [dB]

f [MHz]

Obrazek 4.6: Modulova frekvencnı charakteristika Cauerova rekonstrukcnıho filtru(novy navrh)

32

0

3

6

9

12

15

18

21

24

27

30

33

36

63.3 64.7 66.2 67.6 69.0 70.5 71.9 73.4

per

cent[%

]

f [MHz]samples m = 1000divisions n = 15

Obrazek 4.7: Histogram meznıho kmitoctu fm (-3 dB) prenosu A(f) Cauerova re-konstrukcnıho filtru (Analog Devices)

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

63.7 64.0 64.4 64.8 65.2 65.5 65.9 66.3

per

cent[%

]

f [MHz]samples m = 1000divisions n = 15

Obrazek 4.8: Histogram meznıho kmitoctu fm (-3 dB) prenosu A(f) Cauerova re-konstrukcnıho filtru (novy navrh)

33

Pro srovnanı uvadım modulovou frekvencnı charakteristiku (obr. 4.5, 4.6) a histogramvystupu tolerancnı analyzy Monte Carlo (obr. 4.7, 4.8) u obou eliptickych filtru. Z frekvencnızavislosti je zretelny 6 dB posun utlumu celeho filtru, ktery se vyskytne i u dalsıch filtru simulo-vanych programem PSpice. Jedna se 6-ti dB ztratu reprezentujıcı ubytek na Rsource, tedy prımona modelu rozmıtaneho IAC. Pro dalsı vypocty bude oznacena symbolem Amodel.

Tolerancnı analyza byla provedena s poctem 1000 spustenı a pro soucastky s nasledujıcımitolerancemi: rezistory 1%, kondenzatory 5% a cıvky 2%1. Drobnou zajımavostı, ktera vyply-nula z tolerancnı analyzy je skutecnost, ze puvodnı filtr byl vıce citlivy na rozmıtanı pouzitychsoucastek. Je to videt na vzdalenosti mezi ”shluky“ intervalu (sloupcu) histogramu v mıstechkde zvlnenı v propustnem pasmu presahlo 3 dB hranici.

00

-2

2

-4

4

-6

6

-8

8

-10

10

0 3 6 9 12 16 19 22 25 28 31 34 37 40 43 47 50 53 56 59

Isource(t)

Iload(t)I [mA]

t [ns]sampled periods m = 4max. step size n = 1 ps

fclk = 162 MHzfout = 64 MHz

M = 1024Isource = 10 mA

Obrazek 4.9: Casova zavislost proudu pred a po pruchodu Cauerovym rekon-strukcnım filtrem (novy navrh)

Dalsım vystupem ze simulace PSpice je filtrace signalu diskretnıho charakteru. Pocıtacovymodel IAC byl nahrazen modelem IPWL s tabulkou hodnot diskretnıho signalu o fdds =162 MHz, fout = 64 MHz a s charakterem odpovıdajıcı vystupu 10 b D/A prevodnıku (1024rozhodovacıch urovnı). Vysledek nejprve v casove oblasti obr. 4.9, a dale ve spektralnı obr. 4.10.

Anorm = sinc(

πfout

fdds

)= sinc

(π

64162

)= 0,762 (4.6)

Iout(64 MHz) = Isource · Anorm = 10 · 0,762 = 7,62 mA (4.7)

1preciznı VF smd cıvky firmy Coilcraft – Chip Inductors 1206CS Series (3216) s garantovanou tolerancı hodnoty2%, vıce v [26]

34

0

0.7

1.4

2.1

2.8

3.5

4.2

4.9

5.6

6.3

7

7.7

0 16 32 48 64 80 96 112 128 144 160 176 192 208 224 240 256 272 288 304

Isource(f)

Iload(f)I [mA]

f [MHz]sampled periods m = 100max. step size n = 10 ps



Obrazek 4.10: Frekvencnı charakteristika proudu pred a po pruchodu Cauerovymrekonstrukcnım filtrem (novy navrh)

Dle kap. 3.4.3 prubeh fsource(f) opisuje funkci sinc a pri vystupnım kmitoctu 64 MHz maamplituda hodnotu 7,62 mA, vypocet (4.6), (4.7). Poslednım krokem je kontrola meznıho utlumuCauerova filtru (fout = fm). Vypocet byl proveden pro odectenou hodnotu proudu zateze zesimulace PSpice Iload = 3,53 mA (4.8).

A64 MHz[dB] = 20 log(

Iload

Isource

)− Amodel = 20 log

(3,53 · 10−3

7,62 · 10−3

)− 6 = −0,685 dB (4.8)

4.2 Distribuce hodinoveho kmitoctu

Tak aby bylo mozne generovat funkcnı prubehy o vysokych kmitoctech, je treba zajistit peri-odicky prısun vstupnıch datovych slov do D/A prevodnıku a to v taktu hodinoveho signalu.Zjednodusene blokove schema distribuce hodinoveho kmitoctu je na obr. 4.11.

Dulezitym hlediskem vyberu logickych obvodu je tzv. prenosove zpozdenı τPD. Jeho hod-nota udava jak rychle je log. obvod schopen promıtnout zmenu stavu na svem vstupu na vystup.Tento casovy udaj je ze zdola omezen hodinovym kmitoctem, ktery chceme distribuovat. Naopakhornı hranici nenı dobre volit prılis vysoko (prılis kratky cas τPD), nebot’ se snizujıcım se τPD

roste intenzita napet’ovych zakmitu sırıcıch se po zemi.

Jakykoliv vykyv od nenulove referencnı hodnoty GND 0V je obecne nazyvan groundbounce. Tyto zakmity vznikajı pri spınanı logickych obvodu a jejich velikost zavisı jak na rychlostispınanı (logicka rodina), tak i na indukcnosti prıvodu IO k blokacnım kondenzatorum s cımzsouvisı i vyber pouzdra IO a navrh DPS, vıce v [16].

35

BINÁRNÍ 4b ČÍTAČ



STATIC RAM

D/A PŘEVODNÍK

(10b)

ANALOGOVÝ VÝSTUP

CLK

ADRESNÍ SBĚRNICE

4 4 412

ZPOŽĎOVACÍOBVOD

Obrazek 4.11: Blokove schema distribuce hodinoveho kmitoctu

Seznam pouzitych soucastek s odkazy na katalogove listy:

• Zpozd’ovacı obvod – Hradla NAND 74F00 (TI), [27]

• Generator adresy – Binarnı cıtac 74F193 (TI), [28]

• Pamet’ prubehu – Staticka RAM K6R1016 (Samsung), [29]

• D/A prevodnık – AD9750 (Analog Devices), [30]

S ohledem na maximalnı kmitocet hodinoveho signalu (fm = 64MHz) je zdrojem datovychslov pamet’ SRAM (Static Random Access Memory). Kriterii pri vyberu je bitova hloubka, pocetslov, velikost prıstupove doby a paralelnı adresace/datove slovo. 10-ti bitova hloubka je proSRAM pameti atypicka. Na trhu se vyskytujı pametı se 6 b organizacı, ktere by mohly pracovatparalelne (2x 6 b), ale elegantnejsım resenım je pouzıt dostupnejsı 16 b pamet’. Prıstupova dobaje pak volena s dostatecnou rezervou – 10 ns (100MHz). Adresaci pameti zajist’ujı 3 4-bitovebinarnı cıtace. Logicka rodina Fast TTL zarucuje provoz az do frekvence 100 MHz – 125MHz2.Zpozd’ovacı obvod je tvoren hradly NAND, taktez z rodiny Fast TTL.

Parametr Symbol Katalogova hodnota Namerena hodnota

Prenosove zpozdenı NAND hradla τNAND 1 – 6 ns 4,0 - 4,25 ns

Prenosove zpozdenı binarnıch cıtacu τADR 2,5 – 8,5 ns 5,4 ns

Prenos mezi binarnımi cıtaci τC 2,5 – 8,5 ns 2,2 ns

Prıstupova doba SRAM pameti τSRAM ? – 10 ns /

Cas k nastavenı D/A prevodu τST 2 ns /

Prenosove zpozdenı analog. vystupu τAOUT 1 ns /

Tabulka 4.3: Souhrn casovych parametru v distribuci hodinoveho kmitoctu

Zasadnım, v navrhu distribuce hodinoveho kmitoctu, je zajistit aby nedochazelo k ne-chtenemu vynechanı nebo dvojitemu vzorkovanı stejneho vstupnıho slova D/A prevodnıkem.Aby bylo mozne tyto casove deje simulovat, je zapotrebı znat prenosove zpozdenı pouzitychobvodovych clenu, tab. 4.3.

2typ. hodnota dle vyrobce napr. TI do 100 MHz, Fairchild a NXP do 125 MHz

36

CLK

NAND

ADR

AOUT

0 10 20 30

τNAND

AOUT

τ

τ

τADR

τST

SRAM

NAND

τSRAM

Obrazek 4.12: Casovy diagram distribuce hodinoveho kmitoctu pro fclk = 50 MHz(katalogove hodnoty)

V distribuci je treba zajistit, aby cas τST byl > 2 ns. Jedna se o minimalnı cas potrebnyk nastavenı datoveho slova D/A prevodnıkem a jeho promıtnutı na analogovy vystup prinastupne hrane CLK. Pokud bychom uvazovali maximalnı hodnoty prenosoveho zpozdenı de-klarovane vyrobci, zapojenı dle obr. 4.12 by fungovalo do kmitoctu 48,78 MHz (v diagramu profclk = 50 MHz nenı dodrzen min. cas nastavenı D/A prevodu, τST = 1,5 ns). V celkovem zapo-jenı je treba uvazovat i prenos mezi jednotlivymi cıtaci τC, cımz vznikne velky rozptyl casovychhodnot.

NAND2

ADR1-3

AOUT

τ

τADRSRAM

CLK

NAND1

0 10 20 30

τNAND

NAND

τSRAM

AOUTτ

τST

Obrazek 4.13: Casovy diagram distribuce hodinoveho kmitoctu pro fclk = 50 MHz(namerene hodnoty)

Proto je nutne zmerit maximalnı zpozdenı jednotlivych binarnıch cıtacu, popr. iprıstupovou dobu SRAM pameti ke stanovenı maximalnı fclk. Optimalnıho casovanı bylodocıleno se dvemi kaskadne zapojenymi NAND hradly, viz. casovy diagram (obr. 4.13). V prvnımtaktu CLK se realizuje zmena adresy a datoveho slova, ktera se na analogovem vystupu promıtneaz s prıstı nastupnou hranou druheho NAND hradla. Pro namerene hodnoty prenosovehozpozdenı je hornı hranice hodinoveho kmitoctu 80MHz (pro τSRAM = 10ns).

4.3 Organizace pameti prubehu

Pamet’oveho rızenı je nezbytne pro generovanı signalu v celem frekvencnım rozsahu generatoru.Dıky kmitoctovemu omezenı fclk, je pri zmene fout nutne zajistit navaznost mezi pocty ho-

37

rizontalnıch vzorku (10 b slov) N . Nejvyssı frekvencı pri nız lze vyuzıt plneho horizontalnıhorozlisenı je 15,256 kHz (fclk = 64 MHz). Se zvysenım vystupnıho kmitoctu se pocet slov pametiprubehu spolecne s fclk zmensı na polovinu. Hodinovy kmitocet pak osciluje mezi 32 – 64MHzaz do maximalnıch hodnot fout. Prehledne ve vzorkovacı tabulce 4.14.

4096

2048

1024

512

256

128

64

32

16

8

0 15,625k 32,25k 64,5k 125k 250k 500k 1M 2M 4M 8M

arbitrary

harmonicN [−]

f [Hz]

Obrazek 4.14: Vzorkovacı tabulka pro fclk = 64MHz (frekvencnı zavislost poctuvzorku na periodu vystupnıho signalu)

Z duvodu omezenı navrhu filtru strmostı (inverznı Cebysev), strmostı a skupinovymzpozdenım (Bessel) byla zvolena dostatecna rezerva pro hledanı korenu obou aproximacı.Vystupnım maximem je tedy pro harmonicky prubeh frekvence 8 MHz (8 vzorku na periodu) apro prubeh libovolny 4 MHz (16 vzorku na periodu). Vıce v nasledujıcı kapitole 4.4.

4.4 Vystupnı filtrace

4.4.1 Besseluv rekonstrukcnı filtr

Pri rekonstrukci neharmonickych signalu uvazujeme sırku pasma signalu presahujıcı meznıkmitocet filtru. Napr. rekonstruovany signal obdelnıkoveho a trojuhelnıkoveho prubehu se skladaz lichych nasobku fundamentalnı slozky. Umıstenım meznıho kmitoctu fm ve spektru je tak vzdyv kompromisu s potlacenım nezadoucıch rozdılovych slozek.

1 1.23�&� 42��

�� &��

4� 4, 4)

&�,,�

&,�(�

&��

��1�

474�4��

�(�8 �' �6)'

��"�

�6)'�'�(�'

Obrazek 4.15: Schema zapojenı Besselova rekonstrukcnıho filtru 7-radu (DP) proD/A prevodnık AD9750

38

Jak jiz bylo zmıneno, na vyssıch kmitoctech bude fclk oscilovat mezi 32 – 64MHz. Sna-hou pri navrhu Besselova filtru je dosahnout co nejvetsıho utlumu nejblizsı rozdılove slozkyfclk − fout = 30 MHz (32 − 2). Touto skutecnostı je znacne omezena sirokopasmovost libo-volnych prubehu. Nejdulezitejsım parametrem pri navrhu Besselova filtru se tak stava kon-stantnı skupinove zpozdenı τGD v propustnem pasmu filtru. Nızka hodnota absolutnı velikostiskupinoveho zpozdenı nenı prioritou, jelikoz spektralnı slozky v zakazanem pasmu filtru jsouvyrazneji potlaceny a rekonstrukci signalu se podılejı malou merou.

Besseluv rekonstrukcnı filtr 7-radu (DP)

Meznı kmitocet filtru fm (−0,1dB) 4,43 MHz

Skupinove zpozdenı pri fmax τ(4 MHz) 34,9 ns

Rozdıl skupinoveho zpozdenı pasma 0 – fmax Δτmax 2,96 %

Utlum pri fclk − fout A(30 MHz) −17,4 dB

Doba nabehu/dobehu pri skokove zmene Isource (±20 mA) tRT/tFT 25,9 ns

Doba ustalenı pri skokove zmene Isource (±20 mA) tS (1 %) 103 ns

Prekmit pri skokove zmene Isource (±20 mA) Δhmax 6,9 %

Tabulka 4.4: Tabulka parametru Besselova rekonstrukcnıho filtru

U trojuhelnıkoveho prubehu je patrne mırne zvlnenı prubehu touto nejvyraznejsırozdılovou slozkou (30 MHz), obr. 4.17. S jejım vetsım zatlumenım dojde k vyraznejsımu ome-zenı spektra obdelnıkoveho prubehu, coz se projevı delsımi nastupnymi tRT a sestupnymi tFT

hranami, obr. 4.19.

0

4

8

12

16

20

24

28

32

36

40

105 106 107 108 109

τGD [ns]

f [MHz]

Obrazek 4.16: Frekvencnı zavislost skupinoveho zpozdenı Besselova rekonstrukcnıhofiltru

39

00

-3

3

-6

6

-9

9

-12

12

-15

15

-18

18

-21

21

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Isource(t)

Iload(t)I [mA]




Obrazek 4.17: Casova zavislost proudu pred a po pruchodu Besselovym rekon-strukcnım filtrem (trojuhelnıkovy prubeh)

0

1.6

3.2

4.8

6.4

8

9.6

11.2

12.8

14.4

16

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38

Isource(f)

Iload(f)I [mA]




Obrazek 4.18: Frekvencnı charakteristika proudu pred a po pruchodu Besselovymrekonstrukcnım filtrem (trojuhelnıkovy prubeh)

40

00

-3

3

-6

6

-9

9

-12

12

-15

15

-18

18

-21

21

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Isource(t)

Iload(t)I [mA]




Obrazek 4.19: Casova zavislost proudu pred a po pruchodu Besselovym rekon-strukcnım filtrem (obdelnıkovy prubeh)

0

2

4

6

8

10

12

14

16

18

20

22

24

26

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38

Isource(f)

Iload(f)I [mA]




Obrazek 4.20: Frekvencnı charakteristika proudu pred a po pruchodu Besselovymrekonstrukcnım filtrem (obdelnıkovy prubeh)

41

00

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

0 15 30 45 60 75 90 105 120 135 150

h(t)

t [ns]max. step size n = 1 psM = 1024Isource = 20 mA

ts

Δhmax

Obrazek 4.21: Prechodova charakteristika jednotkoveho skoku Besselova rekon-strukcnıho filtru

Volba meznıho kmitoctu je pak kompromisem mezi ”spektralnı cistotou“ prubehu s do-minantnım kmitoctem (trojuhelnık) a delkou prechodove odezvy (obdelnık). Vliv nezadoucırozdılove slozky je rovnez zretelny z derivacı vystupnıch proudu obou prubehu, prıloha A.1 aA.2.

1 1.23�&� 42��

�� &�,,�

4� 4, 4)

&��

&(��

&��(�

&�

�6(�

&)

�)�

&

�)��1�

474�4�

&�

�)�

&7

�)�

&,

�6(�

��

�6' �6(' �6'

��"�

�6'�6('�6'

Obrazek 4.22: Schema zapojenı inverznıho Cebysevova rekonstrukcnıho filtru 7-radu(DP) pro D/A prevodnık AD9750

Mırny prekmit nastupne/sestupne hrany obdelnıkoveho prubehu je zaprıcinen nekon-stantnım skupinovym zpozdenım v frekvencnım pasmu v okolı meznıho kmitoctu. Dodatecnousimulacı byla stanovena minimalnı delka impulsu (150 ns) pri dodrzenı 1 % doby ustalenı. Tentocasovy udaj je limitnı pri zmene strıdy obdelnıkoveho prubehu, proto je i zmena strıdy od3,3 MHz vystupnıho kmitoctu zakazana.

42

4.4.2 Inverznı Cebysevuv rekonstrukcnı filtr

V prvnım kroku navrhu filtru se opet urcil rad filtru n pro meznı kmitocet 8 MHz a prvnırozdılovou slozku 28MHz (32 − 4) pro utlum nepropustneho pasma presahujı 80 dB. Dle po-stupu v kap. 3.5.3 vysel rad n = 5,15. Tato hodnota je pro pouzitı licheho, tedy sedmeho radudostatecnou rezervou pro realizaci. Frekvencnı rozdıl mezi meznım kmitoctem fm a kmitoctempolu fp byl take prvnı duvodem pouzitı teto aproximace. Prınosem je plocha modulova cha-rakteristika v propustnem pasmu. Jen pro uplnost, Caueruv filtr by byl pri stejnych vstupnıchparametrech realizovatelny jiz od pateho radu (n = 4,55 pri fm (−0,1 dB)).

Minimalnı zvlnenı propustneho pasma Amax se podarilo dosahnout se soucastkami v radeE12. Vysledna prenosova funkce si tak ponechala charakter Cebysevovy aproximace, viz tab. 4.5a modulova charakteristika obr. 4.23.

Inverznı Cebysevuv rekonstrukcnı filtr 7-radu (DP)

Meznı kmitocet filtru fm (−0,1dB) 9,64 MHz

Sırka kanalu v propustnem pasmu Amax 69,5 · 10−3 dB

Min. utlum zakazaneho pasma Amin −81,5 dB

Utlum pri fclk − fout A(28 MHz) −84,4 dB

Tabulka 4.5: Tabulka parametru inverznıho Cebysevova rekonstrukcnıho filtru

00

-10

-20

-30

-40

-50

-60

-70

-80

-90

-100

-110

-120

106 107 108 109

A [dB]

f [MHz]

Obrazek 4.23: Modulova frekvencnı charakteristika inverznıho Cebysevova rekon-strukcnıho filtru

43

4.5 Prvky koncoveho stupne

4.5.1 Analogova nasobicka

Jednım ze zpusobu jak realizovat amplitudove zesılenı je pouzitı napetım rızeneho zesilovace –Voltage-Controlled Amplifier (VCA). Analogove nasobenı zajist’uje obvod AD734 (Analog De-vices), coz je 10MHz, 4-kvadrantova nasobicka/delicka. Nasobicka pracuje s velkou presnostı(0,1%) v plnem napet’ovem rozsahu (Uout = ±10 V) az do kmitoctu 10MHz. Obvod vykazujevelmi nızke hodnoty zkreslenı, cistou prechodovou odezvu a nızkou hladinu sumu, vıce v [34].

Uout =(X1 − X2)(Y 1 − Y 2)

10 V(4.9)

Obvodovym zapojenım je docılen matematicky vztah prenosu (4.9), kde (X1 − X2) jerozdıl potencialu uzitecneho signalu (analogovy signal po filtraci) a (Y 1−Y 2) je rozdıl potencialuamplitudoveho zesılenı.

Uout =(±4 V) · (3 · 4,096V)

10 V= ±4,92V (4.10)

Rekonstruovany analogovy signal je po pruchodu DP impedancne prizpusoben, zatızen50 Ω proti GND tj. preveden z proudoveho vystupu na napet’ovy a priveden na vstup nasobicky(X). Pouzitym predzesilovacem je OPA691 (Texas Instruments), ktery vynika vysokou meznırychlost prebehu – slew rate. Tento OZ je urcen VF aplikace do kmitoctu 160 MHz s max.vystupnım napetım ±4 V. Zdrojem amplitudoveho zesılenı je prvnı vystup dualnıho 12 b D/Aprevodnıku TLV5638 (Texas Instruments), druhy vystup slouzı k nastavenı offsetu v koncovemzesilovacım stupni. Maximalnı vystupnı napetı z prevodnıku je 4,096 V. Tento vystup je rovnezimpedancne prizpusoben, 3x zesılen predzesilovacem OPA2277 (Texas Instruments) a privedenna vstup nasobicky (Y). Napet’ove maximum na vystupu nasobicky vyjadruje mat. vztah (4.10).Jednotlive katalogove listy; OPA691 [31], TLV5638 [32] a OPA2277 [33].

4.5.2 Atenuator

Atenuator slouzı k zeslabenı signalu na pozadovanou uroven. Duvodem pouzitı je vylepsenısumovych pomeru signalu pri nızkych napet’ovych urovnıch. Prınos atenuatoru znacne ovlivnujeobsah prenaseny zemnıcı plochou. Pokud se po zemi sırı zakmity (ground bounce), ktere svoupovahou vyrazneji prevysujı podıl sumu v analogovem signalu je pouzitı atenuatoru zbytecne.

Dle obr. 4.24 se jedna o jednoduchy delic napetı /2 s zebrıckovou sıtı R-2R. Napet’ovyvystup z analogove nasobicky (±4,92 V) je atenuatorem utlumen v rozsahu /1 az /128 (±4,92 Vaz ±38,4mV). Hodnoty odporu jsou voleny tak, aby cele zapojenı vyvolalo proudovy odberIsource < 50 mA, tj. doporucena hodnota max. vystupnıho proudu nasobicky. Odporova sıt’ jezapojena z 1% rezistoru, napet’ove odchylky od teoretickych hodnot delice R-2R lze kompenzovatsoftwarove. Zapojenı je prevzato z [22].

Koexistence dvou zesilovacıch resp. zeslabovacıch prvku je rovnez resena softwarove.Jakmile uzivatel zmensı amplitudu z maxima na mene nez je polovinu rozsahu, MCU prepne

44

multiplexerem rozsah R-2R na polovicnı vystupnı napetı a na vstupu analogove nasobicky na-stavı maximalnı zesılenı, tj. plny rozsah 12 b prevodnıku TLV5638.

ISOURCE

(MUX)

ANALOGSWITCH

USOURCE

2USOURCE

4USOURCE

8USOURCE

16USOURCE

32USOURCE

64USOURCE

128USOURCE

1

R1

R2 R4

R5V1

R6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

R13

R14

R15R3200R

100R 100R

200R4,92V

100R

200R

100R

200R

100R

200R

100R

200R

100R

100R200R

Obrazek 4.24: Schema zapojenı vystupnıho atenuatoru, prevzato z [22]

4.5.3 Koncovy zesilovac

Koncovy zesilovac slouzı k vykonovemu zesılenı vystupnıho signalu. Druhou funkcı je ss.posun (offset) vuci signalove virtualnı nule GND. Hlavnım prvkem koncoveho zesilovace jezpetnovazebne zapojeny operacnı zesilovac THS3096 (Texas Instruments). Tento integrovanyobvod je prımo urcen pro VF aplikace ”libovolnych prubehu“ a vynika predevsım vysokou meznırychlost prebehu (5700 V/μs). Vystup THS3096 je priveden na baze komplementarne zapojenychvykonovych tranzistoru KF507, KF517 (Tesla). Zapojenı slouzı k zvysenı proudoveho zesılenı ak ochrane koncoveho stupne proti cizımu napetı (prepetı). Katalogovy list THS3096 [35].

ISOURCE

UOFFSET

UAW

+

+

V1

IO1

R1

R2

R3

R4

R7

R8

R9

R10

R11

R12

C1100n

C2

C3

T1

T2

CT130p

R5

R6

4,92V

330R

330R

1k

680R

6,8R

6,8R

6,8R

6,8R

100R

100R

470u/25V

470u/25V

+15V

-15V

100R

100R

Obrazek 4.25: Schema zapojenı koncoveho zesilace

Napetı Uoffset v rozsahu ±2,048V zajist’uje ss. posun. Zpetna vazba, ktera je na invertujıcı

45

vstup OZ privedena az z emitoru tranzistoru, kompenzuje dobu ustalenı tS. K tomuto ucelu slouzıkapacitnı trimr 30 pF, ktery muze byt nahrazen pevnym keramickym kondenzatorem. Pouzitakapacita je pak urcena empiricky. Vıce o kompenzaci doby ustalenı tS v [36], [37].

Cele obvodove zapojenı je dimenzovano pro vystupnı analogovy signal Uaw do ±10 Vp−p

pri proudovem odberu 150mA. Zapojenı koncoveho stupne TTL signalu je obdobne, rozdılemje pouze neinvertujıcı zapojenı OZ a vystupnı impedance 600 Ω.

4.6 Navrh DPS

Plosny spoj je vytvoren fotocestou na oboustranne DPS (material FR4, tloust’ka laminatu1,50 mm, tloust’ka medi 35 μm).

Poznamky k navrhu DPS:

• zemnıcı plocha ve vrstve BOTTOM zmensuje plochy proudovych smycek a tım i vyzarovanıEMI. Ze stejneho duvodu je Besseluv a Cebysevuv filtr zakryt stınenım (mosazny plech)

• napet’ove vykyvy v napajenı minimalizuje rozmıstenı soucastek na DPS, odvodovesoucastky s vetsı spotrebou jsou umısteny blıze ke zdroji napajenı

• spravne pouzitı blokacnıch kondenzatoru oddaluje rezonancnı frekvenci jmenovite kapacitya parazitnı indukcnosti prıvodu k vyssım kmitoctum

• rychle proudove zmeny odberu logickych obvodu (rodina F) nesou zvysene naroky nablokacnı kondenzatory a to predevsım na seriovou rezistanci ESR – Equivalent Serial Re-sistance, tyto pozadavky u kremıkovych kondenzatoru splnuje dielektrikum X5R

DDS

BINÁRNÍČÍTAČE

(BOTTOM)

NAPÁJENÍDIGITAL

NAPÁJENÍANALOG

ATENUÁTORBESSELŮV

FILTR

INVERZNÍ ČEBYŠEVŮV

FILTR

KONCOVÝ

STUPEŇ TTL

RYCHLÝ DAC

KONCOVÝ

STUPEŇ AW

ANALOGOVÁNÁSOBIČKA

DVOJITÝ DAC

ANALOGOVÉVÝSTUPY

SPI ISP

Obrazek 4.26: Fotografie analogove desky ANALOG PCB-rev.A, pohled TOP

46

5 NAVRH RIDICI CASTI GENERATORU

Rıdıcı jednotkou je 8 b mikroprocesor ATmega128 (master), ktery ovlada radic LCD, cteuzivatelsky vstup z klavesnice a rıdı komunikaci mezi periferiemi (PC/flash disk) a druhymMCU ATmega32 (slave). Jak jiz bylo zmıneno druhy procesor umısteny na analogove descezajist’uje rızenı vystupnıho analogoveho signalu. Rozdelenı na dve procesorove jednoty z duvoducasove narocnosti komunikace s grafickym LCD a USB radici.

GRAFICKÝLCD

Digitální deska

KLÁVESNICE

ŘADIČUSB/RS232

ŘADIČUSB HOST

MCU(MASTER)

TEPLOTNÍSENZOR

RTC

MCU(SLAVE)

Analogová deska

USB A

USB B

Obrazek 5.1: Zjednodusene blokove schema digitalnı (rıdıcı) casti generatoru

Externı komunikaci s PC zabezpecuje radic FT232R (FTDI). Jedna se o prevodnıkUSB/RS-232, ktery v OS umoznuje emulaci virtualnıho COM portu. Pripojenım pocıtacezıska uzivatel nekolik zakladnıch prıkazu, kterymi muze ovladat parametry generovaneho analo-goveho prubehu. Doplnkem je i moznost prenosu libovolneho prubehu v binarnım formatu, vıcev kap. 5.2. Katalogovy list FT232R [38].

Externı konektivitu doplnuje druhy radic s podporou zarızenı USB host – VNC1L (FTDI).Ucelem zarızenı je priblızenı se blıze k uzivateli a umoznit binarnı datove soubory se zazname-nanymi prubehy prenaset pomocı flash disku. Dodatecnou moznostı je ukladanı log souboru.Katalogovy list VNC1L [39].

Doplnkovymi funkcemi je zobrazeni casu a data, teploty. Vystupnı hodnoty techto obvodumajı prozatım pouze informativnı charakter. RTC obvod DS3234 (Dallas Semiconductor) jeurcen pro pouzitı s USB host radicem pro vytvarenı log souboru a teplotnı senzor DS1631(Dallas Semiconductor) je pripraven pro korekci amplitudy a frekvence vlivem zmeny teplotyuvnitr prıstroje1.

1experimentalne, prozatım bez zaveru

47

Dalsım doplnkovym obvodem je MAX6964 (Maxim), obvod nenı zakreslen v blokovemschematu. Jedna se o PWM radic, ktery slouzı k regulaci intenzity podsvıcenı funkcnıch tlacıtekv 16-ti krocıch. Podsvıcenı LCD je navrzeno oddelene samostatnym PWM vystupem z MCU.Dıky tomu, ze je podsvıcenı LCD napajeno z cizıho napetı (jine vinutı transformatoru) je PWMvystup nejprve galvanicky oddelen optoclenem a dale vykonove prizpusoben FET tranzistorem.Katalogovy list DS3234 [40], DS1631 [41], MAX6964 [42].

5.1 Zobrazovacı jednotka LCD

Zobrazovacı jednotkou byl zvolen prumyslovy graficky LCD displej WG160128E (Winstar Dis-play) s rozlisenım 160x128 px v provedenı positive FSTN (B&W). Graficka pamet’ integrovanehoradice T6963C je organizovana po 8-mi prıp. 6-ti bitovych slovech s vodorovnou orientacı, kdeLSB nejnizsıho slova (byte) se pozicne nachazı v levem hornım rohu LCD. Data jsou na displejzapisovana inverzne.

Pri zkusebnım provozu se pri nahodilem zapisu/ctenı prokazala pomerne dlouha reakcnıdoba radice T6963C. Proto bylo nutne provest optimalizaci zapisu do graficke casti RAM pametiblokovym vykreslovanım. Pri zmene zobrazenı casti nebo cele obrazovky se tato zmena nejprvesegmentuje do bloku (typ. text rozdelen na radky). Blok po bloku je pak ”vykreslen“ nejprvev alokovanem poli v RAM pameti MCU a teprve pak presunut paralelnı linkou do RAM pametiradice T6963C. Radic pak zajistı samotne zobrazenı obsahu bloku. Tımto se podarilo prumernycas k vykreslenı cele jedne obrazovky ctyrnasobne zmensit z priblizne 1,6 s na 0,38 s.

Duvodem pro tak zretelny vliv blokoveho zobrazovanı na vysledny cas je pomerne castectenı obsahu zobrazene informace pro jejı doplnenı novym obsahem. Zrejme je to na prıkladu– obr. 5.2, kde pısmeno B je dopisovano mezi A a C. Pro spravne zobrazenı vsech trı pısmenje zapotrebı nejprve nacıst cely blok, tedy obsah peti dvojic byte, bitovymi operacemi (bitovyposun, soucet, . . . ) doplnit novy znak a pozmeneny blok opet zobrazit. Veskere binarnı operacejsou provadenı mikroprocesorem.

SLOUPCE

ŘÁ

DK

Y

0 21 3 4 5 6 7 0 1 2 3 4 5 6 7

0

1

2

3

4

1. BYTE 2. BYTE

Obrazek 5.2: Organizace graficke casti RAM pameti radice T6963C

Predchozı uvahy pocıtajı s pouzitım vlastnıho fontu, ktery nenı omezen bitovou sırkouznaku. Vyobrazeny velmi kompaktnı font jehoz autorem je Craig Kroeger se jmenuje hooge 05 55.Druhym pouzitym fontem pro zobrazenı textovych udaju na LCD displeji je hooge 05 53 (nenıvyobrazen). Oba fonty se lisı pouze v sırce pısma, sirsı hooge 05 53 je v grafickem uzivatelskem

48

prostredı – GUI (Graphical User Interface) uzit pro nadpisy a nazvy nabıdek. Pro implementacido flash pameti MCU byly pouzity volne siritelne verze obou fontu.

5.2 Komunikacnı protokol RS-232

Komunikace mezi zarızenımi probıha v ASCII modu bez neviditelnych znaku. Symbol ←↩ vy-jadruje stisk klavesy Enter tzv. carriage return (v hex. 0x0D).

Po kazdem prıkazu zarızenı slave odpovı znakem ’.’. Jedna se o zpetnou kontrolu ko-munikace, zda-li nenı zarızenı zamestnano. V prıpade vygenerovanı nahodneho stavu (chyby)generator nerucı za nastavenou hodnotu. Je-li detekovana chybna odpoved’ je doporuceno zeptatse na aktualnı stav nastavovane veliciny a to dotazem s ’?’ na konci retezce.

Nastavenı strıdy je omezeno max. kmitoctem se shora. Tato zmena se uklada do eeprombez ohledu na to, zda-li je obdelnıkovy prubeh generovan nebo ne. Libovolny prubeh je nahravannejprve do RAM pameti MCU (ATmega128), pote do SRAM pameti. Velikost datoveho retezceje omezena na 512 slov o delce 2 B.

Prıkazy a dotazy prehledne v tab. 5.1 resp. v tab. 5.2.

49

Nastavenı hodnoty kmitoctu

Sytaxe FQ********←↩Odpoved’ ihned .

Odpoved’ po vyhodnocenı OK / ER

Poznamky • za * dosadit cıslici 0-9• hodnota v Hz, rozsah FQ00000001 – FQ08000000

Nastavenı hodnoty amplitudy

Sytaxe AM****←↩Odpoved’ ihned .


Poznamky • za * dosadit cıslici 0-9• hodnota v mV, rozsah AM0001 – AM9999

Nastavenı hodnoty offsetu

Sytaxe OF****←↩Odpoved’ ihned .


Poznamky • za * dosadit cıslici 0-9• hodnota v mV, rozsah OF0001 – OF9999

Nastavenı prubehu (funkcnı prubehy)

Sytaxe WFwf←↩Odpoved’ ihned .


Poznamky • za wf dosadit SIN pro harmonicky prubeh, SQR pro obdelnıkovy, TRIpro trojuhelnıkovy nebo RMP pro pilovy

Nastavenı libovolneho prubehu

Sytaxe ARH0L0H1L1...H(n-1)L(n-1)←↩Odpoved’ ihned .


Poznamky • prenos v binarnı tvaru, kde Hx reprezentuje 8 b hodnotu hornıhobyte a Lx 8 b hodnotu dolnıho byte

• pocet 2 B slov je pevny, n = 512

Nastavenı hodnoty strıdy

Sytaxe DU**←↩Odpoved’ ihned .


Poznamky • za * dosadit cıslici 0-9• hodnota v %, rozsah DU10 – DU90

Zapnutı/vypnutı TTL vystupu

Sytaxe TO*←↩Odpoved’ ihned .


Poznamky • za * dosadit cıslici 0-1 (0-vypnout, 1-zapnout)

Zapnutı/vypnutı AW vystupu

Sytaxe AO*←↩Odpoved’ ihned .


Poznamky • za * dosadit cıslici 0-1 (0-vypnout, 1-zapnout)

Tabulka 5.1: Komunikacnı protokol linky RS-232 (prıkazy)

50

Dotaz na hodnotu kmitoctu

Sytaxe FQ?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı FQ********

Poznamky • za * dosazena cıslice 0-9• hodnota v Hz

Dotaz na hodnotu amplitudy

Sytaxe AM?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı AM****

Poznamky • za * dosazena cıslice 0-9• hodnota v mV

Dotaz na hodnotu offsetu

Sytaxe OF?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı OF****

Poznamky • za * dosazena cıslice 0-9• hodnota v mV

Dotaz na prubeh

Sytaxe WF?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı WFwfPoznamky • za wf dosazeno SIN pro harmonicky prubeh, SQR pro obdelnıkovy,

TRI pro trojuhelnıkovy, RMP pro pilovy nebo ARW pro libovolny

Dotaz na hodnotu strıdy

Sytaxe DU?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı DU**

Poznamky • za * dosazena cıslice 0-9• hodnota v %

Dotaz na aktualnı datum a cas

Sytaxe TI?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı TIYY.MM.DD.hh:mm:ssPoznamky • rok ve formatu YY, mesıc MM, den DD, hodina hh, minuta mm a

vterina ss

Dotaz na aktualnı teplotu

Sytaxe TE?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı TEs**.*Poznamky • za s dosazeno znamenko +/−

• za * dosazena cıslice 0-9• hodnota ve stupnıch Celsia

Dotaz na status vystupu

Sytaxe OS?←↩Odpoved’ po vyhodnocenı TO*AO*

Poznamky • za * dosazena cıslice 0-1 (0-vypnout, 1-zapnout)• prıklad: TO1AO0 znamena, ze je TTL vystup zapnut a AW vypnut

Tabulka 5.2: Komunikacnı protokol linky RS-232 (dotazy)

51

6 KONSTRUKCE

Cely prıstroj je ulozen v hlinıkovem sasi. Prednı panel je vyroben z 25mm duralove desky (poNC obrobenı). Z tehoz materialu je i zbytek ramu tvoreny plechy a ctvercovymi profily. Vsechnydıly jsou osetreny strıbrnym eloxem. Prednı casti prıstroje dominuje 5” graficky B&W LCDdisplej o rozlisenı 160x128 bodu. Uzivatelskym vstupem je 7-mi tlacıtkova klavesnice, 5 tlacıtekje urceno pro pohyb v nabıdkach a 2 pro zapnutı/vypnutı TTL a AW vystupu. Doplnkem jepak otocny prepınac (IRC) pro snazsı zmenu hodnot promennych. Soucastı zadnıho panelu jevetracı otvor se zapustenym ventilatorem, dva USB konektory (standard USB-A a USB-B) akonektor pro napajenı prıstroje prıvodnı snurou (flexo). Zarızenı splnuje bezpecnostnı normuCSN 33 2000-4-41.

ANALOG PCB

DIGITAL PCB

SUPPLY PCB

FRONT PANELPCB

ROTAČNÍ KODÉR(IRC)

SÍŤOVÉ NAPÁJENÍ(FLEXO)

POJISTKAPRIMÁRNÍHO

VINUTÍ

SÍŤOVÝODRUŠOVACÍ

FILTR

VENTILÁTOR

Obrazek 6.1: Fotografie vnitrnıho usporadanı funkcnıho generatoru

52

Obrazek 6.2: Fotografie funkcnıho generatoru (pohled zepredu)

Obrazek 6.3: Fotografie funkcnıho generatoru (pohled zezadu)

53

7 UZIVATELSKE ROZHRANI

Uzivatelske menu umoznuje nastavenı kmitoctu, amplitudy, offsetu a typu prubehu. V prıpadeobdelnıkoveho prubehu rovnez strıdu. Tabulku hodnot libovolneho prubehu lze z pocıtace prenestpomocı USB rozhranı s moznostı pripojenı USB flash disku. Doplnkovymi funkcemi je zobrazenıcasu (RTC), teploty uvnitr prıstroje, nastavenı intenzity podsvıcenı LCD a tlacıtek, rychlostiprenosu USB a dalsı. Podporovanymi jazyky jsou cestina a anglictina.

Obrazek 7.1: Prednı panel funkcnıho generatoru

Pohyb ve vertikalnım smeru (vyber polozky) pres klavesy UP/DOWN, potvrzenı vyberupolozky v menu a potvrzenı zmeny obecne klavesou OK, navrat zpet v menu nebo zpet bezulozenı zmen klavesou BACK. Implicitnım zobrazenım je Zakladnı menu, obr. 7.2.

Obrazek 7.2: Zakladnı menu (fotografie)

Prıstup do Hlavnıho menu je umoznen klavesou MENU. Prechod zpet do Zakladnıho menuopetovnym stiskem MENU a to bez ohledu na hloubku vnorenı. Hloubka vnorenı i aktivnı polozka

54

se ukladajı.

Zakladnı menu nabızı uzivateli zmenu kmitoctu, typu prubehu, amplitudy a stej-nosmerneho offsetu, obr. 7.2. Dalsı vnorene nabıdky nejlepe popisuje stromova struktura 7.3.

Hlavní menu Nastavení průběhu

Přednastavené průběhy

Prozkoumat flash diskNabídka nastavení

Nápověda

Externí přípojeníNastavení zobrazeníNastavení data a časuKalibrace zařízení

StřídaOtevřít souborPrůběh č.1Průběh č.2 Průběh č.3 Průběh č.4

Seznam nabídek Poznámky

pouze pro obdélníkový průběhpouze pro libovolný průběhkláv. zkratka MENU + UPkláv. zkratka MENU + DOWNkláv. zkratka MENU + LEFTkláv. zkratka MENU + RIGHT

experimentálně autokalibrace při změně teploty

HLOUBKA VNOŘENÍ

Základní menu přechod mezi Základním menu a ostatními nabídkami klávesou MENU

Obrazek 7.3: Stromova struktura uzivatelskeho menu

Vsechna tlacıtka majı zelene podsvıcenı LED diodami. Vyjimku tvorı pouze tlacıtka AW aTTL, ktera zapınajı/vypınajı samostatne vystupy generatoru. Tyto tlacıtka jsou dvoubarevna –zelena barva indikuje zapnutı, cervena vypnutı vystupu. PWM regulacı jasu je dosazen plynulyprechod mezi obema barvami.

Orientaci a pohyb v menu indukuje intenzita podsvıcenı tlacıtek. Ma-li tlacıtko v danenabıdce na dane polozce nejakou funkcı pak svıtı. Pri ztrate funkce zhasne, napr. uzivatel dorazına poslednı polozku v nabıdce, kde tlacıtko DOWN ztracı funkci, integrovana LED dioda zhasne.

55

Hornı lista displeje nese informaci o hloubce zanoreni do menu. Dale informuje o dlouhemstisku lib. klavesy (v pravem rohu objevı symbol stisknute klavesy) a zda-li je rotacnı koderaktivnı. Symbol koderu IRC je mozno videt i na obr. 7.4. Aktivnı cast nabıdky je zobrazenav prostrednım bloku grafickeho displeje. Leva strana spodnı listy obsahuje informaci o aktivnıchvystupech (TTL/AW) a informaci o pripojenem pocıtaci a flash disku (PC/FD). Prava stranateto listy je pak vyhrazena pro zobrazenı casu, data a vnitrnı teploty.

Obrazek 7.4: Nastavenı zobrazenı (fotografie)

56

8 VYSTUPNI MERENI

Pouzite merıcı prıstroje

• Spektralnı analyzator Advantest R3271 Spectrum Analyzer (100 Hz – 26,5 GHz)

• Osciloskop Tektronix TDS640 (2GS/s, 500 MHz)

• Merıcı sondy Lecroy PP006A (10:1, 500 MHz, 10 MΩ, 12 pF)

• Cıtac HP 5316A Universal Counter

• Multimetr HP 34401A

8.1 Merenı ve spektralnı oblasti

Z frekvencnı zavislosti je zrejma predevsım spektralnı cistota vystupnıho harmonickeho signalupri maximalnım kmitoctu 8 MHz. Duvodem je predevsım celonasobny pomer mezi hodinovym avystupnım kmitoctem. Dynamicky rozsah SFDR v zakladnım pasmu je dan pomerem mezi fun-damentalnı a 2. harmonickou slozkou. Pri amplitude vystupnıho signalu 1 V (ef.) byla odectenahodnota dynamickeho rozsahu 52,3 dB.

Obrazek 8.1: Frekvencnı zavislost modulu vystupnıho harmonickeho signalu (Uout =1 V, fout = 8MHz)

THD [%] =

√u2

2 + u23 + u2

4 + u25√

u21 + u2

2 + u23 + u2

4 + u25

· 100 % (8.1)

57

Z tehoz vstupnıho signalu bylo z prvnıch 5-ti harmonickych slozek vypocteno celkoveharmonicke zkreslenı THD. Dle vztahu (8.1) byla vysledna hodnota rovna 0,35%.

8.2 Merenı v casove oblasti

U obdelnıkoveho prubehu (5Vp−p, 4 MHz) byly mereny delky vzestupnych a sestupnych hran.Vysledne casy jsou 31,5 ns pro nastupnou hranu tRT a 31,9 ns pro hranu sestupnou tFT. Cas104 ns pak odpovıdal dobe ustalenı tS (1 %), viz. prilozena fotografie osciloskopickeho merenıpro maximalnı vystupnı kmitocet – obr. 8.2.

Obrazek 8.2: Casova zavislost vystupnıho napetı pro obdelnıkovy prubeh (Uout =5 Vp−p, fout = 4MHz)

Dalsım dulezitym parametrem vystupnıho signalu je sumovy pomer SNR. Pro vypocetbyl uzit vztah (8.2). Z namerenych hodnot pomeru vystupu nakratko a efektivnı hodnoty har-monickeho signalu (1 V, 100 kHz) byla vynesena zavislost SNR na delıcım pomeru zeslabovace,obr. 8.4.

SNR [dB] = 20 log(

US

UN

)(8.2)

Z graficke zavislosti je patrno mırne zlepsenı sumoveho pomeru SNR z 37,5 dB na 39,0 dB.Namereny sumovy pomer koncoveho stupne bez pripojeneho signalu z atenuatoru byl 42,4 dB.

58

Obrazek 8.3: Casova zavislost vystupnıho napetı pro trojuhelnıkovy prubeh (Uout =5 Vp−p, fout = 4MHz)

8.3 Zhodnocenı navrhu

ad. MCU (slave)

Ozivovanı analogove desky poukazalo na zvysenou citlivost mikroprocesorove jednotky na rusenıod obvodu cıslicove syntezy a generatoru adresy. MCU Atmega32 je umısten pozicne blızko ob-vodu cıslicove syntezy DDS a binarnıch cıtacu, coz se projevovalo predevsım ztratou komunikacepri preprogramovanı flash pameti. Pravdepodobnym zdrojem problemu byla menıcı se hodnotaGND v case (ground bounce) a citlivost ISP programatoru Presto (Asix) na tyto vykyvy.

ad. obvod DDS

Predevsım mene presnym navrhem dılcı casti DPS analogove desky bylo zaprıcineno prosa-kovanı rusenı internı nasobicky PLL (162 MHz) do signalove zeme. Maximalnı hodinovy kmitocet64 MHz byl jiz natolik zarusen, ze dochazelo ke znacnemu zkreslenı vystupnıho signalu. Protoje i v predchazejıcı kapitole hodinovy signal zıskavan z nahradnıho zdroje pokusne desky DDS.Vyrobce obvodu DDS na sve vyvojove desce AD9851 Evaluation Board zabranuje razantnımuzvysenı vlivu ekvivalentnıho serioveho odporu ESR a zdanlive impedance ESL na filtracnı vlast-nosti blokovacıch kondenzatoru kompaktnım obvodovym zapojenım ctyrvrstve DPS.

ad. binarnı cıtace

Pouzite 4 b binarnı cıtace 74F193 firmy Texas Instruments svou hodnotou zpozdenı prenosu(carry) prekonaly katalogovou hodnotu deklarovanou vyrobcem τC = 2,2 ns. Tım byl zarucenprovoz az do 80 MHz hodinoveho kmitoctu, kap. 4.2.

59

ad. vystupnı filtrace

V praktickem merenı obou vystupnıch filtru byl zrejmy posun jejich parametru. Jedna sepredevsım o charakter prenosu modulu u inverznıho Cebysevova filtru (lze resit dodatecnoukompenzacı prenosu SW) a o prodlouzenı nastupnych/sestupnych hran jednotkoveho skoku popruchodu Besselovym filtrem vetsım zvlnenım frekvencnı charakteristiky skupinoveho zpozdenı.Cestu ke zlepsenı techto parametru vidım v presnejsı obvodove simulaci zahrnutım parazitnıchvlastnostı jednotlivych prvku.

37.25

37.50

37.75

38.00

38.25

38.50

38.75

39.00

1/1 1/2 1/4 1/8 1/16 1/32 1/64 1/128

SNR [dB]

D [−]

Obrazek 8.4: Graficka zavislost velikosti delicıho pomeru atenuatoru na SNR priUout = 1 V, fout = 100 kHz)

ad. atenuator

Velikost SNR blızıcı se 40 dB je hodnotou spıse ocekavanou. V zapojenı nebyl kladen durazna vyber nızkosumovych integrovanych obvodu, ktere jsou dulezite predevsım u NF aplikacıcha komunikacnıch systemech. Zeslabovac se jen malou merou podılel na zvysenı pomeru SNR.Zrejmy je vliv atenuatoru pri nizsıch urovnıch vystupnıho signalu, kde se snizujıcı se amplitudouroste zisk pro SNR.

ad. koncovy stupen

Kompenzace prekmitu zpetnovazebnım kondenzatorem doznala jen omezeneho pouzitı. Dobaustalenı tS (1 %) obdelnıkoveho prubehu se pri zmene teto kapacity menila jen minimalne.Duvodem je odezva rekonstrukcnıho filtru na jednotkovy skok, ktera o proti predpokladuprodlouzila nastupne/sestupne hrany obdelnıhoveho prubehu. Dıky temto skutecnostem byl izpetnovazebnı kapacitnı trimr koncoveho stupne nastaven na svou minimalnı hodnotu tj. 3 pF.

Eliminace techto dılcıch nedostatku je v praxi nazyvana vyvojem.

60

9 ZAVER

Dle pozadavku byl navrzen a zhotoven funkcnı generator libovolnych prubehu. Prıma cıslicovasynteza hodinoveho kmitoctu prıstroji zajist’uje jemny a v celem frekvencnım pasmu konstantnıkmitoctovy krok. Vystupnı signal je tvoren 10 b vzorky, jejichz pocet se na periodu prubehudynamicky menı v zavislosti na kmitoctu. Maximalnı horizontalnı rozlisenı je 12 b, minimalnı pakodpovıda generovanemu prubehu. Meznı kmitocet byl stanoven na 8 MHz pro prubeh harmonickya 4 MHz pro prubehy funkcnı/libovolne, coz odpovıda 8-mi resp. 16-ti vzorkum na perioduvystupnıho signalu. Externı konektivitu pak zajist’ujı 2 radice USB. Prvnı navazuje prıme spojenıs pocıtacem pomocı virtualnıho COM portu a druhy vzdaleny prıstup pomocı flash karet.

Diskretnı charakter vystupnıho signalu je potlacen dvema vystupnımi filtracnımi obvody.Prvnım je inverznı Cebysevuv filtr pro signal harmonicky s 81 dB utlumem nepropustneho pasmaAmin. Druhym filtracnım obvodem pro signaly ostatnıch funkcnıch prubehu je filtr Besseluvs rozdılem skupinoveho zpozdenı ΔτGD v zakladnım pasmu do 3 %. Rekonstruovany signal jeamplitudove zesılen, stejnosmerne posunut a koncovymi stupni vykonove prizpusoben. Koncovystupen je dimenzovan na rozsah vystupnıho napetı ±10 Vp−p pri proudovem odberu do 150 mA.Krome analogoveho vystupu (50 Ω) je generator opatren i vystupem logiky TTL (600 Ω).

Vystupnı merenı zduvodnilo vyznam pouzitı atenuatoru, doslo k mırnemu zlepsenısumoveho pomeru SNR z 37,5 dB na 39,0 dB. Casy nabeznych a sestupnych hran τRT/τFT 1 Vnapet’oveho skoku doznaly oproti simulacım mırneho zhorsenı (z 25,9 ns na 32 ns). Naproti tomudoba ustalenı tS (1%) svou hodnotou 104 ns odpovıdala simulaci. Merenı ve spektralnı oblastiprokazala hodnotu dynamickeho rozsahu SFDR pri meznım kmitoctu harmonickeho prubehu52,3 dB a celkove harmonicke zkreslenı THD 0,35 %.

Nejen z vysledku merenı je zrejma obtıznost navrhu zapojenı analogove casti generatoru.Soucastı portfolia firem zabyvajıcıch se touto problematikou jsou merıcı prıstroje, ve kterychse odrazı mnoholety vyvoj. Tomu odpovıdajı i parametry vystupnıho signalu. Bezne hod-noty celkoveho harmonickeho zkreslenı THD se pohybuji do 0,1 %, dynamicky rozsah SFDRmnohdy vysoko nad 50 dBc. Pri realizacı projektu se podarilo priblızit k parametrum komercnevyrabenym prıtrojum.

Za velmi zdarilou povazuji realizaci vlastnıho grafickeho uzivatelskeho rozhranı (GUI).Zasluhou prehledneho LCD displeje, pevnych funkcı klaves a jejich vizualizacı podsvıcenımnavrzene rozhranı prekonava v ergonomii mene intuitivnı GUI nekterych merıcıch prıstroju.Avsak toto hodnocenı je do znacne mıry subjektivnı.

61

LITERATURA

[1] STRASSBERG, Dan: Making waves: Eight years later, details still matter, Tektronix Inc.,elektronicky casopis EDN [online], URL: http://www.edn.com/, 2006

[2] STRASSBERG, Dan: 2G-sample/sec waveform generators resolve 14 bits vertically,12 digits in frequency, Tektronix Inc., elektronicky casopis EDN [online], URL:http://www.edn.com/, 2005

[3] The ABC’s of Arbitrary Waveform Generation, Application Note, Agilent TechnologiesInc., 2005

[4] Understanding Signal Generation Methodologies, Choosing Between Direct Digital Synthesis(DDS) and Variable Clock Architecture (”True Arb“), Technical Brief, Tektronix, 2006

[5] Direct Digital Synthesis — Impact on Function Generator Design, application note #5,Rohde & Schwarz, 1995

[6] PROKES, Ales: Radiove prijımace a vysılace, prednasky, Vysoke ucenı technicke v Brne,Fakulta elektrotechniky a komunikacnıch technologiı, Ustav radioelektroniky, 2005

[7] AHMED, Rahim; MALARSIE, Louis: Optimizing for Low Skew and Phase Error on PLLBased Clock Generators, Application Note 968, National Semiconductor, 1994

[8] VDS-2700-1137 UHF Frequency Synthesizer, Operating instructions, Rev. A, Meret OpticalCommunications, Inc., 2000

[9] PAVLOVEC, Josef; SRAMAR, Jaroslav: Krystalove jednotky a oscilatory, Amaterske radio,1987, B/2 str. 42–61

[10] TUITE, Don: Design Direct Digital Synthesis FAQs, elektronicky casopis Electronic design[online], URL: http://www.elecdesign.com/

[11] FINKELSTEIN, Martin: Inverted–mesa crystals carry oscillators into the internet age, elek-tronicky casopis ED [online], ID #1256, URL: http://www.elecdesign.com/, 2000

[12] PATRIN, John; LI, Mike: Characterizing Jitter Histograms for Clock and DataCom Appli-cations, Wavecrest, DesignCon, 2004

[13] TENG, C. Y.: The comparisons of PECL XO/VCXO, Taitien Electronics co., ltd., 2004

[14] KESTER, Walt: High speed DACs and DDS systems, Analog Devices, 1997

[15] BUCHANAN, David: Choosing DACs for Direct Digital Synthesis, application note AN-237,Analog Devices, 1997

[16] MONTROSE, Mark I.: EMC and the Printed Circuit Board – Design, Theory, and LayoutMade Siple, Montrose Compliance Serices, Inc., IEEE Press Series on Electronics Techno-logy, The Institute of Electrical and Electronics, Inc., 1999

[17] Using external, low-noise frequency dividers to improve the E8663B phase noise perfor-mance below 250 MHz, Product Note 5989-5099EN, Agilent Technologies Inc., 2006

62

[18] BRANDON, David; CAVEY, John: The Residual Phase Noise Measurement, ApplicationNote AN-0982, Analog Devices, Inc., 2008

[19] DOSTAL, Tomas; AXMAN, Vladimır: Elektricke filtry, ucebnı elektronicke texty, VUTv Brne, Fakulta elektrotechniky a komunikacnıch technologiı, Ustav radioelektroniky, 2002

[20] SMID, Petr: Navrh planarnıch mikrovlnnych filtru a vyuzitı umelych neuronovych sıtı proodhad radu filtru, casopis Elektrorevue, Vysoke ucenı technicke v Brne, Fakulta elektro-techniky a komunikacnıch technologiı, Ustav radioelektroniky, 2003

[21] LACANETTE, Kerry: A Basic Introduction to Filters – Active, Passive, and Switched–Capacitor, Application Note 779, National Semiconductor, 1991

[22] 33120A Function/Arbitrary Waveform Generator Service Guide, Edition 6, PublicationNumber 33120-90017, Agilent Technologies Inc., 2002



[25] AD9851: 180 MHz Complete DDS synthesizer, Rev. D, Data Sheet, Analog Devices, Inc.,2004

[26] Chip Inductors — 1206CS Series (3216), Document 104-1, Data Sheet, Coilcraft, 2008

[27] SN54F00, SN74F00: Quadruple 2-Input positive-NAND gates, SDFS035A, Data Sheet,Texas Instruments Incorporated, 1993

[28] SN74F193A: Synchronous 4-Bit UP/DOWN binary counter with dual clock and clear,SDFS031A - D3693, Data Sheet, Texas Instruments Incorporated, 1993

[29] K6R1016C1D: 64K x 16Bit High-Speed CMOS Static RAM (5.0V Operating), Rev. 3.0,Data Sheet, Samsung Electronics CO., TLD., 2004

[30] AD9750: 10-Bit, 125MSPS High Performance TxDAC D/A Converter, Rev. 0, Data Sheet,Analog Devices, Inc., 1999

[31] OPA691: Wideband Current Feedback Operational Amplifier with Disable, SBOS226D, Rev.D, Data Sheet, Texas Instruments Incorporated, 2008

[32] TLV5638: 2.7-V TO 5.5-V Low-Power Dual 12-Bit Digital-to-Analog Converter with In-ternal Reference and Power Down, SLAS225C, Rev. C, Data Sheet, Texas InstrumentsIncorporated, 2004

[33] OPA2277: High Precision Operational Amplifiers, SBOS079A, Rev. A, Data Sheet, TexasInstruments Incorporated, 2006

[34] AD734: 10 MHz, 4-Quadrant Multiplier/Divider, Rev. C, Data Sheet, Analog Devices, Inc.,1999

[35] THS3096: High-Voltage, Low-Distortion, Current-Feedback Operational Amplifier,SLOS428B, Rev. B, Data Sheet, Texas Instruments Incorporated, 2006

63

[36] OPA600: Fast-Settling Wideband Operational Amplifier, PDS-672, Data Sheet, Burr-BrownCorporation, 1992

[37] OPA654: Wide Bandwidth, High Output Current Difet R©Operational Amplifier, PDS-1098B, Data Sheet, Burr-Brown Corporation, 1993

[38] FT232R USB UART IC, Document No. FT 000053, FT232R USB UART IC DatasheetVersion 2.01, Clearance No. FTDI# 38, Future Technology Devices International Ltd.,2008

[39] Vinculum VNC1L Embedded USB Host Controller IC , Document No. FT 000030, Vincu-lum VNC1L Embedded USB Host Controller IC Datasheet Version 2.00 , Clearance No.FTDI# 50, Future Technology Devices International Ltd., 2008

[40] DS3234: Extremely Accurate SPI Bus RTC with Integrated Crystal and SRAM Rev. 2, DataSheet, Maxim Integrated Products, Inc., 2008

[41] DS1631/DS1631A/DS1731: High-Precision Digital Thermometer and Thermostat DataSheet, Maxim Integrated Products, Inc., 2007

[42] MAX6964: 17-Output LED Driver/GPO with Intensity Control and Hot-Insertion Pro-tection 19-3179, Rev. 3, Data Sheet, Maxim Integrated Products, Inc., 2005

64

A DOPLNKOVE SIMULACE

00

-0.2

0.2

-0.4

0.4

-0.6

0.6

-0.8

0.8

-1

1

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

hN(t)




Obrazek A.1: Casova zavislost derivace vystupnıho proudu Besselova filtru(trojuhelnıkovy prubeh)

00

-0.2

0.2

-0.4

0.4

-0.6

0.6

-0.8

0.8

-1

1

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

hN(t)




Obrazek A.2: Casova zavislost derivace vystupnıho proudu Besselova filtru(obdelnıkovy prubeh)

65

B SCHEMATICKA DOKUMENTACE

Analogova deska - Analog PCB rev.A

• I/O Schematic (str. 67)

• MCU Schematic (str. 68)

• DDS Clock Source Schematic (str. 69)

• SPI Serial Interface (str. 70)

• RAM Address Schematic (str. 71)

• Fast D/A Converter Schematic (str. 72)

• Filters I/O Schematic (str. 73)

• Pre-Amp Schematic (str. 74)

• TTL Power Amp Schematic (str. 75)

• AW Attenuator Schematic (str. 76)

• AW Power Amp Schematic (str. 77)

• IC Power Supply Schematic (str. 78)

Rıdıcı deska - Control PCB rev.A

• MCU Schematic (str. 79)

• LCD Schematic (str. 80)

• USART0 Schematic (str. 81)

• USART1 Schematic (str. 82)

• SPI Serial Interface (str. 83)

• I2C Serial Interface (str. 84)

• Peripherals Schematic (str. 85)


Prednı panel - Front panel PCB rev.B

• Keyboard & LEDs Schematic (str. 87)


Napajecı deska - Supply PCB rev.A

• Power Supply Schematic (str. 89)

• Voltage Stabilization Schematic (str. 90)

66

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%&��'��'

��(�)*�

+,-/+0123456789:;<1=>9

?@+

!��&!"A

BC&

D?DE

!�F"

�GH

IH

�G�

IH

�GJ

IH

�GK

IH

�G�

IH

�GL

IH

�G�

IH

�G#�

IH

�G#J

IH

�G#K

IH

�G#�

IH

�G#L

IH

�G#�

IH

�G��

IH

�G�#

IH

�G��

IH

�G�J

IH

�G�K

IH

�!B$I%M#

�!B$�%A

N6ODP<1Q=;R/Q21S;93<T0>91=>30U

�!B$I&�B

�!B$IB�&

# � H �

%&��

630=R32567

V>4>=12W3X;RQTWW2Y

�ZJ[

�\J[

�F��

�Z#J[

�\#J[

�F��

I&]"IB�B�B��

#�

%&�#

�BFB��]

#�I&]"IB�B�B��

H J� K

%&��

��]&F

�F��

�\J[

+01234W3X;RQTWW2Y

_85/_08YQ=;<5R34R1<<>04

�\J[

�F��

�"�"�

# � H � J K

%&�H

B�!

�!B$�%A

!�&

!�B

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%&��'��'

��(�)*�

+,-/+0123456789:;<1=>9

?@+

!��A!"B

$%&�'��'

C?DC

!�E"

�"�"�

�!F#$F�A

�!F#$A�F

�!F#�%B

!�A

!�F

8G+H1IIJ;KK

LM$N�

OL

��P

BL��M

%Q

��P

BL��M

%M

��R��S&L��TS&�

��P�U��U$%&

L�

S&L

L�

S&�

�!F#$%&L

�!F#��%

!)�WO%BX��Y��

!)LW�LY�L

!)�W�F��XF��Y��

!)ZW�F�LXA%�Y�Z

!)�W��Y��

!)QW$A�FY

L!)MW$F�AY�

!)�W�%BYZ

�"�"�

�

[%%Z\

E��M

O��]�

�

O��]L

\

!��W�O�Y

�!�LW�O�Y

L�

!��WF��Y

LL

!�ZWF��LY

L�

!��WA%L)Y

LZ

!�QWA%L�Y

L�

!�MWF%!LY

LQ

!��WA%�Y

LM

!%�W�%]YL�

!%LW��Y��

!%�W�%BY�L

!%ZW�$�Y��

!%�W��AY�Z

!%QW��FY

��

!%MW�A�%LY�Q

!%�W�A�%�Y�M

!��W��%�YZ�

!�MW��%MYZL

!�QW��%QYZ�

!��W��%�YZZ

!�ZW��%ZYZ�

!��W��%�YZQ

!�LW��%LYZM

!��W��%�YZ�

[%%Q

E��Z�

��"��

�E��\

�[%%��

��U�LM

E��L\

[%%L�

FAL

��U�LM

�L��Z��Q�M��\

��L�

�#��]

��#�"�

8G+H1IIJ;KK

85>0=;J_19;

8G+H?8

930=J32a>=K

�bQ[

�"�"�

Gc8cd

L��

BL��M

%�

L�R

�L��M

�L

L��B�\�Q

%�

�bQ[

L��B�\�Q

%�

L��B�\�Q

%Z

L��B�\�Q

%L

�F]�"�#�"]

�e#A�

��]#A�

��]#�A&�%"

��#��

��#�L

��#��

]"�#��

��#�f#&!

��#�%B

��#%]�

��$#A"

��$#e"

$%&#%]B

��#��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%&'��(��(

��)�*+�

,-.0,123456789:;<=2>?:

@A,

!��B!"'

��%��(C��(��(��(

D@EF

!�G"

��$%&'

�#

H

��

�

�H

#

��

�

!G��I

!J%%K

L$%&'

�

�M$N�

O

�"�$%&'

�

�G��H�

�J��HH

�$�"�

H�

JBN�$�

H#

JBN�$!

H�

JP�$�

HI

JP�$!

HK

��%*!

H�

�J��HO

�G��H�

PBN�$*

��

��OIH

�K

�K

�I

��

��

�O

PBN�

�H

��

��

�J��#

�G��

��Q�"�

�I

PB�

�RIJ

HOS

'�O�I

%HK

��S

'�O�I

%HO

��S

'�O�I

%��

��S

'�O�I

%��

H�S

'�O�I

%H�

KTOS'�O�I

%H�

HTOS'�O�I

%�H

��H��K

&H

IK��H��K

&�

K��H��K

&#

��

�H��K

�O

��

�H��K

��

H��C

�H��K

�K

H��C

�H��K

�I

H��

�H��K

��

#T��C

�H��K

��

H�C

�H��K

��

H�C

�H��K�#

�G��

��S

'�O�I

%�#

�RIJ�RIJ

��$�"�

��$�%'

��$�M$N!

��$��

H��

'�O�I

%H�

H��S

'�O�I

%HI

H�

'�O�I

%HH

H�

'�O�I

%H�

H��

'�O�I

%�

H��S'�O�I

%H�

H��'�O�I

%O

H��QHKJ

'�O�I

%H#

�RIJ

�RIJ

�RIJ

�RIJ

B"Q��

H

G��

�BN�

O

J%%

H� ��UV�

PB#

�%WB

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #�!$��%��%

��&�'(�

)*+-)./0123456789:/;<7

=>)

!��?!"@

�!$��$��%�

A=BC

!�D"

�$�

E

�"�

F

G��H

?I�'

�

?I��

�

�D��J

K�

L

�KM@

�

$?�

�MGJFLH

�!$#��K

�!$#�K@

�!$#N?�$

�D��

E��

@�H�J

K��

E��

@�H�J

K�J

��K#�N!M

��K#?��"�

�D��

$�� O��%�&��

�D�� D��

PE��F

PIL

�QJG EJ�

�E��F

�E��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$��%$��&��&

��'�()�

*+,.*/0123456789:;0<=8

>?*

!��@!"A

��%�BB� �&��&

C>DE

!�F"

��

G�G

��

H�H

��

#

I�

J

K@G

�K@�

LK@H

�K@�

G�

MIIGG

M��G�

K@#

GH

K@J

G�

K@�

G#

K@L

GJ

N"

G�

�#

GL

�J

G�

��

��

�L

�G

�I

��

�I

�H

��

��

�G�

�#

�GG

�J

�G�

��

�I

�L

K@�

��

K@G�

H�

K@GG

HG

K@G�

H�

M��H�

MIIHH

K@GH

H#

K@G�

HJ

K@G#

H�

K@GJ

HL

O(

H�

P(

��

@"

�G

�GH

��

�G�

�H

�G#

��

K@L

AJ�G�GJIG�

�G

��%$N"

��%$@"

��H��#�J��L��G�

�$��O

G��

A�L�#

IH�

G��

A�L�#

IH#

G��

A�L�#

IH�

G��

A�L�#

IHH

�Q#M

�Q#M

R�

�

MIIGJ

(G

R(

�

R�

H

�@N�

�P!

#

RI

J

(@

GH

I@

G�

O@��

GG

IG�

��

F��L

IO�

G�

�G#

K@J

��SG�H

R�

�

MIIGJ

(G

R(

�

R�

H

�@N�

�P!

#

RI

J

(@

GH

I@

G�

O@��

GG

IG�

��

F��L

IO�

G�

�G#

K@�

��SG�H

��$IOA

��G��H

��#�J��

�L��G�

�GG

��$IO�

G��

A�L�#

I��

�Q#M

G��

A�L�#

I��

�Q#M

G��

A�L�#

IHG

�Q#M

%IP$IOA

P!T�

�@N�T�

�@N�TGJ

P!TGJ

R�

�

MIIGJ

(G

R(

�

R�

H

�@N�

�P!

#

RI

J

(@

GH

I@

G�

O@��

GG

IG�

��

F��L

IO�

G�

�G#

K@#

��SG�H

G��AG��J

I�J

G��AG��J

I�L

G��AG��J

IH�

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$��$��%��&��&

��'�()�

*+,.*/0123456789:;0<=8

>?*

!��@!"A

�� B�%��&��&

C>DE

!�F"

�(�

G

�(#

�

�(H

H

�(�

I�(J

�

�(�

#

�(I

�

�(�

J

�(G

�

�(�

G�

�K""!

GH

�"�K@

G#

�"�L@

G�

��$��M

GJ

�%@N��

L@O�(

�G

L@O��

��

L%@N!

�I

�P��

�%@N�#

�P��

%KA

�J

L@G�

��H�

�G��I��H�#��J��

�G�

��$%KA

Q

F��(

L@�(

Q

F��%

L@�%

Q

F��

L@��

�O!!KR

F��"

L@�"

��Q

F��

L@��

G��A�J�H

%IJ

G��

A�J�H

%I�

�SHP

�SHP

G��

A�J�H

%�I

�T�

�G��#

�G�

G��A�J�H

%��

��%$U�S

��%$U�V

�I��

�#��

��

�G��

G�

A�J�H

%I�

�F��

�SHP

�F��

�F��

��%$%KA

G��

AG��#

%�G

G�S

�$� G�P

%��

G��AG��#

%I#

�F��

�F��

LL�� W��&�'��

�F�� F��

MG��#

MO�

MG��#

MO�

MG��#

MOH

MG��#

MO#

MG��#

MO�

MG��#

MOJ

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #�$%�"��&��&

��'�()�

*+,.*/0123456789:;0<=8

>?*

!��@!"A

�� $B@�&��&

C>DE

!�F"

G�H"�#$�I

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

� ��

�

��

��

��

� ��

�

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�

��

�

��

��

��

��

��

� !"#��%&��'%()

��

�

��

�

��

��

��

��

��

"**"+��%&�'%()

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$!�"$�%!��&��&

��'�()�

*+,.*/0123456789:;0<=8

>?*

!��@!"A

!�B��C�&��&

D>EF

!�G"

�H�

�I��J

�IK

�H�

�I��J

�IJ

IHI

�I��J

�I�

�H�

�I��J

�IL

I��

A�#�L

M��

�NLO

I��

A�#�L

M�L

�H�

�I��J

�I�

I��

A�#�L

M�J

�H�

�I��J

�I�

�H�

�I��J

�I#

�H�

�I��J

��

�H�

�I��J

��

�H�

�I��J

��I

�H�

�I��J

��K

I�K

�

P@II�

@!��

L J�

(

P@II(

@!��

I�K

�

P@I��

@!��

L J�

(

P@I�(

@!��

J�K

�

P@IK�

@!�J�I

Q

�I��J

��

I�

A�#�L

M�#

I��A�#�L

M��

KK��

�I��J

��L

KK��

�I��J

��J

I��

�I��J

��#

L��

�I��J

��

��M$�%!R

��M$@��"�

!�"�$�%!R

!�"�$@��"�

!�"�$S�N

�PR�"�$S�N

J�K

�

P@I��

@!�J�I

Q

�I��J

��

I�

A�#�L

ML�

I��A�#�L

M��

KK��

�I��J

�K�

KK��

�I��J

�KI

I��

�I��J

�KK

L��

�I��J

�K�

!�"�$S�B

�PR�"�$S�B

%(I

%(�

%(�

�G��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #��$#%&��'��'

��(�)*�

+,-/+0123456789:;<1=>9

?@+

!��%!"A

��$!�(��B�'��'

C?DE

!�F"

�GA�GH�

II��

�H��J

�IG

�K�

�H��J

�I�

JL��

�H��J

�IL

�MHGN

�OHGN

��

O

�GN

"H�

PGI

��

O

�GN

"H�

PG�

HK�

��

HK�

��L

Q

�H��J

�IJ

H� I

�

R%HG�

�S�I��J

T)�

T)G

P%�G

�F��

G

H�

I

�"�

�H��G��

�%�L�

��

�J)PLH�

�K�

�H��J

��

��$#%�

�OGN

�� H

GH�

�"I

FGNMH

�#��$

��#P$A

�%�L�

�I

�OGN

�I)PLH�

�K�

�H��J

�I�

��$#�%&�P"

H��

A�L�G

PG�

Q

A�L�G

PGH T)I

HG�

�H��J

��

HG�

�H��J

�I�

HG�

�H��J

��

HG�

�H��J

��H

��A�G��

HG�

�H��J

��I

HG�

�H��J

��

HG�

�H��J

��G

HG�

�H��J

��J

I�B

�

P�H

�"#��$

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #�$�%$��&��&

��'�()�

*+,.*/0123456789:;0<=8

>?*

!��@!"A

�%��&��&

BC>BD

!�E"

F#

#

G#

�

G�

H

G�

I

F�

�

J#

K

J�

�

L�MN

L�"�

�

O�

#�

O#

##

%#�

��

#I

L�P#�

Q@#K

��I�

�R�

�#��K

�H�

!�"�$�S!T

!�"�$%�P

!�"�$%�M

#��A�N�H

UHK

#��

A�N�H

UHH

#�

A�N�H

UH�

#��A�N�H

UHN

#�

A�N�H

UH�

�P#HL #H�

�#��K

�H#

#H�

�#��K

�H�

�M#HL

S(K

S(�

#��A�N�H

UK#

#H

�#��K

��#

�MHL

#��A�N�H

UK�

�PHL #H

�#��K

��

��

�#��K

�H�

#��

�#��K

�K�

��

�#��K

�K#

#��

�#��K

�K�

��

�#��K

�KI

��

�#��K

�HH

#��

�#��K

�HK

��

�#��K

�H�

#��

�#��K

�HN

��

�#��K

�KH

#��

�#��K

�KK

��

�#��K

�K�

#��

�#��K

�K�

#��

�#��K

�K�

#��

�#��K

�KN

V

�#��K

�HI

��#��K

�H�

��$%�

��$%�

W#��K

WG#�

W#��K

WG##

W#��K

WG#�

W#��K

WG#I

S(N

S!$%�

�E��

��$��

��$�#

��$��

��

#

�K

�

U@S@XQ

I

��

�

�H

H

"K

L""�

E��

N

��

�

�#

#�

��

##

�I

#�

��

#I

�#

#�

��

#H

LUU#K

Q@#�

��YU��H#

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� ##$�%$&'��(��(

��)�*+�

,-.0,123456789:;<=2>?:

@A,

!��&!"B

�%!�)��C�(��(

DD@DE

!�F"

!�"�$&��"�

��B�G��

�HB�G#�

II��

�#��J

��

II��

�#��J

��I

#��

B�H�G

KJI

#L�#��J

��

JH��

�#��J

��G

�M#GN

�O#GN

#��

�H�

#��

�HG

K&�J

�F��

##

#�

#I

*

P&#G*

�Q�I��J

R*�

R*##

R*#�

G

#�

I

�"G

�#��G��

�&�H�

�G

��*KH#�

�L�

�#��J

�HJ

�%$&�

�OGN

S

B�H�G

KJ�

��$%�

#G�

�#��J

��J

#G�

�#��J

��

#G�

�#��J

��H

#G�

�#��J

��

#G�

�#��J

�H�

#G�

�#��J

�H#

#G�

�#��J

�H�

#G�

�#��J

�HI

I�C

�

K��

��

O

�GN

"#�

KJ�

��

O

�GN

"#�

KJG

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #�$%&$�'!!()��*��*

��+�,-�

./02.3456789:;<=>?4@A<

BC.

!��D!"E

%&!�+��FF�-�*��*

GHBGH

!�I"

J�K

LJ�M

�

�'!!()

%D##&

D!�� J�K

LJ�M

�

�'!!()

%D#�&

D!��

J�K

�J�M

�

�'!!()�%�

L

%D#N,

D!�O�#

J�K

�J�M

�

�'!!()�%�

L

%D#�,

D!�O�#

P

E�L�Q

&��

P

E�L�Q

&��

#��

E�L�Q

&�L

#��

E�L�Q

&�O

P

E�L�Q

&LN

P

E�L�Q

&L#

#��

E�L�Q

&L�

#��

E�L�Q

&L�

#�

E�L�Q

&L�

#�

E�L�Q

&LQ

#��

E�L�Q

&LO

#��

E�L�Q

&L�

#�

E�L�Q

&�#

#�

E�L�Q

&L�

#��

E�L�Q

&��

#��

E�L�Q

&LL

�K#QJ

#Q�

�#��O

�LL

�K#QJ

#Q�

�#��O

��

�KQJ

#Q�

�#��O

��

�KQJ

#Q�

�#��O

��

�M#QJ

#Q�

�#��O

�L�

�M#QJ

#Q�

�#��O

�L�

�MQJ

#Q�

�#��O

��#

�MQJ

#Q�

�#��O

��N

!�

�

�"�

O

J�K#�

J�M�

�'!!()

%D#Q&

�R�N��O

#��E�L�Q

&��

#�

E�L�Q

&�N

�K#QJ #Q�

�#��O

��Q

#��E�L�Q

&��

#�

E�L�Q

&�Q

#Q�

�#��O

��O

�M#QJ

#�

K

�$�

NQJ

&�O

�S�

�#��O

��

�S�

�#��O

��L

�KQJ

NN�

K

#�J

"$�T�Q

&OO

�I��

�KQJ

;U.UV;WXY

("�$��

OL��

�#��O

��

#��L

Z��

(�#

�KQJ

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%&'��(��(

��)�*+�

,-.012345267189:;<=>4?:

@A,

!��B!"C

%&'�(��(

D@E

!�F"

#��C�G�H

&I

#��C�G�H

&�

#��C�G�H

&H

JHK

�F��

�F��

�F��

�F��

�"�"�

L970L39MN4<=752O5>==?3O

JHK

�F��

�"�"�

# � P � H I

&B��

Q�!

JHK

�"�"�

�F��

RS9ST

��P�$#

��P�$�

Q�&$�&U

'��#$�V

C"W$Q��"��U

#�X

�#��I

�P

JHK

�!Q$%Q�B

�!Q$%B�Q

�!Q$�&C

�!Q$�&C

Q�&$��

'��#$�V !�B

!�Q

�B�$U"��

�B�$�QFY�

U&�$!Z%$*U

97L?34<5[>:<

\<M]2>5

R24>5MN_?4:;

9,RTD?34<5[>:<abc1Dde

L97

bc1Dd0b?3:f6f=

gThih

8<<j<5

d1k7-l]>:m6?O;4

Lh1?34<5[>:<

adSk5?n<5ok?O?4>64;<5=2=<4<5e

L@p5<N<5n<

al1hoSSoRT1e

!"�

#

!"��V��qr!�Qs

�!"#r�V��q!�BsP

!"�rV&C�q�Q��s�

!"PrB&P�q�Q�#sH

!"�rB&P*qQ��sI

!"HrB&P&qQ��Hs�

!"Ir�PqQ��IsG

!"�rQ&PqQ��s�

!*�r��s#�

!*#r�&Cs##

!*�r%B�Qs

#�

!*Pr%Q�Bs#P

!*�rB&�s#�

!*HrB&#�s#H

!*IrB&#*s#I

!*�rB&�qB&#&s#�

!FPq�B�&�

#G

!F�q�B�&#

#�

�"�"�

��

K&&�#

F��

V��U�

�P

V��U#

��

!��r�&UqQ��s�H

!�#r��qQ��#s�I

!��r�V�#qQ��s��

!�Pr�V�#qQ��Ps�G

!��rQ&#s��

!�HrV&C#sP�

!�Ir�#sP#

!��r��sP�

!F�rZ�s

PP

!F#r��s

P�

!&�r�GsPH

!&#r��sPI

!&�r�#�

P�

!&Pr�##sPG

!&�r�#�sP�

!&Hr�#Ps��

!&Ir�#�s�#

!&�r�#Hs��

!F�r�U"s

�P

!��r��s��

!�Ir��Is�H

!�Hr��Hs�I

!��r��s��

!�Pr��Ps�G

!��r��s��

!�#r��#sH�

!��r��sH#

K&&H�

F��HP

!��r��&�q��Qs

H�

!�Ir��&Iq��Bs

HH

!�Hr��&Hq�%�s

HI

!��r��&�q�&Cs

H�

!�Pr��&Ps

HG

!��r��&�s

H�

!�#r��&#s

I�

!��r��&�s

I#

��"�I�

�F��IP

�K&&I�

QB#

��t�#�G

#I%Y�

V#

��u

C#��I

&�

��u

C#��I

&G

�F��

�F��

#��

C#��I

&P

#�X

�#��I

��

k?O?4>6j2_<5Nfjj6M

JHK

�F��

# �

%BU"V%Q�Q�Q��

&B�#

!BZ"��'!!UW

PP��

�#��I

�#

PP�

J

#�K

"$�%�H

&#

�F��

�F��

JHK

JHK #��G

�vU�#

QqB$#

QqB$�

QqB$P

�F��

JHK

U"�$C"W$��

SS7Rpl5<N<4

\SwdSk5?n<55<N<4

#��

C#��I

&�

C"W$�Z

C"W$��U

C"W$%"�'

C"W$'!

C"W$�BZ�

C"W$U"��

C"W$�QFY�

��X��x'#��vx'�

��u�t��t%&'

#�

x'#

#�

x'�

9,RTz?34<5[>:<

agThihRe

'��$�V

'��$�V

!�B

!�Q

K�&$�Y'��BZ�

U"�$C"W$�Z$B�

U"�$C"W$��U$B�

*""!"�

\SwdSk23

��P�$P

QqB$�

QqB$H

U&�$�*�

U&�$�*P

U&�$�*�

U&�$�*H

U&�$�*I

U&�$�*�

U&�$�*#

U&�$�*�

d1k>4>]fN

U&�$��

U&�$Z�

U&�$&�

U&�$��

U&�$Y�U�

U"�$��#

U"�$��

d1k>5<NN]fN

94>4fNdSkN

U"�$C"W$*UQ�C

\SwdSk5?n<5]6?3m

�!Q$��&

�!Q$%&'�

�!Q$""

""$��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%��&��&

��'�()�

$%�#��

$%�#*�

$%�#%�

$%�#��

$%�#+�$�

$%�#�(�

$%�#�(,

$%�#�(�

$%�#�(-

$%�#�(.

$%�#�(�

$%�#�(/

$%�#�(�

/� ,� -. �0 �/�

///�

/,/�

/-/.

/�/0

/��

/ � , � - . � 0 � /�///�/,/�/-/./�/0/��

�12��

2��3

2%%

2""

4*�

4��4%"%4�4+�$�

4�"�"�

�(�

�(/

�(�

�(,

�(�

�(-

�(.

�(�

�%

�12��

2��3

2%%

2""

4*�

4��4%"

%4�4+�$�

4�"�"�

�(/

�(�

�(,

�(�

�(-

�(.

�(�

�(�

�%

�� . 0 /�

/ -, � /�

/�

/�

/.

/0

��

//

/-

/,

/�

5$*��1 %6�,

7898;<<=>?;@

7898ABC=

D

��E��F

1��F

!�'� �GG�)��E�&

!�'� �GG�)��$%�&�� FH�

I/.2��G��

��'��

��F

%��G��

%��F4��

%��&J�G�� G �E��

�� E��

��

��&��&�

�1��

K-2

�1��

/�J

!/

K-2

/��L/��.

%�

789MNOPA>QCRST?

U6�

!%0/�

/J

�/��.

�.

!1��

!1��

/-�

�-

$%�#!*5#($

/ �

56$"V5U�U�U��

%6�-

$%�($

.0��

�/��.

��

K-2

WNXY8;<?@;CM8PZ>T=[A?R>

\]W

!��6!"L

$%��&��&

\_!�1"

/�

56$"V5U�U�U��

%6��

U�K-2

!1��

�/2��2��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%��&��&

��'�()�

�*��

�*��

�*��+�,

�+��-

�+#

�*��

-.��

�+��-

��

-.��

�+��-

�.

+��.

�/

0�#

+��.

1��

0��

234

234

�,�

�+��-

�+�

+�,

�+��-

��

+�,

�+��-

�+�

234

234

234

+��5�.�3

6++

�*��

�*��

##�

2

4

"$�7�3

6+#

+��

5+��-

6+�

89:9;<=>?

�@�

+

��

�

��

#

466AB�

�@�

3

�A

-

*��

�6

.��

�

�6�

+�

6��

++

6(%��

+�

6(%��

+#

6(%�#

+�

%�(�!

+3

%�(�7

+-

#4#B%�

+�

*��+.

��

+�

466��

*��+

6(%�+

��

6(%��

�#

�6

��

�*��3

�"��

�-

B�6+

��

B�6�

�.AB#

��#��

2#4#

!A��

?CDFGHIJKHLMGNOPQR>SJTP

;U?

!��B!"5

%��&��&

9;V

!�*"

��1�%��$�@

��1�%��$�@

+�

2

�$� #34

6+�

%�(($�%!2

%�(($�2

%�(($�W

%��$�@

%��$�@

+�,

�+��-

�++

234

��#�$�

��#�$+

��#�$#

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$��%��&��&

��'�()�

%*�+

�%��,

�%�

%%�+

�%��,

�%-

%��

.%��,

/%,

�0��

�0��

1-2

%��.�*�-

/%-

�0��

�0��

2�/#�3$��45�

24$�

%

��

60��

�7"��

-

�(�

28�*

�"��"

�

2��!,

84�

9!��-%

66�

1

2

"#�:�-

/%�

�0��

;<=<>?@@AB

!8�%

C2��&��D�'� �DD�)E

BFGIJKLMNKOPJQRSTUAVMWS

>XB

!��4!".

$��%�&��&

Y>Z

!�0"

%�

1

�#� 6-2

/%�

�0��

%�:3�

[�

��D

.%��,

/�-

��D

.%��,

/��

�0��

�0��

$�(�#�$!1

��D

.%��,

/��

��D

.%��,

/�6

%-�

�%��,

��-

%-�

�%��,

��,

�0��

�0��

$�(�#�1

$�(�#�\

%��

1

�#/

��2

/�%

%��

.%��,

/��

�0��

��

�%��,

�%�

�0��

2�/#�[

2�/#�[

2�/#��

2�/#/��

��+

�%��,

��

��+

�%��,

��%

�0��

2�/16262�/1626

2�/1626

2�/1626

2�/1626

��+

�%��,

��

%��*

]��

9�-

%��*

�9�,

2�/1626

,*��

�%��,

��6

,*��

�%��,

��

2�/1626

�0��

$�(%�:

�,

$�(%�!

�-

$�(��:

��

$�(��!

�*

[8�

�

[4$�

-

��

�

!�40

%�

!99�9��

�

�"��

*

��($��C�[�E

6%

��($�%C�[�E

6�

��($��C��E

66

��($�6C/��E

6�

��($��

6-

��($�-

6,

��($�,

6�

��($��

6*

�/($��

�%

�/($�%

��

�/($��

�6

�/($�6

��

�/($��

�-

�/($�-

�,

�/($�,

��

�/($��

�*

(�($��

%%

(�($�%

%�

(�($��

%6

(�($�6

%�

(�($��

%-

(�($�-

%,

(�($�,

%*

(�($��

%�

(/($��

��

(/($�%

�%

(/($��

��

(/($�6

�6

2//84%�

2//846�

2//84��

2//�

�2//6

0��

0��6�

0��

0��%

�0��,

84-

2��&��2�/%9

�0��

�0��

=WLS_O_A=JabIPKcUNR_ddOe

��+

�%��,

��

��+

�%��,

��*

2�/16262�/1626

2�/#��

2�/#!�40

%��

.%��,

/�,

%�

.%��,

/��

%*��

�%��,

��

�0��

�0��

�%�f��\ ��&�g $��&�

��%\ ��&�g �h��%�:3��

$��%#�[

2�/#�[

=WLS_O_A=JabIBiAUjVkRBli

2�/#��

2�/#/��

%�

m$,

%�

m$6

%�

m$�

�0��

�0��

n

0��(

84,(

�0��

$��%#�[

%�

m$-

2�/#�[

n

0��

84,�

%+�

�%��,

�%�

�+�

�%��,

�%*

2�/1626

�0��

=WLS_O_A=JabIPKcUNbop

%��*

�9��

66��

�%��,

�%,

m$6\��q ��D��'�

m$�\/��q�� D��'�

m$-fm$,\&�� ]�g $��]�� ]�5

1-2

�%��,

�r%

%��.�*�-

/%*

%��.�*�-

/%�

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$�!%��&��&

��'�()�

�!%$""

*+,+

-��.�/�#

0��

�1��

-�2

�-��3

�++

-�2

�-��3

�+�

�1��

�!%$45�%

�!%$�0.

6789:;=;:>?@7A8BC

�%

-

�0.

�

��

+

1��

0�

�

�5

/

D!

#

,003

%5/

��#�(��-�

""$��

�!%$4%�5

*#,

*#,

EFGHIBJK8B;LIM6N?7C:K9N

OPE

!��5!".

�!%��%��&�

QOR

!�1"

-�2

�-��3

�+�

*#,

*#,

-��.�/�#

0�/

�1��

�1��

�1��

�1��

�!%$4%�5

�!%$45�%

�!%$�0.

�!%$��0

S7:;T9C7I;BNU

�1��

0�

-

�0

�

+�2V�

+

,00�

%��W�XD

#

��

3

�0

�

�0

/

�0

��0

-�

�0

--

�0

-�

�0

-+

�0

-�

1��-#

,(��

-3

�%�

-�

�0Y.

-/

�5Z�

-�

�0Y.

��

%5�

��+�+�

-�2

�-��3

�+-

*#,

-�2

�-��3

�+�

*#,

* [

+,(��-

0��+��V

\

1��0

%530

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%�&��'��'

��(�)*�

+"�$,"-$�.

+"�$,"-$��+

+"�$,"-$/"�0

+"�$,"-$�%12�

+"�$,"-$+"��

+"�$,"-$�3.�

+"�$,"-$0!

�1��

�1��

456689:;8

<=>=

?��,�@�A

&=�

�1��

+"�$,"-$��

+"�$,"-$)+%�,

<=>=?�B

�?��#

��

%�&$�&+

%�&$��

?�B

�?��#

�=@

?�B

�?��#

�=�

<=>=<=>=

<=>=

<A>

?�B

�?��#

�=�

<=>=

�1��

�1��

?�B

�?��#

�=A

?�B

�?��#

�=#

<A>

<A>

C9D98;EF9GHIJJ;:;JF8IHKJIF9GH

%�&$�&+$=>=

%�&$��$=>=

��

?

�?

#

>��@

��

�

1��

��

A

�30�

=

�&+

�

%3??

��?#=?

?��,�@�A

&==

<A>

�1��

�1��

�1��

%�&$�&+

%�&$��

L;MN;8IFO8;K;HKG8

PQRSTGHF8GJUTCVEW;MIF9E

XYP

!��3!",

%�&��%��'�

ZX[

!�1"

?��,?��#

&=�

?��,?��#

&=?

><�?

3�

?

��

�=

��

��

1��

)+%�,

?@

��

��

�&+

?�

3?

�3�

=3=

�3�

A3A

#3#

�3�

@3@

?�

3�

??

3?�

?�

3??

?=

3?�

?�

3?=

?A

3?�

?#

3?A

?�

3?#

��%3?�

/�\#�#�

%]3>&&�

?�

%]3>+?

�%]3>&&?

?=

1��

>+?

=��"

@

>&&?�

%]3>+�

=

%]3>+=

�

%]3>+�

A%]3>&&=

??

%]3>&&�

?�

%3�

/�\==�@

�1��

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$��$�� %��%

��&�'(�

)"*#+��"��,

�-��

'""!"�

�,.

.�/

�.��0

��

123

�-��

4

-��

+5.6�

�7!!,*

-��"

��

��

��

��

��

��

��

�

��

��

��

��

��

�� !

!"�

#� �

#!�

��

��

�� $ ��

��

��#

#� �

#!�

� �

%&''

��

��

��

��#

#� �

#!�

� �

%&''

��

��

()*��)+,./0

1*+*234/53

6789:;)*�;,<:�1=>�?+*@=

AB6

�C��

�'&EFG'&HIJ�KG'LHMEK

NAO

��

��

��

�P��

��

��

��

��

�!

��

��

�P��

��

��

��

��

��

��

��

P��#��Q��'R'I�&HJIHMES

T9(U6U58+*�

��Q��HVI'��WJ

T9(U6U58+*�

X9(UU6U58+*�

��Q�� SISY& GH%'��WJ

Z

�HM'�

��

Z

�HM'$

�� $

�"

#� �

#!�

��

��

��[

��

��[

�"

#� �

#!

��

Z

�HM'$

��$

Z

�HM'

��

Z

�HM'�

��

\\4./04/5:;)*�;,

67./04/5:;)*�;,

�]�

^�

�]

^�

�]�

^�

�]!

^�

�]�

^�

�]�

^�

�]�

^�

�]�

^�

�]_

^�

�]�

^�

�]��

^�

�]�

^�

�]��

^�

�]�!

^�

�]��

^�

�]��

^�

�]��

^�

�]��

^�

�]�_

^�

�]

^�

�] �

^�

�]

^�

�] �

^�

�] !

^�

�] �

^�

�] �

^�

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%&��'��'

��(�)*�

%+&$,

--��

�,��.

��

,�/

�,��.

��#

012

�3��

012

%+&$�

--��

�,��.

��

,�/

�,��.

�1�

012

�3��

012

%+&$-

--��

�,��.

�1,

,�/

�,��.

�1�

012

�3��

012

45689:9;<9

�!%$=>?�

�!%$�>@

ABCDEFGH;FIJEKLMN9OPHQM

5RA

!��&!"@

%+&

S5S

!�3"

TEUVWOP:H9;D:IP<9MFOXGQMPHQFGY

, � -

>&�,�

%+&$,

, � -

>&�,,

%+&$�

, � -

>&�,�

%+&$-

�!%$=&�%

�!%$=%�&

�,�� . #, 1- �

=Z[,�3

>&�.

\]VV8WULKKY

_EabD_QGMXIXO

?�)�$�?!0

?�))$�?!0

�3��

?�)�$�0

?�)�$�c

?�))$�0

?�))$�c

_QGMXIXO_Eab89\IP:NEPdI9

, � - � 1 .

>&��

, � - �

>&�#

�� . #

,�, 1- �

,�

,�

,�

,.

,#

��

,,

,1

,-

,�

=Z[��3

>&��

@"e$?!

@"e$�&[�

@"e$Z"��

@"e$�%3f�

@"e$="�?

@"e$�[

@"e$��Z

�3��

012

\;FGHgPG9I

Z"�$@"e$?!

Z"�$@"e$�&[�

Z"�$@"e$Z"��

Z"�$@"e$�%3f�

Z"�$@"e$="�?

Z"�$@"e$�[0

Z"�$@"e$�[c

Z"�$@"e$��Z0

Z"�$@"e$��Zc

�&�$Z"��

�&�$�%3f�

2�>$�h

2�>$�h

2�>$��

2�>$>��

2�>$��

2�>$!�&3

ULKgPG9I

AGPIFiJEK

bjk:lmjn:oPGpI9;

WULKAY

ULKAlULKK6XH:

%+&$�

--��

�,��.

�1-

,�/

�,��.

�1�

012

�3��

012, � -

>&�,-

%+&$-

%+&$1

--��

�,��.

�11

,�/

�,��.

�1.

012

�3��

012, � -

>&�,�

%+&$-

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%"& $'"� ��(��(

��)�*+�

,-.01234567489:;<8=75>;

?@A

!��B!"%

%�+��CD'"� �(��(

E?F

!�G"

%"&$H!

%"&$�BI�

%"&$'"��

%"&$�JGK�

%"&$L"�H

#�M

�#��N

�#

OPQ

�G��

�'#

'"�$%"&$H!

RR��

�#��N

�S

OPQ

#�M

�#��N

��

OPQ

�G��

�'�RR��

�#��N

��

OPQ

#�M

�#��N

�R

OPQ

�G��

�'RRR��

�#��N

�#�

OPQ

#�M

�#��N

��

OPQ

�G��

�'�RR��

�#��N

�##

OPQ

#�M

�#��N

�P

OPQ

�G��

�'PRR��

�#��N

�#�

OPQ

%"&$�I

%"&$��'

#�M

�#��N

�N

OPQ

'"�$%"&$�BI�

'"�$%"&$'"��

'"�$%"&$�JGK�

'"�$%"&$L"�H

�'N

�G��

RR��

�#��N

�#R

#�M

�#��N

��

OPQ

�'�

�G��

RR��

�#��N

�#�

'"�$%"&$��'O

'"�$%"&$�IO

TUVW6

TUV,-

'"�$%"&$�IX

'"�$%"&$��'X

TUVYYZ

TUV[\-]

TUVZU1Y

TUV_.Y

TUVaU]W

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$%��&��&

��'�()�

*+,./01234526789:6;53<9

=>?

!��%!"@

$A%�&��&

B=B

!�C"

�� D E

F�F GH �

F�

F�

F�

FD

FE

��

FF

FG

FH

F�

IJK��C

L%��

@"M#N!

@"M#�%K�

@"M#J"��

@"M#�$CO�

@"M#I"�N

@"M#�K

@"M#��J

�C��

PGQ

�%�#J"��

�%�#�$CO�

F�R

�F��D

�FG

F�R

�F��D

�FD

PGQ

PGQ

�C��

S1350TUV<39:

W123017X150Y

J"�#@"M#N!

J"�#@"M#�%K�

J"�#@"M#J"��

J"�#@"M#�$CO�

J"�#@"M#I"�N

J"�#@"M#�KP

J"�#@"M#�KZ

J"�#@"M#��JP

J"�#@"M#��JZ

�%�#J"��

�%�#�$CO�

�[F

IH

�[�

IH

�[H

IH

�[�

IH

�[G

IH

F � H � G

L%�F

��) '��&�

PGQ

�[D

IH

�[�

IH

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #$�%!!&'��(��(

��)�*+�

,-.012334567819:;<=>?9

@A,

!��B!"C

!�)��DD�+

E@F

!�G"

# �

HB�I

# �

HB��

# �

HB��

# �

HB�#

# �

HB�J

# �

HB�K

LMNO@EME,

LMNO@EME,

EPO@QMN,

EPO@QMN,

# �

HB�R

STU1V

WUXYVZ

!"

�%#

�#&�K�[

#\�K�

�%�

]&J#

#\�K�

�%J

]&J#

�\K�

�%�

]&J#

�\K�

�%K

]&J#

!_��

!_�#

&#

!"

&�

FQO

!"

!"

H��"#

��

��

��

��

��

��

��

��

��

�� !"�� #��$%&��'��'

��(�$)�

*+,./01123456/789:;<=7

>?*

!��@!"A

B��C��

D>D

!�E"

F=G=<;2H01123

$�%�E"

I

#

J

J$K

$�%�E"

I

#

J

J$�

$�%�E"

I

#

J

J$L

��M

I

�NB

"KO

PK

K�

I

KOB

"K�

P�

��M

I

�NB

"KO

PO

K�

I

KOB

"K�

PM

K��

A

P�

K��

A

PN

K��

A

P�

%�@Q�

E��

%@K

M��N

%�@Q�

E��

%@�

M��N

%�@Q�

E��

%@L

M�KN

%�@Q�

E��

%@�

M��N

%�@Q�

E��

%@N

M��N

%�@Q�

E��

%@O

M�KN

�E��

�E��

�E��

�E��

�E��

&E��

&E��

&E��

�E��

&E��

��M

I

�#N��

PL

�E��

�E��

KN�

�L

K��

A

P�

&E��

&E��

�"K

�M��

I

LNB

"K�

PKN

�M��

I

LNB

"K�

P�K

�E��

�E��

�E��

�E��

K��

A

PKL

K��

A

PK�

K��

A

P�N

K��

A

P��

K��NB

I

"KL

PKK

K��NB

I

"KL

P�M

K�

I

KOB

"K�

PKO

K�

I

KOB

"K�

P��

�E��

�E��

�E��

�E��

�E��

�E��

�E��

�E��

��M

I

�#N��

PK�

��M

I

�#N��

P��

�"�

�"N

�"�

�"L

��M

I

�#N��

PKM

��M

I

�#N��

P�L

�E��

�E��

R5FH01123

*S;2TGH01123

�E��

K �

P@��

�INB

K �

P@�KK

�E��

K �

P@�KN

&E��

K �

P@�KL

&INB

K �

P@�KO

�IKNB

K �

P@��L

�UKNB

K �

P@�K�

�INB

K �

P@��

�UNB

K �

P@��K

�E��

N��

V&�L

�W��O

N��

V&��

O��

��

&E��

N��

V&��

O��

�M

N��

V&�K

O��

�K

�E��

&INB

�INB

�IKNB

�UKNB

�INB

�UNB

�E��

�E��

�E��

�E��

�INB

&INB

�IKNB

�INB

�UNB

�UKNB

K �

P@��

K �

P@�K�

K �

P@�K�

K �

P@��

K �

P@�K�

K �

P@�KM

XYZ[>\Y\*

XYZ[>\Y\*

\][>YZ*

\][>YZ*

K �

P@�K�

�E��

&E��

N��

V&�O

�W��N

N��

V&�N

O��

��

K��

A

PK�

K��

A

P��

��

I

LNB

"KO

P��

�M��

I

LNB

"K�

P�O

�M��

I

LNB

"K�

PK�

��

I

LNB

"KO

PK�

C DESKY PLOSNYCH SPOJU

Analogova deska - Analog PCB rev.A

• Pohled Top Overlay (str. 92)

• Pohled Bottom Overlay (str. 93)

Rıdıcı deska - Control PCB rev.A



Prednı panel - Front panel PCB rev.B



91

Obrazek C.1: Analog PCB rev.A – Pohled Top Overlay

92

Obrazek C.2: Analog PCB rev.A – Pohled Bottom Overlay

93

Obrazek C.3: Control PCB rev.A – Pohled Top Overlay

94

Obrazek C.4: Control PCB rev.A – Pohled Bottom Overlay

95

Obrazek C.5: Front panel PCB rev.B – Pohled Top Overlay

Obrazek C.6: Front panel PCB rev.B – Pohled Bottom Overlay

96

D ROZPISKA SOUCASTEK

Schematicka znacka Hodnota Pouzdro Vyrobce Popis

C5, C6 22 p 1208 Samsung keramicky SMD kondenzatorC7, C26, C28, C30, C36 100 n 1208 Samsung keramicky SMD kondenzatorC21 1,8 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC19 6,8 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC17 12 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC16 18 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC22 22 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC18, C20 27 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC10, C15 100 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC23 270 p 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC11, C12, C37, C48, C50, 1 n 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC57, C59, C85, C87, C89,C91, C93, C95C9, C14, C25, C33, C35 10 n 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC1, C2, C3, C4, C8 100 n 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC38, C42, C43, C44, C45,C46, C47, C49, C52, C55,C56, C58, C60, C61, C63,C76, C78, C80, C82, C84,C86, C88, C90, C92, C94C13, C24, C27, C29, C31, 10 u/10 V 0805 Samsung ker. SMD kondenzator (X5R)C32, C34, C39, C41C40, C96 1 u/35 V A AVX tantalovy SMD kondenzatorC53, C54, C64, C65 470 u/25 V 10x6 mm Samxon elektrolyticky kondenzatorC66 33 u/10 V 5x5,8 mm – elektrolyticky SMD kond.CON1 1586037-2 – Tyco nahrada MiniFit 4.2mm 1x2CON2 1586037-6 – Tyco nahrada MiniFit 4.2mm 3x2CON3 – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 6 pinCON4 – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 4 pinCON5, CON6 – – Amphenol zasuvka BNC do panelu 50 ΩCT1, CT2 3-30 p – – foliovy kapacitnı trimrD1, D2, D3, D4, D5 – SOD80 – SMD kremıkova dioda 1000 V/1 AFI1 – – – Besseluv filtr 7-raduFI2 – – – inv. Cebysevuv filtr 7-raduIO1 ATmega16 TQFP44 Atmel 8 b mikroprocesorIO2 AD9851 SSOP28 AD DDS syntetizerIO3 TCXO DIL14 Jyec krystalovy oscilatorIO4 TLV5638 SOIC8 TI dvojity 12 b DACIO5, IO6, IO7 74F193 DIL16 TI binarnı 4 b cıtacIO8 K6A1016C10 SOJ44 Samsung 64 K x 16 b SRAMIO9 74F00 DIL14 TI 2-in NAND hradloIO10 AD9750 SOIC28 AD 100 MSPS 10 b DACIO11, IO12 OPA2277 SOIC8 BB dualnı presny OAIO13, IO14 OPA691 SOIC14 TI 190 MHz OAIO15 THS3096 SOIC14 TI dualnı rychly OAIO16 AD734 DIL14 TI analogova nasobickaIO17 74HCF4051 SOIC16 TI analogovy MUX/DEMUXJU1, JU2 – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 2 pinJU3, JU4, JU5, JU6, JU7, 0 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%JU8, JU9, JU10, JU11,JU12, JU13

Tabulka D.1: Rozpiska soucastek Analog PCB rev.A (1/2)

97


L1 470 n 1206 Coilcraft VF cıvka 1206C seriesL2 560 n 1206 Coilcraft VF cıvka 1206C seriesL3 620 n 1206 Coilcraft VF cıvka 1206C seriesLD1 green 1208 Kingbright AsGa SMD LEDMB0, MB1, MB2, MB3, MB4, – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 1 pinMB5, MB6, MB7, MB8, MB9,MB10, MB11R54 0 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R39, R40, R41, R42, R43, 15 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R44, R45, R46, R51, R52,R70, R71, R76, R77, R78,R79, R80, R81, R82, R83,R86, R87, R88, R89, R90,R91, R92, R93, R94, R95,R96, R100R27, R32 50 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R7, R28, R33, R56, R58, 100 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R60, R62, R64, R66, R68,R69R8, R9, R55, R57, R59, 200 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R61, R63, R65, R67R25, R26, R30, R31, R35, 330 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R72, R73R38, R75, R99 680 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R74 1 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R14 1,1 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R10, R11, R12, R13, R15, 2,2 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R16, R17, R18, R19, R20,R21, R22, R23, R37, R50,R97, R98R4 3,92 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R34, R49 4,7 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R1, R2, R3 10 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R5, R6 100 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R47, R48 1,2 k – Royal Ohm metalizovany rezistor 0,6 WR84, R85 100 R – Royal Ohm metalizovany rezistor 0,6 WRE1, RE2 G5V-2 – Omron jazyckove rele 5 V/100 mA, 50 ΩRE1, RE2 G5V-1 – Omron jazyckove rele 5 V/30 mA, 167 ΩRE1, RE2 S1A050000 – Cosmo jazyckove rele 5 V/10 mA, 500 ΩT1, T2, T3, T6, T9 BC817 SOT23 NXP NPN tranzistorT4, T7 KF507 K505 Tesla VF NPN tranzistorT5, T8 KF517 K505 Tesla VF PNP tranzistorX1 QM16.000 HC49-S – krystal miniaturnı 16 MHz

Tabulka D.2: Rozpiska soucastek Analog PCB rev.A (2/2)

98


BAT1 CR2032FH 20x3,9 mm Renata lithiovy clanek 3V/235mAhC1, C13, C17 33 u/10 V 5x5,8 mm – elektrolyticky SMD kond.C7, C8, C22, C23, C24, C25 22 p 1206 Samsung keramicky SMD kondenzatorC26 10 n 1206 Samsung keramicky SMD kondenzatorC27 1 n 1206 Samsung keramicky SMD kondenzatorC2, C3, , C9, C12, C16, 1 n 1206 Samsung keramicky SMD kondenzatorC20, C30, C31C4, C5, C6, C11, C15, C18, 100 n 0805 Samsung keramicky SMD kondenzatorC19, C28, C29, C32, C33,C34, C35, C36, C37C10, C14 1 u/35 V A AVX tantalovy SMD kondenzatorC21 10 u/16 V C AVX tantalovy SMD kondenzatorCON1, CON4, CON5 1586037-2 – Tyco nahrada MiniFit 4.2mm 1x2CON2, CON9 – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 6 pinCON3, CON7 MLW20G – – vidlice 2x10 pinCON6 MLW10G – – vidlice 2x5 pinCON8 – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 4 pinCON10, CON11, CON12, – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 3 pinCON13, CON14IO1 ATmega128 TQFP64 Atmel 8 b mikroprocesorIO2 PC817 DIP4 Sharp optron, 5kV, 35VIO3 FT232R SSOP28 FTDI radic USB/RS-232IO4 LP2951 SOIC8 National Semi. rızeny zdroj napetıIO5 VNC1L LQFP48 FTDI radic USB host VinculumIO6, IO12 74HCT08 SOIC14 TI 2-in AND hradloIO7 DS3234 SOIC20 Dallas obvod realneho casu RTCIO8 AT45DB041D SOIC8 Atmel 4-megabit flash eepromIO9 MAX3378 TSSOP14 Maxim obousmerny menic urovnıIO10 MAX6964 QSOP24 Maxim PWM LED driverIO11 DS1631 SOIC8 Dallas teplotnı senzor +/-0,5 ◦CIO13 74HCT08 SOIC14 TI 1-in NAND hradloJU1, JU2, JU3, JU4, – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 2 pinJU5, JU6LD1, LD2, LD3, LD4, LD5, red/green 1208 Kingbright AsGa SMD LEDLD6, LD7, LD8P1 10 k 3/8 64Y Vishay cermetovy odporovy trimrPIN1, PIN2 – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 1 pinR19, RZ1 0 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R25, R26 15 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R29 180 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R1, R16, R47, R49, R51, 330 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R53, R55R4, R7, R8, R23, R24, 680 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R45, R46R6 1 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R17 1,2 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R18 2,2 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R12, R43 4,7 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R2, R3, R9, R10, R11 10 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%

Tabulka D.3: Rozpiska soucastek Control PCB rev.A (1/2)

99


R13, R30, R31, R32, R33,R34, R35, R36, R37, R38,R39, R40, R41, R42, R44,R48, R50, R52, R54, R56,R20, R21, R22, R27, R28 47 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R15 110 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R14 180 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R5 15 R – Royal Ohm metalizovany rezistor 0,6 WSP1 KPEG242 – Kingstate piezomenic 80dB@12VT1 VNN7NV04 DPAK STM MOSFET 40V/6A, 60 mΩT2 BC817 SOT23 NXP NPN tranzistorTL1 TACT-64N 6x6 mm Ninigi mikrospınac TACTX1 QM16.000 HC49-S – krystal miniaturnı 16 MHzX2 QM12.000 HC49-S – krystal miniaturnı 12 MHz

Tabulka D.4: Rozpiska soucastek Control PCB rev.A (2/2)


CON1 – – Ninigi kolıkova lista 2,54 mm, 4 pinCON2 MLW20G – – vidlice 2x10 pinR8, R9, R10, R11, R12, 330 R 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R13, R14R1, R2, R3, R4, R5, R6, 10 k 1206 Royal Ohm rezistor SMD 0,5 W 1%R7, R15, R16TL1, TL2, TL3, TL4, TL5, KS01-BL 9 mm Highly mikrospınac s LED (G)TL6, TL7 KS01-BL2 9 mm Highly mikrospınac s LED (G/R)

Tabulka D.5: Rozpiska soucastek Front panel PCB rev.B (1/1)


B1, B2, B3 DF04M DIP4 Vishay diod. usmernovac 200 V/1 AC1, C6, 4,7 m/25V 16x8 mm Samxon elektrolyticky kondenzatorC14, C20 2,2 m/35 V 16x8 mm Samxon elektrolyticky kondenzatorC11, C27 1 m/25 V 13x6 mm Samxon elektrolyticky kondenzatorC2, C7, C16, C22 1 m/16 V 10x6 mm Samxon elektrolyticky kondenzatorC10, C15, C21, C26 470 u/35 V 10x6 mm Samxon elektrolyticky kondenzatorC3, C12, C17, C23, C28 4,7 u 10x5 mm Kemet tantalovy kondenzatorC4, C5, C8, C9, C13, 100 n 5 mm – keramicky kondenzatorC18, C19, C24, C25, C29FU1 1 A 5x20mm – pojistkaFU2, FU3 1,25 A 5x20mm – pojistkaFU4, FU5 0,5 A 5x20mm – pojistkaIO1, IO2 78T05 TO-220 Fairchild stabilizator napetı 5 V/3 AIO3 7815 TO-220 Fairchild stabilizator napetı 15 V/1 AIO4 7805 TO-220 Fairchild stabilizator napetı 5 V/1 AIO5 7905 TO-220 Fairchild stab. napetı 5 V/1 A (neg)IO6 7915 TO-220 Fairchild stab. napetı 15 V/1 A (neg)LD1, LD2, LD3, LD4, LD5, red/green 1208 Kingbright AsGa 5 mm LEDLD6R1, R2, R4, R7 680 R – Royal Ohm metalizovany rezistor 0,6 WR5, R6 2,2 k – Royal Ohm metalizovany rezistor 0,6 WR3 15 R – Royal Ohm keramicky drat. rezistor 5 W

Tabulka D.6: Rozpiska soucastek Supply PCB rev.A (1/1)

100

E POZNAMKY K VYPRACOVANI

Tato prace byla vysazena pomocı typografickeho systemu LATEX. Vektorova grafika vc.vystupnıch charakteristik simulacı byla kreslena pomocı graficke nastavby METAPOST a blokovediagramy v grafickem editoru Xara Xtreme Pro 3.0 Trial (Xara).

Matematicke vypocty byly reseny pomocı vedeckeho kalkulatoru TI-89 (Texas Instru-ments) s asistencı programu Microsoft R© Office Excel 2003 (Microsoft) pro seriove vypocty. Ob-vodove simulace provedeny programem PSpice programoveho balıku OrCAD 16.0 (Cadence).

Elektrotechnicka schemata a desky plosnych spoju byly navrhovany v programu AltiumDesigner 6.8 (Altium). Doplnkova schemata pak v programu EAGLE Layout Editor v. 4.16(CadSoft).

Jako kompilator/debugger programovacıho jazyka C byl pouzit IAR Embedded Work-bench IDE 4.6 (IAR).

101

pŘesnÝ funkČnÍ generÁtor · elektronika a sdělovací technika student: bc. petr snopek id:...

Documents