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9 4 0 0 7 4 S.E.P. S.E.1.T D.G.1.T
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION Y DESARROLLO TECNOLOGICO
cenidet
"DISEÑO E IMPLEMENTACION DE UN CONVERTIDOR
DE ALIMENTACION ININTERRUMPIBLES CD-CA MONOFASICO PARA APLiCAClON EN SISTEMAS
T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE
MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERIA ELECTRONICA P R E S E N T A : VICTOR MANUEL CARDENAS GALINDO
R I J I A C d
CEN E'I: c cwTRo DE
- -_
CUERNAVACA, MOR.
1
MAYO 1994
:entro Naoional de Investigaoidn y Desarrollo Teonol6gioo
ACADEMIA DE LA MAESTRIA DE ELECTRONICA
FORMA i:9
ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS
Cuernavaca, Mor., 79 rip 1 q w I
C. Vlctor Manuel Alvarado Martlnez Jefe de la Maestría de Electrónica C E N l U E T
Después $e haber revlsado el trabajcr de tesls titulado: ' D I S E , I O L IMPLEMENTACION DE UN CONVERTIDOR CD-CA M O N b F A s m HYL P m D E m R D M P f e y - - ,
elaborado por el alumno: V I C m f f KNoK-rAabEÑAmrNDO , el trabajo presentado se ACEPTA.
A t e n t a m e n t e ,
9 y dirigido por el C. OR. S E R G I O HORTA _- M E J I A -- -
C.M.1 HUGO CALLEJA / C.C.P.: Presidente de la Academia
Director de Tesis Alumno 'resista , , .
Interior Internado Palmira S/N C.P. 62490 Apanado I'ostal 5.164, C.P. 62050 Cucrnavsm, Mor, MOxico
Tele.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 13 cenidet/
Jentro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico
A b r i l 3, de 1994 .
I n g . V i c t o r Manuel Cárdenas Ga l indo Candidato a l Grado de Maestro en C ienc ias en I n g e n i e r i a E l e c t r ó n i c a . P r e s e n t e
Después de haber sometido a r e v i s i ó n su t r a b a j o f i n a l de t e s i s t i t u1 ado:
“DISENO E IMPLEMENTACION DE UN CONVERTIDOR CD/CA MONOFASICO PARA APLICACION EN SISTEMAS DE ALIMENTACION ININTERRUMPIBLES”
Y habiendo cumpl ido con todas l a s i n d i c a c i o n e s que e l jurad,o r e v i s o r de t e s i s l e h i z o , se l e comunica que se l e concede a u t o r i z a c i 6 n para que proceda a l a impres ión de l a misma, como r e q u i s i t o pa ra la ob tenc ión de l grado.
Manuel A lva rad partamento de I
c.c.p. - S e r v i c i o s Esco lares
/ r b s
Interior Internado Palmini S/N C.P. 62490 Apartado Postal 5-164, C.P. 62050 Cuernavaca, Mor. México Tels.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 13 cenidet/
DED CATO RIA
A Dios, quien me da la oportunidad de gozar de la vida.
A mis padres, que me han dado todo su apoyo en cada una de las actividades de mi vida.
A mis hermanos, con quienes he aprendido a valorar el amor familiar.
Y a todos mis amigos del CENiDET y el IIE que me brindaron su amistad
AGRADECIMIENTOS
Agradezco al Dr. Sergio H ria Mejía, quien me dio la oportunidad de colaborar con él dentro del Instituto de Investigaciones Eléctricas para la realización de este trabajo. Para él, mi más sincero reconocimiento por su atención, entrega y dedicación.
A mis maestros M. I. Hugo Calleja, Dr. Jaime Arau, M. Ph. Gildardo Jiménez e I. David Abud por SUS consejos, indicaciones y sugerencias tan valiosas durante el desarrollo de la Tesis.
AI Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico por haberme brindado la oportunidad de estudiar
AI Instituto de Investigaciones Eléctricas, por todas las facilidades otorgadas para el desarrollo de la Tesis.
Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología por SU apoyo económico.
INTRODUCCION OB J ETlVO CONTENIDO
CAPITULOI: ESTUDIO Y SELECCION DE LA TOPOLOGIA DE CONVERSION ADECUADA
I . 1 .- Selección de la configuración 1.1.1 .- Análisis de alternativas de convertidores CD-CA 1.1.2.- Configuración óptima
1.2.1 .- Etapa de potencia del módulo CD-CA 1.2.2.- Selección de la técnica PWM 1.2.3.- Características del filtro de salida 1.2.4.- Circuito de control y protecciones
1.3.1.- Selección de la topología adecuada 1.3.2.- Filtro de salida 1.3.3.- Circuito de control y lazo de realimentación 1.3.4.- Protección contra tensión Y corriente
1.2.- Módulo CD-CA ,
1.3.- Módulo CD-CD
111 v11 Vlll
CAPITULO 11: DISEÑO DEL CONVERTIDOR CD-CA
11.1 .- Análisis y compensación del tiempo muerto 11.2.- Circuito de control 11.2.1 .-Sincronía con línea 11.2.2.-Señales de control para los dispositivos de potencia 11.2.3.- Protecciones contra sobre corriente
11.3.1 .-Interruptores de potencia 11.3.2.-Circuitos impulsores 11.3.3.-Fuente de alimentación para los circuitos impulsores y de control
11.3.- Etapa de potencia
11.4.- Filtro de salida 11.5.- Diseño térmico
CAPITULO Ill: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CD
111.1 .-Circuito de control 111.2.-Etapa de potencia
111.2.1 .- Interruptores de potencia
1
2 2 6 8 8 8 10 10 1 1 1 1 13 13 15
16
17 21 21 22 24 25 25 27 27 29 29
34
35 38 38
111.2.2.- Señales de control para los dispositivos de potencia
111.3.1 .- Transformador de potencia 111.3.2.- Alimentación del circuito de control
111.3.-Diseño magnético
111.4.-Etapa de salida Ill.5.-Lazo de realimentación
111.5.1 .- Compensación del primer lazo de realimentación 111.5.2.- Compensación del segundo lazo de realimentación
111.6.-Diseño térmico
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
IV.l .-Módulo CD-CD IV.2.-Módul0 CD-CA IV.3.-Sistema completo
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
V.l.- Evaluación de objetivos y alcances V.2.- Sugerencias para futuros trabajos
APENDICE
A.l.- Esquema del inversor A.2.- Esquema del módulo CD-CD A.3.- Esquema del módulo CD-CA B.- Diagramas de flujo C.- Diseño del filtro de potencia para el módulo CD-CA
BlBlLOGRAFlA REFERENCIAS
40 40 40 43 43 45 46 49 51
55
56 61 76
80
81 88
89
90 91 92 93 97
1 O0 102
I NTRODUCCION : La Electrónica de Potencia involucra lo relacionado con las técnicas de conversión
y control de energía eléctrica en aplicaciones que se encuentran en el sector industrial, automotriz, comercial, etc.
La electrónica de Potencia tiene aplicación directa en áreas como
- Fuentes de Alimentacibn - Procesos electroquímicos - Control de alumbrado - Soldadura eléctrica - Compensación reactiva - Sistemas de alta tensión en CD - Accionadores de motores - Interruptores estáticos - Hornos de inducción - Equipos médicos
Los tipos de conversión de energía involucrados son:
- Conversión en CA - Rectificación - Conversión en CD - Inversión
(Corriente Alterna - Corriente Alterna) (Corriente Alterna - Corriente Directa) (Corriente Directa - Corriente Directa) ,
(Corriente Directa - Corriente Alterna)
A su vez, la conversión CD-CA tiene dos campos de aplicación principales:
inversión a frecuencia y tensión variable (accionadores de motores) * Inversión a frecuencia y tensión fijas (sistemas de alimentación)
-
De estos campos de aplicación, el área de interés del presente trabajo de tesis es la conversión CD-CA a frecuencia y tensión fijas, empleando dispositivos IGBT, que son dispositivos semiconductores de potencia, con características híbridas de un transistor bipolar y un transistor MOSFET.
En sistemas de alimentación de cargas críticas, tales como equipos médicos en hospitales, Ó computadoras usadas en control de procesos importantes, es necesario contar con sistemas de alimentación ininterrumpibles (SAI) que se encarguen de respaldar la energía eléctrica cuando ocurre una interrupción en la fuente de CA.
Un SA1 (UPS, de acuerdo a sus iniciales en inglés) requiere una fuente donde la energía este almacenada y desde la cual pueda generar la salida. Existen varias fuentes de almacenamiento de energía y su aplicación depende de los requisitos de
potencia y tiempo.
radica en la configuración. Un SA1 está formado por: Todos los SA1 tienen los miSmOS elementos básicos de construcción; la diferencia
- Una fuente de almacenamiento de energía: bancos de baterías
- Generador: es el elemento que realiza la conversión de potencia; un inversor realiza esta función.
- Alimentación principal: mediante este elemento se recarga la fuente de almacenamiento de energía; el esquema empleado es un rectificador I cargador.
Existen dos esquemas básicos de SAI: el "OFF-LINE" y el "ON-LINE'. En el esquema "Off-line" (figura 1) la carga siempre está conectada a la línea principal, y el SA1 sólo funciona cuando hay una falla en ésta. El inversor es calculado para alimentar la carga durante un periodo de tiempo relativamente corto, y la duración de las baterías es usualmente de unos pocos minutos. Por esta razón, las técnicas de enfriamiento hacen uso de la inercia térmica del gabinete del SAI.
Un interruptor conmuta la carga entre la salida del SA1 y la línea principal. Cuando la alimentación principal falla, existe un tiempo finito para detectar el fallo y conmutar la carga, por lo que existe una interrupción momentánea de la alimentación. AI restablecerse la linea principal y conmutarse la carga, se presenta nuevamente la interrupción.
UNEA PRINCIPAL
I RECilFlCADOR CARGADOR
l m
T Fig. 1. Diagrama a bloques de un SA1 "OFF LINE"
En la configuración "on-line" (figura 2) la carga siempre está conectada al SA1 y este se alimenta a partir de la línea principal. En caso de fallo en la línea, las baterías
IV
suministran energía al inversor, de manera que no se presenta una interrupción en la alimentación de la carga. Cuando la alimentación se restablece, el inversor se alimenta nuevamente de la línea principal y las baterías son recargadas.
RECnFlCADOR CARGADOR INVERSOR
T Fig. 2. Diagrama a bloques de un CAI "ON LINE"
La eficiencia eléctrica de un SA1 frecuentemente es la característica principal. Pérdidas por disipación representan desperdicio de energía y problemas de enfriamiento. Los esquemas de SA1 "off-line" son normalmente los que menos pérdidas tienen, puesto que los circuitos se encuentran en modo de espera hasta que se presenta la condición de fallo en la línea principal. Los SA1 en configuración "on-line" tienen una eficiencia menor debido a que siempre están operando.
Un factor significativo en el tamaño del SA1 es, aparte de su capacidad, su configuración interna. La simplicidad de los esquemas "off-line" más pequeños. En los sistemas "on-line", el volumen aumenta debido a la presencia de un rectificador I cargador de mayor capacidad.
La selección de un SA1 depende de la aplicación, capacidad y tamaño. La configuración será determinada por el tipo de carga a alimentar.
Un SA1 necesita realizar la conversión de energía CD-CA a partir de un banco de baterías (figura 2); por lo tanto, requieren un convertidor de alta eficiencia para minimizar las pérdidas de energía. También es necesario suministrar un aislamiento entre la tensión de entrada (banco de baterías o rectificador) y la salida entregada a la carga. El aislamiento se realiza a través de un transformador, cuyo tamaño depende de la potencias y la frecuencia de trabajo; a mayor frecuencia se consigue trabajar con transformadores más compactos.
Los sistemas de alimentación ininterrumpibles tienen la finalidad de entregar a la
V
carga una tensión de amplitud y frecuencia constante con baja distorsión armónica total (THO).
Por esta razón, se requiere un estudio detallado para determinar la configuración óptima a utilizar, seleccionar la técnica PWM más adecuada, así como la implementación de las diversas etapas que formarán el convertidor propuesto.
VI
OB J EPlVO El objetivo del presente trabajo de tesis es el desarrollo de un convertidor CD-CA
Las especificaciones eléctricas que debe cumplir son:
- Banco de Baterías Tensión nominal : 48 Vcd Tipo de batería
monofásico para aplicación en Sistemas de Alimentación Ininterrumpibles.
: Plomo ácido, libre de mantenimiento,
- Salida Capacidad máxima de salida : I KVA I800 w Tensión : i20VCAM% Frecuencia : 60HzI5% Forma de onda de salida : Senoidal, con 3% de distorsión armónica
total (THD) a plena carga lineal.
Debe existir aislamiento entre las baterías Y la salida.
- Condiciones ambientales Temperatura de operación : deO"Ca45"C Enfriamiento : convección natural Humedad máxima : 95% no condensante
- Señalización Encendido I Apagado Sobrecorriente Ausencia de Línea Principal
Los requisitos anteriores son los especificados por las Normas Mexicanas [15] para los sistemas que suministren corriente eléctrica.
Dado que la aplicación del equipo SA1 a desarrollar es el respaldo de equipo de cómputo, la configuración requerida es del tipo ON-LINE (la carga siempre está conectada al SAI). Las ventajas que justifican esta selección son:
- No hay interruptor de transferencia. - La carga esta libre de disturbios.
A través del convertidor CD-CA se proporciona el aislamiento entre las baterías y la salida. Además, tiene impacto directo sobre las características de salida del SAI, como lo son la regulación de la frecuencia y tensión de salida, y el contenido armónico (THD).
CONTENIDO
En el Capítulo I se hace un análisis comparativo entre las distintas configuraciones de inversores. Se toman en cuenta aspectos de eficiencia, contenido armónico a la salida de tensión, manera de realizar el aislamiento, tamaño físico del convertidor, frecuencia de trabajo Y regulación ante variaciones de carga. A partir de los resultados del análisis, se realiza la selección del esquema más acorde a 10s requisitos de la aplicación.
En el Capitulo 11 se presenta 81 diseño del convertidor CD-CA, tomando en cuenta las especificaciones del SAL Se analizan y diseñan los circuitos correspondientes a la etapa de control, el circuito de potencia y el filtro de salida. Además se realiza un análisis sobre el efecto del "tiempo muerto" y se presenta la implementación de una técnica para su corrección.
En el Capítulo 111 se muestra el procedimiento de diseño del convertidor CD-CD, cuya función básica es suministrar la tensión necesaria al módulo CD-CA y proveer el aislamiento entre el banco de baterías y la salida. El diseño abarca los circuitos correspondientes a la etapa de control, potencia y filtro de salida. Además, se incluye el diseño de los lazos de realimentación y su compensación, cuya función es regular la amplitud de la tensión de salida, ante variaciones de carga y de alimentación.
En el Capitulo IV se muestran los resultados de las pruebas realizadas al inversor. Se incluyen formas de onda y gráficas que abordan los aspectos de regulación, protecciones, tensiones y corrientes en puntos representativos del equipo, contenido armónico y potencia.
En el Capitulo v se desarrolla un análisis de los resultados obtenidos en las pruebas, A través de éste.se evalúa el sistema en función de 10s objetivos de diseño. Además se presentan algunas SUgerenCiaS para desarrollos futuros.
En el Apéndice se incluyen diagramas a bloques del Sistema, diagramas de flujo de 10s programas de cómputo desarrollados, procedimientos matemáticos Y hojas de datos de los dispositivos relevantes.
Vlll
CAPITULO I.
ESTUDIO Y SELECCION DE LA TOPOLOGIA DE CONVERSION ADECUADA.
INTRODUCCION La tecnología de los inversores ha avanzado a la par con el progreso de los
semiconductores de potencia, Los primeros Sistemas de Alimentación lninterrumpibles (SAI) estáticos usaron tiristores y fueron diseñados hace 30 años. Estos diseños trabajaban a bajas frecuencias de conmutación y empleaban grandes filtros para lograr producir una salida senoidal. Con la generación posterior de serniconductores de potencia fue posible incrementar la frecuencia de trabajo y reducir el tamaño del filtro, lo que redundó en SA1 más compactos.
1
1.1.- SELECCION DE CONFIGURACION
1.1.1.- Análisis de alternativas de convertidores CD-CA en SAL
El inversor es el principal dement0 de Un SA1 estático, convirtiendo la tensión CD de la batería a tensión CA. Usa semiconductores (transistores, tiristores, etc.1 para conmutar la tensión de la batería bajo un patrón periódico determinado. La salida senoidal es producida por filtrado del patrón de conmutación que es usualmente la salida de potencia del inversor. El filtrado del 'convertidor requiere componentes pasivos de potencia adicionales (inductores y capacitores), y el tamaño del filtro es determinado por el primer armónico que aparece después de la fundamental. Si el primer arm6nico se encuentra a una frecuencia alta, el filtro será de tamaño reducido.
En general, la tensión de la batería es menor que la tensión de alimentación de línea y que la de la salida del inversor, requiriendo algUn elemento para lograr su transformación al nivel de tensión adecuado,;-.:". .. ~ '. . % i -' ' . '. . ~ . ~ .' - . ~ ' -
De acuerdo al patrón de conmutación empleado, los inversores pueden ser clasificados en varios grupos. Los más comunes son [I]:
i) Onda Cuadrada (ferrorresonante) ii) Onda Cuasi-cuadrada iii) Onda Escalonada iv)
.~ . . . ~.
Modulación de Ancho de Pulso PWM)
Onda Cuadrada. Es el más simple de todos los inversores; en este esquema, la tensión de la batería
es conmutada cada medio ciclo a la frecuencia de salida (fig. 1-1). La onda cuadrada de salida tiene un alto contenido armónico y se requiere un filtro de tamaño considerable para producir una salida senoidal. Como no existe un elemento de regulación en la salida del inversor, la salida a la frecuencia de conmutación se aplica a un transformador ferrorresonante, el cual se diseña para que' trabaje en resonancia con la salida de potencia. Dado que el transformador trabaja en saturación, se provee una regulación inherente al sistema.
I
Onda Cuasi-cuadrada. LOS inversores del tiPo Cuasi-cuadrado producen un patrón de conmutación como
el de tiPo Onda Cuadrada, Pero introduce un tiempo de apagado entre un semiciclo y otro (fig. 1-2). LOS periodos de apagado en la salida de tensión pueden variarse para obtener una regulación al suministrar un circuito de realimentación. Los inversores Cuasicuadrados pueden proveer una regulación aceptable en un determinado rango del voltaje de entrada o ante variaciones de carga. Dado que la salida es esencialmente una onda cuadrada, se requiere un filtro considerable para producir la salida senoidal, pero como el inversor cuenta con regulación, no se requiere un transformador ferrorresonante.
Los inversores de Onda Cuasi-cuadrada fueron muy populares cuando los tiristores eran los principales semiconductores de potencia. Hoy en día han sido reemplazados en gran número de aplicaciones, por inversores que trabajan con transistores empleando la temica de modulación de ancho de pUlS0.
*
Fig. 1-2. Inversor de onda cuasi-cuadrada.
Onda Escalonada. La configuración de dos o más inversores con salidas combinadas produce una
salida cuadrada multinivel con un contenido armónico considerablemente reducido (fig. 1-3). Algunos arreglos emplean varios semiconductores individuales los cuales conmutan en baja frecuencia, pero la salida combinada tiene múltiples pasos de conmutación y requiere poco filtrado para producir una salida senoidal.
Los inversores del tipo Onda Escalonada son frecuentemente empleados en SA1 trifásicos de alta potencia (cientos de kW). Para tales aplicaciones, es necesario el empleo de tiristores con capacidad para manejar altas corrientes.
Fig. 1-3. Inversor de onda escalonada.
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CAPITULO I: ESTUDIO Y SELECCION DE LA TOPOLOGIA ADECUADA
Modulación de Ancho de Pulso [ P m ) LOS inversores que trabajan Con Modulación de Ancho de pulso producen un patrón
de conmutación activo en cada ciclo de la salida de potencia. patrón de conmutación contiene pulsos de anchura variable sobre el ciclo de potencia, de manera que el contenido armónico es reducido y se provee un control para la regulación de la tensión de salida. Los inversores con modulación de ancho de pulso son una alternativa adecuada para SA1 pequeños, y generalmente emplean un transformador de poder para escalar la salida al nivel de tensión deseado.
Existen distintos tipos de inversores que trabajan con la técnica PWM. La diferencia básica entre ellos es la forma en que realizan el escalamiento y regulación de la tensión de salida del inversor. Se dividen en los siguientes tipos:
a) Inversor PWM con transformador de aislamiento en baia frecuencia. El inversor se conecta directamente a la alimentación de CD. La salida de tensión
en CA se obtiene a través de un filtro y un transformador de aislamiento en baja frecuencia (fig. 14).
EMRADA DE cm Fig. 1-4. lnversor PWM con'iransfomador de aislamiento en baja frecuencia
b) Inversor PWM reaulado con enlace en CD. Se utiliza un convertidor CD-CD con transformador de aislamiento en alta
frecuencia. El inversor PWM produce la salida de CA a partir de la tensión del convertidor CD-CD. La reguiaci6n de salida se lleva a cabo en el inversor PWM (fig. I-
INvERsmPwM R E G W TRp3JcK)RMADoR
M ALTA HMxlwaA
Fig. 1-5. inversor PWM regulado con enlace CD.
4
c) Inversor PWM con re~ulación Y enlace-en CD. El aiSlamient0 y la regulación se hace en el convertidor CD-CD. El inversor PWM
produce una salida de tensión en CA a partir de la tensión del convertidor CD-CD (fig. 1-61
Fig. 1-6. Inversor PWM con regulación y enlace en CD.
dl Inversor PWM con enlace en CA.
alta frecuencia. La salida en CA se obtiene &n un cicloconvertidor. (fig. 1-7). El aislamiento se realiza a través de un convertidor CD-CA con transformador en
E M RADA DE u> i
TRANCFORMADOR M ALTA F r K m t a A
Fig. 1-7. Inversor PWM con enlace en CA.
5
En la tabla 1.1 se muestra las principales características de los diferente tipos de inversores.
Tabla 1.1. Comparaci6n de las Características de los inversores.
El alto factor de corriente de carga se refiere a la capacidad del inversor de suministrar picos de corriente a una carga, con una mínima distorsión de la forma de tensión de CA. Los inversores con grandes filtros poseen esta característica.
El tamaño relativo refleja la relación potencia-peso. Inversores con grandes filtros poseen componentes pasivos voluminosos y pesados, los que redunda en un tamaño relativo "malo".
1.1.2.- Configuración óptima.
Los primeros inversores estáticos usaban tiristores, puesto que eran los únicos dispositivos disponibles capaces de manejar la corriente y tensión necesarios. Con el desarrollo de los transistores bipolares (BJT) de alta corriente y alta tensión, fue posible el desarrollo de SA1 que emplearan estos dispositivos. Posteriormente, con la aparición de los MOSFET de potencia se obtuvo la ventaja de incrementar drásticamente la frecuencia de conmutación en los inversores. El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT) es un desarrollo reciente que complementa las caracteristicas del MOSFET y el BJT; es un dispositivo controlado por compuerta como el MOSFET, pero es capaz de trabajar en altas tensiones y altas corrientes con una baja caída de tensión entre colector y emisor. Sin embargo, el IGBT no es capaz de trabajar a la misma frecuencia de conmutación que el MOSFET; pero es comparativamente más rápido que el BJT. Por lo tanto, el IGBT es un dispositivo excelente para ser empleado en el diseño de SA1 estáticos de baja y mediana potencia.
Puesto que el inversor a diseñar trabajará a partir de 48 V, que es la tensión del
6
banco de baterías (requisito de diseño), será necesario escalar este valor para obtener 120 VCA a la salida. Existen dos opciones:
- transformador en baia frecuencia - - transformador en alia frecuencia.
Al tomar en cuenta 10s parámetros mencionados anteriormente, y después de haber analizado las características de 10s distintos inversores, se opta por una configuración del tiPo PWM, con Modulación y Enlace en CD (figura 1-8).
Por lo tanto, el inversor contará con dos módulos:
- Un módulo CD-CD encargado de escalar y regular la tensión del banco de baterías al valor necesario para obtener 120 VCA a la salida del inversor. También deberá de proveer el aislamiento entre las baterías y la salida de potencia.
- Un módulo CD-CA cuya función será generar la salida de 120 VCA que cumpla los requisitos de diseño.
Para el diseño del sistema se aplicarán criterios de confiabilidad en la selecci6n de componentes, asegurando un funcionamiento adecuado. Los módulos deberán proveer en manera conjunta la señalización y protección necesaria para la supervisión del convertidor propuesto. Además, para lograr la regulación del sistema sera necesario suministrar una realimentación.
Tomando en cuenta que la única fuente de alimentación del SA1 son las baterías, es necesario usar un convertidor CD-CD que suministre lac diferentes tensiones de alimentación para 10s circuitos de control de 10s módulos CD-CD Y CD-CA.
I I
UNEAMCA
Fig. 1-8. Esquema del Inversor
7
1.2.- MODULO CD-CA
1.2.1.- Etapa de potencia del módulo CD-CA.
La etapa de potencia será implementada con IGBTs, dadas la facilidades que ofrecen para su manejo y que ya fueron mencionadas. El dispositivo específico a seleccionar dependerá de los parámetros de tensión y corriente necesarios, pero será un dispositivo del tipo módulo inteligente [4]. Estos dispositivos se caracterizan por proveer un circuito impulsor de compuerta integrado, así como una lógica de protección interna contra cortocircuito, sobrecorriente, sobretemperatura y baja tensión. Además, es generada internamente una setial lógica que indica la condición de falla, y que puede ser usada en coniunto con las Drotecciones. . _ _
AI emplearse un dispositivo que ienga integrados los IGBTs se eliminarán los problemas de inductancias parásitas en el cableado.
. . .. .~~:~.. .. 1.2.2.- Selección de la técnica PWM.
AI realizar el control de la tensión en el convertidor CD-CD, se permite que el inversor trabaje con un patrón de conmutación fijo. Esto da la pauta para seleccionar el esquema PWM adecuado, el cual debe eliminar el mayor contenido armónico posible para reducir el tamaño y peso de los componentes de la etapa de filtrado.
Para seleccionar la técnica PWM adecuada se deben tener en cuenta 2 factores principales: la distorsión armónica total (THD) y las pérdidas armónicas. En general hay 2 técnicas PWM que pueden emplearse en esta aplicación [2]: PWM PROGRAMADO y PWM CON PORTADORA MODULADA.
Tomando en cuenta el hecho que la regulación de la tensión de salida del inversor será realizada en el convertidor CD-CD con el que se implementa el aislamiento en alta frecuencia, hace atractivo el uso del PWM programado. ,A continuación se mencionan algunas ventajas de esta alternativa con respecto a la técnica PWM con portador modulada :
1) La eliminación de arm6nicos de bajo orden evita problemas de interferencia,
2) La ganancia en tensión es mas elevada, lo que significa una mejor utilización de
3) Se tiene una reducción del 50% en la frecuencia de conmutación del inversor, lo
4) El uso de patrones óptimos de conmutación evita cálculos en línea, facilitando la
tales como resonancia en redes externas de filtrado de línea.
la potencia disponible.
que contribuye a tener una eficiencia más elevada.
implementación.
a
5) La secuencia PWM se almacena en una memoria UVEPROM, lo cual da flexibilidad para que sea modificada.
Por las características anteriores, resulta conveniente seleccionar la técnica PWM programada. Tomando en cuenta que la etapa de potencia del inversor está formada por un puente monofhsico, la secuencia PWM que resulta más adecuada es la denominada SLL con simetría a 900 [2] (Fig. 1-9). De esta forma es posible eliminar todas las arm6nicas impares (incluyendo las múltiplos de 3), hasta la primer armónica significante deseada.
<.i 4 4 ............ <4 XI4
.I
Fig. 1-9. Forma de onda PWM de salida (Esquema CLL).
La expresión matemática de la forma de onda de salida en función de los coeficientes de Fourier es:
m
v , ( r ) = ~ b , sin (nwl) "=I
donde
2 ' To
bm = - J v o ( d ) sin ( n d ) d ( d )
Para eliminar los armónicos deseados, sera necesario que la ecuacion de la magnitud de dicho armónico sea cero. Esto se puede conseguir al resolver el siguiente sistema de ecuaciones no lineales:
cos a, cos a2 ... (-i),+' cos a, cos 2a, cos 2a, ... (-i),+' cos 2a,
c o s N a , cosNa , ... (-l),+' c o s N a , ...
Los ángulos de conmutación para el primer cuarto de ciclo se obtienen al resolver el sistema de ecuaciones anterior. El resto de los ángulos de conmutación para el ciclo completo se obtiene por simetría.
1.2.3.- Características del filtro de salida.
La principal función del filtro de salida es atenuar los armónicos que aparecen en la forma de onda PWM a la salida del inversor y por otra parte, presentar la menor atenuación posible a la frecuencia fundamental, para obtener finalmente una tensión con las características especificadas.
Por lo tanto, los principales aspectos a tomar en cuenta para el proceso de diseño del filtro de salida son:
- Análisis armónico de la forma de onda de tensión de entrada al filtro.
- Selección óptima de la configuración y componentes del filtro.
- Función de transferencia del filtro.
Existen diversas configuraciones para filtros de SA1 [3]; para el caso particular, y tomando en cuenta la técnica PWM utilizada, el filtro seleccionado es del tipo L-C. Los valores de inductancia y capacitancia dependen directamente del número de armónicos que se eliminan a través de la técnica PWM; también es necesario tomar en cuenta la potencia que el filtro debe ser capaz de manejar.
1.2.4.- Circuito de control y protecciones.
Entre las principales funciones que debe cumplir el circuito de control están: - Proveer las señales de control (programables) para cada uno de los
interruptores del módulo de potencia. - Generación (programable) de tiempo muerto entre conmutaciones de
dispositivos de potencia de las misma rama, para evitar cortocircuitos en el bus de CD que alimenta al módulo CD-CA. Sincronización de la tensión de salida del inversor con la tensión de línea. -
10
,- Desactivación de las señales de control en caso de producirse una falla que
- pueda provocar la destrucción de los dispositivos de potencia, Indicador del funcionamiento y estado de las protecciones.
En el circuito de control también se estudia e implementa una técnica para compensar el efecto del tiempo muerto; en el capítulo I I se aborda con más detalle este punto. En la figura 1-10 se muestra un diagrama a bloques del circuito de control.
Fig. 1-10, Diagrama a bloques del circuito de control
Para proteger al SA1 ante posibles fallas, se deben implementar circuitos contra sobretensión (o baja tensión) y sobrecorriente. Para la implementación de la protección contra sobrecorriente se debe sensar la corriente de carga y desactivar la etapa de potencia ante una falla. Como se mencionó anteriormente, el módulo de IGBTs a emplear es del tipo inteligente, y provee una señal lógica de protección contra cortocircuito, sobrecorriente, sobretemperatura y baja tensión. La señal generada internamente por el módulo de potencia será empleada en conjunto con las protecciones.
1.3.- MODULO CD-CD
1.3.1.- Seleccidn de la topología adecuada.
Los convertidores CD-CD modifican una entrada de tensión en CD, a una tensión
11
de salida CD deseada. Para la aplicación particular, se necesita que la tensión de entrada disponible (en este caso la tensión de las baterías) se eleve a la tensión requerida por el inversor.
el análisis realizado en el apartado I. I, se planteó que el mbdulo CD-CD sea el que ProPorcione el aislamiento en alta frecuencia; por 10 tanto, este es uno de los puntos sobre 10s cuales se basa la selección de la topología adecuada,
Para la selección óptima de la topología se debe considerar: - La potencia que se va a manejar - Las tensiones de entrada y salida - La necesidad de aislamiento entre la salida y la entrada
Existen diversas topologías que ofrecen aislamiento entre la salida y la entrada. Para aplicaciones de mediana potencia (100 a 400 W), la topología de medio puente se convierte en la opción adecuada. La configuración medio puente es más complicada y costosa que la flyback, pero los picos de corriente en los interruptores de potencia se reducen a la mitad. Alrededor de los 400 W, los picos de corriente en la topología de medio puente son muy altos y vuelve inadecuada esta configuración (51.
Por encima de los 400 W, la topología más utilizada es el puente completo; es la más compleja y costosa de implementar, pero considerando los niveles de potencia que usualmente se manejan, este inconveniente pasa a segundo término. Además es la que presenta la mejor utilización del transformador, y la tensión inversa a la que se somete el interruptor de potencia es igual al valor de la tensión de alimentación.
Tomando en cuenta las características anteriores, la opción más adecuada para el módulo CD-CD es una topología de puente completo (fig. 1-11). La frecuencia de operación es recomendable que este por debajo de los 200 KHZ, mientras no se utilice una topología de conmutación suave. Se seleccionó una frecuencia de 95 KHz, Por 10 que se utilizará corno núcleo ferritas MnZn del tipo 3C80 (Cuya frecuencia máxima de operación es de 100 KHz), en este caso de tamaño y modelo EC70.
J I I
Fig. 1-1 1 Topología de puente completo con aislamiento.
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1.3.2.- Filtro de salida.
Para el diseiio del filtro de salida se debe tomar en cuenta el tipo de carga que se debe alimentar. Para el caso de interés, la carga será el módulo CD-CA; teniendo en cuenta la configuración CD-CA seleccionada, la forma de corriente que demanda es del tipo pulsante (fig. 1-12), Por lo tanto, el módulo CD-CD debe suministrar la corriente que demande el módulo CD-CA , y al mismo tiempo regular la tensión de salida. De aquí que las consideraciones a tomar en cuenta en el diseño del filtro de salida, sean más concretas que las normalmente empleadas (en el capítulo 111 se realiza un análisis más detallado).
O % 2n Fig. 1-12. Foma de comente demandada por el módulo CD-CA.
1.3.3.- Circuito de control y lazo de realimentación.
En años recientes, han aparecido una gran variedad de circuitos integrados para la implementación de funciones en fuentes de alimentación conmutadas trabajando en alta frecuencia. La selección del circuito óptimo se debe realizar en base al que ofrezca mayor funcionalidad en la aplicación.
Aunque los circuitos de control ofrecen diversas funciones, todos ellos cuentan con
- Un oscilador para la frecuencia de trabajo. - Controles de salida que proveen corriente suficiente para manejar directamente
dispositivos de baja y mediana potencia. - Una referencia regulada de tensión. - Un amplificador de error con alta ganancia. - Un convertidor de tensión de error - modulador de ancho de pulso.
Para la selección del circuito de control se debe tener en consideración los requisitos de la topología a usar. De acuerdo a la selección realizada (Puente completo con transformador de aislamiento), será necesario un circuito de control que suministre una salida doble. Un segundo factor es cual es el tipo de interruptor de potencia a usar. Algunos circuitos requieren de impulsores externos para suministrar la corriente necesaria al interruptor de potencia. Puesto que se trabajará con un puente completo (fig. 1-11), en que los transistores Q1 y Q3 trabajan simultáneamente (de igual manera, Q2 y Q4), será necesario que la señal de control generada por el integrado esté aislada.
bloques básicos, tales como [6]:
* h o O w o,
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En el disefio del lazo de control es importante resaltar que si el convertidor CD-CA no realiza regulación de tensión, es necesario retroaiimentar al convertidor CD-CD una sefial de CA proporcional al valor medio de la tensión de salida del SAI, En el capítulo I11 se explica de manera más detallada la razón por lo que es importante establecer un lazo interno de realimentación en el propio convertidor CD-CD,
De acuerdo al análisis realizado en el apartado I. I, se trabajará mn dos lazos de realimentación (fig. 1-13): un primer lazo para el control de la salida del módulo CD-CD, y un segundo la20 para el control de la salida CD-CA. Además, la frecuencia de trabajo del módulo CD-CD está muy por encima de la del módulo CD-CA (la salida del módulo CD-CA se encuentra a una frecuencia fundamental de 60Hz, mientras que el módulo CD-CD trabaja a 95KHz), por lo que la velocidad de respuesta del sistema queda fijada básicamente por el segundo lazo. De esta manera, aunque el módulo CD-CD compense las variaciones de carga y alimentación en un tiempo mínimo, la velocidad final de 'respuesta depende más del módulo CD-CA. Esto no implica que sea recomendable descartar el primer lazo de realimentación; por el contrario, permite que en el lazo externo de realimentación el convertidor CD-CD se vea como una ganancia constante K. La .rapidez de respuesta del módulo CD-CD es suficiente con un lazo (lazo en modo tensión), además de que no habrá Variac¡oneS bruscas en la alimentación, ya que proviene del banco de baterías.
para la alimentación del circuito de control, y recordando We la Única tensión de alimentación es la de las baterías, es conveniente impiementar una autoalimentación a partir de la salida del módulo CD-CD.
M ENCENDIDO
Fig. 1-13. Diagrama a bloques del circuito de control del módulo CD-CD
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CAPITULO I: ESTUDIO Y SELECCION DE LA TOPOLOGIA ADECUADA
1.3.4.- Protección contra tensión y corriente.
Para protección del SA1 es conveniente implementar protecciones en los puntos críticos de los distintos módulos. AI igual que en el módulo CD-CA, el módulo CD-CD debe contar con una protección que limite las sobrecorrientes en sus dispositivos de potencia;. También es necesario evitar que trabajen a una tensión no adecuada (fuera del rango del banco de baterías: de las especificaciones de diseño, se permite una variación del 115% respecto a la tensión nominal de 48 V). La restricción en la tensión de la batería se debe a que el SA1 sólo puede mantener la regulación en la salida de tensión cuando la tensión de las baterías se encuentra dentro de un rango adecuado.
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CAPITULO II
DISEÑO DEL CONVERTIDOR CD-CA.
INTRODUCCION Del análisis realizado en el capítulo I, se concluyó que el convertidor CD-CA a
diseñar consiste en un inversor tipo puente, el cual recibe las señales de control con modulación de ancho de pulso (PWM). La entrada de tensión al módulo es del orden de 170 VCD, y es generada por el módulo CD-CD; la tensión de salida después del filtro de potencia es una onda senoidal de 120 Volts RMS a 60 Hz. La regulación de la tensión de salida se realiza en el módulo CD-CD: una señal proporcional a la salida de tensión en CA se realimenta al módulo CD-CD, el cual se encarga de corregir la tensión de entrada al módulo CD-CA al valor necesario para que el inversor mantenga una salida a 120 VCA dentro del rango de variación especificado.
11.1.- ANALISIS Y COMPENSACION DEL TIEMPO MUERTO.
En las t h i c a s de modulación se supone que los dispositivos trabajan de manera ideal, es decir, las conmutaciones son instantáneas. Sin embargo, en el caso real, cualquier dispositivo de conmutación de estado sólido necesita un tiempo finito para realizar la conmutación. Para muchas aplicaciones son de interés particular los tiempos de apagado.
Haciendo referencia a la fig. 11-1, cuando dos transistores se encuentran en una misma rama, es necesario dar un tiempo entre el apagado de uno y el encendido del otro; en caso contrario, quedan en conducción simultánea y se ocasiona su destrucción. Este tiempo se denomina "tiempo muerto" (t,,,).
I a1
an - - -- .an
p: V,
Fig. 11-1. Seilales de control con tiempo muerto.
En la secuencia PWM con que se controlan los IGBTs es necesario incluir el tiempo muerto que evite la conducción simultánea de los dispositivos de una misma rama. AI incluir tiempos muertos, los ángulos de conmutación reales varían respecto a los teóricos. Como se muestra en la figura 11-2, este margen de variación depende directamente de la duración del tiempo muerto. AI variar los ángulos de conmutación, también se varía el contenido armónico (ecuación L3), y por consiguiente, aquellos armónicos que idealmente deberían de ser cero, ya no lo son. AI variar el contenido armónico también se varía el THD, el cual es una especificación muy importante en la tensión de salida del inversor.
CONMUTACIONES TEORlCAS CONMUTACIONES REALES
mt mt
mt mt
62 6 2
Fig. 11-2. Variación de las conmutaciones reales al incluir el tiempo muerto.
P Para poder compensar los efectos del tiempo muerto, es necesario que las
conmutaciones de la tensión generada se ajusten de la mejor manera a los ángulos teóricos. Haciendo referencia al método expuesto por Dodson [7] y Jeong [8], se expone la aplicaci6n para el presente desarrollo
Considérese el esquema de la figura 11-3. Se muestra una sola rama, pero el análisis se puede aplicar a una o mas ramas. La carga se supone del tipo inductivo- capacitivo, por lo que la corriente no está en fase con la tensión, y en el momento de las conmutaciones de ésta, la corriente no necesariamente es cero. El valor de la tensión Vo en el momento de la conmutación de los IGBTs depende de la dirección de la corriente I.
Supóngase que Q1 está encendido y la corriente I circula a través de el en dirección positiva. Vo tiene el valor de tensión Vb12 y se desprecia la caída de tensión a través de I& IGBTs. AI momento que la seiial de control G1 apaga a Q l , D2 entra en conducción y Vo toma inmediatamente el valor de la tensión -vb/2, independientemente de que G2 aún no encienda a Q2, fig. 11-3 a; si la corriente circula en dirección contraria D1 se encuentra en conducción y Vo sigue en el valor de vb/2 hasta que Q2 encienda, lo cual sucede hasta que concluye el tiempo muerto y se da el comando de encendido (fig. 11-3 b).
Un caso análogo ocurre cuando Q2 se encuentra encendido: si la corriente fluye en sentido positivo, D2 se encuentra en conducción y Vo tiene el valor de -Vb/2; Vo sigue en este valor aún cuando se apague Q2; hasta que Q1 encienda, Vo cambiará a Vb12, fig. 11-3 c. Si la corriente circula en sentido negativo al momento de comandar el apagado de - Q1, D1 conduce y Vo toma el valor Vb12 inmediatamente (fig. 11-3 d).
oz
18
Fig. 11-3. Efecto del tiempo muetto en la tensión Vo
Para compensar el efecto del tiempo muerto, es necesario obligar a que las conmutaciones de la tensión Vo coincidan con los ángulos teóricos. En la fig. 114 se muestra el patrón de conmutación propuesto. Hay una secuencia diferente para los dos sentidos posibles de la corriente I .
CONMUTACIONES EORICAC G1
62
V,
w
m t
. .
61
62
V,
wn : : . , . . < .
mt
,
Fig. 11-4. Patrones de conmutación propuestos para eliminar el efecto del tiempo muerto.
A
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CAPITULO It: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CA
La secuencia que Se debe emplear depende de la dirección de la corriente, oe esta manera, la tensión VO conmuta de acuerdo a los ángulos teóricos, sin eliminarse el tiempo IWerto MC'XariO para proteger a los IGBTs de una misma rama,
Las Secuencias mostradas Se amplían durante la secuencia PWM correspondiente a un ciclo completo. De esta forma, quedan dos tablas con las secuencias necesarias.
Para el caso del convertidor CD-CA que se diseña, las señales de control de los cuatro IGBTs se corrigen de acuerdo al patrón de conmutación de la figura 11-4. Los datos se graban en tablas separadas; por lo tanto, es necesario el empleo de una memoria con el doble de la capacidad requerida para un PWM sencillo. En la figura 11-5 se muestra un mapa del contenido de la memoria. 4 bits se destinan para las señales de control de los IGBTs, y un quinto bit se emplea como habilitador para el cambio de secuencia entre una tabla y otra. No se permite hacer un cambio de tabla mientras esté presente un tiempo muerto, s610 antes o después. Tampoco se realiza una habilitación para el cambio de tabla mientras no este próxima una conmutación, ya que la información de las dos tablas solo varía precisamente en las proximidades de una conmutación. El cambio de una tabla a otra se realiza mediante el sensado de la corriente I a partir del esquema de la figura fig. 11-6; la señal generada por el sensado controla qué tabla se emplea en determinado instante Para generar las señales de control.
LOCALIDAD DE MEMOM
n/2+2 nn+i nB
n/2-1 : . .
n e 2 , I
. .
~
I / 3 ' .
Fig. 11-5. Mapa de la memoria con la secuencia PWM .
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Para la elaboración de los datos que se deben grabar en la memoria UVEPROM, se desarrolló un programa de cómputo, que entre otras funciones, es capaz de generar las dos tablas con las 4 setiales de control y el bit habilitador en forma de un archivo, el cual puede ser usado directamente en un grabador de EPROMs. Los datos que necesita de entrada son:
El número de conmutaciones por cuarto de ciclo de la secuencia PWM a generar. El tiempo muerto necesario para la conmutación de los dispositivos.
En el Apéndice B se detallan las características del programa
'1I Fig. 11-6. Circuito para compensación de tiempo muerto.
El número de ángulos de conmutación por cuarto de ciclo fue variado, así como el tiempo muerto. En el capítulo IV se muestran las secuencias PWM programadas y sus ángulos de conmutación.
11.2.- CIRCUITO DE CONTROL
11.2.1.- Sincronía con línea.
En esta configuración la carga siempre se encuentra conectada al inversor y la conmutación con la línea principal solo se realiza ante alguna falla en el SAI, o cuando sea necesario darle mantenimiento. Por lo tanto, para evitar transitorios que puedan alterar el funcionamiento de la carga durante la conmutación de la salida del inversor y la tensión de línea, es necesario que exista sincronía entre ambas tensiones. En la figura 11-7 se muestra un diagrama a bloques del circuito que realiza esta función.
En el objetivo se especificó que la configuración del SA1 es del tipo "ON LINE".
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Fig. 11-7. Esquema de la etapa de slncmnia con línea.
Con los detectores de cruce por cero se obtienen señales cuadradas en fase con las tensiones de línea y la tensión generada por el inversor. AI muestrear directamente la salida del sistema, se compensa el defasamiento que introducen los elementos del filtro de potencia.
Por medio de un circuito de amarre de fase (PLL) se consigue una señal de reloj cuya variación respecto a una frecuencia fija es proporcional a la diferencia de fase entre la línea de CA y la tensión de salida. Con este esquema, es posible que la salida del inversor pueda seguir las variaciones de frecuencia en la línea sin perder la sincronía. El rango de captura es de 60Hz 15%.
AI momento del encendido, hay un tiempo finito para obtener la sincronía con línea. Esto es consecuencia de la respuesta del filtro pasabajo incluido en el lazo del PLL, ya que en el arranque aún no es generada la salida del inversor.
Ante la ausencia de la línea de CA, el PLL no puede realizar la sincronía, debido a que no existe una frecuencia de referencia para la salida del inversor. Ante esta situación, el PLL se va al límite superior del rango bajo el cual puede seguir a lac variaciones de línea, y la salida del inversor tiene una frecuencia de 63Hz. Aunque esta frecuencia se encuentra dentro de los requisitos de diseño, es más conveniente que el inversor siga teniendo una salida a 60Hz. Para realizar esta función, un detector de ausencia de línea selecciona la señal de reloj del contador entre la salida del PLL, o un reloj interno que trabaja a la frecuencia necesaria para que la salida del inversor continúe a 60Hz. Cuando se detecta nuevamente la presencia de la línea de CA, el proceso de sincronía se vuelve a realizar. La condición de ausencia de línea es señalizada a través de un LED.
11.2.2.- Señales de control para los dispositivos de potencia.
El esquema PWM empleado es del tipo programado. La implementación se realiza a traves de una memoria UVEPROM, en la cual se programa la secuencia de control para los cuatro interruptores de potencia. El direccionamiento de la información se
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CAPITULO 1 1 DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CA
realiza con un contador, de forma que el Ciclo PWM inicia en la primera localidad y termina en la localidad final. La secuencia de control se programa con base a los fingulos de conmutación calculados Y al tiemoo muerto
. ._ Para la selección de la memoria adecuada se debe considerar la resolución que se
desea obtener al momento de discretizar la secuencia PW a programar, Un completo PWM correspondiente a un ciclo de la salida del inversor se encuentra discretizado en la longitud total disponible. Del análisis realizado en el apartado anterior, se planteó la necesidad de una memoria con el doble de capacidad para poder implementar la corrección del tiempo muerto. Tomando en cuenta estos 2 puntos, la memoria más adecuada es la 270% (8Kx8), la cual tiene una resolución de
1 localidad de memoria = 4.069~s = 0.087O eléctricos
La memoria se divide en dos partes: la parte baja (de la localidad OOOH a la OFFFH) contiene la información de una tabla y la parte alta (lOOOH a 1FFFH) contiene la segunda tabla. Durante un ciclo completo se direccionan sólo 4096 localidades. Para direccionar la información se emplea un contador de 12 bits, cuya señal de reloj la genera el PLL ó el reloj interno, según sea el caso.
El cálculo de las señales de control para generar la secuencia PWM debe basarse en un patrón adecuado. Es necesario que bajo esta secuencia los IGBTs manejen aproximadamente la misma potencia; es decir, los tiempos totales de conducción para un ciclo completo deben ser los más parecido posible, además de que deben conmutar el mismo número de veces En la fig. 11-8 se muestra un ejemplo de la secuencia empleada. Es un caso particular donde hay 7 conmutaciones por cuarto de Ciclo.
Fig. 11-8. Patr6n de conmutaci6n de los IGBTs implementado para la generacibn del PWM
En la figura 11-9 se muestra un diagrama a bloques del circuito desarrollado, incluyendo la etapa de corrección de tiempo muerto.
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CAPITULO 11: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CA
I -
Fig. 11-9 Esquema a bloques del generador de PWM
11.2.3.- Protecciones contra sobrecomente.
Es importante proteger al módulo de potencia contra sobrecorrientes. La implementaci6n se lleva a cabo en dos puntos: a la salida del filtro de potencia y en el puente inversor, tal como se muestra en la figura fig 11-10.
La implementación de la primera protecci6n se realiza sensando la corriente de carga. En caso de detectarse un nivel de corriente por encima del permitido (el nivel máximo es 10 A RMS), se deshabilitan las señales de control de los interruptores de potencia. La segunda protecci6n se diseña empleando la señal I6gica generada por el mismo m6dulo de IGBTs (ver apartado 1.2.1 y 11.3.1). Esta señal lógica indica sobrecorriente, baja tensi6n 6 sobretemperatura. AI activarse la protección interna del módulo de IGBTs también se deshabilitan las señales de control. Por medio de un LED se señaliza la condici6n de fallo para ambas protecciones.
I I DETECTOR DE
SOBRECORRIENTE
Fig. 11-10. Protecciones contra sobrecomente.
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CAPITULO II: DlSEflO DEL CONVERTIDOR CD-CA
Al detectar una sobrecorriente, el circuito de control apaga 10s IGBTS, senaliza la falla Y espera un reinicio manual para volver a funcionar. La razón de este proceso es la siguiente: al moment0 de detectarse una sobrecorriente las seiiales de control de los IGBTs se desactivan; los dispositivos se apagan y la corriente a través de ellos comienza a decaer. AI llegar por debajo del límite de sobrecorriente, la condición de fallo desaparece, y si se permitiera, el control volvería a activar las sefiales de control. Suponiendo que la causa del fallo aún permanece, al momento de encenderse los IGBTs se volvería a presentar la sobrecorriente, activándose la protección y repitiéndose el proceso.
Para impedir que esto suceda, la condición de sobrecorriente debe quedar fija, hasta que no se aplique en forma manual un reinicio. Con esto se asegura que el SA1 no volverá a trabajar sino hasta que la condición de fallo haya sido revisada, y en su caso, corregida.
En la figura 11-11 se muestra el diagrama a bloques del circuito de Control con 10s circuitos señalados en los párrafos anteriores.
Fig. Il-11. Circuito de control
11.3.- ETAPA DE POTENCIA
11.3.1.- Interruptores de Potencia.
La etapa de potencia del inversor está constituida por un puente monofasico, como se muestra en la fig. 11-12. De las especificaciones de diseño, el SA1 debe ser capaz de entregar a la carga una potencia de 1 KVAl 800 W. Como el módulo CD-CA es la parte del SA1 a la cual se conecta la carga, los IGBTs del puente monofásico deben estar dirnensionados para poder manejar dicha potencia. Considerando una potencia de I KVA a 120 VAC, la corriente mínima que debe manejar la salida del SA1 es de 8.7
25
.. ~- CAPITULO (I: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CA
A RMS, 12.3A pico. Se debe dejar un margen extra en las especificaciones de los IGBTs para asegurar confiabilidad y robustez en el sistema. Para corriente y tensión, los valores calculados deben ser iguales al 75% de las especificaciones maximas del dispositivo seleccionado [13].
Dada la disponibilidad, se optó por el empleo de un módulo inteligente de IGBTs número PM20CEA060, fabricado por POWEREX 141. Las caracteristicas principales del módulo son:
Lógica de protección contra: - Cortocircuito - Sobrecorriente - Sobretemperatura - Baja tensión
Circuito impulsor de compuerta integrado
Sus principales especificaciones eléctricas son:
Tensión colector-emisor Corriente continua de colector Corriente pico de colector Corriente en el diodo Nivel de disparo por sobrecorriente Nivel de disparo por cortocircuito Nivel de disparo por sobretemperatura Tensión de alimentación de impulsores Corriente de alimentación para cada impulsor
= 600 V = 2 0 A = 4 0 A =20A = 30 A (típico) =45A = 105" C (típico) = 15 V (típico) = 20mA (típico)
I GI -
Fig. 11-12. Etapa de potencia del inversor.
26
. - _ . A - - .
CAPITULO 11: DISENO DEL CONVERTIDOR cDCA
11.3.2.- Circuitos impulsores.
La función del circuito impulsor es servir de inteHase entre las senales proporcionadas por el Circuito de control y el módulo de potencia, además de proporcionar el aislamiento galvánico necesario debido a la disposición de los componentes de potencia. Aunque el módulo de IGBTs que se emplea tiene impulsores integrados, estos no poseen aislamiento galvánico.
Para el diseño de los impulsores debe considerarse el tiempo de retardo inherente a los dispositivos; el impulsor debe ser optimizado para que el retardo que introduzca sea mínimo.
El circuito implementado realiza el aislamiento galvánico a través de un optoacoplador y suministra la corriente necesaria. El optoacoplador empleado es del tipo 4N35, cuyas principales características son:
Relación de transferencia (mín) : 100% Tensión colector-emisor V,,, = 30V Corriente continua de salida: 1 OOmA (ayq- ...............
........... . . W1
CIRCUlTO DE * . CONTROL
PUENTE
DE IGBTs
I ,..i..a+fl Qd RRMMI
............... * . va3
Fig. 11-13. Diagrama a bloques del circuito impulsor
11.3.3.- Fuente de alimentación para los circuitos impulsores y de control.
Como se menciono en el apartado anterior, es necesario que las señales de control cuenten con aislamiento galvánico con la etapa de potencia. En la figura 11-12 se observa que cada uno de los IGBTs cuenta con un impulsor; y la referencia de tensión es diferente para cada uno. Este impulsor engloba al impulsor externo, el cual provee el aislamiento galvánico, y al impulsor interno integrado en el módulo de IGBTs. Es necesario que las tensiones de alimentación de los impulsores se encuentren aisladas. Se necesitan tres tensiones aisladas : VQ1 para alimentar al impulsor de Q1, VQ2 para
27
CAPITULO II: OISEfiO DEL CONVERTIDOR CD-CA
alimentar a Q2, y VQ3 para alimentar a Q3 y Q4 cuyos impulsores se encuentran referidos a un mismo punto.
La Única tensión de alimentación con la que cuenta el SA1 es la del banco de baterias. Para suministrar las tensiones aisladas de los impulsores así como del circuito de control, es necesario implementar una fuente de alimentación conmutada.
Las características de la fuente conmutada son:
Tensión de entrada (banco de baterías) Vin = 48V f15%
Salidas 15V,30mA 15 V, 30mA
* 15V,80mA * 5V,200mA * -5 V, 30mA
Potencia de salida Po = 5W
Dada la potencia a manejar, la topología seleccionada es la "flyback", con transformador de aislamiento. La frecuencia de trabajo es de 45 KHz.
La regulación de las tensiones de salida se hacen utilizando un regulador lineal. Además el circuito de control es capaz de variar el ciclo de trabajo ante variaciones de la tensión de alimentación ("feed forward')). Esta función se realiza variando la pendiente de la señal de rampa empleada en el comparador interno del circuito; al variar la pendiente de la rampa proporcionalmente a la tensión de alimentación se consigue variar el ciclo de trabajo.
En la fig. 11-14 se muestra un diagrama a bloques de la fuente conmutada.
I
Fig. 11-14. Diagrama a bloques de la fuente conmutada para alimentación de impulsores y CirCUitO de control del módulo CD-CA.
20
~. s. - CAPITULO 11: DISEQO DEL CONVERTIDOR CD-CA
11.4.- FILTRO DE SALIDA
La principal función del filtro de potencia es la de atenuar los armónicos que aparecen en la forma de onda PWM a la salida del inversor, y por otra parte, presentar la menor atenuación posible a la frecuencia fundamental; para obtener finalmente una tensión senoidal con una THD menor al 3%, según lo especificado.
Los aspectos principales que se consideran en el proceso de diseno son:
Análisis armónico de la forma de onda de tensión de entrada al filtro. * Selección óptima de la configuración y componentes del filtro.
Función de transferencia del filtro.
Tomando en cuenta estos puntos, la configuración del filtro de potencia que presenta más ventajas [3], se muestra en la figura 11-15,
CARGA V,, y.: Fig. 11-15. Configuración del filtro.
Para la aplicación particular, el valor del inductor es de 8 mH y del condensador 85 pF. En el Apéndice C se muestra el procedimiento de cálculo de los valores.
11.5.- DISEÑO TERMICO
Es necesario analizar el comportamiento térmico de la etapa de potencia del circuito inversor, con objeto de evaluar la resistencia térmica disipador-ambiente ($DA) necesaria para evitar que, bajo la peor condición de carga se alcance la temperatura de unión miwima (Tim) de los dispositivos de potencia, lo que provocaria su destrucción.
El punto de partida para este análisis es considerar un modelo térmico de la etapa de potencia, utilizando una analogía eléctrica; el modelo térmico que resulta se muestra en la figura 11-16.
29
. ~ . . .
CAPITULO II: DISER0 DEL CONVERTIDOR CDCA
Fig. 11-16. Modelo térmico de la etapa de potencia.
Se puede demostrar que la expresión que define la resistencia térmica disipador- ambiente para este caso es:
(11.1)
donde:
TJIGBT = temperatura de unión en el IGBT
Rex = resistencia térmica unión-encapsulado (IGBT)
Rem = resistencia térmica unión-encapsulado (Diodo)
Recs = resistencia térmica encapsuladodisipador del módulo de IGBTs
ResA = resistencia térmica disipador-ambiente
PT
PD
= potencia disipada por cada IGBT
= potencia disipada por cada diodo
Para evaluar esta resistencia térmica es necesario conocer las pérdidas en los
30
CAPITULO 11: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CA
componentes de potencia. A continuación se presentan las expresiones que las definen.
a) Pérdidas en cada IGBT.
(Pss) y las pérdidas en conmutación (Psw), es decir: Las pérdidas totales en cada IGBT son la suma de las pérdidas en conducción
donde
siendo:
IC,
"CEW
D
9
ESW(0")
Esw,o,,
fSW
P r = P , + P , (11.2)
(11.3)
(11.4)
= valor pico de la corriente senoidal de salida
= tensión de saturación del IGBT
= ciclo de trabajo del PWM.
= ángulo de fase entre la tensión y corriente de salida
= energía de conmutación de encendido del IGBT por pulso, a la
= energía de conmutación de apagado del IGBT por pulso, a la
= frecuencia de conmutación PWM para cada componente
corriente pico I,,
corriente pico IC,,
de potencia.
b) Pérdidas en los diodos En este caso se tiene:
PD = ZcpVm[(l - COS~)D] (11.5)
donde:
31
CAPITULO II: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CA
VFM
Considerando una I,, a las condiciones de carga m&ima se obtiene que:
= caída de tensión en sentido directo del diodo
Icp = 10001 120*fi = 11.78A (11.6)
De las hojas de datos del módulo [4] se obtiene que para la I,, calculada,
VCE&= 2 v y v,, = 2.5 v El ciclo de trabajo se calcula a partir del tiempo total de encendido de cada uno de
los interruptores durante un ciclo completo de PWM; es necesario conocer los ángulos de conmutación. En la figura 11-8 se muestra el patrón de conmutación de cada uno de los IGBTs para un PWM de 7 conmutaciones por cuarto de ciclo. AI resolver el sistema de ecuaciones 1.4 se encuentran los ángulos de conmutación. Para 9 conmutaciones por cuarto de ciclo se tiene un ciclo de trabajo de:
Para Q l y Q2 D =45.7% Para Q3 y Q4 D = 54.3%
La potencia total del módulo se forma de las contribuciones de cada uno de los IGBTs y diodos. Aunque dos de los dispositivos conducen más tiempo que los otros, el ciclo de trabajo total para una rama es 1. Por lo tanto, se propone un D del 50%:
I D = 50%
De las ecuaciones 11.3 y 11.5 se observa que el factor Cos 8 tiene un valor complementario en cada una de las ecuaciones; es decir, si Cos 8 = 0.8, en la ecuación 11.3 se tiene el factor 0.8 y en la ecuación 11.4 (1-Cos 0) = 0.2. Si Cos 8 = 0.2, en la ecuación 11.3 se tiene el factor 0.2 y en la 11.5, 0.8.
Si Cos 8 = 1, significa que la carga es puramente resistiva, y los diodos no trabajan. Si Cos 8 = O, la carga es inductiva-capacitiva, y los lGi3Ts no trabajan. Se considera el valor de
COS e = 0.8
Los valores Esw(m) y Esw(oQ se obtienen se las hojas de datos del componente [4]. Para este caso -
ESW(rn) - EswcorfJ = 1 mJ
La frecuencia de operación se obtiene de la expresión 121:
(11.7)
32
CAPITULO (I: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CA
Donde fc es la frecuencia de la fundamental y n es el número de conmutaciones por cuarto de ciclo. Con fc = 60 Hz y n= 9:
F,, = 600 Hz
Los valores de las resistencias térmicas son:
La temperatura de unión máxima permitida para el IGBT es de 150° C. La temperatura máxima de encapsulado es de 90° C. Dando un margen de seguridad se propone
TJ = 115°C TA = 35°C
Sustituyendo los valores de 11.2, 11.3 y 11.4 y 11.5 se obtiene:
P,, = 9.4 w PCW = 1.2 w PT =10.6W Po = 2.9 W
Sustituyendo en 11.1 finalmente resulta:
res^ = 0.86"CMI (11.8)
Evaluando la temperaturas en distintos puntos del sistema con las expresiones
T, = 4 ( P T + P D ) R , +T, (11.9)
T, = P,R, +
(ll.10)
(11.11)
T, = P,R, + Tc (11.12)
se obtiene que:
TS = 81.4"C Tc = 88.2"C TJT = 114.7"C TJD = 100.8'C
los cuales son valores dentro de lo especificado.
CAPITULO 111
DISEÑO DEL CONVERTIDOR CD-CD
INTRODUCCION Del análisis realizado en el capítulo I, se concluyó que el convertidor CD-CD a
disefiar se basa en una topología de puente completo, con transformador de aislamiento; la regulación se llevará a cabo con un lazo modo tensión.
El análisis de estabilidad y una adecuada compensación, maximiza la eficiencia del inversor ante transitorios de carga y variaciones de línea. El esquema de regulación está formado por dos lazos, como se analizó en el capítulo I.
34
CAPITULO Ill: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CD
111.1.- CIRCUITO DE CONTROL
Una de las formas mas simples para crear un tren de pulsos modulados se muestra en la figura 111-1. Una rampa se compara con una señal de control. Siempre que la tensión de control es mayor que la rampa, la tensión de la salida del modulador es alta y viceversa. Asumiendo que la rampa inicia en O volts y sube hasta Vp, el tiempo de encendido se relaciona mediante la siguiente ecuación:
definiendo el ciclo de trabajo corno
( i l l-1)
(111-2)
En general, para sistemas con realimentación de tensi6n de un solo lazo y
Otra forma de interpretar el modulador es: conforme la tensión de control varia frecuencia fija, se usa un modulador tipo rampa como el descrito anteriormente.
desde el inicio hasta el fin de la rampa, el ciclo de trabajo va desde cero a uno.
Fig. 111-1. Modulacibn por rampa fija de diente de sierra.
Existen diversos circuitos generadores PWM para control de convertidores CD-CD. La selección adecuada depende de la aplicación concreta, así como el modo de regulación. Para este caso, se considera conveniente usar una regulación modo tensión (apartado 1.3.3).
Otro aspecto importante es la frecuencia maxima a la que es capaz de trabajar el dispositivo. La ferrita con la que se cuenta para el diseño del transformador es del tipo
35
CAPITULO 111: DISENO DEL CONVERTIDOR CO-CO
EC70-3C80 con una frecuencia máxima de operaci6n de 100 kHz; por la tanto, la frecuencia de operación será menor O igual a 100 kHz.
Algunos dispositivos cuentan con la funcidn "feed fodward', que consiste en Variar el ancho del pulso de control de acuerdo a las variaciones de la tensi6n de entrada del convertidor CD-CD. Puesto que la salida del m6dulo CD-CD se encuentra regulada respecto a las variaciones de la tensi6n de las baterías, se puede prescindir de la funci6n "ieed fodward.
Para la implementación del circuito de control del m6dulo CD-CD empleando la regulación modo tensión, se seleccionó el circuito integrado SG3524 de Texas Instruments [9], que incorpora las siguientes características:
- Adecuado para aplicaciones en topologías tipo push-pull y puente completo. - Dos salidas complementarias. - Amplificador de error. - Protecci6n contra sobrecorriente. - Comparador con alta ganancia. , - Habilitador. - Tensión de referencia de 5 V. - Frecuencia máxima de trabajo de 450 kHz.
En la figura 111-2 se muestra un esquema del SG3524 con algunas formas de onda relevantes.
Fig. 111-2. Esquema y formas de onda del SG3524.
36
CAPITULO Ill: DISEQO DEL CONVERTIDOR CD-CD
De acuerdo a pressman [IO], el núcleo del tipo EC70 es =Paz de manejar una potencia de salida de 2044 w a 96 kHz. Con este Valor de frecuencia, se explota al máximo la potencia que es capaz de manejar el núcleo sin llegar al limite, fnanteniendo las p&didas en un valor mínimo. Además, ai elegir la frecuencia más alta de operación, el valor de las bobinas y los capacitores Se reduce.
En la figura 111-2 se observa que para generar cada uno de 10s Pulsos de control, se necesita un ciclo completo de reloj del integrado. Para generar un ciclo completo Son necesarios dos ciclos de reloj, Por lo tanto, para que las salidas de control trabajen a 95 kHz, se necesita que el SG3524 trabaje a una frecuencia de 190 kHz.
La protección de sobrecorriente se realiza sensando la corriente en el primario del transformador de potencia, por medio de un transformador de corriente. La señal generada se compara con una referencia y en caso de excederse, se desactiva el circuito de control; una señal de control se envía al módulo CD-CA, el cual desactiva el sistema en forma completa y señaliza una sobrecorriente.
La protección de sobrecorriente trabaja a partir de dos niveles:
si el nivel de corriente pasa los 50 A, automáticamente se activa la protección si la corriente es menor a 50 A pero mayor a 45, a través de una red RC se fija un tiempo mínimo en la duración de la sobrecorriente para que se desactive el circuito de control.
Es necesario este tiempo para asegurar que la sobrecorriente no se debe a un transitorio por parte del módulo CD-CA (por ejemplo, el transitorio de encendido ó un escalón de carga). El tiempo mínimo es igual a la duración de un 1 ciclo de la frecuencia de salida del inversor 16.6 ms.
Para habilitar el funcionamiento del circuito se emplea una señal de control generada Por el módulo de CD-CA. Con esto, se consigue que el módulo CD-CD sólo trabaje cuando el módulo CD-CA está generando salida de tensión (el módulo CD-CA Puede estar encendido, con una protección activada o sin generar salida de tensión).
La tensión de ahentaCiÓn para el circuito de control es de 15 volts (tensión recomendada Por el fabricante para el SG3524), y se emplea una autoalimentación para generarla.
En la figura 111-3 se mUeStra un diagrama a bloques del circuito de control.
37
CAPITULO 111: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CD
WDhS DE CoNmoc
PARA EL MOWLO DE POiENaA
Fig. 111-3. Diagrama 8 bloques del circuito d e control.
111.2.- ETAPA DE POTENCIA
111.2.1.- Interruptores de Potencia.
La etapa de potencia del convertidor CD-CD está constituida por cuatro MOSFETs, como se observa en la fig. 111-4. A partir de las características de potencia de salida del SAI, y suponiendo una eficiencia total de 0.8, el módulo CD-CD demanda una potencia de 1250 watts al banco de baterías. Considerando el peor caso, cuando el banco de baterías se encuentra en la tensión mínima (42 V), la corriente demandada por el módulo CD-CD es
- 29 .1A I =-- 1250 42 o_
La corriente pico que debe soportar el dispositivo es [l 11
Con Psal = 1250 W y Vin(min) = 42 V
(111-3)
(111-4)
I , = 41.66A (111-5)
38
CAPITULO 111: DICEfiO DEL CONVERTIDOR CD-CD
vbat I * '
Q1 d 4
Fig. 111-4. Diagrama a bloques de la etapa de potencia.
Para la topologías de puente completo, con control PWM , el pico de tensión que debe soportar el interruptor de potencia es igual a la máxima tensión de alimentación. Para este caso:
(111-6)
Con las especificaciones de tensión y corriente calculados, se seleccionaron los MOSFETs adecuados. AI momento de adquirir los dispositivos seleccionados hubo problemas puesto que no se encontraron en existencia. En su lugar se adquirieron los IRFP250 fabricado por International Rectifier, los cuales no son capaces de manejar la corriente requerida, por lo que las pruebas del sistema se restringieron a cargas de 600W. En el apéndice C se anexan las hojas de datos con las principales características.
Para limitar el crecimiento de tensión durante el apagado del MOSFET, fue necesario agregar una red amortiguadora. El propósito usual de este tipo de redes es reducir el esfuerzo de tensión ylo corriente al que es sometido el dispositivo en la conmutación, mediante la alteración de las formas de onda en la conmutación, como se muestra en la figura 111-5. Esto permite una menor disipación en el dispositivo durante la conmutación. En algunos casos, una red amortiguadora puede significar una mejoría sobre todo el sistema. La red amortiguadora se calcula [12] en base a la corriente, tensión y tiempo de encendido (tr) y de apagado (tf).
39
D
1
CAPITULO 111: DlSEhO DEL CONVERTIDOR CD-CD
1 D
1
o Jfb 6 J WcWMDo APAOADO
b)
Fig. 111-5. Formas de onda durante el apagado del MOCFET, a) sin red amortiguadora y b) con red amortiguadora.
111.2.2.- Circuitos Impulsores.
La función del circuito impulsor es doble en este caso: suministrar la corriente necesaria para encender y apagar el interruptor de potencia en un tiempo mínimo, y proporcionar aislamiento entre los MOSFETs y el circuito de control. Debe considerarse el tiempo de retardo inherente a los dispositivos; el impulsor debe ser optimizado para que el retardo que introduzca sea mínimo.
El impulsor se diseña a base de un transformador de impulsos (con una ferrita tipo toroide, número 266T125-3C81, fabricada por Philips Componentes); para el cálculo de los devanados se tomó en cuenta la capacitancia que presenta el MOSFET en su compuerta (Cgs), el tiempo de encendido deseado y el tiempo de apagado mhimo. La corriente necesaria se suministra a través de un transistor, que se controla con la señal generado por el SG3524. Se diseñaron 2 impulsores, cada uno con dos salidas aisladas para así controlar los cuatro MOSFETs .
Se agregó una etapa de protección a la compuerta del MOSFET para evitar el daño del dispositivo ante una sobretensión en la compuerta.
111.3.- DISEÑO MAGNETIC0
111.3.1.- Transformador de potencia
Un diseño adecuado del transformador asegura el escalamiento óptimo de la tensión, además de minimizar los esfuerzos por tensi6n en los dispositivos. La relación de vueltas en los devanados se calcula para el peor caso, cuando la tensión de las baterias es mínima y por lo tanto, el ciclo de trabajo es máximo. Para calcular la tensión aplicada al devanado primario, se debe tener en cuenta la caída de tensión a través de los MOSFETs de potencia (dos conducen simultáneamente). En la tensión de salida es necesario incluir también la caída de tensión a través de los diodos.
La ecuación que relaciona el número de vueltas en el devanado secundario y primario es:
40
CAPITULO 111: OICEfiO DEL CONVERTIDOR CO-CO
(111-7)
donde N, es la relación de vueltas, N, el número de vueltas en el devanado primario y N, en el secundario. El ciclo de trabajo (CT ) se puede relacionar con N, a partir de la siguiente ecuación:
donde V,,es la tensión en el secundario (antes de los diodos rectificadores), Vi la tensión aplicada en el primario y C, es el ciclo de trabajo.
Las tensiones de entrada y salida al módulo de potencia son:
v,, = v, - 2VD
y = Vh, - 2vm
(111-9)
(I l l- IO)
donde Voco es la tensión CD de salida del módulo, . y es la caída -> tensión a través de cada diodo, V, es la tensión del banco de baterias y V,,, es la caída de tensión en cada MOSFET ante las condiciones de corriente máxima.
La tensión que debe entregar el módulo CD-CD al módulo CD-CA corresponde al valor pico de la tensión de salida del inversor. Para este caso, con VcA = 120 V,
"CCD - - 1 2 0 f i = 170V (Ill-11)
El ciclo de trabajo máximo se presenta en la tensión mínima del banco de baterías. El circuito de control provee un ciclo máximo de 0.9; dando un margen de seguridad, se considera que C,, = 0.8, con V,, = 42 V. La caída de tensión a través de los MOSFETs se calcula a partir de la resistencia que presentan en conducción entre drenaje y fuente, con una corriente pico circulando. La caída de tensión en los diodos se toma de la hojas de datos, una aproximación adecuada es de 1.2 volts para diodos ultrarapidos. Como se mencionó anteriormente, el núcleo con que se trabaja es el E70-3C80, con una frecuencia máxima de 1 OOkHz.
El N, mínimo se puede calcular con:
(111-12)
41
. CAPITULO Ill: DICEflO DEL CONVERTIDOR CD-CD
Donde :
A ~ T = excursión máxima del flujo (valor entre 0 Y flulo máximo) 4 = área del núcleo f = frecuencia de trabajo del transformador
para el núcleo seleccionado, AB = 6 a /2 = 0.46 T, 4 = 2.83 Y f = 95 KHz. Sustituyendo los valores se obtiene:
N,=7 N, =6,4 N, =44.8.
Redondeando valores, y agregando vueltas al secundario para dar un margen de seguridad, se obtiene que:
N p = 7 N, =50.
Como un aspecto interesante, suponer que el enlace se hubiera realizado en baja frecuencia. En la expresión 111.12 se observa que el número de las vueltas depende inversamente de la frecuencia de operación. Aún cuando las laminaciones para transformadores de baja frecuencia permiten excursiones mayores de flujo que en las ferritas, la frecuencia de trabajo cambiaría de 100 KHz a 60 Hz, aumentando drásticamente el tamatio de los embobinados. Para evitar este problema, seria necesario incrementar considerablemente el tamaño del núcleo.
El cálculo del calibre de'los devanados se debe hacer a partir de la corriente que deben manejar (el valor máximo de corriente continua que manejará el módulo CD-CD tanto a la entrada como a la salida). También debe considerarse el llamado efecto piel: a frecuencias altas la corriente en un conductor no circula a través de toda el área transversal, sino sólo sobre una capa externa; ante esta situación la resistencia que presenta el conductor aumenta, y su valor depende directamente de la frecuencia y el grosor del alambre. Para minimizar el efecto piel, el conductor principal se forma con varios alambres más delgados en paralelo, aislados unos de otros. Tomando en cuenta la corriente y la frecuencia de trabajo (95 KHz), se calcula el número de alambres que conforman los devanados primario y secundario.
Los valores obtenidos son:
- -
el devanado primario consta de 7 vueltas de 81 conductores calibre AWW26 en paralelo para el secundario, 50 vueltas de 12 conductores calibre AWG#26.
42
CAPITULO Ill: DISEi4O DEL CONVERTIDOR CD-CD
111.3.2.- Alimentación del Circuito de Control.
para alimentar al circuito de control existen dos opciones: - escalar la tensión de las baterías al nivel necesario. - implementar una autoalirnentación.
~1 circuito de control trabaja con una tensión de 15 Volts. Para el primer a s o , 8s necesario regular la tensión del banco de baterías al nivel requerido, 10 cual implica emplear un regulador lineal 6 una fuente conmutada. Ambos Casos involucran elementos extras, tanto de regulación como de disipación, lo que resulta pow conveniente.
En el segundo caso sólo es necesario implementar un devanado auxiliar en el transformador de potencia y un filtro para la salida. La regulación para el devanado secundario principal de CD también sirve para el devanado secundario auxiliar.
La corriente minima demandada por el circuito de control es de 80 mA (ciclo de trabajo nulo) y la máxima de 1 A (ciclo de trabajo máximo); la potencia máxima es de 15 W.
A partir de los datos anteriores se obtiene el número de vueltas necesarias para el devanado auxiliar, así como los valores de inductor de salida:
un inductor LcDs= 1 1.1kH y un condensador CcDs=470pF
Durante el arranque del módulo es necesario usar temporalmente una alimentación externa, puesto que aún no es generada la tensión en el devanado auxiliar. Una vez alcanzado el nivel necesario, la alimentación externa es deshabilitada. El proceso es el siguiente:
Mientras el control del módulo CD-CA no activa la señal de encendido, el control del módulo CD-CD está sin alimentación; al comandarse el encendido, se satura un transistor que permite alimentar al control del módulo CD-CD con la tensión del banco de baterías y un regulador lineal; por medio de una red RC se fija un tiempo después del cual se desactiva la alimentación a partir de la tensión de baterías y el regulador lineal, y en su lugar se emplea la tensión generada en el devanado secundario de autoalimentación. Si por alguna razón la tensión en el devanado auxiliar no es suficiente para alimentar al circuito, el sistema se apaga nuevamente protegiéndose de un mal funcionamiento.
un devanado secundario de 4 vueltas con 2 conductores calibre AWG#26
un puente de diodos ultrarápidos de 1 A a IOOV,
111.4.- ETAPA DE SALIDA
La etapa de salida esta constituida por un puente rectificador y un filtro de salida. El emplear un puente completo reduce el esfuerzo en tensión en cada uno de los dispositivos. Los diodos rectificadores se seleccionaron de acuerdo a la corriente y tensión inversa máxima que deben soportar. La tensión inversa máxima depende de la
43
- -. CAPITULO 111: DiSEkO DEL CONVERTIDOR CD-CD
relación de vueltas entre los devanados primario Y secundario del y la tensión máxima aplicada al primario. Para esta aplicacidn, la tensión inversa máxima es de 500 V.
La principal función del filtro de salida BS la de proporcionar un nivel de tensión en CD, con un rizo de tensión mínimo, y capaz de Suministrar la Corriente demandada por la carga.
El filtro de salida consiste en una red L-C como se muestra en la figura 111-6. En la bibliografía sobre el tema se presentan métodos de diseño para filtros de salida suponiendo que la carga es continua, donde es posible determinar un ciclo de trabajo mínimo que se espera en la operación normal del convertidoc. Para el tipo de carga que soportará este convertidor en particular, utilizar el procedimiento mencionado no es factible ya que la carga tiene la particularidad que no es continua, como se muestra en la figura 1-12. Se observan períodos de corriente a una frecuencia que corresponde a dos veces la frecuencia de salida del mddulo CD-CA, y dentro de estos períodos existen pulsos de corriente cuya frecuencia depende del número de pulsos del PWM programado.
Como estrategia se propone implementar el filtro modelando el convertidor CD-CD como una fuente de corriente, utilizando en el filtro de salida un capacitor de gran capacidad. Entre mayor sea el capacitor, existirá menor variación en la tensión de salida. AI aumentar el valor de la capacitancia, los pulsos de corriente de alta frecuencia son soportados por el condensador de salida, reflejándose únicamente al convertidor CD-CD las variaciones de corriente a la frecuencia de 120 Hz. Los valores calculados fueron C=1800pF y L=l.2mH. En este tipo de aplicaciones es conveniente emplear condensadores con una baja resistencia serie (ESR) para minimizar el rizo de tensión en la salida. Cuando se usan condensadores electroliticos es adecuado conectar en paralelo condensadores con una resistencia serie muy pequeña (del tipo MKP). Para este -SO, se emplearon 2 condensadores MKP de 1 pF. El núcleo seleccionado para el inductor de salida es un RMl2-3F3, fabricado por Philips Components
Fig. 111-6. Filtro L-C de la salida del convertidor CDCD
44
CAPITULO Ill: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CD
111.5.- LAZO DE REALIMENTACION La finalidad de un lazo de realimentación es lograr que el sistema mantenga
una regulación adecuada en la salida de tensión ante Variaciones de carga o de alimentación, Como se explicó en el capitulo I, el sistema de realimentación está formado por dos lazos: uno que regula en forma directa la tensión de salida del módulo CD-CD, Y un segundo lazo que regula la tensión de salida del inversor en CA.
El convertidor CD-CD que alimenta a la etapa inversora entrega una tensión regulada, evitando que al inversor lleguen las variaciones existentes en la tensi6n del banco de baterias. A través de esta etapa se obtiene un control "prealimentado". El mayor beneficio que proporciona emplear un esquema de este tipo es que las perturbaciones que suceden en el primer lazo son corregidas antes de que afecten a la salida del segundo lazo.
El primer paso en el proceso de análisis de estabilidad es el estudio de las funciones de transferencia de lazo abierto de los elementos que no pueden ser cambiados. Por ejemplo, la etapa de potencia y el filtro de salida del convertidor generalmente son diseñados basándose en requerimientos de manejo de potencia, y no en requerimiento del lazo de control. Los componentes del filtro de salida se seleccionan para obtener un bajo rizo de salida mientras no se excedan razonablemente los límites de peso. Elementos no óptimos se pueden seleccionar en base al peso, tamaño ó costo. Además, las características de los componentes pueden variar considerablemente de uno a otro por efecto de la temperatura y el tiempo. Como resultado, en el diseño del lazo de control se debe optimizar al sistema de realimentación para lograr estabilidad en un amplio rango de operación y variación de componentes,
Como primer criterio [ lo] para que un circuito a lazo cerrado sea estable, es necesario que en la frecuencia donde la ganancia total a lazo abierto es la unidad (frecuencia de cruce), la fase del sistema, también a lazo abierto sea menor que 360'. La diferencia entre la fase en la frecuencia de cruce y los 360' se conoce como margen de fase. Comunmente se recomienda un margen de fase entre 45' y 60'.
Como segundo punto es necesario prevenir los rápidos cambios de fase en la frecuencia de cruca. Estos cambios son característicos en sistemas con una pendiente de 40 dB por década en la frecuencia de cruce. Por lo tanto, se recomienda que la pendiente de la ganancia total a lazo abierto en la frecuencia de cruce sea -20 dB por década. No es un requerimiento absoluto, pero al tomarlo en cuenta se da un margen de seguridad.
Como tecer criterio es necesario proveer el margen de fase de 45' en la frecuencia de cruce.
45
- : - CAPITULO Ill: DlSEfiO DEL CONVERTIDOR CD-CD
111.5.1.- Compensación del primer lazo de realimentación.
En el primer lazo de realimentación, la salida del módulo CD-CD se regula de acuerdo a una referencia. Esta referencia es generada en el segundo lazo de realimentación.
Una tensión proporcional a la tensibn CD de salida del módulo es realimentada a través de un optoacoplador, de manera que se mantiene aislamiento galvánico entre el circuito de control y la tensión de salida. Esta señal es aplicada al amplificador de error.
Para el cálculo de la compensación se toma como referencia 81 proceso
Calcular la ganancia del módulo CD-CD a lazo abierto, tomando en cuenta tanto al filtro de salida como al modulador. Se debe hacer el cálculo para los casos extremos de mayor y menor ganancia.
descrito en [IO], el cual consta consta de los siguientes pasos:
-
- Dibujar el diagrama de Bode del circuito correspondiente obteniendo la frecuencia de cruce, la pendiente en la frecuencia de cruce y el margen de fase.
- Observar si los datos del punto anterior satisfacen los criterios de estabilidad mencionados. En caso de que no sea así, se debe agregar un circuito de compensación al sistema, bajo el cual las características totales de lazo abierto reúnan los requisitos de estabilidad.
En el diseño del circuito de compensación se debe tener presente el ancho de banda del sistema para que el valor sea el conveniente. Anchos de banda muy grandes implican amplificación de ruido; anchos de banda muy pequenos limitan la respuesta del sistema a bajas frecuencias.
El análisis de las características de lazo abierto del convertidor CD-CD se basa en el esquema de la figura 111-7.
-D--da- V.
V" Gm GI Ga V"
Fig. 111-7. Esquema de lazo abierto y lazo cerrado del primer lazo de realimentaci6n.
46
CAPITULO Ill: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CD
Las variables representan lo siguiente:
G, G, G, G, V,, Tensión de referencia vo Tensión CD de salida VA, Tensión de realimentación
La tensión de referencia proviene del amplificador de error del primer lazo de realimentación. Puesto que esta tensión también varía, es necesario considerar dichas variaciones en el análisis del sistema.
Los diagramas de Bode a lazo abierto se muestran en la figura 111-8. En la figura 1118 se muestran las ganancias del sistema a lazo abierto sin compensar, del circuito de compensación y del sistema total. Como se puede observar, la ganancia a lazo abierto sin compensación no cumple los requisitos de estabilidad: la pendiente en el cruce por cero es de -40 dB por década; por lo tanto, es necesario agregar una etapa de compensación. Además, es conveniente ampliar el ancho de banda, con el fin de que el primer lazo tenga una respuesta más rápida que el segundo lazo.
El circuito de compensación empleado es un amplificador de error de Tipo 3, como se muestra en la figura Ill-10. El diagrama de Bode de la fase del sistema total se muestra en la figura 111-9
Ganancia del bloque modulador WfM Ganancia del filtro de potencia Ganancia del bloque escalador de vo para la reahnentación Ganancia del circuito de compensación
Frecuencia <HI>
Fig. 111-8. Diagrama de bode del sistema a lazo abieito.
47
CAPITULO Ill: DISENO DEL CONVERTIDOR CDCD
Frecuencia <Hz)
Fig. 111-9. Fase del sistema con compensación.
Fig. Ill-IO. Ekuema del circuito de compensacion (Amplificador de Ermr Tipo 3).
Con este circuito, la respuesta total del sistema tiene las siguientes características:
- - - -
un ancho de banda de 1 KHz una frecuencia de cruce de 1 KHz un margen de fase de 45O alta ganancia en bajas frecuencias, lo que da velocidad de respuesta en dicho rango de frecuencia
46
CAPITULO 111: OiSEfiO DEL CONVERTIDOR CDPD
- atenuación con una pendiente mayor a 4 0 dB por década en frecuencias altas, con el fin de minimizar amplificación de ruido.
111.5.2.- Compensación del segundo lazo de realimentaci6n.
La implementación del segundo lazo de realimentación se basa en un esquema análogo ai primer lazo de realimentación. Debido a la velocidad de respuesta que se tiene en el convertidor CD-CD para cambios en la carga o en la tensión de control, el segundo lazo de control no requiere que sea de una dinámica rápida, siendo posible localizar la frecuencia de cruce del circuito de realimentación a baja frecuencia. Además, no es conveniente el empleo de un ancho de banda demasiado amplio, puesto que se debe recordar que la frecuencia de la tensión de salida es de 60Hz. El tener un ancho de banda mayor o igual a la frecuencia de salida implica que el sistema amplifique ruido.
La señal de realimentación se implementa a través de un transformador de escalamiento, un rectificador de precisión y un filtro pasobajo de primer orden. El valor de la señal de realimentación es proporcional a la tensión de CA de salida. Tomando en cuenta las características del ancho de banda mencionadas en el párrafo anterior, se selecciona una frecuencia de corte de 6Hz en el filtro pasobajo.
El amplificador de error proporciona una señal cuyo valor depende de la diferencia entre una tensión de referencia y la señal de realimentación. La sena1 de error sirve como referencia del primer lazo de realimentación.
El esquema de bloques del circuito de control se muestra en la figura 111-1 1. El módulo CD-CD junto con el primer lazo de realimentación se consideran como un solo bloque. Es importante hacer la observación que la ganancia total del módulo CD-CA se considera que está formado por dos partes: una con ganancia fija más otra que corresponde a la ganancia del filtro de potencia. Esta consideración es válida para el análisis a pequeña señal, pero para el cálculo del filtro de potencia del módulo CD-CD sigue vigente la condición de que el módulo CD-CA representa una carga pulsante.
El mismo filtro pasobajo funciona como circuito de compensación, puesto que sus caracterísitcas, junto con las del sistema a lazo abierto reúnen los requisitos de estabilidad.
V" GCO dvm Kf V, y1
V - G V -
Fig. 111-1 1. Esquema de lazo abierto y lazo cerrado del primer lazo de realimentación
49
CAPITULO Ill: DICEQO DEL CONVERTIDOR CD-CD
Las variables representan lo Siguiente:
GcD K, K, K,
V, Tensión de referencia VA, Tensión CA de salida VACE Tensión de realimentación
Ganancia del módulo CD-CD a lazo cerrado. Ganancia del bloque modulador CD-CA y el filtro de potencia Ganancia del bloque escalador de VAC para la realimentación Ganancia del circuito de compensación
En las figuras 111-12 y 111-13 se muestra la ganancia y fase del sistema a lazo abierto. Se observa que al incorporar el filtro pasobajo como circuito de compensaci6n, el sistema cumple los requisitos de estabilidad,
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
Frecuencia (Hrl
Fig. 111-12. Ganancia del sistema a lazo abierto.
50
CAPITULO Ill: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CD
Fig. 111-13. Fase del sistema con compensación.
En el capitulo 4 se muestra la respuesta del sistema ante escalones de carga y variaciones de tensión.
111.6.- DISER0 TERMICO
Es necesario desarrollar un análisis térmico en los MOSFETs de potencia con objeto de evaluar la resistencia térmica disipador-ambiente (bo*) necesaria, para evitar que bajo la peor condición de carga se alcance la temperatura de unión máxima (Ti,,,=) de los dispositivos, lo que provocaría su destrucción.
En forma similar que para el módulo CD-CA, el punto de partida para este análisis es considerar un modelo térmico de la etapa de potencia, utilizando una analogia eléctrica; el modelo térmico que resulta se muestra en la figura 11-14.
T*
Fig. 111-14. Modelo térmico de cada MOSFET en la etapa de potencia
51
CAPITULO Ill: DISENO DEL CONVERTIDOR CD-CD
Se puede demostrar que la expresión que define la resistencia térmica disipador-ambiente para este caso es:
donde:
TJ = Temperatura de unión
TA = Temperatura ambiente
ResA = Resistencia térmica disipador-ambiente
ReJc = Resistencia térmica unión-encapsulado
(ill-13)
Recs Resistencia térmica encapsulado-disipador
PT = Potencia disipada
Para evaluar la resistencia térmica disipador-ambiente es necesario conocer
Las pérdidas totales en cada MOSFET son la suma de las pérdidas en las pérdidas en los componentes de potencia.
conducción (Pc) y las pérdidas en conmutación (P,,,), es decir:
(111-15)
donde
(111-17)
(111-1 8 )
CAPITULO 111: OiSEflO DEL CONVERTIDOR COG0
siendo:
1, = valor máximo continuo de la corriente en el periódo de conducción del MOSFET
= resistencia entre drenaje y fuente cuando circula una IMM
CT, = ciclo de trabajo máximo
ID = corriente de drenaje en el apagado
VDs = tensión drenaje-fuente en el mosfet durante el apagado
ton = tiempo de encendido del MOSFET
'Off = tiempo de apagado del MOSFET
f = frecuencia de conmutación del MOSFET
El IRFP250 soporta una corriente continua máxima de 33 A. Se considera una
1,=30A
De la hojas de datos se obtienen los siguientes valores:
ROJC = 0.6"ChV RDS(cn) = 0.09 n
El ciclo de trabajo máximo del sistema es de 0.7; puesto que cada MOSFET trabaja sólo durante medio ciclo:
El valor de la tensión durante el apagado se obtiene de la máxima tensión aplicada al convertidor. Para este caso:
VD = V B A T ( ~ ) - 5 6 V - Para el dispositivo seleccionado, el valor de la corriente de drenaje se ve
limitado por la capacidad del dispositivo. Por lo tanto:
Los tiempos de conmutación marcados en las hojas de datos del dispositivo son:
53
t0" = 180 ns
La frecuencia de conmutación es:
CAPITULO 111: DISEfiO DEL CONVERTIDOR COCO
6" = 120ns
f = 95 KHz
Sustituyendo los datos anteriores en las expresiones 111-15, 111-14 111-17, 111-18 y 111-16 se obtiene:
PON = 14.3W Po,, = 9.5"CMI
P C = 32.4 W P, = 56.2 W
La temperatura máxima de unión del dispositivo es de 150° C. Es convieniente dejar un margen de seguridad. Por lo tanto, sea:
Tjm ax =120"C T A = 35°C
Sustituyendo estos valores en la expresión 111-1 3, finalmente resulta:
ROSA = 0.58"CMI
Es posible calcular la temperatura del disipador, encapsulado y la unión mediante las siguientes expresiones:
q=T,+P,R, (111-19)
q = q +P,R,, (I 11-20)
= q i P,R, (111-21)
Sustituyendo los valores se obtiene:
Ts =67.6OC
Tc = 81°C
T, = 115°C
La red de amortiguadora con que cuenta cada uno de los MOSFETs disminuye las pérdidas por conmutación en cada uno de los dispositivos, lo que da un margen de seguridad al diseno térmico.
54
CAPITULO IV
PRUEBAS AL SISTEMA
Las consideraciones hechas en los capítulos anteriores sirvieron para desarrollar los prototipos que conforman el inversor. Sin embargo, fue necesario modificar algunos detalles en el diseno al momento de implementarlos; todos fueron aspectos prácticos. Las pruebas realizadas demostraron que los criterios de diseño fueron adecuados, obteniéndose resultados satisfactorios.
55
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEhlA
IV.l.- MODULO CD-CD Una primera consideración que Se tomó en Cuenta al momento de
irnplementar el convertidor CD-CD se refiere a la distribución física de 10s componentes. Al momento de realizar pruebas fue necesario rfmdificar la distribución de 10s componentes para minimizar las interferencias emitidas Por la etapa de potencia en los circuitos de control y regulación.
En resumen, los puntos que cabe destacar por su importancia Son:
- Una separación adecuada entre los circuitos de control, potencia y regulaci6n. - Manejar una distribución radial en el plano de tierra. - Montaje lo más cercano posible entre los MOSFETs del puente de potencia, - Las redes amortiguadoras para los MOSFETs se deben colocar lo más cercano
posible al dispositivo que protegen. - Colocación de condensadores de desacoplo en los distintos circuitos - Colocación de condensador de desacoplo en la entrada de tensión del
módulo CD-CD.
Las pruebas realizadas al módulo CD-CD se encaminaron a determinar las características de regulación en la salida de tensi6n de CD ante variaciones de carga y de alimentación, as¡ como la activación de las protecciones en las condiciones esperadas.
Una característica importante de esta etapa es que no se puede observar un ciclo de trabajo constante cuando se tiene el módulo CD-CD en lazo cerrado y el inversor funcionando. Esto se debe a que la carga es dinámica, demandando una corriente variable, con una envolvente a la frecuencia de 120 Hz (fig. 1-12), Aunque el diseño del convertidor se hizo para que actuara corno una fuente de corriente (elevando la capacitancia del filtro de salida), la corriente suministrada por el puente de potencia al filtro "ve" solo las variaciones de la envolvente de la corriente, por Io que el ciclo de trabajo se modifica en la forma necesaria para responder a estas variaciones de corriente.
A continuaci6n se muestran algunas formas de onda del módulo CD-CD teniendo acoplado al módulo CD-CA con una carga resictiva. Las formas fueron tomadas con un osciloscopio digital con interfase a impresora. En cada una de ellas se incluyen las escalas de medición, así como sus características.
a) Señales de control. En la figura IV-1 se muestra las sefíales de control de los MOSFETs de
potencia. Las tensiones corresponden a V,, de Q3 y Q4. La medición se realiz6 a lazo abierto, con una carga de 400 W conectada en la salida de CA.
56
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
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Fig. IV-l. Tensiones de compuerta de Q3 y Q4.
b) Etapa de potencia. En la figura IV-2 se muestra la tensión aplicada en el primario del
transformador de potencia; la tensión del banco de baterías es de 50 V. La distorsión en la forma de onda se debe a las redes amortiauadoras de cada uno - de los MOSFETs.
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Fig. IV-2. Tensi6n en el primario del transformador de potencia.
57
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
Las redes amortiguadoras fueron disehadas para que la tensión V,, no sobrepasara los 60 Volts. En la figura IV-3 se muestra la tensi6n V,, de Q2, y se observa que efectivamente, la tensión pico está dentro del rango esperado.
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Fig. IV-3. Tensión V,, Q2.
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La tensión en el secundario del transformador se muestra en la figura IV-4; el escalamiento de tensión con respecto al primario es del orden de 7. El ciclo de trabajo es de aproximadamente 25%, con una carga de 300 W,
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Fig. IV-4. Tensi6n en el secundario del transformador.
c) Filtro de salida. La función del primer lazo de realimentación es mantener una regulación en la
salida de tensión CD del módulo CD-CD, con un rizado mínimo de tensión. En la
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
figura IV-5 se muestra la tensidn de salida del m6dul0, Y en la figura IV-6 sólo el rizado de tensi6n; el valor es del orden del 2% de la tensión de salida. La carga de prueba es de 600 W, con una tensión en el banco de baterías de 48 V.
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Fig. IV-5. Tensión CD de salida.
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Fig. IV-6. Rizado de tensi6n en la salida de CD.
El diseno del filtro se planteó en base a un condensador de capacitancia alta, el cual se encarga de suministrar los picos de corriente demandados por el módulo CD-CA. En la figura IV-7 se muestra la corriente demandada por el inversor, para una carga de 400 W. En la figura IV-8 se observa la corriente que
59
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
la etapa de potencia suministra al filtro de salida. Se aprecia que los picos de corriente efectivamente son suministrados por el condensador, y la etapa de potencia solo ve la envolvente de la corriente a una frecuencia de 120Hz..
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Fig. IV-7. Comente demandada por el módulo CD-CA.
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Fig. IV-8. Corriente suministrada por el puente de potencia al filtro de salida.
60
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
IV.2.- MODULO CD-CA
Una de las funciones del circuito de control del módulo CD-CA es la de sincronia con línea. Como resultado de las pruebas fue posible observar que al realizar la sincronía directamente con la salida del filtro de potencia, se elimina el defasamiento que introduce.
Varias observaciones interesantes se relacionan con el filtro de potencia. Algunas de ellas se evidenciaron al hacer pruebas de funcionamiento, pero también fueron deducidas con los resultados del programa de cómputo desarrollado.
Como primera característica, la función de transferencia del filtro de potencia varia con el valor de la carga. En la figura IV-9 se muestra el diagrama de Bode con varios valores de carga. Es posible observar que en el rango de carga permitido por el diseño, el filtro muestra una amplificación de la frecuencia de 60 Hz; a frecuencias mayores de 60Hz la amplificación aumenta, pero dicha amplificación depende marcadamente del valor de la carga. f
10 100 WiMO lKHz 1 OKHz *RMONM
Fig. IV-9. Función de transferencia del filtro de potencia con varias valores de carga.
La ganancia en las frecuencias bajas implica una amplificación para los armónicos localizados en ese rango de frecuencia; para la frecuencia fundamental, la amplificación representa el empleo de una alimentación menor a 170 VCD para obtener los 120 VCA a la salida. El nivel requerido es alrededor de 150 VCD.
Aunque la amplificación del filtro permite que el nivel de tensión en CD de entrada sea menor, también ocasiona una amplificación en los armónicos de bajo orden no deseados (en este caso, el tercero); además, la atenuación en armónicos
61
? CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
próximos a la frecuencia de corte varia al variar la carga (quinto armónico). A Partir de la secuencia PWM, estos armónicos idealmente deben ser cero; al discretizarse los ángulos de conmutación para grabarlos en la UVEPROM se introduce un error Con respecto al ángulo teórico, y los armónicos tienen un valor finito; al ser amplificados por el filtro, su magnitud llega a niveles no deseados. Esta amplificación contribuye a que la distorsión armónica total (THD) aumente.
En valores de carga bajos, la amplificación de armónicos de bajo orden es mayor, y por lo tanto, la THD también lo es. AI aumentar la carga, el efecto de amplificación en el tercer y quinto armónico es menor, y la THD disminuye.
El problema se agrava con la inclusión del tiempo muerto; al variar aún más los ángulos de conmutación reales con respecto a los teóricos, la THD aumenta más. En condiciones de carga lineal máxima la THD se encuentra por encima del nivel máximo especificado del 3% (a 600W, la THD = 3.3%).
El problema anterior se aminoró al implementar la técnica de corrección de efecto de tiempo muerto: no se eliminó la amplificación del filtro puesto que es una característica inherente a la función de transferencia, pero sí se consiguió que el contenido armónico se acercara más al valor teórico, con lo que la THD en todo el rango de carga lineal disminuye, encontrándose por debajo del 3%.
Este efecto no depende directamente del número de conmutaciones en el PWM que se emplea; sus principales causas son:
el tiempo muerto.
el filtro (la función de transferencia) la exactitud de los ángulos de conmutación
Varias secuencias PWM fueron empleadas para evaluar las bondades del módulo CD-CA; se realizaron mediciones con y sin corrección de tiempo muerto. Todas las secuencias fueron calculadas y generadas por el programa de cómputo desarrollado. Así mismo, se compararon las mediciones reales de contenido armónico con los datos generados por la simulación, comprobando la eficacia y exactitud del programa de cómputo. En el capitulo V se comparan los resultados teóricos y prácticos.
Las diversas funciones para las que fue diseñado el circuito de control se cumplieron adecuadamente. Las protecciones y setialización también fueron correctas.
A diferencia del módulo CD-CD, la frecuencia de trabajo es menor y el empleo de un módulo de IGBTs eliminó problemas de interferencias y efectos de inductancias parásitas, además de facilitar el alambrado entre los distintos componentes.
A continuación se muestran una serie de formas de onda, que al igual que en el módulo CD-CD fueron tomadas con un osciloscopio digital con interfase a impresora. Se muestran formas de onda del circuito de control y etapa de potencia. También se incluyen algunas formas de onda de la fuente conmutada que provee las distintas
62
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
tensiones de alimentación.
a) Circuito de control. En la figura IV-10 se muestra la forma de onda de salida y la tensión de línea; se
aprecia la sincronía que mantienen, la cual se obtiene a través del circuito de control del módulo CD-CA.
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O
Fig. IV-10. Sincronía entre la tensión de salida y la tensión de línea.
En la figura IV-1 1 se muestran las señales de control para los IGBTs Q3 y Q4; son las señales generadas por el circuito de control; se encuentran negadas por requerimiento de los circuitos impulsores.
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Fig. IV-11. Seflales de control de los IGBTs Q3 y Q4.
63
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
En la figura IV-12 se muestran las señales de control para los transistores Q1 y Q3, que se encuentran en la misma rama.
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Fig. IV-12. Seriales de control de los IGBTs Q1 y 43.
En la figura IV-13 se muestra a detalle las señales de control Q1 y Q3; nótese el tiempo muerto entre las conmutaciones de los dispositivos. De las hojas de datos del módulo de IGBTs, se especifica un tiempo muerto mínimo de 12 p., el cual es observado en la figura.
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Fig. IV-13. Sefiales de control de los IGBTs Ql y Q3. Detalle de tiempo muerto entre conmutaciones; lógica negada. '
b) Etapa de potencia En la figura IV-14 se muestra el patrón de conmutación PWM antes del filtro de
64
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
potencia. Los ángulos de conmutación se calculan a partir de la ecuación 1.4. Para 7 conmutaciones por 114 de ciclo los ángulos de conmutación son:
16.61' 23.20' 33.57" 46.23'
a, = 51.32" a, = 68.90'
- 70.22" a7 -
Fig. V-14. Secuencia PWM con 7 conmutaciones por cuarto de ciclo.
En la figura IV-15 se muestra otra secuencia PWM, pero ahora con 9 conmutaciones por cuarto de ciclo. Para este caso, los ángulos de conmutación son:
a, = 13.97" u, = 18.45" a, = 28.21O a4 = 36.91" a, = 42.80'
a, = 55.10' a, = 57.91' a, = 73.21' a, = 73.91"
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Fig. IV-15. Secuencia PWM con 9 conmutaciones por cuarto de ciclo.
65
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEW
En la figura IV-16 se muestra una secuencia P W M con 11 conmutaciones por
a, = 12.12" a, = 49.48" a, = 15.29' a8 = 60.99' u3 = 24.34' a, = 62.66' a4 = 30.67" a,, = 76.11' a, = 36.73" a,, = 76.55" cl, = 45.87"
cuarto de ciclo. Los ángulos de conmutación son:
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Fig, IV-16. Secuencia PWM con 11 conmutaciones por cuarto de ciclo.
Se calcularon secuencias en un rango desde 5 a 15 conmutaciones por cuarto de ciclo. Un número mayor de conmutaciones no es posible de implementar, ya que el tiempo muerto mínimo requerido elimina pulsos en la secuencia PWM.
De estas secuencias, la de 7 conmutaciones fue seleccionada para realizar las mediciones de la corrección del efecto de tiempo muerto. La razón es que esta secuencia es la que permite, dentro de las secuencias calculadas, el mayor valor de tiempo muerto sin eliminar pulsos; por lo tanto, resulta atractiva para realizar un análisis del efecto del tiempo muerto, variando su valor desde un mínimo hasta un máximo.
En la figura IV-17 se muestra la salida de tensión después del filtro. El inversor se encuentra Sin carga, y no se esta corrigiendo el efecto del tiempo muerto. En las figuras IV-18 y IV-19 se muestra el contenido armónico antes y después del filtro.
66
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
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-25ms O
5m/div
25ms THD = 10.42%
Fig. IV-17. Tensión de salida del filtro. No hay carga y no esiá implementada la corrección de tiempo mueito.
11 31 51 i f PT 111 131 161 I71 1W 21f 231 251 271 291 311 351
l*HZ pa*b ' 1 9 W
Fig. IV-18. Contenido armónico antes del filtro de potencia. No hay carga y no está implementada la correccibn de tiempo muerto.
67
\ CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
It 3t 51 n
Fig. IV-19. Contenido arm6nico después del filtro de potencia. No hay carga y no está implementada la correcci6n de tiempo muerto.
En la figura IV-20 se muestra la misma forma de onda que en IV-17, pero se tiene implementada la corrección de tiempo muerto. En las figuras IV-21 y IV-22 se muestra el contenido armónico.
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .:... . . . . . . . . . . . . . -25m O 25ms
Smsldlv THD = 2.90%
Fig. IV-20. Tensión de salida del filtro. No hay carga y está implementada la correcci6n de tiempo muerto. Compárese con la figura IV-9..
68
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
Fig. I’
0.5
O 131 151 171 191 ?If 231 251 271 2(x 311 S1
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I. Contenido arinónico antes ?I filtro de potencia. No hay carga y está implementada corrección de tiempo muerto; compárese con la figura IV-18.
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btQm pow 1 9 B w
Fig. IV-22. Contenido annónico después del filtro de potencia. No hay carga y está implementada la corrección de tiempo muerto; compárese con la figura IV-19.
En la figura IV-23 es la misma señal que en IV-17: no existe corrección de tiempo muerto, pero la carga es de 600W. Aunque no se implementa la corrección de tiempo muerto, la magnitud de los armónicos de frecuencia superior a la fundamental no se ven tan amplificados por el filtro como en la figura IV-17, con lo que la THD disminuye. En las figuras IV-24 y IV-25 se muestra el contenido armónico.
Como referencia, en la figura IV-9 se muestra la variación de la función de transferencia al variar el valor de la carga.
69
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
-25m O
5msIdlv 25ms THD = 3.29 %
Fig. IV-23. Tensión de salida del filtro. La carga es de 600 W y no está implementada la corrección de tiempo muerto.
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Fig. IV-24. Contenido armónico antes del filtro de potencia. La carga es de 600 W y no está implementada la corrección de tiempo muerto.
70
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
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Fig. IV-25. Contenido armónico después del filtro de potencia. La carga es de 600 W y no está implementada la wmecci6n de tiempo muerto.
En la figura IV-26 se muestra la tensión de salida del inversor con una carga de 600 W, y la técnica de corrección de tiempo muerto implementada; las figuras IV-27 y IV-28 corresponden al contenido armónico.
50 V/db
O
-25mS O 5ms/div
25ms THD = 2.2%
Fig. IV-26. Tensión de salida del filtro. La carga es de 600 W. y está implementada la corrección de tiempo muerto.
71
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
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Fig. IV-27 Contenido armónico antes del filtro de potencia. La carga es de 600 W y esla implementada la corrección de tiempo muerto.
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Fig. IV-28. Contenido armónico después del filtro de potencia. La carga es de 600 W y esla implementada la corrección de tiempo muerto.
En la figura IV-29 se muestra la corriente demanda al puente de IGBTs por el filtro de potencia, y la setial generada por el detector de cruce por cero de dicha corriente. Esta seiial indica en que sentido circula la corriente. La carga del inversor es de 200 W. Nótese que existe más de un cruce por cero en un ciclo completo.
72
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
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Fig. IV-29. Comente suministrada por los IGBTs al filtro de potencia. Se muestra también la señal generada por el detector de sentido de dicha comente. La carga es de 200 W.
En la figura IV-30 se muestra a detalle el bit habilitador del cambio de tablas en la corrección del tiempo muerto. Puede apreciarse cómo la corriente ha cambiado de dirección (Vcxo), pero no se permite el cambio de tabla hasta estar próxima la siguiente conmutación (VHABILITADOR).
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Fig. IV-30. Detalle del bit habilitador de cambio de tabla. S610 se permite el cambio de tabla al estar pr6xima la siguiente conmutación.
73
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
d) Protecciones. En la figura IV-31 se muestra la activación de la protección contra sobrecorriente:
se Sensa la corriente de carga, y al momento de detectarse una sobrecorriente se activa la protección, que deshabilita al puente de potencia y enciende la ceiialización. La prueba se realizó cortocircuitando la carga del inversor; el pico de corriente observado es suministrado por el condensador del filtro de salida, y no por el puente de IGBTs. En la figura IV-32 se muestra la corriente de corto, que es la peor condición de sobrecorriente, y la corriente en el puente de IGBTs al momento del cortocircuito.
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Fig. IV-31. Activaci6n de la proteccián ante un cortocircuito
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Fig. IV-32. Corriente a traves de los IGBTs al presentarse un cortcircuito.
74
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
e) Fuente conmutada de alimentación. En la figura IV-33 se muestra la tensión entre drenaje y fuente del MOSFET de la
fuente conmutada de alimentaci6n; es una topología flyback. En la figura IV-34 se muestra la tensi6n en uno de los devanados secundarios. La salida corresponde a la tensión de 5V, 200 mA, la cual alimenta al circuito de control.
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Fig. IV-33. Tensión VDS del MOSFET de la fuente conmutada de alimentación; la carga es de 500 mA y una tensión en el banco de baterias de 48 V.
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Fig. IV-34. Tensión en el secundario de SV, 200 mA. La carga es de 120 mA y la tensión en el banco de baterias es de 48 V.
75
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
IV.3.- SISTEMA COMPLETO
Las pruebas de sistema completo se encaminaron a medir las características de regulación ante variaciones de carga y alimentación, así como el contenido armónico y la THD.
También se presenta una evaluación de la eficiencia del sistema. Los resultados de regulación y respuesta a escalones de carga se muestran en gráficas y tablas en el capítulo V. Aquí sólo se presentan mediciones directas del osciloscopio.
En las figuras IV-35 y IV-36 se muestra la salida del inversor durante el transitorio de encendido. En la figura IV-35 el sistema se encuentra sin carga, y en la figura IV-36 se tiene una carga de 600 W.
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Fig. IV-35. Tensi6n VCA durante el transitorio de encendido. El inversor se encuentra sin carga
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Fig. IV-36. Tensión VCA durante el transitorio de encendido. El inversor tiene una carga de 600 W.
CAPITULO IV: PRUEBAS A l SISTEMA
La corriente durante el transitorio de arranque debe tomarse en cuenta para evitar que las protecciones contra sobrecorriente se activen. En la figura IV-37 se muestra la corriente demandada por el módulo CD-CA durante el encendido. El sistema tiene una carga de 600 W al momento de activarse.
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Fig. IV-37. Comente demandada por el mbdulo CD-CA durante el encendido. El inversor tiene una carga de 600 W.
La regulación debe ser mantenida durante los transitorios de carga. Debe asegurarse que el sistema alcanza la regulación ante un escalón de carga en un tiempo máximo determinado. En la figura IV-38 se muestra la regulación del sistema ante un escalón de carga de O a 600 W.
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Fig. IV-38. Regulación de la tensión de VCA ante un escaldn de carga de O a 600 W.
77
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
En la figura IV-39 se muestra la regulación del sistema ante un escalón de carga de 200 a 600 W.
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Fig. IV-39. Regulación de la tensión de VCA ante un escalón de carga de 200 a 600 W.
El último parámetro de interés es la eficiencia, la cual se evalua a partir de la corriente y tensión, en la entrada y la salida del módulo de conversión CD-CA. En el capítulo V se muestran los valores numéricos. En las figuras IV-40 y IV-41 se muestran las corrientes y tensiones en la entrada y salida para una carga de 600W.
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Fig. IV-40. Tensión y comente a la entrada del inversor, para una carga de 600 W.
70
CAPITULO IV: PRUEBAS AL SISTEMA
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Fig. IV-41. Tensidn y comente a la salida del inversor para una carga de 600 W.
Se realizaron mediciones de temperatura en el disipador para validar el diseño térmico. En una pequeña perforación del disipador se colocó el sensor térmico de un termometro de operación. Las condiciones de operación bajo las cuales se realizó la medición fueron:
- - - - -
Las lecturas tomadas fueron:
PWM 9 conmutaciones por cuarto de ciclo. 600 W de potencia de carga. Medición después de 1 hora de trabajo continuó del sistema bajo la condición de carga anterior. Tensión de 46.5 Ven el banco de baterías. Temperatura ambiente de 2 2 O C.
Disipador del módulo CD-CA Disipador del módulo CD-CD
TsCA = 58. I O C Tsc, = 67.2O C
79
CAPITULO V
R€SULTADOS Y CONCLUSIONES
Los datos obtenidos en las pruebas sirvieron para determinar que los objetivos y consideraciones iniciales de diseño fueron cubiertos. Se analizan los datos y se sugieren actividades futuras en el desarrollo de sistemas inversores.
, 80
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
V.l.- EVALUACION DE OBJETIVOS Y ALCANCES
a) Contenido armbnico. Como se menciono en el capitulo 111, la falta de MOSFETs con la capacidad
para manejar la corriente requerida, restringió las pruebas del sistema a 600 W de carga.
El contenido armónico de la tensión de salida se encontraba por encima del especificado cuando no se tenia corrección de tiempo muerto. AI implementar la técnica de corrección de tiempo muerto fue posible lograr que la distorsión armónica total (THD) quedara dentro de lo especificado para todo el rango de carga lineal.
En la figura V-1 se muestra una gráfica con la variación del contenido armónico al variar el tiempo muerto. No se tiene implementada la corrección de tiempo muerto, y la medición es antes del filtro de potencia. Se puede apreciar que el primer armónico significativo es el 15.
Fig. V-I. Variación del contenido armónico al variar el tiempo muerto.
En la figura V-2 se muestra a detalle los armónicos de bajor orden, los cuales tienen mayor impacto sobre la THD de la tensión de salida del inversor. No se tiene implementada la corrección de tiempo muerto; se puede apreciar como aumenta el contenido armónico al aumentar el tiempo muerto. Idealmente estos armónicos deberían de ser cero.
a i
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
Fig. V-2. Variación de los armónicos de bajo orden al variar el tiempo muerto.
En la figura V-3 se muestra la variación de los armónicos de bajo orden al variar el tiempo muerto; se muesiran los resultados teáricos, generados por el programa de simulación, las mediciones reales sin compensar el efecto del tiempo muerto, y las mediciones después de compensarlo. En el programa de simulación se toma en cuenta el efecto debido a la discretización de los ángulos de conmutación al grabarlos en la memoria,
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Fig. V-3. Vanaci6n de armónicos de bajo orden & al variar el tiempo muerto
82
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
0.94 --
0.92 -.
0.90 --
AI compensar el efecto de tiempo muerto se consigue que el contenido armónico sea io más cercano a lo teórico y no varíe al aumentar el tiempo muerto.
Otro resultado interesante se observa en el aprovechamiento del nivel de CD. Para el patrón PWM empleado, idealmente la magnitud pico de la componente fundamental es igual al valor de tensión de directa. AI aumentar el tiempo muerto, la amplitud del armónico fundamental disminuye; al implementar la corrección de tiempo muerto se consigue que la magnitud pico de la fundamental siga en su valor máximo. En la figura V-3 se muestra el resultado.
1 .M -T - Te&ico sin cornpensacitm
rn Real sin cornpensaclh O Realcompensado
> w 0.88 48 12 16 20 24 2a 3 2 3 6 4 0 4 4
Tiempo muerto
Fig. V-3. Variación de la magnitud de la fundamental al variar el tiempo muerto.
Los requisitos de THD se cumplen en todo el rango de carga lineal al implementar la compensación de tiempo muerto. En la figura V-4 se muestra la THD después del filtro de potencia al variar la carga con y sin compensación de tiempo muerto.
63
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
10 2
a
6
4
2
THD %
l2 f \ \
', --
'. ._ -- ~ . I - ..........
.......... .................... 3% -- --.
.......................................................................................... ............ I - .. - " " -- - o
Sin compensocidn O Con compensoción
o O W o 100 200 300 400 500 600
Potencia de carga
Fig. V-4. Vanaci6n de la THO respecto a la carga.
b) Regulación de línea y carga. Las pruebas de regulación de línea se realizaron variando la tensión de
entrada del inversor (simulando el banco de baterías), y midiendo la tensión CA de salida. Los datos que se presentan corresponden a una carga de O y 600W.
Tabla V.1 Regulación de linea.
La desviación máxima es
120.92-118.6 =1 ,95% tF
118.6
84
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
A
135 --
130 --
125
120
115
110
En la figura V-5 se muestra en forma gráfica la regulaci6n de linea. La carga es de 600W.
. 15% . . I
, . , . , ~. . , . ~ .....,,. ~ ~ ....... ~ ........ ~ .... .~ . . . . . ~ ..... ~ ..... . . . . ~ . . . - - --
,;
- 7 ~ ............. ~ .,,............... ~ .... ~ . . ~ ............... .~~ ............... ~ ~ . . ...... . ~ . . ......... ....... . . ~ . . 114
--
I I I > V
Las pruebas de regulación de carga se hicieron para tres tensiones de entrada: mínima, máxima y nominal. En la tabla V.2 se muestran los resultados.
Tabla V.2 Regulaci6n de carga.
05
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
135 --
130
125
120
La desviación máxima es
A
--
. ~ . ~ . . . ~ ~ .... . . ......... ~ . . . ~ ~ .......... ........... ~ . . ~ ............ . .......,..... ~ ~ . . ~ ~ ............. ~.. --
. . - - -
122.66-118.60 =4,06% 118.60
E=
En la figura V-6 se muestra en forma gráfica la regulación de carga. La tensión del banco de baterías es de 48V.
105 I > w O 100 200 300 400 500 6M)
Potencia de carga
' Fig. V-6. Regulaci6n de carga.
De los resultados presentados anteriormente se concluye que la tensión de salida cumple adecuadamente con los requisitos de diseño.
c) Regulación dinámica. De las formas de onda referentes a transitorios de carga presentadas en el
capitulo IV, se observa que el tiempo de establecimiento se reduce a tiempos del orden de lOOms (figura IV-38 y IV-39); con estos resultados se deduce que las técnicas de compensación fueron adecuadas.
d) Eficiencia. Este fue uno de los principales objetivos que se plantearon en el desarrollo del
sistema. La evaluación de la eficiencia se realizó a traves de las formas de onda de tensión y corriente, en la entrada y salida del inversor. En las figuras IV-40 y IV-41 se muestran los valores correspondientes a una carga de 600W.
86
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
Para 600 W de carga se tiene una eficiencia de:
4" = V,,I, = (47)(14.2) = 667.4W
Po = V,l, = (120)(4.96) = 595.2W W.4)
Para evaluar el número de conmutaciones con las que se obtienen mejores resultados, se programaron varias secuencias, todas con el tiempo muerto minim0 posible (12 ps). Posteriormente se evaluó el contenido armónico y la eficiencia a una carga de 600 W. Los resultados son los siguientes:
Tabla V.3 Eficiencia y THD de acuerdo al número de conmutaciones.
Como secuencias adecuadas se seleccionaron dos:
- PWM de 7 conmutaciones por cuarto de ciclo. - PWM de 9 conmutaciones por cuarto de ciclo.
87
CAPITULO V: RESULTADOS Y CONCLUSIONES
V.2.- SUGERENCIAS PARA FUTUROS TRABAJOS.
Como sugerencias para futuros trabajos se proponen los SigUienteS
Implementación de redes de amortiguamiento no disipativas en los MOSFETs de potencia del módulo CD-CD, con el fin de aumentar la eficiencia del sistema.
lineamientos:
-
- Para mejorar la eficiencia es conveniente emplear esquemas que permitan realizar conmutaciones a tensión cero. Para el módulo CD-CD se puede emplear una topología de conmutación suave, y en el módulo CD-CA un enlace en CD resonante.
Cuando el sistema trabaja con cargas no lineales, la THD aumenta por encima del valor máximo permitido. Para minimizar este problema, una alternartiva es realizar una regulación dinámica de la forma de onda de salida.
-
APENDICE
Se presentan los diagramas de bloques de los distintos módulos del convertidor CD-CA, los diagramas de flujo de los programas de cómputo desarrollados, las hojas de datos de los principales dispositivos y el método de diseño filtro de potencia del módulo CD-CA.
89
APENDICE
. A.l ESQUEMA DEL INVERSOR.
, ÍüNEADECA
Fig A- I. Diagrama a bloques del convertidor CD-CA.
90
APENOICE
A.2 ESQUEMA DEL MODULO CD-CD.
I AMRlRcADoR
DE ERROR VCGMFV&%C3%
REFERENCIA
Fig A-2. Diagrama a bloques del módulo CD-CD.
91
APENOICE
A.3 ESQUEMA DEL MODULO CD-CA.
Fig A-3. Diagrama a bloques del módulo CD-CD.
92
APENOICE
B. DIAGRAMAS DE FLUJO.
INICIO 'r' INICIALES
CALCULO DE MATRü
SOLUCION
SI
MODIFICAR VALORES INICIALES
GRABAR O IMPRIMIR
RESULTADOS
--I--- & Fig B-1. Diagrama de flujo del programa para generar los ángulos de conmutación de la secuencia
PWM.
93
APENOICE
o INICIO 52
DE FILTRO Y CARGA
( VALORDE 1 IiEMPO MUERTO
I I I 4 1
CALCULO DE CONTENIDO ARMO-
NlCO Y THO
CALCULO DE I INSTAMANEA I 1
I ,
SELECCION DE OPCION
MODIFICAR FILTRO Y
DiAGRAMA DE BODE
NO 1
Fig 5 2 . Diagrama de flujo del programa para el Calculo de contenido armónico y evaluación de efecto de tiempo muerlo. También genera el archivo PWM para programar la UVEPROM.
94
APENDICE
9 o NUEVOS VALORES
DE FLITRO Y/O ( CARGA I a CONiiNUAR
IMPRESION
RESULTADOS I DE
Fig 8-2. Continua.
95
APENOICE
GENERAR SECUEK CIA SIN
COMPENSAR iiEMPO MUERTO
CALCULO DE SECUENCIA PWM
PARA LOS INIE- RRUPTORES DE
POTENCIA
GENERAR SECUENCIA
COMPENSANDO TIEMPO MUERTO
DESPLIEGUE GRAFICO DE
LA SECUENUA PWM
I GENERAR
P TAMAÑO
MEMORIA
COMPENSAR EFECTO DE
TIEMPO
Q 9
' NEGADA
I zg;; 1 1 ARCHNO GWEf EN 1 I M E L CON FORMATO
LOGICA NEGADA
Fig 8-2. Continua
96
_ - APENOICE
C. DISE6IO DEL FILTRO DE POTENCIA PARA EL MODULO CD-CA.
Basándose en el método desarrollado por Dewan y ZiOgaS en [3], se presentan las ecuaciones de diseño de los componentes del filtro, las cuales han sido obtenidas tomando en cuenta que el primer armónico significante es el 15 (para 7 conmutaciones por cuarto de ciclo).
a) datos de entrada
Tensión de salida: 120 v (C.1)
Potencia de salida: 1 KVA (C.2)
b) Cálcuios de corriente:
1 p.u. corriente => 1000 VAl120 V = 8.33 A (C.3)
1 p.u. impedancia => 120 VA18.33 A = 14.4 R (C.4)
1 p.u. inductancia => 14.4W377V = 38.21 mH (C.5)
1 p.u. capacitancia => 11(14.4)(377) = 184 pF (C.6)
L= (38.21 mH) (0.212) = 8.12 mH (C.7)
C= (184 pF) (0.519) = 93.84pF (C.8)
Los valores prácticos de los elementos son:
L= 8 mH
C= 85pF
El valor de la capacitancia se consiguió conectando condensadores en paralelo, esto permite reducir la ESR; los condensadores se seleccionaron entre los usados para arranque de motores.
Para el diseAo magnético del filtro se siguió el siguiente procedimiento [14]: . a) datos de entrada
8mH G.9)
Corriente nominal: 8.33A ((2.10)
Inductancia:
97
APENDICE - . -
b) CBlculo de potencia:
Impedancia: XL = (8mH)(23.1459%0) = 3,OlfI (C.11)
Potencia: P =VI = R V l = (3.01fI)(8.33 A)(8.33 A) = 208.86 VA (c.12)
c) Selección del núcleo:
Se selecciona un núcleo de acero al silicio de laminación El, cuyo producto (Ap) de ventana (W,) por área central (h) sea suficiente. Para calcular el núcleo mínimo se tiene que:
polo4 =( 4.44 *B, f k, kj (C.13)
Considerando 8, = 1.2 T, k, '= 0.4, kj = 366 y f = 60,
AP(mínirno) = 85.49 (C.14)
Seleccionando un núcleo que cumpla el requisito de Ap(,,,inim0~, se tiene:
Ap = 88.95, & = 15.12 y WA= 5.88 (C.15)
La expresión con la que se evalúa el número de vueltas necesario es:
~ ~ 1 0 ~ N = 4.44.B;AC (C.16)
I
con E = XL I, y mediante un proceso iterativo se calcula la N final y el entrehierro con:
(C.17) 0.4- r N 2 'A,. lo4
L I = 8
despejando N:
98
I , *L N =( 0.4*1r*A,*f*10~*
APENDICE
(C.18)
Sustituyendo valores se obtiene finalmente:
N = 53.34 Vueltas, con un alambre calibre #AWG 10, para una densidad de corriente de 1000 circular milslA
Ig = 0.69 mm de entrehierro.
APE N 0 IC E
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