移動無線通信技術の発展と第 5 世代システム Evolution of mobile radio communications systems and 5G

安達文幸 アムナート ブンカジャイ 齋藤智之 関裕太

Fumiyuki ADACHI Amnart BOONKAJAY Tomoyuki SAITO Yuta SEKI

東北大学電気通信研究機構

和文概要 移動無線通信システムは第 1 世代の誕生（1979 年 12 月）から 40 年近くかけて第 4 世代まで発展してきた．第 1～2 世代の重要課題は，電波の届かないエリアの解消を目指したカバレッジの拡大であった．第 1～2 世代では

音声通信が中心であったが，第 3 世代では高速データ通信（2Mbps）を目指すことに舵が切られた．第 3 世代以

降，動画像通信などがポピュラーになってきた．そして第 3.9 世代と言われる Long-Term Evolution（LTE）および

第 4 世代と呼ばれる LTE-Advanced（LTE-A）では，より高精細な動画像通信や 1 Gbps に近いデータ通信がポピ

ュラーになってきた．さらに次の第 5 世代になると，より高速なデータ通信（>1Gbps/ユーザ）や超多数の無線デ

バイスとの接続も予想され，無線データトラフィックが急増すると見られている．このため，面的スペクトル利用効

率（bps/Hz/km2）のより一層の向上が大変重要な課題になっている．しかもデータ通信速度に比例して無線エネ

ルギー消費も増えることから，無線エネルギー利用効率（bits/Joule），さらには無線アクセスネットワーク全体の

エネルギー利用効率の向上も重要な課題になる．本稿では，その誕生から 40 年近くにわたる移動無線通信技

術のたゆまぬ発展の歴史を振り返り，研究開発が活発化している第 5 世代システムの実現に向けた技術課題に

ついて述べる．そして，カバレッジを確保しつつ面的スペクトル利用効率と無線エネルギー利用効率の同時向

上を図ることができると期待されている分散 MIMO 協調伝送技術について述べる．

上り 下り

TDDフレーム

時間上りリンク

チャネル推定

上りリンク受信等化

上りリンク

下りリンク送信等化

マクロセル基地局

無線信号処理H

T HH

MBS

マクロセル基地局

分散アンテナ

ユーザ中心の小セル

マクロセルエリア

OFDM下りリンク

IFFT

+C

P

IFFT

+C

P

データ

変調

・・・

光モバイル

フロントホール

STBC

符号化・M

RT等化

M

MSEマ

ルチユーザ送

信フィルタリング

ブラインドSLM

送信信号処理

・・・

・・・

UEデータ

FFT

データ

復調

FFT

-CP

-CP

ブラインドSLM

波形復

元

STBC

復号

固

有モード受信フィルタリ

ング

・・・

受信信号処理

UEデータ

図 TDD 図 分散 MIMO 協調伝送

Abstract Mobile communications system has evolved into the 4th generation (4G) after close-to-40 years from its birth in December of 1979. We witnessed the new generation every 10 years. From 1G to 2G, the coverage extension was the most important concern. Between 2G and 3G, there was a big leap in the radio transmission data rate. While the major communication service was the voice in 1G and 2G systems, data communications of up to 2Mbps were targeted for 3G. Since 3G, video communications have been getting popular. In 3.9G LTE and 4G LTE-A, much higher quality video communications and close-to-1Gbps broadband data services have become more and more popular. Therefore, the area spectrum efficiency (bps/Hz/km2) is a paramount concern. The mobile data traffic volume in 2020 is expected to reach about 1000 times of 2010. In 5G, much broader data communications (>1Gbps/user), massive device connections, and mission critical communications services are expected. Hence, not only the radio energy efficiency (bits/Joule) but also the energy efficiency of whole radio access network becomes an important concern. In this paper, we overview the evolution of mobile communications technology over the past close-to-40 years and discuss about the technical issues toward 5G. Finally, we will introduce the distributed MIMO concept and the distributed MIMO cooperative transmission which improves simultaneously the spectrum and energy efficiencies while providing seamless connection.

MWE 2017 TH1A-1

1. はじめに

移動無線通信システムは第 1 世代から第 4 世代へと，ほぼ 10 年ごとの世代交代を経て発展してきた．今から 38 年前の 1979 年 12 月に，アナログ技術を用いた第 1 世代システム（自動車電話）による通信サービスが我が国で始まった．その後，ディジタル技術を用いた第 2 世代，第 3 世代を経て，長期発展システム（LTE）[1]と呼ばれる第 3.9 世代による通信サー ビ ス が 始 ま っ た の が 2010 年 末 ， そ し てLTE-Advanced（LTE-A）と呼ばれる第 4 世代による通信サービスが 2015 年 3 月に開始され，現在に至っている[2]． 第 1 世代と第 2 世代では，音声チャネルを狭帯域

にすることでスペクトル利用効率の向上を狙った狭帯域周波数数分割多重アクセス（FDMA）と狭帯域時分割マルチアクセス（TDMA）が，それぞれ採用されたが，第 3 世代ではピークレートの増大，多様なレートのデータ通信サービスの提供と面的スペクトル利用効率の向上とを狙った，スペクトル拡散技術に基づく広帯域符号分割マルチアクセス（W-CDMA）に取って代わった[3]．

高速データ通信が主流になる第 4 世代では，直交周波数分割アクセス（OFDMA）とシングルキャリア FDMA（SC-FDMA）が使われることになった．W-CDMA では他基地局や他ユーザからの同一周波干渉を逆拡散により抑圧できたが，OFDMA や SC-FDMA では干渉を抑圧できない．そこで干渉環境の変化に適応して通信機会を与えるユーザを選択するマルチユーザスケジューリング（干渉適応ダイナミックマルチアクセスと呼ぶこともできよう）が導入された．

現在，世界中で第 5 世代移動無線通信技術の研究開発が活発に展開されている[4]．2020 年ころの導入を目指した第 5 世代では，1 ユーザ当たり 1Gbps を超える超広帯域データ通信サービスの他，超多数デバイス接続（IoT）サービスや超高信頼・低遅延接続（自動運転，機械制御など）サービスの提供を狙っている．日本では2015 年 9 月より，第 5 世代システム実現に向けた総務省委託研究開発が開始された[5]．

本稿では，その誕生から 38 年にわたる移動無線通信のたゆまぬ発展の歴史を振り返り，第 5 世代システムの実現に向けた技術課題について述べる．そして，カバレッジを確保しつつ面的スペクトル利用効率とエネルギー利用効率の同時向上を狙った分散 MIMO 技術について述べる．

なお，LTE に至る無線通信技術の進化の歴史について文献[6]で詳細に紹介している．

2. 第 5 世代実現に向けた技術課題と小セル化

2.1 技術課題

第 4 世代 LTE-A までの基地局・ユーザ間通信距離は数 100m から数 km 程度である．通信速度と所要送信電力は比例関係にあるから，同じ送信電力のままでは，データ通信速度が高速になれば無線セル端に存在するユーザの通信品質が劣化（スループット低下）してしまう．その結果，高速データ通信が可能になるのは基地局の近傍に限られてしまう．そこで，

LTE-A では，セル端に近いユーザの通信品質向上を狙って，複局協調送受信（ CoMP: Coordinated Multi-Point transmission/reception）が登場した[7]． 第 3 世代以降，毎年 2 倍近くの勢いでデータトラ

フィック量が増加している．データ通信サービスの高速化が進むと共にデータ通信端末数が増加しているからである．第 5 世代の登場が期待される 2020 年頃には，2010 年のデータトラフィック量の 1000 倍近くにもなると予測されている．第 5 世代システムでは面的スペクトル利用効率の画期的な向上が求められている．最近はこれに加え，無線エネルギー問題が加わった．通信速度の高速化によるトラフィック量の増大は無線エネルギーの消費量増大につながるからである．特に，バッテリー駆動の無線端末にとって深刻な問題である．第 5 世代では，無線エネルギー利用効率（bits/Joule）の一層の向上も求められている． ところで最近，モノのインターネット（IoT: Internet

of Things）が注目されていて，第 5 世代では極多数のデバイスの無線接続が期待されている．また，自動運転や機械制御などへの応用を目指した超高品質・低遅延接続も期待されている．そこで第 5 世代では，カバレッジの確保，面的スペクトル利用効率と無線エネルギー利用効率の同時向上もさることながら，効率的な無線資源管理も重要な課題になる．

2.2 小セル化と 2 つのアプローチ

面的スペクトル利用効率と無線エネルギー利用効率の同時向上を図る有望な方策は，無線セルサイズをさらに縮小する小セル化である．セルサイズを単純にマクロセルから小セルへと縮小することの他に，有望な小セル化への 2 つのアプローチがある[8] （図1）．

ㇾ 伝搬損失シャドウイング損失

ㇾ マルチパスフェージングㇾ ビーム内は近シングルユーザアクセス

ㇾ 伝搬損失ㇾ シャドウイング損失ㇾ マルチパスフェージングㇾ 小セル内は近シングルユーザアクセス

集中MIMO 分散MIMO

MBS

マクロセル基地局がマクロセルの中心

ベースバンド信号処理

無線資源管理

MBS

ユーザを中心とした小セル

ベースバンド信号処理

無線資源管理

同一リソースブロックのマクロセル内での繰り返し利用による周波数効率の画期的な向上

マクロセル内での同一リソースブロックの繰り返し利用による周波数効率の画期的な向上

図 1 小セル化への 2 つのアプローチ

一つは，従来の MBS に超多数のアンテナを集中配置する集中 MIMO の適用である[9]．集中 MIMO では極細ビームにより，従来のマクロセル内に超多数の仮想小セルを形成する．もう 1 つは，多数のアン

脚注：本稿は筆者らがこれまで発表した下記の文献を基に最新の研究成果を加えて再構成したものである． [a] 安達文幸, “無線通信技術のたゆまぬ発展，”（特別招待講演）信学技報, Vol. 115, No.

472, RCS2015-373, pp. 231-236, 2016 年 3 月. [b] 安達文幸, 熊谷慎也, 宮崎寛之, アムナート ブンカジャイ, 関裕太, 齋藤智之, “第 5

世代移動通信システム実現に向けた分散アンテナ協調信号伝送と送信電力ピーク低減,” 信学技報，Vol. 116, No. 110, RCS2016-73, pp. 159-164, 2016 年 6 月.

[c] 安達文幸, アムナート ブンカジャイ, 齋藤智之, 関裕太, “TDD 分散アンテナ協調伝送のためのチャネル推定の一検討 ,” 信学技報 , Vol.116, No.394, RCS2016-263, pp.159-164, 2017 年 1 月.

[d] 安達文幸, アムナート ブンカジャイ, “分散 MIMO 協調伝送における適応チャネル推定に関する一検討,” 信学技報, Vol.116, No.394, RCS2016-263, pp.159-164, 2017 年 1 月.

テナを従来のマクロセル内に分散配置して小セルを形成する分散 MIMO である（文献[10]では分散アンテナネットワーク（DAN）と呼んでいる）．これら分散アンテナ全体で一つのマクロセルを形成する．無線端末近傍のチャネル状態の良いアンテナを選択することでシャドウイングの影響を軽減できるから，集中 MIMO に比べマクロセル全体で通信品質を向上できるのが特長である．

3. 分散 MIMO

3.1 TDD と周波数領域等化

第 5 世代システムの帯域幅は 100MHz を超える．このような広帯域チャネルは周波数選択性の極めて強いチャネルになる．このため，強力なチャネル等化技術の採用が必須である．第 5 世代でも，LTE/LTE-Aで導入された FDE を用いることが必須である．チャネル等化を行うためにはチャネル情報（CSI）が必要で，高精度なチャネル推定技術の採用が要求される．送受信に同じ搬送波周波数を用いる時分割複信(TDD)を用いれば，下りリンクチャネルと上りリンクチャネルの相反性（下記の式(1)参照）を利用して，CSI をフィードバックせずとも MBS とUE で独立に MIMO チャネル推定を行うことで，分散アンテナの選択と CSI の共有ができる．

)()( kk T HH (1)

このことから，チャネル等化などの複雑な信号処理を MBS に集約して行わせることができる（図 2）．

上り 下り

TDDフレーム

時間上りリンク

チャネル推定

上りリンク受信等化

上りリンク

下りリンク送信等化

マクロセル基地局

無線信号処理H

T HH

図 2 TDD

OFDM下りリンク伝送

MBS

マクロセル基地局

分散アンテナ

ユーザ中心の小セル

マクロセルエリア

IFFT

+CP

IFFT

+CP

データ

変調

・・・

光モバ

イル

フロントホール

STB

C符

号化

・M

RT等

化

MM

SEマ

ルチユーザ

送信

フィル

タリング

ブラインド

SLM

送信信号処理

・・・

・・・

UEデータ

FFT

データ

復調

FFT

-CP

-CP

ブラインド

SLM波

形復元

STB

C復号

固

有モード受

信フィルタリ

ング

・・・

受信信号処理

UEデータ

図 3 分散 MIMO 協調伝送

3.2 分散 MIMO 協調伝送の概要

多数のアンテナをマクロセル内に分散配置し，それらと MBS とを光モバイルフロントホールで結び，MBSで無線信号処理や無線資源管理を集約して行う

のが分散 MIMO である．筆者らが検討している分散MIMO 協調伝送の構成を図 3 に示す．技術的な詳細は第 4 章で述べる．ユーザ端末（UE）近傍の分散アンテナをいくつか選択し，それらを協調させて送受信する．これは LTE-A における CoMP [7]の発展形と見做せる

3.3 マルチユーザスケジューリング

筆者らは最近，分散 MIMO 協調伝送を用いるときの3 つのスケジューリング（ラウンドロビン（RR），プロポーショナルフェア（PF）および最大 SNR の UEを選択する Max-SNR）について比較し，最も簡単なRR を用いても PF に近いユーザリンク容量と公平性を達成できることを示した[18]． RR スケジューリングでは，アクティブ UE の中から予め決められた順番で UE を選択して通信機会を与えるだけで良く，PF スケジューリングや最大 SNR の UE を選択するMax-SNR スケジューリングと違い，全 UE のリンク容量を予め計算する必要が無いという特長がある．

3.4 MIMO チャネル推定手順

最近筆者らは，上りリンクおよび下りリンクデータの送受信前に，UE および MBS から既知パイロットを順番に送信して MIMO チャネル推定するためのサブフレーム構成およびパイロット信号設計を提案した[19]，[20]．そのサブフレーム構成を図 4 に示す．

Uplink pilot

CP

Downlinkpilot

CP

Uplink/downlink

data

CP

Uplink/downlink

data

CP

UpPTS

1 subframe

DwPTS 12 DTSs

Subcarrier index, k

P(0) P(1) P(2) P(3) P(max-2)P(max-1)

max/cN

・No. of subcarriers: Nc=1024 ・Subcarrier spacing：75kHz・Subframe length: Tsub=0.209ms・ODFM symbol length (1024 samples):

Ts=13.33μs・CP length (128 samples): Tcp= 1.67μs・Slot length: T=15.00μs

Slot t＝0 Slot t=1 Slot t=2 Slot t=13

図 4 サブフレーム構成 MIMO チャネル推定手順を図 5 に示す．まず RR スケ

ジューリングによりアクティブ UE の中から通信機会を与える UE を選択する．以下では簡単のために，1UE に通信機会を与えるものとする．そして，サブフレーム先頭で上りリンク直交パイロットを送信させる．そして，マクロセル内の Nmacro本の分散アンテナでそれを受信する（もし，UE 位置情報を利用できるならば，UE 周辺の Npre-mbs (Nmbs)本だけの分散アンテナを予め選択しておき，対象 UE から送信される上りリンクパイロットを受信すればよい）．MBS では受信した上りリンクパイロットを用いてUE-MBS 間の Nmacro×Nue MIMO チャネル推定を行ってから高々Nmbs=4 本程度の分散アンテナを選択し，選択した分散アンテナより下りリンク直交パイロットを同時送信する．UE では下りリンク直交パイロットを受信して，MBS-UE 間の Nmbs×Nue MIMO チャネルを推定する． このようにして，MBS 及び UE でそれぞれ独立に

チャネル推定を行うことで，フィードバックなしにNmbs×Nue MIMO チャネルの CSI を共有できる．しかも，Nmbs×NueMIMO チャネルを推定するだけであるから，必要とする直交パイロット数は Nmacro×Nueよりはるかに少なくて済む．

Antenna pre-selection area

RR scheduling

Selection of Npre-mbs(>Nmbs)

antennas

User location information

Uplink pilot reception

Selection of Nmbs

antennasDownlink

pilot transmission

Uplink data reception or downlink data

transmission

Only Nmbsantennas are activated

Channel estimation and weight generation for downlink transmission

Channel estimation and weight generation for uplink reception

MBS

Subframe

Uplink pilot

CP

Downlinkpilot

CP DataC

P DataCP

UpPTS DwPTS 12 DTSs No. subcarriers: Nc=1024 Subcarrier spacing：75kHz ODFM symbol length (1024 samples):

Ts=13.33μs CP length: 1.67μs Slot length: 14.97μs Subframe length: 0.209ms FDM pilot

Slot t=0 Slot t=1 Slot t=2 Slot t=13

time

k

)0(P )1(P )2(P )3(P )1/( tc NNP

tN

図 5 MIMO チャネル推定の手順

4. 分散 MIMO 協調伝送

分散 MIMO 協調伝送では，FDMA を用いるシングルユーザ STBC-TD [15], [16]，マルチユーザ空間多重を用いるマルチユーザ MMSE-SVD [17]およびブラインド SLM [13], [14]を考えている．

4.1 STBC-TD

STBC 符号化では J 個のシンボルブロック（各ブロックは Nc/U 個のシンボルより成る）を送信アンテナ本数 Nt と等しい数の並列ブロック系列へと符号化する．各並列ブロック系列のブロック数はQ個である．送信アンテナ本数Nt，受信アンテナ本数 Nr と STBC 符号化パラメータ（J，Q，符号化率 RSTBC）との関係を示したのが表 1 である．STBC 符号化は Nt行×Q列の符号化行列X(k)で表せる．Alamouti STBC 符号化[11]は(J,Q)=(2,2)であり，最も単純な符号化である．J=2 個の送信シンボルブロックの第 k シンボルを d0(k)および d1(k)で表すと，X(k)は次式のように 2 行×2 列の行列になる（(.)*は複素共役操作を表す）．行番号がアンテナ番号，列番号がブロック時間に対応している．

kdkd

kdkdk

*01

*10X (2)

表 1 STBC 符号化パラメータの関係

送信アンテナ本数Nt

受信アンテナ本数Nr

J Q 符号化率

1

任意

1 1 12 2 2 13 3 4 3/44 3 4 3/45 10 15 2/36 20 30 2/3

下りリンクでは，STBC 符号化に送信 FDE を組み合わせて用いる．送信に用いる分散アンテナ本数をNt=Nmbs（任意）に，受信に用いる UE アンテナ本数を Nr=Nue（=1~6）とする．一方，上りリンクでは，下りリンクと同じ STBC 符号化に受信 FDE を組み合わせて用いることで，送信に用いる UE アンテナ本数を Nt=Nue

（=1~6），受信に用いる分散アンテナ本数を Nr=Nmbs（任

意）とできる[21]．ところで，SC 伝送を用いるとき，STBC 符号化と復号を周波数領域で行うことも時間領域で行うこともできる[21]．

以上により，UE アンテナ本数は 6 本までに制限されるものの，上り下りリンク共に Nue×Nmbs に等しい大きな次数の空間ダイバーシチ利得を得ることができる [15], [22]．

OFDM 下りリンクおよび SC 上りリンクの送受信機構成をそれぞれ図 6 および図 7 に示す．以下では Nt（=Nmbs

または Nue）行×Q 列の符号化行列 X(k)を用いるものとし，一般化した信号表現を示すことにする．

Dem

od.

#0 STB

C復号

FFT

・・・

CP

#1Nue=2本の端末アンテナ

Mod

.

#0

#Nmbs1

IFFT・・・

+CP

マクロセル基地局(MBS)側

Nmbs本の分散アンテナ

#1

MRT

等化

kRkR

kRkR

kD

kDk

QJ

*1,00,1

*1,10,0

1

0

ˆ

ˆ)(ˆ

)Alamouti(2

D

符号　

STB

C符号

化

kDkD

kDkDk

QJ

*01

*10

Alamouti( 2

X

符号）

端末（UE)側)()(mrt kAk H

HW

)()()(

)()()()(

1mbs,11,10,1

1mbs,01,00,0

kHkHkH

kHkHkHk

N

N

H

図 6 下りリンク STBC-TD 送受信機構成

端末(UE)側

データ変調

STB

C符号化

+CP

+CP

#0

#1s1(t)s0(t)

送信ブロック

Nue=2本の端末アンテナ

kDkD

kDkDk

QJ

*01

*10

Alamouti( 2

X

符号）

IFFTIFFT

DFT

STB

C復号

マクロセル基地局（MBS）側

受信ブロック

データ復調

MM

SE等化

-CP #0

#Nmbs-1

#1

s1(t)^s0(t)^

FFT

IDFT Nmbs本の

分散アンテナ

k

N

E

N

kk

k H

s

H

H

HH

W

1

1

0ue

mmse 1

det

kRkR

kRkR

kD

kDk

QJ

*1,00,1

*1,10,0

1

0

ˆ

ˆ)(ˆ

)Alamouti(2

D

符号　

図 7 上りリンク STBC-TD 送受信機構成

(a) OFDM 下りリンク STBC 符号化に送信 FDE を組み合わせて用いる．

STBC 符号化後に送信 FDE を施して Nmbs 行×Q 列の送信シンボル行列へと変換してから，Nmbs 本（任意）の分散アンテナを用いて Q 個の列ベクトルを順番に送信する．一般性を失うことなく，第 u UE にはk=u(Nc/U)から k=(u+1)(Nc/U)1 番目までの Nc/U 本のサブキャリアを割り当てるものとする．UE 側では，Nue本のアンテナで受信して STBC 復号する．

STBC復号後の受信信号電力対雑音電力比(SNR)を最大化する送信 MRT-FDE を用いる．次式のように送信信号（周波数領域表現） )(stbc kS を生成する．

)()(2

)1,1;()0,1;(

)1,1;()0,1;(

)1,0;()0,0;(

)(

mrt

mbsmbs

stbc

kkT

E

QNkSNkS

QkSkS

QkSkS

k

s

s XW

S

(3)

ここで，Esおよび Tsはシンボルエネルギーおよびシンボル長をそれぞれ表している．送信 MRT-FDE 重み

行列 )(mrt kW は次式で与えられる Nmbs×Nue 行列である．

)()(mrt kAk H HW (4)

ここで， A と )(kH はそれぞれ，次式で与えられる電力正規化係数とNue×Nmbs 下りリンクチャネル行列である．

)1,1;()1,1;()0,1;(

)1,0;()1,0;()0,0;(

)(

,;1

mbsueueue

mbs

2/11)/)(1(

)/(

1

0

1

0

2

mbsue

mbs

mbs

ue

ue

NNkHNkHNkH

NkHkHkH

k

nnkHUN

AUNu

UNuk

N

n

N

nc

c

c

H

(5) 上式より，重み行列 )(mrt kW の第(nmbs, nue)要素は次式で与えられる．

1)/)(1(

)/(

1

0

1

0

2

mbsue

mbsue*

uembsmrt

mbs

mbs

ue

ue

,;1

,;

,;

UNu

UNuk

N

n

N

nc

c

c

nnkHUN

nnkH

nnkW

(6)

UE における受信周波数領域受信信号（Nc ポイントFFT を用いて時間領域信号を周波数領域に変換した後 ） は ， 次 式 の よ う に Nue × Q 行 列

}1~0,1~0;{)( ueue,ue QqNnkRk qnR と し て

表現できる．

kkkkAT

E

kkkk

H

s

s

NXHH

NSHR

2

stbc

(7)

ここで， }1~0,1~0;{ ueue,ue QqNnkNk qnN は Nue×

QCCI+熱雑音行列であり，各要素はゼロ平均で分散 sTNI 002 を持つ独立な複素ガウス変数である．ここ

で， sTNI 002 は受信 CCI の電力スペクトル密度である． 軟判定データシンボルを得る STBC 復号は複素共

役演算と加減算のみである[22]．特に Alamouti 符号化のとき次式のように極めて簡単である．

kRkR

kRkR

kD

kDk

*1,00,1

*1,10,0

1

0

ˆ

ˆ)(D̂ (8)

(b) SC上りリンク 下りリンクと同じ STBC 符号化に受信 FDE を組み合わ

せて用いる．以下では STBC 符号化と復号を周波数領域で行う場合について説明する．つまり，J 個の送信シンボルブロックを離散フーリエ変換（DFT）により周波数領域信号に変換した後に周波数成分ごとにSTBC 符号化する．このようにして得られた Nue×Q STBC 符号化行列 X(k)の変数 k は，送信シンボルそのものではなく第 k 周波数成分（サブキャリア）を表すことになる．下りリンクと同様，第 u UE にはk=u(Nc/U)から k=(u+1)(Nc/U)1 番目までの Nc/U 本のサブキャリアを割り当てるものとする．STBC 符号化行列 X(k)の各要素に逆 FFT（IFFT）を適用して時間

領域信号に戻した後，Q 個の列ベクトルを Nue本のアンテナからそれぞれ順番に送信する．受信側（MBS）では Nmbs 本の分散アンテナで受信した後に受信 FDEを施してから STBC 復号する．以下では簡単のために周波数領域表現を用いて説明する． 周波数領域送信信号 )(stbc kS を次式のように生成

し，これに IFFT を適用して SC 信号に変換してからUE の Nue本のアンテナより送信する．

)(21

)(ue

stbc kT

E

Nk

s

s XS

(9)

MBS 側では，Nmbs 本の分散アンテナによる受信信号 kR に次式のように受信 MMSE-FDE を適用して }1~0,1~0);(ˆ{ˆ

ueue,ue QqNnkRk qnR を得る．

kkk RWRmmse

ˆ (10)

こ こ で ， kmmseW お よ び R(k)={ )(, kR qnmbs

; nmbs=0~Nmbs1, q=0~Q1} は そ れ ぞ れ Nue × Nmbs

MMSE-FDE 重み行列および Nmbs×Nue 受信信号行列であり， )(mmse kW の第（nue, nmbs）要素および R(k)は次式で与えられる．

0

mbs0

uembs*

1

1

0ue

1

0

1

0

0

mbs0

2uembs

mbsuemmse

)(1

,;

1

)(1

,;

,;

ue

ue

mbs

mbs

N

nI

nnkH

N

E

N

N

nI

nnkH

nnkW

s

N

n

N

n

(11)

kkkk NSHR stbc (12)

こ こ で ， }1~0,1~0;{ mbsmbs,mbs QqNnkNk qnN は

Nmbs×Nue CCI+熱雑音行列であり，その第 nmbs 行の各要素はゼロ平均で分散 sTNnI 0mbs0 )(2 を持つ独立複素ガウス変数である．また， )( mbs0 nI は第 nmbs 分散アンテナにおける CCI 電力スペクトル密度，Es/N0は送信シンボルエネルギー対熱雑音電力スペクトル密度比である．

上りリンク STBC 復号操作は下りリンクと同じであるが， kR の代わりに MMSE 等化後の受信信号 kR̂ を式(8)に代入して STBC 復号する．STBC 復号

後に，時間領域信号に変換して軟判定データシンボルを得る．

4.2 MMSE-SVD

RR スケジューリングで通信機会を与えられた複数のUE がそれぞれ Nc 個のサブキャリア全てを共有してNue本のデータストリームを伝送する．Nueは各 UE のアンテナ本数であり，MBS 側で使用する分散アンテナ本数は Nmbs )( ueNU であるとする．

OFDM 下りリンク伝送では，各 UE が固有モード受信しているものとみなして IUIおよび IAIを同時抑圧を狙った送信MMSEフィルタリングを施してからNmbs 本の分散アンテナから送信する．UE 側では，固有モード受信することによって IAI を抑圧する．一方，SC 上りリンク伝送では，IAI 抑圧を狙った SVD

による Nue 本のストリームでの固有モード送信を行う．MBS側ではNmbs本の分散アンテナで受信した後，MMSE受信フィルタリングを行って IUIを抑圧する．SC 上りリンク伝送では ISI が発生するが，その抑圧は MMSE 規範に基づく送信電力配分により行う．

OFDM 下りリンクおよび SC 上りリンクの送受信機構成をそれぞれ図 8 および図 9 に示す．

第u端末(UE)側

#0

#Nmbs1

Txfil

tering

IFFT

+C

P

マクロセル基地局（MBS)側

Nmbs本の分散アンテナ#1

S/P

Mod

.M

od.

Rx

filte

ring

P/SM

od.

Mod

.

FFT

FFT

-CP#Nue1

#0

-CP

・・・

)()(,svd kk Huu UW

)()()(

)()()()()(

wfH

1

1ue

HH

mmse

mbs

kkk

γNU

kkkkk

H

N-

H

PHU

I

HUHUW

)]()([diag)( 10 kkk U UUU

割当注水定理に基づく電力

ャリアへのは固有モードとサブキ)(,wf kuP マルチユーザMMSE-SVD

図 8 下りリンク MMSE-SVD 送受信機構成

第u端末(UE)側

Txfiltering

S/P

FFT

#Nue1

Mod.

Mod.

FFT

IFFTIFFT

+C

P#0

+CP

・・・マクロセル基地局(MBS)側

Dem

od.

#0

#Nmbs1

Rx filtering

FFTIFFT

-CP Nmbs本の

分散アンテナ

#1

IFFT

Dem

od.P/S

)()()( ,mmse,svd kkk uuu PVW

電力配分キャリアへの

は固有モードとサブ

MMSE

)(,mmse kuP

)()()()(11

mmse uekkkk H

NH

HIHHW

)()()()()( 1,svd10,svd0 kkkkk UU WHWHH

図 9 上りリンク MMSE-SVD 送受信機構成

(a) OFDM 下りリンク MBS 側では，各 UE あたり Nstrm (=Nue)個のシンボル

を ま と め て 1strm N 送 信 デ ー タ ベ ク ト ルT

Nunuuu kdkdkdk )]()()([)( 1,,0, uestrm D を構成し，U台のUE分の )(k

uD を並べた 1strm UN ベクトルに送信MMSE フィルタリングを適用する．このとき，各 UEが Nstrm本のストリームの固有モード受信を行っていると仮定する．こうして得られた 1mbs N 行列のMMSE 送信信号 )( k

svdmmse S に IFFT を適用してNcサブキャリアの OFDM 信号へと変換した後，Nmbs

本の分散アンテナより送信する． MMSE 送信信号 )( k

svdmmse S を次式のように生成する．

)(

)(

)(2

)(

1

0

mmsesvdmmse

k

k

kT

Ek

Us

s

D

D

WS (13)

こ こ で ， )(mmse kW は 次 式 で 表 さ れ る

strmmbs NUN 送信 MMSE 重み行列である．

)()(1

)()()()(

)()(

)](),(,),([

)(

2/1

1

1

0 0

0

strm

ue

1

0

1,mmse,mmse0,mmse

mmse

strm

k

N

uI

NU

N

N

E

kkkk

kk

kkk

k

NU

U

u

s

HHH

HH

Uu

P

I

HUHU

HU

WWW

W

(14)

上式中の )(0

uI は第 u UE で受信される CCI 電力ス

ペ ク ト ル 密 度 を 表 す ． ま た ， )(,),(,),()( 10 kkkdiagk Uu UUUU の 部 分 行 列

)(kuU は ， 下 り リ ン ク チ ャ ネ ル 行 列)(kH = TT

UT

uT kkk )](,),(,),([

10 HHH を構成する第 u UE に対応する部分行列 )( k

uH を SVDすることで得られる左特異ベクトルからなる

strmue NN 行列である．このときの SVD は次式のように表現できる[23]．

Huuuu kkk VΛUH )()()( 2/1 (15)

また，行列 )()( kkH HU は，各 UE が固有モ

ード受信しているときの下りリンク等価チャネル行列を表す．Es/N0は送信シンボルエネルギー対熱雑音電 力 ス ペ ク ト ル 密 度 比 を 表 す ． 更 に ，

)(kP = )](,),([diag10

kkU PP の 部 分 行 列

)( kuP は各固有モードと各サブキャリアへの注

水定理に基づく電力配分を表す strmstrm NN 対角行列であり，その第 nue要素 );( strmnkP

uは次式で与えられる

[24]．

);(

11);(

strm0

strm

nkN

EλnkP

usu

u (16)

ここで， );( strmnku は )( kuΛ の第 nstrm対角要素で

ある． u は各 UE への送信電力を一定にするための定数であり，

1),;();(1 1

0

1

0

1

0

2

strmmbsstrmstrm

strm

strm

mbs

mbs

cN

k

N

n

N

nuu

c

nnkAnkPNN

を満たすように決定される（なお， )( strmmbs ,nk;nAuは

)()( 2/1,mmse kk uu

PW の第(nmbs, nstrm)要素である）． 第u UEでは，次式のようにNue本のアンテナで固有モ

ード受信を行って， 1strm N 軟判定データシンボルベクトル )(ˆ k

uD を得る．

)()(

)](ˆ,),(ˆ,),(ˆ[)(ˆ

,svd

1,,0, strmstrm

kk

kdkdkdk

uu

TNunuuu

RW

D

(17)

ここで， )(kuR および )(svd

kuW はそれぞれ，

1ue N 受信信号ベクトルおよび uestrm NN 固有モード受信重み行列であり，次式のように表せる．

)()(

)()()()(

,svd

svdmmse

kk

kkkkH

uu

uuu

UW

NSHR (18)

ここで， )(ku N は 1ue N 受信 CCI+熱雑音ベクトルであり，各要素はゼロ平均で分散 sTuIN /)(2 00 を持つ独立複素ガウス変数である． (b) SC 上りリンク

Nue 本のアンテナを持つ各 UE は，Nstrm (=Nue)本のストリームを固有モード送信する．第 u UE の 1strmN 送信シンボルベクトルを )(k

uD で表すとき， 1ue N 送信信号ベクトル )(,svdmmse kuS を次式のように生成する．

)()(2

)(,svd,svdmmse

kkT

Ek

uus

su DWS (19)

ここで， )(,svd kuW は次式で表される strmue NN 固有モード送信重み行列である．

)()()( 2/1,svd

kkkuuu PVW (20)

ここで， )( kuV は，上りリンクチャネル行列)( kuH を次式のように SVD することで得られ

る右特異ベクトルからなる行列である．

)()()()( 2/1 kkkk Huuuu VΛUH (21)

また， )(kuP は第 u UE の各固有モードと各サブキャ

リアへの MMSE 規範に基づく電力配分を表す

strmstrm NN 対角行列であり，その第 nstrm 対角要素);( strmnkP uは次式で表される．

);(

1

);(

11

);(

strm0

strm0

strm

nkΛN

EnkΛ

N

Eλ

nkP

us

usu

u

(22)

このような電力配分により SC 伝送で発生する ISI を抑圧する．

MBS 側では，Nmbs 本の分散アンテナによる受信信号に次式のように受信MMSEフィルタリングを適用して 1strm N 周波数領域信号ベクトル )(ˆ kD を得る．

)()(

)](ˆ,),(ˆ[)(ˆ

mmse

10

kk

kkk TTU

T

RW

DDD

(23)

ここで，R(k)および )(mmse

kW はそれぞれ， 1mbs N 受信信号ベクトルおよび mbsstrm NUN 受信 MMSE重み行列であり，次式のように表せる．

)(

)(

)(

)()(2

)()()()(

1

0

svd

1

0,svdmmse

k

k

k

kkT

E

kkkk

Us

s

U

uuu

N

D

D

WH

NSHR

(24)

1

0

mbs0

0

0

1

0svdsvd

svdmmse

)1(1,,

)0(1

)()()()(

)()()(

N

NI

N

Idiag

N

Ekkkk

kkk

sH

H

WHWH

WHW

(25)

ここで )( kN は 1mbs N 受信 CCI+熱雑音ベクトルであり，各要素はゼロ平均で分散 smbs TnIN )(2

00 を持つ独立な複素ガウス変数である．こうして得られた 1strm N 周波数領域信号ベクトル )(ˆ kD に DFTを適用して時間領域信号に変換し，軟判定データシンボルベクトルを得る．

4.3 ブラインド SLM

シングルユーザ STBC-TD（STBC 符号化パラメータ：J，Q，RSTBC）を用いる上りリンク SC 伝送を考える．式(2)のような Almouti STBC 符号化では，位相回転系列の乗算操作は STBC 符号化の前で行うことができる．ブラインド周波数領域 SLM（ブラインドFD-SLM）とブラインド時間領域 SLM（ブラインドTD-SLM）の 2 つがある．ブラインド FD-SLM を用いる SC 上りリンクの送受信機構成（MBS 側でMMSE-FDE を用いる 2 アンテナ STBC-TD）を図 10に示す． 以下では，STBC 符号化前の第 j (=0~J-1)ブロック

の 時 間 領 域 デ ー タ シ ン ボ ル 系 列 を}1/~0);({ UNttd cj で表す．なお，シングル

ユーザ STBC-TD では FDMA を用いるので，以下では一般性を失うことなく，UE 番号 u を数式からは削除して，ブラインド SLM の動作原理を述べる．

UE

SC 上りリンク

IFFT

+CP

データ

変調

STB

C符

号化

IFFT

+CP

送信データ D

FT

FFT

-CP デ

ータ

復調

IDFT

自乗誤差計算と位相回転系列推定

MBS

FFT

-CP

・・・

MM

SE-FD

Eと

STBC復号

受信データ

サイド情報不要

Over-sampled

IFFT *

PAPR計算と位相回転系列選択

図 10 ブラインド FD-SLM を用いる SC 上りリンク送受信

機構成

(a) ブラインド FD-SLM STBC符号化前の第 jブロックのデータシンボル系

列 }1/~0);({ UNttd cj をNc/UポイントDFTにより周波数領域信号 }1/~0);({ UNkkD cj

に変換し，第 m 位相回転系列 }1/~0);({ UNkk cm

を乗算して }1/~0);({ , UNkkD cmj

を得る．そして，

cNV ポイント IFFT を適用して時間領域信号}1~0);({ , cmj NVttd に変換して PAPRを計算

する．このような PAPR 計算を M 個の位相回転系列の全てについて行って，PAPR を最小とする位相回転系列を選択する．ただし，V はオーバーサンプリング比である．下記のようなミニマックス（Mini-max）規範とブロック毎最小（Block-by-block minimization）規範の 2 つの規範を用いる． ・ミニマックス規範：J 個のブロック全ての PAPR を計算し，最大 PAPR を最小とする位相回転系列を一つ選択．

・ブロック毎最小規範：ブロック毎に PAPR を最小とする位相回転系列を選択． これらの選択操作は次式で表せる．

ブロック毎最小規範

ミニマックス規範

)}({PAPRminarg

)}({PAPRmaxminarg

,1~0

,1~01~0

tdm

tdm

mjMm

j

mjJjMm

(26)

ここで， )}({PAPR , td mj は PAPR を求める演算操作であり，次式で表される．

1

0

2

,

2

,

,

)(1

1,,1,0;)(max)}({PAPR

cNV

tmj

c

cmj

mj

tdNV

NVttdtd

(27)

また )(, td mj は次式で表せる．

1

0, 2exp)()(

1)(

cN

k cjm

c

mj NV

ktikDk

NVtd (28)

式(26）のようにして選択した位相回転系列を乗算し て 得 ら れ た 周 波 数 領 域 信 号

}1/~0);({,

UNkkD cmj（ミニマックス規範）ま

たは }1/~0);({,

UNkkD cmj j

（ブロック毎最小規範）を STBC 符号化（式(9)参照）した後，IFFT を適用してSC送信信号に変換してからUue=2本のアンテナより送信する．

受信側の MBS では，Nmbs 本の分散アンテナでの受信信号に FFT を適用して周波数領域信号に変換してから，式(10)と式(8)のように受信 MMSE-FDE とSTBC 復 号 と を 行 っ て 周 波 数 領 域 受 信 信 号

}1/~0);({ UNkkD cjを得る．第 m 位相回転系

列候補 }1/~0);({ UNkk cmの複素共役を )(kD j に乗

算（デマッピング）してから，Nc/U ポイント IDFTを適用して時間領域信号 }1/~0);({ , UNttd cmjを得る．この時間領域信号と既知の変調信号点からの最小自乗誤差の受信ブロック内累積を計算する．このような最小自乗誤差の累積計算を M 個の位相回転系列の全てについて行って，位相回転系列推定と軟判定シンボル判定をまとめて行なうことができる．このようにして，第 j ブロックの軟判定シンボル系列

}1/~0);(ˆ{ ˆ, UNttd cmj を得る．m̂は推定した位相回転系列である．この位相回転系列推定と軟判定シンボル判定を数式で表現すると式(29)のようになる．

1/

0

2,

)(1~0

ˆ, )()(minarg)}(ˆ{UN

tmj

tdMm

mj

c

tdtdtd

D

(29)

ここで，d(t)は変調信号点配置 D の中の時刻 t におけるシンボル候補を表す． (b) ブラインド TD-SLM

ブラインド FD-SLM と同様，ミニマックス規範とブッロク毎最小規範の 2 つの選択規範を用いる．送信側の UE では，時間領域データ系列に第 m 位相回転系列 }1/~0);({ UNtt cm を直接乗算して，時間領域信号 1/~0),()()(, UNttdttd cjmmj を得る．

これに DFT を適用して周波数領域信号に変換した後にオーバーサンプリング比Vの IFFTを適用して時間領域信号 }1~0);({ , cmj NVttd に戻して PAPRを計算する．FD-SLM と同様にミニマックス規範またはブロック毎最小規範を用いて PAPR 最小とする位相回転系列を選択する．選択した位相回転系列を乗算した時間領域信号 }1/~0);({

, UNttd cmj

（ミニマックス規範）または }1/~0);({

, UNkkd cmj j（ブロック毎最小規範）に DFT を適用して周波数領

域信号に変換して STBC符号化を行った後に IFFTを適用して時間領域信号に戻してから Uue=2 本のアンテナより送信する． 受信側の MBS では，Nmbs 本の分散アンテナでの受

信信号に FFT を適用して周波数領域信号に変換してから，式(10)と式(8)のように MMSE-FDE と STBC 復号 と を 行 っ て 周 波 数 領 域 受 信 信 号

}1/~0);({ UNkkD cjを得る． STBC 復号後の

周波数領域信号 }1/~0);({ UNkkD cjに IDFT を適

用して時間領域信号 }1/~0);({ UNttd cjを得て

から，第 m 位相回転系列候補 }1/~0);({ UNtt cmの

複素共役を乗算（デマッピング）して時間領域信号}1/~0);()()({ *

, UNttdttd cjmmj を 得る．この時間領域信号と既知の変調信号点からの最小自乗誤差の受信ブロック内累積を計算する．このような最小自乗誤差の累積計算を M 個の位相回転系列の全てについて行って，式(29)のように位相回転系列推定と軟判定シンボル判定をまとめて行なって，第 j ブ ロ ッ ク の 軟 判 定 シ ン ボ ル 系 列

}1/~0);(ˆ{ ˆ, UNttd cmj を得る．

5. モンテカルロ計算機シミュレーション

5.1 シミュレーション設定

マルチセルモデルを図 11 に，計算機シミュレーション緒元を表 2 に示す．注目マクロセル周辺に 6 つの干 渉 マ ク ロ セ ル を 配 置 し た ． 各 マ ク ロ セ ル 内 に はNmacro=7 本の分散アンテナを規則的に配置し，Nue=2 本のアンテナを持つ 2 台の UE を各マクロセル内にランダムに配置した．サブキャリア総数は Nc=128 とした（サブキャリア間隔が 75kHz のとき帯域幅は 9.6MHz になる）．Nmacro=7 本の分散アンテナの中から，UE 毎にNmbs=4 本の分散アンテナを瞬時受信電力規範で選択するものとした．周波数選択性チャネルを仮定し，分散アンテナ-UE 間距離がマクロセル半径 R の 7 分の一以下のとき K=10dB の仲上・ライスフェージング，それ以上のときレイリーフェージングになるものとした．なお，干渉制限型チャネルを仮定した．

分散MIMO（マクロセル内に7本の分散アンテナを分散配置）

集中MIMO（7本のアンテナをマクロセル中央に配置）

：分散アンテナ

7/RR :移動端末

注目マクロセル

R

注目マクロセル

Small cell radius

図 11 マルチセルモデル

シングルユーザ STBC-TD のときのマルチアクセスは FDMA で，各ユーザに 64 サブキャリアを割り当てる．一方，マルチユーザ MMSE-SVD のときには，2 台の UE が全 128 サブキャリアを共有して，それぞれ Nstrm=2 ストリーム伝送する．

以上の設定のもとで，下りと上りリンク容量の分布をモンテカルロ計算機シミュレーションにより求めた[25]．なお，シングルユーザ STBC-TD およびマルチユーザ MMSE-SVD を用いるときの受信信号対（干渉＋雑音）電力比（SINR）より，シャノン・ハートレイの定理を用いてリンク容量の計算式を導出し，これをモンテカルロ計算機シミュレーションで用いた．

表 2 シミュレーション緒元

送受信機

SC上りリンクFDMA シングルユーザSTBC-TD/受信MMSE-FDE[1]空間多重 マルチユーザMMSE-SVD[2]

OFDM下りリンク

FDMA シングルユーザSTBC-TD/送信MRT-FDE[3]空間多重 マルチユーザMMSE-SVD[4]

FFT ブロックサイズ Nc=128GI 長 Ng=32ネットワーク側アンテナ本数 Nmacro=7ネットワーク側アンテナの選択本数

Nmbs=4

移動端末アンテナ本数 Nue=2

チャネル推定 理想

伝搬チャネル

伝搬損失指数 =3.5シャドウウィング標準偏差 =7.0(dB)

フェージングタイプ

周波数選択性仲上ライス（分散アンテナ-UE間距離 )レイリー（分散アンテナ-UE間距離 )

Kファクタ K=10dB

遅延波電力遅延プロファイル

L=16パス一様

干渉リミテッド環境

macro/ NR

macro/ NR

5.2 リンク容量

計算機シミュレーションにより得られた，UE リンク容量と合計リンク容量のマクロセル内累積分布を図 12に示す．分散 MIMO 協調伝送は，Nmacro=7 本のアンテナを集中配置した場合に比べて，リンク容量が低くなる確率を大幅に低減できる．シングルユーザ STBC-TDはマクロセル端近傍のリンク容量向上に，マルチユーザMMSE-SVD は分散アンテナ近傍のリンク容量向上に，それぞれ威力を発揮できることが良く分かる．

5.3 PAPR

ブロック毎最小規範による位相回転系列選択のほうがミニマックスより PAPR を低くできるので，以下では前者を用いた結果のみを示す．図 13 に，シングルユーザ STBC-TD を用いる SC 上りリンクの送信信号PAPRを示す．比較のためOFDM信号にFD-SLMを適用した時の PAPR も示す． SC 送信信号の場合，TD-SLM が PAPR をより低減できることが分かる．なお，TD-SLM では，位相回転を与えても元の信号点配置と同じにならないように 3 値(0,/3,2/3)のランダム位相回転系列を用いた．一方，FD-SLM ではその心配はないので，単純な 2 値(0,)のランダム位相回転系列を用いた．16QAM のとき，系列候補数をM=64 個程度にすれば，SC 送信信号の PAPR を 3dB程度低減でき，OFDM 送信信号に比べても 2dB 近く低くできる． ブラインド SLM（M=256）を，STBC-TD を用いる

SC 上りリンクに適用した時の平均ビット誤り率（BER）特性を図 14 に示す．ブラインド SLM は，サイド情報有の伝送特性からのわずかな劣化に抑え

つつ，送信信号の PAPR を約 3dB 低減できることが分かる．

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

CD

F

Downlink sum capacity (bps/Hz)

シングルユーザSTBC-TD

マルチユーザMMSE-SVDw/ CCI info

干渉リミティッド理想チャネル推定

分散MIMO集中MIMO

SISO(FDMA)

OFDM downlink0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

CD

F

Downlink capacity per UE (bps/Hz)

シングルユーザSTBC-TD

マルチユーザMMSE-SVDw/ CCI info

干渉リミティッド理想チャネル推定

分散MIMO

集中MIMO

SISO (FDMA)

OFDM downlink

1.E-01 1.E+00 1.E+01 1.E+02 1.E-01 1.E+00 1.E+01 1.E+02

(a) OFDM 下りリンク

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

CD

F

Uplink capacity per UE (bps/Hz)

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

CD

F

Uplink sum capacity (bps/Hz)

シングルユーザSTBC-TD

マルチユーザMMSE-SVD w/ CCI info

干渉リミティッド理想チャネル推定

分散MIMO

集中MIMO

SISO (FDMA)

SC uplink

シングルユーザSTBC-TD

マルチユーザMMSE-SVDw/ CCI info

干渉リミティッド理想チャネル推定

分散MIMO

集中MIMO

SISO(FDMA)

SC uplink

1.E-01 1.E+00 1.E+01 1.E+02 1.E-01 1.E+00 1.E+01 1.E+02

(b) SC 上りリンク

図 12 リンク容量のマクロセル内確率分布

4

5

6

7

8

9

10

11

1 2 4 8 16 32 64 128 256 512

PAP

R0.

1%(d

B)

No. of phase rotation patterns, M

STBC-TD, 16QAM, Nc/U=64Block-by-block minimization

Nue=2

ブラインドTD-SLM

Nue=1

ブラインドFD-SLM

OFDM送信信号

SC 送信信号

図 13 SLM 適用時の SC 上りリンクの送信信号 PAPR

-5 0 5 10 15 20

Ave

rage

BE

R (Nue, Nmbs)= (1, 1)

1

10-1

10-2

10-3

10-4

Average received Eb/N0 per antenna (dB)

STBC-TD, 16 QAMNc/U=64

Rayleigh fading w/16-pathuniform PDP

(Nue, Nmbs) = (2, 4)

-5 0 5 10 15 20

Ave

rage

BE

R

1

10-1

10-2

10-3

10-4

Average received Eb/N0 per antenna (dB)

(Nue, Nmbs)= (1, 1)

(Nue, Nmbs) = (2, 4)

ブラインドTD-SLM(ランダム3値位相回転系列{0, 120, 240}

ブラインドFD-SLM(ランダム2値位相回転系列{0, 180})

ブロック毎最小規範M=256 ブラインドFD-SLM

サイド情報有

ブロック毎最小規範M=256 ブラインドFD-SLM

サイド情報有

STBC-TD, 16 QAMNc/U=64

Rayleigh fading w/16-pathuniform PDP

図 14 ブラインド SLM 適用時の SC 上りリンクの BER

6. おわりに

本稿では，これまでの移動無線通信技術の発展の歴史を振り返り，面的スペクトルおよびエネルギー利用効率の同時向上を目指した小セル化への期待を

述べた．次いで，筆者らが小セル化への有望なアプローチの一つとして考えている分散 MIMO を紹介し，分散 MIMO 協調伝送技術と計算機シミュレーションによるそのリンク容量の評価結果について述べた． 移動無線通信技術の目標は，無線帯域幅と送信電

力の制約のもとで，ある程度の同一周波干渉を許容して，できるだけ高速のデータ通信を実現することであり，今後もたゆまぬ挑戦が求められている．

謝 辞

本報告の一部は，総務省委託研究開発「第 5 世代移動通信システム実現に向けた研究開発～超高密度マルチバンド・マルチアクセス多層セル構成による大容量化技術の研究開発～」による委託を受けて実施した研究開発による成果である．

文 献

[1] D. Astély, et al., “LTE: The evolution of mobile broadband,” IEEE Commun. Mag., Vol. 47, No. 4, pp. 44-51, April 2009.

[2] NTTDOCOMO 技術ジャーナル, Vol.23, No.2, July 2015. お よ び W.C. Jakes, Jr. (Ed.), Microwave Mobile Communications, Wiley, New York, 1974.

[3] F. Adachi, M. Sawahashi and H. Suda ： “Wideband DS-CDMA for next generation mobile communications systems,” IEEE Commun. Mag., Vol.36, No.9, pp.56-69, Sep. 1998.

[4] C.-X. Wang, et al., “Cellular architecture and key technologies for 5G wireless communication networks,” IEEE Commun. Mag., Vol. 52, Issue 2, pp. 122-130, Feb. 2014.

[5] 平成 27 年度における電波資源拡大のための研究開発 http://www.soumu.go.jp/menu_news/s-news/01kiban09_02000169.html.

[6] 安達, “セルラー通信技術の歴史と将来展望,” 信学技報，Vol. RCS2013-157, pp.85-90, Oct. 2013.

[7] M. Sawahashi, Y. Kishiyama, A. Morimoto, D. Nishikawa, and M. Tanno., “Coordinated multipoint transmission/reception techniques for LTE-advanced [coordinated and distributed MIMO],” IEEE Wireless Commun., Vol. 17, Issue 3, pp.26-34, June 2010.

[8] 安達, “スペクトルおよびエネルギー効率に優れた移動無線ネットワークの構築に向けた挑戦,” 信学技報, Vol. 115, No. 123, CS2015-19, p. 55, 2015 年 7 月

[9] NTT ドコモ：“ドコモ 5G ホワイトペーパー：2020 年以降の 5G 無線アクセスにおける要求条件と技術コンセプト,” Sep. 2014 (https://www.nttdocomo.co.jp/corporate/ technology/whitepaper_5g/).

[10] F. Adachi, W. Peng, T. Obara, T. Yamamoto, R. Matsukawa and M. Nakada, “Distributed antenna network for gigabit wireless access,” International Journal of Electronics and Communications (AEUE), Vol. 66, Issue 6, pp.605-612, 2012.

[11] S. M. Alamouti, “A simple transmit diversity technique for wireless communications,” IEEE J. Sel. Areas Commun., Vol. 16, No. 8, pp. 1451–1458, Oct. 1998.

[12] R. Matsukawa, T. Obara, K. Takeda, and F. Adachi, “Downlink throughput performance of distributed antenna network using transmit/receive diversity,” Proc. 2011 IEEE 74th Veh. Technol. Conf. (VTC2011-Fall), San Francisco, United States, 5-8 Sep. 2011.

[13] A. Boonkajay and F. Adachi, “A blind selected mapping technique for low-PAPR single-carrier signal transmission,” Proc. Int. Conf. Info. Commun. and Signal Process. (ICICS 2015), Singapore, 2-4 Dec. 2015.

[14] A. Boonkajay and F. Adachi, “A Blind Polyphase Time-Domain Selected Mapping for Filtered Single-Carrier Signal Transmission,” Proc. 2016 IEEE 84th Veh. Technol. Conf. (VTC 2016-Fall), Montreal, Canada, Sept. 2016.

[15] 宮崎，安達, “マルチセル環境下における分散アンテナSTBC送信ダイバーシチのOFDM下りリンク伝送特性に関する検討,” 信学技報，vol. 115，no. 472，RCS2015-335，pp. 13-18，2016 年 3 月.

[16] T． Saito, H． Miyazaki， and F． Adachi, “Distributed STBC Transmit Diversity in the Presence of CCI from Adjacent Macro-Cells,” Proc. 13th IEEE VTS Asia Pacific Wireless Communications Symposium (APWCS 2016), Tokyo, Japan, 25-26 Aug. 2016.

[17] Y. Seki and F. Adachi, “Downlink Capacity Comparison of MMSE-SVD and BD-SVD for Cooperative Distributed Antenna Transmission using Multi-user Scheduling,” Proc. 2017 IEEE 86th Vehicular Technology Conference: VTC2017-Fall, Toronto, Canada, 24-27 Sept. 2017.

[18] T. Saito and F. Adachi, “Impact of Multi-User Scheduling on Distributed Antenna Small-Cell Network using STBC Transmit Diversity,” Proc. 14th IEEE VTS Asia-Pacific Wireless Commun. Symp. (APWCS 2017), Incheon, Korea, Aug. 2017.

[19] 安達，ブンカジャイ，齋藤，関，“TDD 分散アンテナ協調伝送のためのチャネル推定の一検討”，信学技報，Vol.116，No.394，RCS2016-263，pp.159-164，2017年 1月.

[20] F. Adachi, A. Boonkajay, Y. Seki, and T. Saito, “MIMO Channel Estimation for Time-Division Duplex Distributed Antenna Cooperative Transmission,” Proc. Int. Wireless Commun. and Mob. Comput. Conf. (IWCMC 2017), Valencia, Spain, Jun. 2017.

[21] K. Takeda, T. Itagaki, and F. Adachi, “Application of space-time transmit diversity to single-carrier transmission with frequency-domain equalization and receive antenna diversity in a frequency-selective fading channel,” IEE Proc. –Commun., Vol. 151, No. 6, pp. 627-632, Dec. 2004.

[22] H. Tomeba, K. Takeda, and F. Adachi, “Space-time block coded-joint transmit/receive antenna diversity using more than 4 receive antennas,” Proc. 2008 IEEE 68th Vehicular Technology Conference (VTC-Fall), Calgary, Canada, 21-25 September 2008.

[23] A. Goldsmith, Wireless Communication, Cambridge University Press, 2005.

[24] D. Tse and P. Viswanath, Fundamentals of Wireless Communication, Cambridge University Press, 2005.

[25] F. Adachi, et al., “Cooperative Distributed Antenna Transmission for 5G Mobile Communications Network,” IEICE Trans., Vol.E100-B, No.8, pp.1190-1204, Aug. 2017.