chapter 7 單載子場效電晶體 (fet)

99

11

55

6677

+

55

+

77

22 3388 77

66

55331111 ++4444

11

11

3-2+1=

?

Chapter 7單載子場效電晶體 (FET)

四技一年級下學期授課教師：任才俊

電子電路與實習

77

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FET

MEFET

絕緣閘型元件 接面閘型元件

MOSFETEnhancement-Type

(加強型)Depletion-Type

(空乏型) FET

P-Channel P-ChannelP-ChannelN-Channel

N-Channel N-Channel

※ MOSFET: Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistors

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MOSFET 物理結構N-channel MOSFET 的物理結構，乍看之下與NPN 型 BJT 很相似，但兩者有所不同：

圖 8.4

S D

n p n

SiO2

G

FET 的兩塊 N 型半導體摻雜濃度 (doping concentration) 相同，即 FET是對稱的結構，而 BJT 的 Emitter 摻雜濃度遠高於 Collector 。

中間 p 型半導體並未刻意像 BJT 的Base 一樣做得很薄。

中間 p 型半導體先鍍上一層 SiO2 後再接外部導線，而 BJT 的 Base 則直接接上外部導線。由於 SiO2 是絕緣體無法導電，此為輸入電流為零的關鍵。

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N-channel MOSFET 物理結構MOSFET 與 BJT 在結構上大同小異，而它們真正的不同點在於設計觀念上：

FET 徹底揚棄以 PN 界面控制電流的想法，改以電場控制半導體內自由電子 ( 或電洞 ) 的流動，同樣達到控制電流的結果。 ( 這是場效電晶體名稱的由來。 )

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N-channel MOSFET 物理結構

在 SiO2 絕緣層加上正電壓 (VG) ，當 VG 足夠大時，聚集在 SiO2 絕緣層下方的自由電子濃度將高於電洞濃度，形成一長條位於 P 型半導體內的帶狀 N 型半導體。由於它的形狀類似一條隧道，所以稱為 N 型通道 (N-channel) 。

S D

n p n

VG(+)

n-channel

(a)

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N-channel MOSFET 物理結構

因 VG 吸引而產生的 N 型通道，剛好將原來分離的兩塊 N 型半導體連在一起，成為三塊彼此相連的 N 型半導體。等效上相當於一顆電阻 (R) ：

S D

n p n

VG(+)

n-channelRS Rch RD

(a) (b)

S ch DR R R R

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由於 S 極和 D 極的摻雜濃度很高，並且它們的截面積遠比由感應產生的 N 型通道寬，因此在一般情況下：

在 D 極和 S 極間外加正電壓 (VDS > 0) ，可以預期會有電流 (ID) 由 D 極流向 S 極，其大小為：

chDSch RRRRR 　　 　 　,,

DSD

ch

VI

R

S D

n p n

VG(+)

n-channelRS Rch RD

(a) (b)

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由於 Rch是由 VG感應而生，因此藉 VG改變Rch便可以控制 ID，所以 FET 是一顆名符其實的電壓控制電流元件。

因為輸入端 (G 極 ) 為絕緣層，故 IG = 0 ，使得流入 D 極的電流必定等於流出 S 極的電流，所以 FET 只需考慮一個電流 (ID) ，是 FET 比 BJT 簡單好用的主因。

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在 P 型的基體 (Substrate)上，利用 Doping 產生兩個 n 型區域

接著在兩個 N 型區域之間鍍上 SiO2絕緣層，最後再連上金屬導線。它之所以稱為 N-channel MOSFET 是因為由感應所產生的是 N 型通道

圖 8.6

p-substrate

B

G

n+ n+

DS

Enhancement-type ( 加強型 )N-channel MOSFET

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MOSFET 包括作為連線的金屬 (Metal) ，絕緣層的二氧化矽 (Oxide) 以及作為主體的半導體 (Semiconductor) ，三者組合成為以電場控制電流的電晶體 (FET) 。

三個端點分別稱為閘極(Gate) 、源極 (Source) 和汲極 (Drain) 。 G 極作用好似閘門，用來控制通道；S 極為帶電載子 ( 自由電子 ) 的源頭，而 D 極表示帶電載子流入的端點。

圖 8.6

p-substrate

B

G

n+ n+

DS

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為防止 PN 界面處於導通狀態，所以 P 型 substrate 必須接電路的最低電位，就能專注在 S 、 D 、 G 三個端點上，而忽略 substrate 。

p-substrate

B

G

n+ n+

DS

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右圖是 n-channel MOSFET的電路符號。實際上 D 極和 S 極結構完全相同，區分的方式是載子流出者為 S極，而流入者為 D 極。由於 n-channel FET 的載子是電子，而電子從低電位流到高電位，所以接高電位的是 D 極，接低電位的是S 極。

G

D

S

G

S

B

D

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截止模式 (Cutoff mode) VGS < Vt, Vt > 0

當 VGS 很小時無法產生通道，此時 channel 處於關閉 (OFF) 狀態。當 VGS 大於臨界電壓 (threshold voltage)Vt， channel 才由關閉狀態進入導通 (ON) 。 當 VGS<Vt， ID =0

三極模式 (Triode mode) VGS > Vt ， VDS < VGS Vt

channel 導通，等效上像一顆電阻，其阻值與 VGS有關，然而真正決定 Rch的是 VGS Vt 而非 VGS。

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ID隨 (VGS Vt ) 及 VDS上升而增加。

ID與 VDS及 Vt的關係如下：

k 與自由電子的移動率 (mobility) μn 及 channel的實際結構有關：

22( )D GS t DS DSI k V V V V

2n oxC W

kL

※Cox 為 SiO2 絕緣層與 channel 所形成之單位面積電容量

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飽和模式 (Saturation mode) VGS >Vt ， VDS VGS Vt

pinch-off 發生， ID不再隨 VDS上升而增加。 I

D只和 (VGS Vt ) 有關而和 VDS無關。將 VDS = VGS Vt 代入便得到 saturation mode的電流： ID = k(VGS Vt )2

S

VGS

n p n

VDSVGS, eff

pinch-off ( 夾止 ) 發生

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n 型半導體當 VGS < Vt ， ID = 0 ， FET 處於 cutoff mode

當 VGS > Vt 且 VDS < VGS－ V

t 時， FET 處於 triode mode ，ID 隨 VDS 上升而增加

當 VDS VGS－ Vt ， FET 處於 saturation mode ， ID 保持定值不再隨 VDS 改變。

saturation mode

cutoff mode

VDS

VGS－ Vt

triode mode

ID

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Depletion-type 與 Enhancement-type N-channel MOSFET 的結構完全相同，只是在製作時事先在 P 型 substrate 中植入自由電子形成一個 n-channel ，使得在 VGS = 0V時 channel已經呈導通狀態。

n p n

Depletion-type ( 空乏型 ) N-channel MOSFET

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Depletion-type 等 效上是將 enhancement-type n-channel MOSFET 的 Vt　由正電壓改變成負電壓，其他所有特性皆相同。

VGS,eff = VGS Vt = VGS + | Vt | G

S

B

D

G

D

S

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Juction-FET另一種 FET 利用 PN-junction 在反向偏壓時產生空乏區 (Depletion region) 的特性來控制 channel的導電性，稱為 Junction-FET(JFET) 。

D

G p p

S

G

S

D

G

S

D

N-ChannelP-Channel

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當 VGS = 0 時， channel 處於導通狀態，和 depletion-type MOSFET 相同。當 VGS < 0 ，如下圖， PN-junction 的 depletion region範圍增加，造成 channel 寬度縮小， Rch 因而增加，當 VGS 低於一臨界電壓 Vt (負值 ) 時， channel 完全關閉，此時 JFET 進入 cutoff 狀態，特性又和 depletion-type MOSFET 相同。

雖然 JFET 和 depletion-type MOSFET基本結構及工作原理不同，但特性卻完全相同，它們的 Vt同為負值。

Depletion region

VGS

+

p p

VDS

+

ID

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P-channel MOSFET

就像 BJT 有 NPN 與 PNP 電晶體一樣， P-channel FET 結構與 N-channel FET 類似，差別在於載子是電洞而非自由電子。

實用上以 N-channel FET 為主。但因為 P-channel FET 的特性與 N-channel MOSFET 剛好有互補關係，在許多應用上發揮很大的功效，例如有名的CMOS(Complementary MOS) 電路即巧妙利用它們的互補特性，成為應用非常廣泛的電路結構。

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p-channel MOSFET 的物理結構是在 N 型基體上製作兩塊 P 型半導體，它們的摻雜濃度相同且濃度很高 (P+) 。兩塊 P 型半導體分別作為 S 極和 D 極，而它們之間的 n 型半導體先鍍上 SiO2 後再接外部導線作為 G 極，結構與 N-channel MOSFET 類似。

圖 8.15

n-substrate

B

G

p+ p+

DS

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G 極加上負電壓 (VGS < 0) ，當 VGS 的負電壓足夠大時，聚集在 SiO2 絕緣層下方的電洞濃度將高於自由電子濃度，形成一長條 P 型通道。p-channel MOSFET 同樣利用 VGS 控制通道電阻以控制電流 (ID) ，工作原理與 N-channel MOSFET 相似，只是載子不同而已。圖 8.15

n-substrate

B

G

p+ p+

DS

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右 圖 是 Enhancement-type P-channel MOSFET 的電路符號。

同樣定義載子 ( 電洞 ) 流出者為 S(Source) 極，而流入者為 D(Drain) 極。接高電位的是 S 極，接低電位的是 D 極。

G

S

D

G

S

B

D

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在討論 P-channel MOSFET 的特性時，和 N-channel MOSFET 一樣只需考慮兩個電壓及一個電流。由於通常 S 極的電位最高，所以我們選擇(VSG ， VSD ， ID) 作為元件參數，其中 ID 的方向由 S 極流向 D 極。下圖利用 VSG 控制 channel 導通電阻，再觀察 VSD與 ID的關係，所得結果便是元件特性。

VSG

VSD

+

+

G

S

D

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截止模式 (cutoff mode) VSG－ Vt < 0

ID = 0

三極模式 (triode mode) VSG － Vt 0 且 VSD < VSG,－ Vt

ID隨 VSD和 (VSG－ Vt ) 上升而增加 。 2(2( ) )D SG t SD SDI k V V V V

2p oxC W

kL

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飽和模式 (saturation mode)VSG － Vt 0 且 VSD VSG － Vt

ID不隨 VSD改變而達到飽和狀態。將 VSD = VSG － Vt代入即可得到飽和電流：

P-channel MOSFET 同樣有 depletion-type 及 JFET ，差別只是它們的 Vt 為正值，除此之外所有 enhancement-type 的方程式皆適用於 depletion-type MOSFET 及 JFET 。

ID = k (VSG － Vt )2

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例一 在以下情況求 VD。 (1)VG= 1V ； (2) VG= 3V ； (3) VG= 5V 。

2

(2) FET on

Assume at satuation mode

( ) 1mA

5V

5V

FET is at satuation mode.

GS t

D GS t

D DD D D

DS D GS t

V V

I k V V

V V I R

V V V V

VG

RD5K

VDD = 10V

22V, 1mA/VtV k

(1) cutoff mode, 0A

10GS t D

D DD D D

V V I

V V I R V

2

(3) FET on

Assume FET is at satuation mode

( ) 9mA

35V

35V

FET is not at satuation mode.

FET is at triode mode

2( )

GS t

D GS t

D DD D D

DS D GS t

D GS t DS

V V

I k V V

V V I R

V V V V

I k V V V

2

2

2

2

6

10 30 5

10 31 5 0

0.34V

5.85V

Wrong!

DS

D D

D DD D D D D

D D

D DS D GS t

V

V V

V V I R V V

V V

V V V V V

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例二 在以下情況求 VD。 (1)VG= 1V ； (2) VG= 5V ； (3) VG= 10V 。

VG

RD5K

VDD = 10V

RS2K

2 2

2

(2) FET on

Assume at satuation mode

( ) (5 )

1mA (5 )

2.25mA

If 2.25mA, 0.

1mA, 5

GS t

D GS t S t

D S t D

D GS t

D D DD D D

V V

I k V V k V V

k I R V I

I V V

I V V I R V

(1) cutoff mode,

0A, 10GS t

D D DD D D

V V

I V V I R V

2

2

2

2

(3) FET on

Assume FET is at triode mode

2( )

2( )

2(10 )

21 13 60 0

7.2V1.4mA

GS t

D GS t DS DS

G S t DS DS

D S t DS DS

DS DD D D D S

D D

GS

D

V V

I k V V V V

k V V V V V

k I R V V V

V V I R I R

I I

V

I

>

0.2V

2.02mA Wrong!

3V

t

DS GS t

D DD D D

V

V V V

V V I R

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例三 (1) 若 RD=4KΩ ， VG=6V ，請設計 RS 使 FET工作在 saturation mode 且 ID=1mA 。

(2) 若 VG=5V ，請設計 RS和RD 使得 FET工作在 saturation mode ，且 ID=1mA ， VD=6V 。

圖 E8.3

VG

RD

VDD = 12V

RS

2

2

(1) ( ) 3V ( >0)

3k

(2) ( ) 3V ( >0)

2k

6k

D GS t GS GS t

GS G S G D S S

D GS t GS GS t

GS G S G D S S

D DD D D D

I k V V V V V

V V V V I R R

I k V V V V V

V V V V I R R

V V I R R

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例四 (1) 若 RS=1.5KΩ ， RD=2k

Ω ，求 ID。 (2) 請設計 RS 和 RD 使得 F

ET工作在 saturation mode且 ID=1mA ， VD=−4V 。

RS

+10V

RD

10V

2 2

(1)Assume FET is at saturation mode

( ) (10 )

4mA 0, (10V ) ( 10V+ )

6V> 2V

7.1mA 0, Wro

D SG t D S t

SG t SD S D D S D D

D SG t

SG t

I k V V k I R V

V V V V V I R I R

I V V

V V

2

ng!

(2) ( ) 3V ( >0)

10V 7k

10V 6k

D SG t SG S SG t

S D S S

D D D D

I k V V V V V V

V I R R

V I R R

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例五 如右圖電路，求 ID。 RS

+10V

RD

3K

4K

22

(1)Assume FET is at saturation mode

( ) (10 )

1mA 0,

(10V )

3V> 1V

1.3mA 0

D SG t D S D D t

SG t

SD S D D S D D

DSG t

SG t

I k V V k I R I R V

V V

V V V I R I RI

V V

V V

, Wrong!

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例六 請設計電阻值使得 FE

T 工作在 saturation mode且 ID=1mA ， VS=3V ， VD

=8V 。

圖 E8.6

RD

VDD = 12V

RS

R1

R2

2

2

1 2

1 2

(1) ( )

6V ( >0)

3k

4k

D GS t

G DD GS t

S D S S

D DD D D S

I k V V

RV V V V

R R

R R

V I R R

V V I R R

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例七 請設計電阻值使 Q1 、 Q2皆工作在 saturation mode 並且得到以下偏壓： ID1=1mA ， VS1=10V ， VD1=4V ， ID2=16mA 。

圖 E8.7

RS1

VDD = 18V

RS2

R1

R2RD1

Q1

Q2

21 1

21 1

1 2

1 2

1 1 1 1

1 1 1 1

2 2 22 2 2 2 1 2 2

2 2

(1) ( )

7V ( >0)

7 11

4k

8k

( ) ( ) ( )

0.25k ( >0)

D SG t

G DD SG t

D D D D

S DD D S S

D GS t G S t S D S t

S GS t

I k V V

RV V V V

R R

R R

V I R R

V V I R R

I k V V k V V V k V I R V

R V V

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總結

FET 有三個工作模式，在 saturation mode 的特性為：

上式表明 ID 和 (VGS Vt)呈平方關係，而不是理想的線性關係， 因此 FET 有時被稱為平方律元件 (square-law device) 。

當信號變動很小時， ΔID與 ΔVGS呈線性關係，其比例常數為 gm：

上式表示在小信號時，其輸出電流和輸入電壓變動呈理想的線性關係，特性與 BJT 相同。

ID = k(VGS Vt)2

2DDm

GS

dIg kI

dV 　

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由於 SiO2絕緣層的緣故，使得 FET 的輸入電阻趨近無限大，是其先天的優點。

BJT 似乎要被淘汰出局了？答案是未必，原因是 BJT 的 gm通常遠比 FET 大，在相同的偏壓電流下有較大增益，所以能彌補輸入電阻不大的缺點。

BJT 與 FET 的特性，前者在 active mode ，後者在 saturation mode ，特性近似於理想的三端元件，故被廣泛用來作為放大器。

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開關電路 FET本身是一個很好的開關元件

以 N-channel MOSFET 為例：

當 VGS Vt ， channel 處於截止狀態， ID = 0 ，相對於開關處於開 (open) 的狀態。

當 VGS > Vt ， channel 處於導通狀態， ID 0 ，相對於開關處於關 (close) 的狀態。

D

S

G

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設計範例 A ：設計一個警示電路，在正常情況下，偵測器輸出電壓 Vx = 0V ，而當有人侵入時 Vx = 5V 。於是我們設計下圖的警示電路，其中 RD用來決定 LED 導通時的電流 (對應 LED 的亮度 ) 。

VX

RD

+6V

當 Vx = 0V， FET處於 cutoff mode， ID = 0， LED不發光，表示無人侵入。

當 Vx = 5V， FET工作於 triode mode ， ID 0 ， LED發光。

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FET 與 BJT開關電路的異同：

+6V

RC

LED

RBVx

VX

RD

+6V

BJT：

FET：

1. BJT 利用 cutoff mode 及 saturation mode 對應開關“ open” 及“ close” 兩個狀態，而 FET 則以 cutoff mode 及 triode mode 對應。

2. FET 的電路比 BJT 少一顆電阻 (R

B) ，結構較簡單。

3. 因為 BJT 工作在 saturation mode 時， VBE = 0.7V ， VCE(sat) = 0.2V ，所以在電壓電流計算上較簡單。反之 FET 通常需要解一元二次方程式，運算上較複雜。

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設計範例 B設計另一個開關電路，功能是作為電源供應器(power supply) 的保護電路。當電源供應器輸出電流太大時，必須有一個保護電路能自動切斷電流，以免其內部元件因電流太大而燒燬。

power supply

VCCRsense Q2 Io

VG2

Q1

RC

Load

其中 Q1是小功率的 PNP型電晶體，而 Q2 是大功率的 P-channel MOSFET。

此處之所以採用 pnp型電晶體和 P-channel MOSFET，是因為電路結構上不適合 NPN型電晶體和 N-channel MOSFET。

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輸出電流 Io不大，所以讓 Q1處於 cutoff mode ：

故 IC1 = 0 ，此時

所以 VSG2 = VDD >> | Vt | ，此時 Q2工作於 triode mode ，因此：

即輸出電壓幾乎不受外加保護電路的影響。

1 ( 0.5 )EB o sense cut inV I R V V

2 1

2

2 2 2

0G C C

S CC o sense CC

SG S G CC

V I R

V V I R V

V V V V

2 2o S SD CCV V V V

保護電路在正常情況下：

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保護電路在特殊情況下：

由以上可知保護電路是利用 Rsense 偵測輸出電流 Io ，當 Io 太大時啟動 Q1 ，再利用 IC1 控制Q2 將輸出端與電源供應器切斷，達到保護的目的。

Io過大時 (例如不慎將輸出端接地 ) ，此時 ( 忽略 I

B1)

使得 Q1 導通，所以 VG2 = IC1RC 電壓上升而 VSG2 下降。若電路適當設計的話可以使 VSG2 < |Vt| ，則 Q2

進入 cutoff mode 強迫輸出電流 Io = 0 ，自動達到保護電路的目的。

1EB o sense cut inV I R V

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理想的放大器元件是一個能以電壓控制電流的元件。在 FET 的三個工作模式中，在 triode mode 及 saturation mode ，我們都能以電壓 (V

GS) 控制電流 (ID) ，問題是哪一個模式比較適合作為放大器？ ( 以 N-channel MOSFET 為例 )

G

D

S

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當 FET工作於 triode mode 時，其 V-I 關係為：

在此模式下， ID除隨 VGS改變外也受 VDS影響，而通常 VDS又隨 ID變動而改變。因此 ID

的關係很複雜，若應用在放大電路上將造成信號失真 。

2,

,

(2 )D GS eff DS DS

GS eff GS t

I k V V V

V V V

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當 FET 工作於 saturation mode 時，其 V-I關係為：

在此模式下 ID 只隨 VGS 改變，特性與理想的電壓控制電流元件類似，差別在於 ID 與(VGS－ Vt)呈平方而非簡單的線性關係。

2( )D GS tI k V V

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在小信號變動的情況下， ID 與 VGS 的關係為：

因此在小信號情況下， ID的變動與 VGS的變動呈線性關係，而比例常數 gm由元件特性 (k) 及偏壓電流 (ID)共同決定，因此 saturation mode 是最適合放大器的工作模式。

,2 2D DGS eff D m

GS GS

D m GS

I dIk V kI g

V dV

I g V

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CS放大器Step 1 ： G 極偏壓 R1 、 R2 設定 VG ，因為 IG = 0 ，

故：

所以適當選擇 R1 、 R2 便能得到所要的 G 極偏壓。

由於不像 BJT 需考慮 IB 的影響，通常選擇 M 級的大電阻以增加放大器的輸入電阻，是 FET 優於 BJT 之處。

2

1 2G DD

RV V

R R

R1

VDD

R2

ID

77

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CS放大器Step 2 ：加入 RS

1. RS 穩定增益並設定 ID ：加入 RS 之後，當 ID 因溫度變化而下降時， S 極偏壓 VS 隨之下降而 VGS 自動上升 ( 因為 VG 保持不變 ) ，結果造成 ID 增加， 反之亦然；因此 RS 能使 ID 自動保持穩定，增益也隨之穩定。

2. 決定偏壓電流 ID ：

給定 VG 的情況下， RS 直接決定 I

D 。

R1

VDD

R2

ID

RS

2( )D GS tI k V V

GS G D SV V I R

77

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CS放大器Step 3 ：加入 RD

R1

VDD

R2

RD

RS

RD 將電流轉成電壓變動並設定 VD ：

1. 將電流轉換成電壓變動，才達成放大的作用。

2. 決定 D 極偏壓 (VD) ：

在給定 ID 的情況下， RD 直接決定VD ，所以 VD 和 RD 有很大關係。

D DD D DV V I R

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CS放大器Step 4 ：直流偏壓設計 ID通常選擇 mA範圍的電流，而端電壓方面並沒有特別法則可依循，不過對於初學者一般建議選擇：

當信號被放大時，輸出信號以 VD為中心上下擺動，其擺動範圍的上限是 VDD(超過的話會造成嚴重失真 ) ，下限則是 VG Vt

( 當 VDS = VGS Vt 即 VD = VG Vt時， FET 進入 triode 模式，同樣造成失真 ) 。因此 VD 的最佳選擇是在上限和下限的中點，即：

3DD

S

VV

( )

2DD G t

D

V V VV

77

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CS放大器Step 5 ：加上電容

VDD

RDR1

CD Vo

CG

Vi R2 RS CS

RL

藕合電容 (CG) ：以免 VG 受輸入信號源的影響。

藕合電容 (CD) ：以免 VD 受負載的影響。

旁路電容 (CS) ：由於 RS 會大幅降低增益，所以在 S 極加上 CS 以消除 RS 的影響。

由於 S 極電容 (CS) 的緣故，對小信號而言 S 極相當於交流接地，故名為共源極放大器 (Common Source amplifier, CS 放大器 )

77

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CG放大器

VDD

RDR1

Vo

R2 RS

CS RL

Vi

CD

1. 將信號由 S 極輸入並將 G 極電壓 (VG) 保持不變，同樣可以達到變化 VGS 的目的。

2. CG 作為旁路電容以保持 VG 不變及 CS 為輸入藕合電容外，其餘偏壓電路皆與 CS 放大器相同。

3. 由於 CG 的緣故，對小信號而言G 極相當於交流接地，故名為共閘極放大器 (Common Gate a

mplifier, CG 放大器 ) 。 C

G

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CG放大器的直流偏壓設計與 CS放大器相同，因此 CS放大器的設計方法可直接用於 CG放大器，但 兩 者 交 流 特 性 有 所 不 同 ：

由於 S 極的輸入電阻遠比 G 極小，所以 CG放大器的輸入電阻 (Rin) 遠比 CS放大器小。

當 S 極輸入信號電壓上升時， ID下降造成 D 極電壓上升，所以 CG放大器的輸出信號與輸入信號同相，而 CS放大器則反相。

CG放大器的高頻響應較佳。

77

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CD放大器

VDD

R1

Vo

CG

R2 RS

CS

RLVi

1. 和 CS 放大器同樣由 G 極輸入信號，差別在於輸出端改在 S極而不在 D 極，由於輸出在 S極， RD 完全沒有作用所以將D 極接至 VDD 。

2. CS 則為藕合電容以免 RL 影響S 極偏壓 。

3. 由於 D 極接到 VDD ，對交流信號而言相當於接地，故稱為共汲極放大器 (Common Drai

n amplifier, CD 放大器 ) 。

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CD放大器電壓增益小於 1 ，作用在於推動需要大電流的負載。由於 CD放大器的輸入通常是大信號而非小信號，其偏壓設計與 CS/CG放大器不同，通常 ID較大以避免信號失真。

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以上 CS 、 CG 及 CD 三種 FET放大器剛好對應 BJT 的 CE 、 CB 及 CC放大器，它們不僅有相同的偏壓電路，同時特性也類似。只要先清楚 CE放大器的偏壓電路及工作原理，之後 CB 及 CC放大器自然容易理解，而 CS 、 CG 及 CD放大器也是它們的自然衍生，當然不難領會。

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IC放大器 1. 在現代積體電路 (Integrated Circ

uit, IC) 製作中，由於大電阻所佔的面積遠比電晶體大，所以設計上會儘量利用電晶體取代電阻的功能。

2. 左圖是一個積體電路 CS 放大器的簡化電路圖，它利用一個電流源取代放大器的 RD 。因為電流源的輸出電流很穩定，故可以直接將 S 極接地以省略 RS 及 CS 。另外由於電流源的輸出電阻很大( 等於很大的 RD) ，故能獲致非常高的增益。

VDD

I

Vo

Vi

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小信號分析小信號模型在小信號情況下，

因此

2 ( ) 2D DGS t D m

GS GS

I dIk V V kI g

V dV

2m Dg kI

D m GS d m gsI g V i g v

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在 saturation mode 中，通常假定 ID 與 VDS 無關，但實際上 ID仍受 VDS影響，只是影響很小故予以忽略。這個特性與 BJT 的 Early effect 類似，稱為 channel modulation effect ；所以 ID在 saturation mode

的完整表示式為：

其中 VA是一個大電壓，是由元件結構所決定的參數。由於 VA很大，所以通常忽略 channel modulatio

n effect 。 [註：有些教科書以 = 1/VA 描述這個效應。 ]

)V

V1()V(kI

A

DS2eff,GSD

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將 channel modulation effect 考慮之後：

因此

表示 vds和 id 類似一顆為 ro電阻的關係。

2,( ) 1GS effD D D

DS DS A A o

k VI I I

V V V V r

Ao

D

Vr

I

DS o D ds o dV r I v r i

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FET 小信號等效模型 1. 輸入端為斷路 (open) 狀態，

電流源表示 id 與 vgs 的關係，而 ro 則是由 channel modul

ation effect 造成的。

2. 在相同的偏壓電流下， FET 的 gm 遠比 BJT 小，此為BJT 優於 FET 之處，但 FET 輸入電阻趨近於無窮大的特性卻是 BJT 所不及。

3. ro 通常很大，在簡化的分析裡常忽略不計。

G D

rogmvgsvgs

+

S

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CS放大器小信號等效電路

R1 R2vgs

+

gmvgs ro RD

+

Rin vin Avovin

Ro

+

1. 左上圖為 CS 放大器的小信號等效電路 ( 不含信號源及負載 ) ，其中所有電容皆視為短路。

2. 左下圖為 CS 放大器等效電路，其中 Rin 為放大器的輸入電阻， Avo 為開路增益( 即輸出端不接任何負載時的增益 ) ， Ro 為輸出電阻。

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CS放大器小信號等效電路：輸入電阻 Rin

開路增益 Avo

輸出電阻 Ro

1 21 2

1 2

//in

R RR R R

R R

( // )vo m D oA g R r

//o D oR R r

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CS放大器小信號等效電路：在 Rin 方面，由於 CS 放大器的 R1 、 R2 通常很大 (M

級 ) ， 因此它的 Rin遠大於 CE放大器 (K 級 ) ，這是CS放大器的優點。

在增益方面，由於相同偏壓電流下 FET 的 gm 比 BJT 小，所以 CS放大器的 Avo 小於 CE放大器，這是 CS放大器的缺點

在 Ro方面， CS 和 CE放大器大致相同。

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有了等效電路之後，在實際信號源及負載的分析就變得很簡單。

+

Avovin

Ro vo

RLvinRin

Ra

va

+

其中 Ra 為信號源電阻，RL 為負載。由於 Ra 導致放大器「真正看到」的信號不是 va 而是 vin 。

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放大器等效電路加上信號源及負載：

Vin

輸出端 VO

整體增益 Av

inin a

a in

Rv v

R R

Lo vo in

o L

Rv A v

R R

o in Lv vo

a a in o L

v R RA A

v R R R R

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VDD

RDR1

CD Vo

CG

Vi R2 RS CS

RL

1 2

1 2

1 2

1 2

( // )( 1)( // // )

( // )

( // )( )( // )

( // ) ( // )

gso d ov

i i gs d

m o D Li

Lm o D

i o D L

vv i vA

v v v i

R Rg r R R

R R R

R R Rg r R

R R R r R R

R1 R2vgs

+

gmvgs ro RD RLVi

Ri

idVo

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CG放大器

CG放大器和 CS放大器主要差別在於 Rin大幅降低，因此造成增益下降。不過由於 CG放大器的高頻響應比 CS放大器好，所以常用在高頻放大器。

CG放大器很少單獨使用，通常都搭配 CS放大器形成著名的 cascode放大器，以得到高增益及良好的高頻響應。

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CG

VDD

RDR1

Vo

R2 RS

CS RL

Vi

CD

Neglect

1//

( // )

o

O D

i Sm

vo m D

gso d ov m D L

i i gs d

r

Z R

Z Rg

A g R

vv i vA g R R

v v v i

R1 R2vgs

+

gmvgs ro RD RL

Vi

Void

Zo

RS

Zi

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VDD

R1

Vo

CG

R2 RS

CS

RLVi

CD放大器

ViR1 R2

vgs

+

gmvgs ro

RS RL

Ri

id

Vo

Zi

Zo

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1 2

1 2

1 2

1 2

1 2

1// // , //

( // )1

1 ( // )

( // )//1( // ) 1 ( // ) // //

// 1 ( // // // )

( // )

O o S im

m S ovo

m S o

o m S o Lv

i i m S oo S L

m

m o S Li m

Z r R Z R Rg

g R rA

g R r

v g R rR R RA

v R R R g R r r R Rg

R Rg r R R

R R R g

ViR1 R2

vgs

+

gmvgs ro

RS RL

Ri

id

Vo

Zi

Zo

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FET類比開關

理想的類比開關 (Analog Switch, AS)

Vi Vo

Vcontrol

AS

RL

1. 當控制電壓 Vcontrol = VL( 低電位 )

時，開關 open ，完全將輸入信號和輸出端隔絕，此時：

2. 當 Vcontrol = VH( 高電位 ) 時，開關close ， AS 像一條金屬導線 ( 阻抗為零 ) 將輸入信號引導至輸出端使得：

0oV

o iV V

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BJT vs. FET BJT 利用 VBE可以控制 IC，是一個電壓控制電流元件

ViVo

Vcontrol

RL

1. 當 Vcontrol = 0V 時， BJT 在 cutof

f mode ， IE = 0 ， Vo = 0 ，和理想 AS 在 “ open” 時的特性相同。

2. 當 Vcontrol = VH ( 例： VH = 5V) ，BJT 處於導通狀態，此時視 Vi

的大小，可能工作在 active mode 或 saturation mode 。但不管工作在哪一個 mode ，其 VBE

幾乎等於定值，即： )(3.4

)(7.0

)(

)(

VVVV

VV

ONBEHo

ONBE

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BJT vs. FET由於 AS 在 close 的狀態下，必須 Vo Vi 。但由於 BJT 的元件特性使然， Vo卻只和 Vcontrol 有關，所以 BJT 只好淘汰出局了。

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BJT vs. FET以 n-channel MOSFET 為例，以 G 極作為控制端，將信號由 D 極送入，而負載接於 S 極

Vi Vo

RL

Vcontrol

1. 當 Vcontrol = VL 時， FET 處於cutoff mode ， ID = 0 ， Vo = 0 ，和理想的 AS 在 “ open” 時的特性相同。

2. 當 Vcontrol = VH ，且 VH > Vt

(臨界電壓 ) ， FET 處於導通狀態。我們知道 FET 在導通狀態時可能工作在 triode

或 saturation mode 。

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當 FET工作在 saturation mode 時，其 V-I 關係為：

即 ID不隨輸入電壓 (Vi = VD) 而改變。則

故 Vo與 Vi無關，不能作為 AS 。

ID = k(VGS Vt )2

o D LV I R

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FET工作於 triode mode ，其 V-I 關係為：

ID 隨 VDS 上升而增加， FET 等效上近似一顆電阻 (RON) ：

當 (VG Vt)>> VD， RON的電阻值很小，則

2[2( ) ]D GS t DS DSI k V V V V

1 1( )

2 [ ]D

ONDS G t D

dIR

dV k V V V

ifLo i i L ON

L ON

RV V V R R

R R

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FET工作於 triode mode

RON

VoVi

RL

在 (VG Vt)>> VD 的情況下，RON 的電阻值很小。由等效電路得知，

ifLo i i L ON

L ON

RV V V R R

R R

由於 RL >> RON 的情況很容易成立，使得 FET

近似理想 AS 的特性。所以在 (VG Vt)>> VD 的條件下， triode mode 是適合 AS 的工作模式。

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NMOS 類比開關

Vi Vo

RL

Vcontrol

1. 當 VG = VL ， FET 處於 cutoff

mode ，若輸入信號電壓太低，使得 VGS > Vt ，則 FET 會導通，造成 Vo 隨 Vi 變動。故使用時必須確定 Vi 的最小值 (Vmin) ：

2. 當 VG =VH ， FET 處於 triode

mode ，必須確定 Vi 的最大值(Vmax)仍不會使 FET進入 cutof

f mode ，即：

mint LV V V

maxGS H tV V V V

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例題 6.

Vi Vo

RL

Vcontrol

假設輸入類比信號的振幅在 5V 之內，且所用 n-channel MOSFET的 Vt = 2V 。在此情況下控制電壓的 VH 及 VL

應如何設定？

max

min

7V

3VH t H

L t L

V V V V

V V V V

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CMOS 類比開關

Vn

Vo

RL

Vp

Vi

1. 利用 N-channel 和 P-channel MOSFET互補的特性，以製作一個 RON 幾乎不隨輸入信號改變的 AS 。

2. 控制電壓 Vn 及 Vp分別控制 N-c

hannel 和 P-channel MOSFET ，而兩者永遠處於不同電位，即(Vn = VH ， Vp = VL)或 (Vn = VL ，Vp = VH) 。

3. 假設輸入類比信號的振幅在 5V 之內，且所用的 N-channel MOSFET 的 Vt = 2V 而 P-chann

el MOSFET 的 Vt = 2V 。

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CMOS 類比開關 當 Vn = VL = 5V 且 Vp = VH = 5V ，不管 Vi 的大小 (5V至 5V) 兩顆 FET皆處於截止狀態，對應開關的 “ open” 狀態。

當 Vn = 5V 且 Vp = 5V 時，(1) Vi 在 (5V ， 3V) 之間，只有 N-channel FET 導通；(2) Vi在 (3V ， 3V) 之間，兩顆 FET皆導通；(3) Vi在 (3V ， 5V) 之間，只有 P-channel FET 導通。

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CMOS 類比開關 兩顆 FET 的 RON隨輸入信號電壓而呈現不同的變化

當只有一顆 FET 處於導通狀態，所對應的 RON

很小；而在兩顆 FET 同時導通的情況下，雖然各自對應的 RON較大，但等於兩顆電阻並聯 ) ，所以合成的並聯等效 RON約與上述情況相等。

因此 Vi 在 (5V ， 5V) 之間的 RON幾乎不變，有效降低信號變形。

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Homework

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