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第八章 正交分頻多工技術之應用

由於正交分頻多工技術的優勢，如高頻寬效益，抵抗符元干擾的優越性能，

正交分頻多工技術目前已經廣泛的被應用於各類通訊系統中，如數位音訊廣播

(Digital Audio Broadcasting, DAB)系統，數位電視廣播(digital video broadcast,

DVB)，無線區域網路(Wireless Local Area Network, WLAN)等系統。雖然這些系

統都使用了正交分頻多工技術，但由於各類通訊系統其應用不同，使得整體系統

有相當大的差異。

由於篇幅的關係，本章將專注於這些標準之資料調變及編碼等基頻規格及

正交分頻多工系統各項設計參數，對於其上層之應用，如影音壓縮，媒體存取控

制(Medium Access Control, MAC)等技術，在此將不予討論。讀者若有興趣可自

行閱讀其相關之標準。首先將介紹單頻網路及通道特性。

8.1 單頻網路及通道特性

一般無線通訊系統，如蜂巢式無線電話系統，類比廣播系統，為了涵蓋廣

大的地域，必須將整個地域進行分割。每個相鄰之分割區域，將使用不同的頻率，

以避免干擾。當兩個區域相隔較遠時，才可使用相同之頻率，以提高頻帶效益。

這類系統可稱之為多頻網路(Multi-Frequency Networks, MFC)系統。目前之類比

廣播系統，也是利用相同之原理，屬於 MFC 系統。廣播用的 MFC 系統，整體

而言，頻寬效益不佳，因為同一個節目可能要使用多個頻道進行全區域之廣播。

另外接收器在不同區域要接收相同節目時，也必須更換頻道。

數位廣播系統的一個好處是可使用同一個頻率進行廣播，如此可提高頻帶

效益。另外一方面，接收器在不同區域要接收相同節目時，並不需要更換頻道。

在此，以圖 8-1 來介紹此系統。

2

)(ts

)(ts

)(1 th

)(2 th

)(thM

)(*)()(1

thtstr j

M

j∑=

=

receiver

)(ts

圖 8-1 單頻網路系統示意圖

在圖 8-1 中假設有M 個傳送器(無線電發射站)，利用同一個頻率進行廣播。

假設所有的發射站會送出相同之訊號 )(ts （通常發射站間之同步是利用全球定位

系統之衛星訊號使得訊號間可以同步）。則由第 j 個發射站來的接收訊號可表示

為

)()()( thtstr jj ∗= , (8-1)

其中＊代表迴旋積分(convolution integral)運算， )(th j 代表訊號由第 j 個發射站至

接收器之通道響應(channel response)。因此可以發現接收器所收到的訊號為 1 1

0 0

1

0

( ) ( ) ( ) ( )

( ) ( ).

M M

j jj j

M

jj

r t r t s t h t

s t h t

− −

= =

−

=

= = ∗

= ∗

∑ ∑

∑ (8-2)

因此整個系統可表示為單輸入單輸出系統。接收器所收到的訊號可表示為

)()()( thtstr ∗= , (8-3)

其中 )(th 就是所有通道響應之和。

以上之系統有一個重要的問題，就是每個發射機與接收機間之距離會不一

樣，導致不同來源之接收訊號到達接收器之時間會不一致。例如假設目前有兩個

發射器，一個距離接收器 9 公里，另外一個距離為 27 公里。假設該系統不考慮

多重路徑，可將通道響應表示為 )()( jj tth τδ −= 。其中 jτ 代表第 j 個發射站至接

3

收 器 之 通 道 延 遲 。 在 本 例 中 ， sµτ 30)103/()109( 831 =××= ，

sµτ 90)103/()1027( 832 =××= ，其中 8103× 為光速（單位 m/s）。在此可以發現，

第一個發射站之訊號將會先到達，第二個訊號在第一個訊號到達後 sµ60 也會到

達。數學上可表示為 )()()( 21 τδτδ −+−= ttth 。而接收訊號變成

)()()()()( 21 ττ −+−=∗= tststhtstr , (8-4)

由上式可發現，接收訊號為傳送訊號經過兩個不同時間之延遲後相加。兩個訊號

事實上是類似的，只是先後到達時間不一樣，因此後面之訊號可稱之為回音。而

最大延遲時間與最小延遲時間之差異稱之為回音時間(echo period)。以上為例，

回音時間為 sµττ 60309012 =−=− 。對於傳統廣播系統，回音將造成嚴重的干

擾，如電視中產生的鬼影現象。但是對於數位通訊而言，適當的等化及訊號處理

就可克服以上難題。尤其對於 OFDM 系統，適當的設置 OFDM 訊號保護區間

(guard interval)，就可輕易的克服以上問題。

8.2 數位音訊廣播系統

由於現有之類比 AM 及 FM 廣播系統之性能及服務，在技術上已經無法提

升，因此有了發展數位音訊廣播系統[1]之動機。數位音訊廣播系統將可提供比

目前類比廣播系統更高品質的服務，如提供 CD 品質的立體音樂廣播，可傳送靜

態影像及文字。其通道容量也會增加，如同一個頻帶可傳送多個高品質的音樂廣

播。數位音訊廣播系統之另一優點是全區域的廣播，同一個廣播內容在相隔區域

可使用同一個頻道廣播，也就是所謂的單頻網路(Single Frequency Networks,

SFNs)。在傳統類比廣播系統，同一個節目在相鄰之廣播區域必須使用不同頻道，

否則會造成嚴重的訊號干擾。數位音訊廣播系統的這項特點，使得在不同區域，

使用者不需改變接收頻道，也可以收聽到同一個節目。

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8.2.1 數位音訊廣播系統簡介

數位音訊廣播系統目標是取代現有的 AM 及 FM 廣播。數位音訊廣播系統

將會是一個全新且通用的系統。此系統之雛形首先是在 1990 年代，由 Eureka

147/DAB 計畫所發展。DAB 相當適用於行動接收，並且對多重路徑之訊號接收

有相當高的抵抗能力。此系統如前所述，可應用於單頻網路，並因此得到較高的

頻率效率。

數位音訊廣播系統結合了兩項主要技術以提供強健的接收品質及維持相當

高的頻寬效益。第一項技術是聲音壓縮技術，第二項是編碼正交分頻多工之傳輸

技術。DAB 使用了 MPEG Audio Layer II 聲音壓縮技術，其壓縮比大約為 7 比 1，

其聲音品質不會有太大的損失。DAB 利用迴旋碼進行通道編碼(channel coding)，

此系統稱之為編碼正交分頻多工技術 (Coded Orthogonal Frequency Division

Multiplexing, COFDM)。

M SCM ultiple xe r

T ra nsm issionM ultiple xe r

Se rvic eInform a tion

O FD M T ra nsm itte r

C a rrie rF re que nc y

FIC

A udioE nc ode r

C ha nne lE nc ode r

A udioSe rvic e

Pa c ke t M ux C ha nne lE nc ode r

D a taSe rvic e

A udioE nc ode r

C ha nne lE nc ode r

A udioSe rvic e

Pa c ke t M ux C ha nne lE nc ode r

D a taSe rvic e

圖 8-2 DAB 傳送機方塊圖

圖 8-2 所示是一個簡化的數位音訊廣播系統傳送機。此傳送器主要傳送三部

分的資料。第一個是聲音服務(audio service)，第二個是資料服務(data service)，

第三個是服務訊息(service information)。首先聲音服務及資料服務部分所使用的

通道稱之為主要服務通道(Main Service Channel, MSC)，該類訊息會經由主要服

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務通道多工器(main service channel multiplexer)進行多工處理。其中資料服務部分

主要是提供數位資料之傳輸，如音樂專輯名稱、歌詞、或靜態影像傳輸。在結合

聲音服務及資料服務之後，才與服務訊息(service information)透過傳輸多工器

(transmission multiplexer)進行多工整合。服務訊息(service information)主要是攜帶

各節目的傳輸及多工參數等控制訊息，提供接收器進行適當的解碼資訊。該通道

一般稱之為快速訊息通道(Fast Information Channel, FIC)，其組成的區塊稱之為快

速訊息區塊(Fast Information Block, FIB)。以下就信號流程進行進一步之通道詳細

解說。

8.2.2 數位音訊廣播系統訊號流程

圖 8-3 所示是一個完整的傳送器方塊圖。首先聲音資料經過聲音編碼器

(audio encoder)進行 MPEG Audio Layer II 壓縮產生數位音訊廣播系統音訊(DAB

audio frame)。

數位音訊廣播系統音訊會經由能量分散攪亂器(energy dispersal scrambler)進

行位元攪亂，以避免傳輸連續的位元 1 或位元 0。其方法是將編碼後之位元與一

個擬亂二位元序列(pseudo random sequence)進行互斥或閘運算(XOR)。在能量分

散攪亂器後經由通道編碼器(channel encoder)進行通道編碼。通道編碼使用了一

個迴旋碼(convolutional code)當作錯誤更正碼。由於接收器可能運作於高速移動

的環境下。在編碼後的位元會經過一個時間交錯器(time interleaver)，將連續的迴

旋碼字位元分散到多個正交分頻多工之符元，可以降低某個子通道因為深度衰減

(deep fade)，所造成的影響。深度衰減期間主要與通道的同調時間(coherent time)

有關，也就是與行動速度有關。通道同調時間越長代表深度衰減期間就會越長。

由於高速移動使通道產生時變的特性，所以最後子載波的調變是使用差分四相位

位移鍵(Differential QPSK, DQPSK)，也就是相鄰正交分頻多工符元的同一個子載

波是差分四相位位移鍵之調變模式。

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圖 8-3 數位音訊廣播系統完整傳送器方塊圖

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此方法最主要的好處是在時變通道上不需要進行通道估測，而只需要使用

簡單的差分檢測器(differential detection)，就可進行符元檢測。最後再經由一個頻

率交錯器(frequency interleaver)，將 DQPSK 符元在正交分頻多工子通道上打散，

降低頻域上連續深度衰減所造成的影響。

服務訊息主要經由快速訊息通道(FIC)進行傳送。由於主要服務通道會經由

時間交錯器進行位元交錯，因此其解碼延遲時間會較長。但是快速訊息通道要求

快速解碼，因此快速訊息通道之編碼調變方式與主要服務通道不同處是快速訊息

通道不會經由時間交錯器進行位元交錯。其他的編碼流程大致上是一樣的。

數位音訊廣播系統設計可同時攜帶多個數位聲音訊號及數位資料。聲音及

數位資料可以整合形成同一項之服務。數位音訊廣播傳輸系統結合了三個服務通

道如下：

1) 主要服務通道(Main Service Channel, MSC)：用於攜帶聲音及數位資料

訊息。主要服務通道可分割成多個子通道。每個子通道都經由迴旋碼進

行編碼。該迴旋碼可以利用碼字穿孔技術(codeword punctured technology)

形成均等錯誤保護或非均等錯誤保護之錯誤更正碼，再透過一個時間交

錯器(time interleaver)，將連續的迴旋碼字位元分散到多個正交分頻多工

系統之符元。每個子通道可攜帶一個或多個服務元素 (service

components)。這些子通道間之安排及組織稱之為多工結構(multiplex

configuration)。

2) 快速訊息通道(Fast Information Channel, FIC)：用於接收端提供快速存

取之訊息。比較特別的是用於傳送多工結構訊息(Multiplex Configuration

Information, MCI)，以利接收端從多個節目中粹取出一個使用者欲接收

之節目。另外也用於傳送服務訊息。快速訊息通道並不經由時間交錯器

且使用了均等錯誤保護碼。

3) 同步通道（Synchronization Channel, SC）：主要用於提供傳輸系統基本

的解調功能，如傳輸訊框同步(frame synchronization)，接收端自動頻率

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控制及補償，通道狀態估測，及傳送器之辨識(transmitter identification)

每個通道都由不同的訊息來源提供資料，並產生一個傳輸訊框(transmission

frame)如圖 8-4 所示。

圖 8-4 DAB 傳輸訊框

表 8-1 傳輸訊框參數

傳輸模式 傳輸訊框區間

每一傳輸訊框內

快速訊息區塊之

個數

每一傳輸訊框內

共同交錯訊框之

個數

I 96ms 12 4

II 24ms 3 1

III 24ms 4 1

IV 48ms 6 2

快速訊息通道(FIC)由快速訊息區塊(Fast Information Block, FIB)組成，而主

要服務通道(MSC)由共同交錯訊框(Common Interleaved Frame, CIF)組成。傳輸訊

框之長度及組織根據傳輸模式(transmission mode)之不同而有差異。數位音訊廣

播系統有四種傳輸模式，分別為傳輸模式一(transmission mode I)、傳輸模式二

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(transmission mode II)、傳輸模式三 (transmission mode III)及傳輸模式四

(transmission mode IV)。傳輸訊框各項參數列於表 8-1。以下簡稱為 TM I、TM II、

TM III 及 TM IV。

8.2.3 數位音訊廣播調變

為了克服因為多傳送器產生之較長的回音時間導致正交分頻多工系統的符

元間干擾(Inter-Symbol Interference, ISI)，數位音訊廣播使用了正交分頻多工技

術。正交分頻多工技術是一個相當有效率的多載波調變技術，因為相鄰子載波之

寬度在正交分頻多工系統下是最小的。事實上正交分頻多工調變子載波間彼此是

部分重疊的，但是由於子載波間的正交關係，使得子通道間不會互相干擾。

如前所述，一個正交分頻多工系統訊號 ( )s t 於區間 0 至 UT 可以使用K 個傅立

葉級數合成：

/ 22 /

/ 2 0

( )=−≠

= ∑ U

Kj kt T

kk K

k

s t z e π , (8-5)

其中 UT 是符元區間，K 是正交分頻多工調變子載波個數， kz 是第K 子載波

傳送之訊號。 kz 是複數訊號並攜帶數位編碼訊息。每個正交分頻多工調變符元區

間共可送出 K 個數位編碼訊息，其中通常 0k = 的子載波並不使用。傅立葉合成

之訊號可以看成每個 kz 調變至頻率為 / Uk T 之複數載波 exp( 2 / )sj kt Tπ ，其中

1, 2,..., / 2k K= ± ± ± ，因此每個子載波頻寬可定義為 1/ Uf T∆ = 。如此產生之訊號

( )s t 為複數基頻訊號。最後必須利用升頻器(up converter)將 ( )s t 轉換為高頻訊

號。在接收端，可利用傅立葉分析將接收到的訊號回復如下：

( )2 /

0

1 UU

T j kt Tk

U

z e s t dtT

π−= ∫, (8-6)

在傳送端及接收端使用的傅立葉方法都可利用數位電路加以實現，也就是利

用快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform, FFT)。其中在傳送端利用反快速傅立

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葉轉換(inverse FFT, IFFT)進行調變，在接收端利用快速傅立葉轉換進行解調。

多載波調變技術的概念是將高資料率資料流分成 K 個低資料率的並行通

道，每個通道都調變到個別的子載波(subcarrier)。如此符元區間(symbol duration)

sT 會增加為原來的 K 倍。當 K 很大時， sT 會明顯超出回音時間，因此系統對於

符元間干擾效應就較不敏感。為了讓傳輸訊號對於較長的回音有較佳之抵抗力，

一個真正使用的正交分頻多工系統其每個正交分頻多工調變的符元區間 sT 會比

UT 還要大，通常可表示為 s UT T= + ∆，其中∆稱之為保護區間(guard interval)。其

方法是將 ( )s t 之尾端取出一段長度為∆的訊號並置於 ( )s t 之前端，稱之為循環字

首(cyclic prefix)。由於每個正交分頻多工調變符元前端的保護區間，多重路徑或

回音訊號並不會產生符元干擾。符元長度 sT 有一定的限制，也就是相鄰的正交分

頻多工調變符元間由於通道變化產生的通道增益變化不會太快，造成差分檢測器

效能不佳。因此 sT 必須符合以下條件

1<<sDTf , (8-7)

其中 Df 是最大都卜勒頻率(Doppler frequency)。另外一方面較長之回音需要較大

之保護區間∆，因此會有較長之符元區間 sT 。為了讓系統能夠符合各種環境下之

應用，因此如前所述 DAB 提供四種不同之傳輸模式，TM I， TM II， TM III，

及 TM IV 。每種模式其符元區間 sT ，保護區間∆，子載波個數K ，子載波頻寬

1/ Uf T∆ = 會有不同的設定如表 8-2 所示。

表 8-2 DAB 傳輸系統之傳輸模式及 OFDM 參數

Mode K 1/ Uf T∆ = sT ∆

TM I 1536 1 kHz 1246 sµ≈ 246 sµ≈

TM II 384 4 kHz 312 sµ≈ 62 sµ≈

TM III 192 8 kHz 156 sµ≈ 31 sµ≈

TM IV 768 2 kHz 623 sµ≈ 123 sµ≈

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由表 8-2 可知，不管是何種傳輸模式，子載波個數K 與子載波頻寬 f∆ 相乘

是固定的，也就是訊號之頻寬不會因傳輸模式而改變，其值大約為 1.5MHz。這

些參數很容易由其他的傳輸模式推導出來，原因是每種傳輸模式其 / UT∆ 都是一

樣的。

傳輸模式一有最長的保護區間 246 sµ∆ = ，其設計是用於大區域之廣播。在

此情況下會有比較長的回音時間。此模式適用於有較長回音之單頻網路，由推算

可以知道200 sµ 大約相當於 60km 之距離，也就是一般典型廣播站之距離。如果

所有同一區域之廣播站都有同步(一般透過 GPS 訊號同步)並同時送出相同的正

交分頻多工訊號，只要到達接收端之訊號時間差不超過∆，則並不會產生干擾。

由於傳輸模式一有較長之符元區間 sT ，對於高速移動之接收效能較差。傳輸模式

一之廣播頻帶適用於 VHF 頻段。

傳輸模式二之保護區間為 62 sµ∆ = ，比較適用於較小區域之廣播，如小區

域之山區。傳輸模式二之廣播頻帶適用於 L-band 大約在 1.5GHz。

傳輸模式三主要設計用於衛星之廣播。只要沒有較長之回音，該模式也可

用於地面廣播。

傳輸模式四之參數介於傳輸模式一與傳輸模式二間。他是最後一個定型的

傳輸模式，目的是因應加拿大特殊地形及需要而設計。在該地區此模式將應用於

1.5GHz 之頻帶。

8.2.4 數位音訊廣播訊框結構

在 8.2.2 節已經介紹了數位音訊廣播之訊框初略架構，在本節將進一步舉例

介紹詳細的訊號架構。對於每個傳輸模式，一個傳輸訊框在實體層上是一個連續

正交分頻多工訊號串，符合傳輸資料流的速率。數位音訊廣播的一個重要特性是

實體層之訊號週期與邏輯資料流是彼此相匹配的。也就是訊框週期 FT 是聲音訊

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框(audio frame)長度 24ms 的整數倍。因此，聲音資料流並不需要額外的同步機

制就可提供穩定的同步。

傳輸模式二的訊框架構最為簡單，因此將先介紹傳輸模式二架構。傳輸模

式二之訊框長度剛好為 24ms，如圖 8-5 所示。

TFPR

Nul

l

FIC

1

FIC

2

FIC

3

MSC

1

MSC

2

MSC

3

MSC

71

MSC

72

24ms

SynchronizationChannel

Fast InformationChannel

Main ServiceChannel

圖 8-5 傳輸模式二之訊框架構

最前面兩個正交分頻多工符元構成同步通道。接下來的三個正交分頻多工

符元構成快速訊息通道主要攜帶傳輸訊號之多工結構及節目名稱等訊息。最後的

72 個正交分頻多工符元構成主要服務通道攜帶聲音訊號、數位資料或提供其他

服務。

所有的正交分頻多工符元在傳輸模式二下，除了第一個空白符元(null

symbol)，都有相同的符元區間 312ST sµ≈ 。所謂的空白符元長度為 324NullT sµ≈ 是

用於初略之時間同步。空白符元之訊號設定為 0，也就是不傳送任何訊號，用於

表示在實體層上訊框的開始。第二個正交分頻多工符元稱之為時間-頻率-相位參

考(Time-Frequency-Phase Reference, TFPR)符元，其中 kz 傳送的是接收端已知的

固定訊號，用於進行時間同步的微調、頻率誤差估測、通道估測等用途。更進一

步的是該訊號代表的是 DQPSK 之初始相位。接下來每個正交分頻多工符元攜帶

384 個 DQPSK 符元，相當於攜帶 768 個編碼位元（包含錯誤更正碼所加的位元）。

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快速訊息通道中的三個正交分頻多工符元共攜帶了 2304 個編碼位元。由於這些

位元是利用碼率為 1/3 之錯誤更正碼保護，因此實際上只攜帶了 768 個資料位

元。由於快速訊息通道攜帶的是即時且相當重要的訊息，因此其解碼不能有時間

延遲。故數位音訊廣播訊框設計，每個傳輸訊框內的快速訊息通道資料可不必參

考其他訊框資料就可進行解碼。在主要服務通道內的 72 個正交分頻多工符元共

攜帶了 55296 個編碼位元（包含錯誤更正碼所加的位元），約略相當於 2.304Mbit/s

之編碼資料率。所有 55296 個編碼位元在 24ms 之傳輸時間內被組織成每 64 位

元為一個容量單位(Capacity Unit, CU)。因此共有 55296/64=864CUs。每個服務或

節目可在快速訊息通道內攜帶其服務或節目之資料相對容量單位之位址，以提供

接收器進行適當之粹取。在主要服務通道內由於多個節目及資料全部多工整合在

一起，這些服務使用的錯誤更正碼之碼率可能不一致，所以無法定義數位音訊廣

播系統的真正資料率。

傳輸模式一與傳輸模式四有相同之結構，其正交分頻多工符元區間分別為

傳輸模式二之 4 倍及 2 倍，因此其傳輸訊框週期 FT 分別為 96ms 及 48ms。快速

訊息通道及主要服務通道攜帶之位元也相對的變成 4 倍及 2 倍，因此編碼資料率

與傳輸模式二是一致的。

對於傳輸模式三，訊框週期 FT 為 24ms。傳輸模式三使用了 8 個正交分頻多

工符元攜帶快速訊息通道資料，144 個正交分頻多工符元攜帶主要服務通道資

料。快速訊息通道的資料率相對於其他模式高了 4/3 倍，而主要服務通道與其他

模式有相同之資料率。對於所有傳輸模式，主要服務通道在 24ms 下攜帶了 864

CUs = 55296 位元，每 864 CUs 形成一個共同交錯訊框。對於傳輸模式二及傳輸

模式三，一個傳輸訊框只包含一個共同交錯訊框，並需在 24ms 內傳輸完畢。對

於傳輸模式一，一個傳輸訊框包含了 4 個共同交錯訊框，並需在 96ms 內傳輸完

畢，每個共同交錯訊框佔有 18 個正交分頻多工符元。對於傳輸模式四，一個傳

輸訊框包含了 2 個共同交錯訊框，並需在 48ms 內傳輸完畢，每個共同交錯訊框

佔有 36 個 OFDM 符元。

14

8.2.5 數位音訊廣播通道編碼

數位音訊廣播對於不同之應用及不同的通道環境提供相當有彈性的錯誤更

正能力。利用速率相容穿孔迴旋碼(Rate Compatible Punctured Convolutional codes,

RCPC codes)，可有不同碼率的錯誤更正碼，且這些不同碼率的錯誤更正碼只需

要相同的解碼器進行解碼。利用一個低碼率的迴旋碼，就可造出多個 RCPC 碼。

這個原始的低碼率迴旋碼一般稱之為母碼(mother code)。速率相容穿孔迴旋碼是

將原始母碼產生的碼字刪除部分位元，這個程序一般稱之為穿孔(puncturing)技

術。接收端必須知道那些位元被刪除，在解碼前補入沒有影響的位元。在接收端

只需要相同的斐特比(Viterbi)解碼器就可解不同碼率的速率相容穿孔迴旋碼。數

位音訊廣播使用的迴旋碼其產生器之 8 進位表示法為(133,171,145,133)。其編碼

器如圖 8-6 所示，其中每個空白方塊代表一個暫存器(register)，符號⊕代表的是

互斥或閘(XOR)。編碼的開始，所有暫存器的起始值都必須設為零。

圖 8-6 數位音訊廣播迴旋碼編碼器

假設迴旋碼編碼器之輸入為 I 個位元之資料 10{ }I

i ia −= ，則該迴旋碼會產生 6I +

個長度為 4 的碼字 50, 1, 2, 3, 0{( , , , )}I

i i i i ix x x x += 。最後六個碼字是將資料位元 1

0{ }Ii ia −

= 最後

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加上六個 0 而產生，目的是讓所有暫存器都回到 0 的狀態。這個碼字可表示成

0, 2 3 5 6

1, 1 2 3 6

2, 1 4 6

3, 2 3 5 6

i i i i i i

i i i i i i

i i i i i

i i i i i i

x a a a a ax a a a a ax a a a ax a a a a a

− − − −

− − − −

− − −

− − − −

= ⊕ ⊕ ⊕ ⊕

= ⊕ ⊕ ⊕ ⊕

= ⊕ ⊕ ⊕

= ⊕ ⊕ ⊕ ⊕ , (8-8)

由以上可以發現，每一個資料位元 ia 輸入，會產生 4 個編碼位元 0, 1, 2, 3,, , ,i i i ix x x x ，

因此母碼之碼率為 1/4。例如，假設 10{ }I

i ia −= 的前面 8 個位元為{1,0,1,1,0,1,1,0}，則

其前 8 個碼字產生如下：

0,ix1,ix2,ix3,ix

1111

11 1

11

1

11

1

1

0

00

00 0

00

00

0

0

00

0000

則其他碼率的產生方式是將部分碼字刪除。例如 1/3 碼率情況下，可將以上碼字

的最後一列刪除，如下圖所示，其中陰影部分代表刪除之位元。

0,ix1,ix2,ix3,ix

1111

11 1

11

1

11

1

1

0

00

00 0

00

00

0

0

00

0000

若要產生 3/8=12/32 之碼率，則可以在 32 位元中刪除至只剩下 12 位元，其相對

刪除之位元如下

0,ix1,ix2,ix3,ix

1111

11 1

11

1

11

1

1

0

00

00 0

00

00

0

0

00

0000

利用以上之方法，可以產生各種不同碼率如 8/9，8/10，8/11，…，8/31，8/32。

如何刪除編碼位元是由一個叫做穿孔模型(puncturing pattern)來規定。

速率相容穿孔迴旋碼提供了非均等錯誤保護。這項需求對於數位音訊傳輸

也相當重要。原因是語音資料有一部份對於傳輸錯誤會相當敏感，例如音訊訊框

16

的標頭(header)，位元置放(Bit Allocation, BAL)表等。任何這類型資料傳輸錯誤

將導致整個音訊訊框無法使用，因此這部分的資料必須有較強之保護。音訊訊框

中第二類型資料如調整參數(scale factor)，對傳輸錯誤較不敏感，通常這種錯誤

會產生如鳥鳴之聲音。音訊訊框中第三種資料是子頻帶樣本(sub-band sample)，

此部分資料對傳輸錯誤是最不敏感的。因此數位音訊廣播設計在不同類型資料提

供不同程度之保護。

對於 48kHz 取樣之語音資料，數位音訊廣播系統提供 14 種不同的資料率，

從 32kbit/s 到 384kbit/s。每種資料率都有不同層次的保護，歸類為 PL1, PL2, PL3,

PL4 及 PL5。其中 PL1 之保護程度最高，PL2 次之，以此類推，PL5 之保護程度

最低。對於詳細的規格，有興趣之讀者可參閱規格書。

8.2.6 交錯器及 PSK 映射

對於一個比較有效率的迴旋碼編碼系統，傳輸錯誤之分佈將嚴重影響其效

能。通常對於迴旋碼編碼系統，錯誤之分佈若是均勻散佈，則其性能最佳。也就

是不能有連續錯誤之情況。但是通常一個無線通道產生的錯誤大部分是連續的。

對於 OFDM 系統在時域上或頻域上都會有相同狀況。時域上是因為時變通道的

關係，相隔時間若產生深度衰褪，則會有連續一段時間的深度衰褪，也就是其時

間相關性很強。頻域上是因為多重路徑，使得相鄰子載波也一樣會有相關性。

因此為了在解碼之前能將錯誤分散，編碼位元必須在傳送前利用交錯器將

連續位元分散到不同 OFDM 符元及不同之子載波。這個程序稱之為時間-頻率交

錯(time-frequency interleaving)。在接收端必須使用相反的程序，將接收位元重新

排列，得到原始的順序。

為了將編碼後位元分散到時間上不同的傳輸訊框，每個音訊或數位資料將

個別利用所謂的迴旋交錯器(convolutional interleaver)進行位元重排。首先每個音

訊或數位資料之碼字位元將分成每 16 位元為一群。每 16 個位元先進行反位元重

排如下表，將第 i個位元將會移至第 j 個位元。

17

i 位元 j 反位元重排

0 0000 0 0000

1 0001 8 1000

2 0010 4 0100

3 0011 12 1100

4 0100 2 0010

5 0101 10 1010

6 0110 6 0110

7 0111 14 1110

8 1000 1 0001

9 1001 9 1001

10 1010 5 0101

11 1011 13 1101

12 1100 3 0011

13 1101 11 1011

14 1110 7 0111

15 1111 15 1111

接下來每 16 個位元會經過如圖 8-7 左方的迴旋交錯器，其中每個空白代表

一個位元之暫存器。第 0 個位元沒有經過暫存器，第 1 個位元會經過一個暫存器，

第 2 個位元經過兩個暫存器，依此類推。因此第 0 個位元將沒有經過延遲就傳送

出去，第 1 個位元將會延遲 24ms 才傳送出去，第 2 個位元會延遲 48ms 才傳送

出去，依此類推。在接收端，也必須利用相同結構，進行位元之重排，如圖 8-7

之右方。第 0 個位元必須經過 15 個暫存器，第 1 個位元必須經過 14 個暫存器，

18

第 2 個位元必須經過 13 個暫存器，依此類推。很明顯的，於此可得到原始碼字

的順序，但是會有 15*24ms=360ms 的時間延遲。這就是要得到較佳錯誤分佈所

需付出的代價。在時間上產生的連續錯誤，將會打散。例如連續兩個錯誤將會打

散到至少相距 16 個位元。時間交錯只會使用於主要服務通道。快速訊息通道必

須沒有時間延遲的解碼，因此不經過時間交錯器。

transmitter receiver

,0ra

,1ra

,2ra

,3ra

,15ra

15,0ra −

15,1ra −

15,2ra −

15,3ra −

15,15ra −

圖 8-7 迴旋交錯器

接下來將介紹 DQPSK 之調變及頻率交錯器。由於正交分頻多工相鄰子載波

間其增益是高度的相關，因此在頻域上也必須進行交錯。但是頻率交錯是以

QPSK 符元為單位。於此將以傳輸模式二為例進行解說。在傳輸模式二中，每 768

個編碼位元為一個區塊並映射至 384 個複數的 QPSK 訊號。區塊中前面的 384

位元映射到 384 個 QPSK 訊號中的實數部分，後 384 位元映射到 384 個 QPSK

訊號中的虛數部分。令每個區塊長度為 384K = ，第 l個區塊的第 i個位元為 ,i lp ，

0,1,..., 2 1i K= − ，則 QPSK 訊號 ,i lq 可表示為

( ) ( ), , ,1 1 2 1 22i l i l i K lq p j p + = − + − , 0,1,..., 1i K= − . (8-9)

19

而頻率交錯器只是利用擬亂排列(pseudo-random permutation)將這些 QPSK

符元重新排列，其詳細之排列方式可參閱規格書[1]。假設在頻率交錯器後，第 l

個區塊的第 k 個子載波的 QPSK 訊號為 ,k ly 。則最後傳送出去的訊號是經過

DQPSK 之調變如下：

, , 1 ,k l k l k lz z y−= ⋅ , (8-10)

其中 ,k lz 就是第 l個區塊的第 k 個子載波最後傳送之訊號。由以上可知真正傳送之

訊號轉換為為前後符元 ,k lz 及 , 1k lz − 之相位差。數學上可表示為 *, , 1 ,k l k l k ly z z−= ⋅ 。

8.2.7 性能考量

交錯器在數位音訊廣播系統中佔有舉足輕重的地位。原因是在深度衰減情況

下，連續錯誤將造成 Viterbi 解碼器性能變差。編碼系統之正交分頻多工技術非

常適用於多重路徑衰減通道，因為此技術容許在時間上及頻率上進行交錯。足夠

的交錯能夠使得錯誤分佈較為均勻。快速變動的通道將導致時間交錯更有效率，

但是因為通道變化太快將導致相鄰差分四相位位移鍵訊號相位變異，使得解調性

能變差。在低速變動情況下，也就是當通道變化較慢時，時間交錯的好處將會不

見。在低速變動情況下，如果通道是頻率選擇性衰減，頻率交錯器卻可得到不錯

的性能。但是如果通道變化較慢，且通道是平坦衰減(flat fading)，則無論是頻率

交錯器，或時間交錯器，都不能提高接收器性能。

8.3 數位電視廣播系統簡介

傳統電視廣播已經使用了數十年，該廣播技術利用的是類比調變技術，影像

的部分是使用殘波帶調變(Vestigial-SideBand, VSB)技術，而聲音方面使用的是頻

率調變(Frequency Modulation, FM)技術。整個訊號頻寬大約佔了 6MHz。為了提

高影像品質及服務項目，如數位資料傳輸等，到了 1990 年代初期，有了發展數

20

位電視廣播技術動機。

在 1990 年代，數位電視廣播(Digital Video Broadcast, DVB)被認為是不實際

的，原因是成本太高。但是隨著通訊技術及半導體技術的快速發展，數位電視廣

播慢慢的變為可能。在 1991 年時，歐洲方面的廣播電視經營者及消費性電子製

造商開始研商如何在歐洲建立一個平台，以發展地面廣播數位電視。在該年年

底，他們集合了廣播商、消費性電子製造商及無線電規範相關單位開始成立研究

群，以研商如何在歐洲發展數位電視。在 1993 年 ELG (European Launching Group)

成立了數位電視廣播計畫(digital video broadcasting project)開始實際發展數位電

視廣播系統。到了 1997 年，數位電視廣播計畫取得了初步的成功，並開始進入

了下一個階段，也就是將該標準推廣到全世界，並將數位電視的夢想實現。歐洲

的數位電視廣播標準廣為世界接受，目前正積極朝向多媒體家庭平台(Multimedia

Home Platform, MHP)的目標發展。

數位電視廣播相對於傳統電視有相當多的優點，除了提供高品質的電視傳

輸，並可於相同頻帶內提供多個不同節目、較大的檔案傳輸及較大範圍的廣播範

圍等優點。目前歐洲主要有兩項標準。一個是適用於衛星廣播稱之為 DVB-S

(DVB satellite)標準，另外一個是適用於地面廣播 DVB-T(DVB terrestrial)之標

準。DVB-S 標準使用的是傳統的 QPSK 技術。而 DVB-T 使用的是編碼正交分頻

多工(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing, COFDM)技術。本章將介

紹 DVB-T 標準。主要注重於該標準之編碼、調變等訊號傳輸技術。

數位電視廣播標準在影音部分使用了 MPEG-2 壓縮技術。本章將不深入探討

MPEG-2 技術，有興趣之讀者可參閱相關標準如 ISO/IEC 13818。

8.3.1 數位電視廣播系統簡介

數位電視廣播系統(傳送器)使用的輸入是 MPEG-2 壓縮之影音資料。該資料

必須經過以下之處理(如圖 8-8)再轉換為高頻訊號，由發送天線進行傳輸。

21

傳輸多工器(transport multiplex adaptation)及能量分散(energy dispersal)。

外碼使用李-所羅門碼(Reed-Solomon code, RS code)。

外交錯使用迴旋交錯器(convolutional interleaver)。

內碼使用穿孔迴旋碼(punctured convolutional code)。

內交錯。

映射及調變(mapping and modulation)。

正交分頻多工傳輸(OFDM transmission)。

由於本系統主要設計是用於地面廣播，其頻帶位於現有之 VHF 及 UHF 頻

帶，與目前之類比廣播相同頻帶，因此數位電視廣播系統之訊號必須有足夠的保

護以克服現有電視廣播訊號之同頻道干擾(Co-Channel Interference, CCI)及隔頻

道干擾(Adjacent-Channel Interference, ACI)。該系統也必須提高頻寬效益，因此

為了提高頻寬效益，如數位音訊廣播系統一樣，數位電視廣播系統也一樣使用單

頻網路(Single-Frequency Network, SFN)之運作方式。

圖 8-8 數位電視廣播系統方塊圖 [2]

22

為了達到以上之要求，該系統使用了串接錯誤更正編碼(concatenated error

correcting coding)技術。另外為了適用於各種環境及頻率效益，該系統提供了可

調整之正交分頻多工保護區間(guard interval)及可調整的訊號頻寬，有 8MHz、

7MHz 及 6MHz 之模式。不同頻寬模式只是改變正交分頻多工取樣訊號之傳輸速

度，其他之編碼及調變等流程是一樣的，因此在接收機只要改變基頻之類比至數

位轉換器(Analog-to-Digital Converter, ADC)之取樣速率就可接收不同頻寬模式之

訊號。

數位電視廣播系統容許不同的QAM調變及不同的內碼速率(inner code rates)

以達到不同程度的錯誤更正能力。在 QAM 調變上使用兩階層之調變技術，包含

均勻 (uniform)及多層次 (multi-resolution)訊號集合。一般稱之為非階層模式

(non-hierarchical mode)及階層模式(hierarchical mode)。在階層模式情況下，數位

電視廣播可提供非均等錯誤保護能力，且圖 8-8 虛線方塊部分必須包含進來。圖

中所示分離器(splitter)可將來源資料串分成兩個 MPEG 資料流，一個是高優先資

料流(high-priority stream)，另一個是低優先資料流(low-priority stream)。高優先資

料流由上方的編碼調變路徑進入系統，低優先資料流由下方的編碼調變路徑(虛

線部分)進入系統。這兩個資料流將進行映射及調變。這個映射及調變技術將使

用多層次訊號集合，讓高優先資料流有較高程度的保護，低優先資料流有較低程

度的保護。在接收方面，可使用較簡單的接收器只接收高優先資料流，就可達到

一定的影像品質。這種情況如使用手機接收電視節目，並不需要太高的解析度。

若是一個較為複雜的接收機，可同時接收高優先資料流及低優先資料流，就可達

到完整的影像品質。以下就整個傳輸訊號流程進行簡介。

8.3.2 能量分散(Energy Dispersal)

如圖 8-8，一個數位電視廣播傳送器可同時支援多個節目，這些節目由傳輸多

工器(transport MUX)進行多工處理。最後進到圖中下方都是固定長度之封包

23

(packet)。MPEG-2 之封包長度為 188 位元組(bytes)。這個封包包含了一個同步位

元組( 47HEX )。為了保證適當的二位元傳輸，MPEG-2 之封包必須利用如圖 8-9 之

擬亂二位元序列(pseudo random binary sequence, PRBS)進行攪亂。這個方法之目

的是為了要避免 MPEG-2 之封包中有太多連續個 0 或連續個 1，造成傳輸訊號特

性不佳。

圖 8-9 擬亂二位元序列產生器 [2]

圖 8-9 之上方 15 個方塊為移位暫存器，其中使用了一個互斥或閘(XOR)，

並將其輸出二位元訊號回授至移位暫存器左端之輸入，因此該電路又稱之為回授

移位暫存器(Feedback Shift Register, FSR)。隨著 MPEG-2 每個位元資料輸入(最下

方之輸入)，回授移位暫存器也同時移位並產生一個新的位元，這個位元再與

MPEG-2 之輸入位元進行互斥或閘運算，產生最後的輸出。在接收端也使用相同

的電路，就可將原始資料回復。只是發送端及接收端之移位暫存器初始值必須一

致。根據規格，移位暫存器初始值如圖 8-9 所示必須為”100101010000000”。並

且每 8個MPEG-2封包就必須重新載入初始值。另外MPEG-2的第一個位元組(同

步位元組)並不進行攪亂。這個位元組在每八個 MPEG-2 封包的第一個必須反

相，也就是 47HEX (SYNC )必須換成 8HEXB (SYNC )，以利接收端辨認暫存器初始

值設定之起始。

24

8.3.3 外碼及外交錯器(Outer Code and Outer Interleaver)

一個 MPEG-2 之封包示於圖 8-10(a)，經過能量分散之後示於圖 8-10(b)。每

個封包必須進行外碼之編碼處理。數位電視廣播使用了李-所羅門碼進行編碼。

其編碼器輸入長度為 188 位元組，而編碼輸出長度為 204。該碼可更正最少 8t =

個位元組錯誤。這個碼一般簡寫為 RS(204,188,8) 。這個碼之原始碼為

RS(255,239,8)進行縮短而來。對於李-所羅門碼之進一步詳細資料，讀者可參閱

[3]。經過RS(204,188,8)之編碼後得到如圖 8-10(c)長度 204 位元組之封包。

圖 8-10 MPEG-2 封包之編碼程序 [2]

經過李-所羅門碼編碼後，每個位元組必須經過外交錯器。該交錯器使用深

度為 12I = 之迴旋交錯器，如圖 8-11 左方，其中共有 12 排資料線，每排有 8 個

位元(相當於一個位元組)。每排資料現有不同長度之移位暫存器當作延遲器。第

25

一排沒有經過延遲，第二排經過了 17 個延遲，第 i排會經過 ( )1 17i − × 個延遲。

每個 MPEG-2 封包的第一個位元組會放在第一排，第二個位元組會放在第二排，

第 i個位元組會放在第 i排。一直到第 12 排後，第 13 個位元組回復到第 1 排，

以此類推。如圖 8-11，交錯器之輸出必須與輸入取自同一排。經過迴旋交錯器後，

可以發現李-所羅門碼編碼後之 204 位元組將會分散到多個封包，如圖 8-10(d)所

示。其目的是將通道連續錯誤打散，避免連續錯誤會造成同一個李-所羅門碼字

超出更正能力。

圖 8-11 外交錯器簡圖 [2]

8.3.4 內碼(Inner Code)

數位電視廣播系統與數位音訊廣播系統在編碼上相當類似，都是使用了穿孔

迴旋碼(punctured convolutional code)。數位電視廣播系統使用的母碼為碼率 1/2

的標準迴旋碼，其產生器之 8 進位表示法為(171,133)。數位電視廣播使用的迴旋

碼與數位音訊廣播是類似的，只要將圖 8-6 之數位音訊廣播迴旋碼最後兩個位元

刪除 2, 3,( , )i ix x 並將 0, 1,( , )i ix x 位置對調，其產生器之 8 進位表示法就會為

(171,133)。數位電視廣播系統使用的母碼編碼器示於圖 8-12。

26

圖 8-12 DVB 迴旋碼編碼器 [2]

經過迴旋編碼後，會將部分位元進行刪除動作，也就是所謂的穿孔技術

(puncturing technology)。該穿孔技術使用了如表 8-3 之穿孔模式(puncturing

pattern)。

表 8-3 穿孔模式 [2]

現在對表 8-3 進行解釋，表中的 1 代表的是位元保留，0 代表位元刪除。第一

個模型 X 與Y 都為 1，因此沒有任何刪除，就是原始碼率為 1/2 之母碼。第二個

模式中每兩個輸入位元產生 4 個碼字位元，其中 X 的第二個位元穿孔模式是 0，

因此必須刪除，刪除後只剩下三個位元表示為 1 1 2X YY 。因為輸入 2 個位元得到 3

個位元輸出，因此碼率為 2/3。以此類推，可得到碼率為 3/4、5/6 及 7/8 之穿孔

迴旋碼。

27

8.3.5 內交錯(Inner Interleaver)

內交錯器如圖 8-8 最多必須能接受兩個資料流，並將其解多工為 v個子資料

流，其中對於 QPSK 調變 2v = ，對於 16-QAM 調變 4v = ，對於 64-QAM 調變

6v = 。在非階層模式，只有一個資料流，要解多工為 v個子資料流。在階層模式

下，高優先資料流將解多工為 2 個資料流，低優先資料流將解多工為 2v − 個資

料流。其中可使用均勻 QAM 訊號或非均勻訊號進行訊號映射。假設在非階層模

式，輸入前 v個位元是 0 1 1, ,..., vx x x − 。在階層模式下輸入前 2 個高優先資料流為

' '0 1,x x ，低優先資料流為 '' '' ''

0 1 2, ,..., vx x x − 。由於解多工方式每 v個位元會一樣。因此

舉例只考慮前 v個位元，其他接下來之輸入位元解多工方式不變。 解多工方式

是將這些總共 v個位元映射到 0,0 1,0 1,0, ,..., vb b b − ，在不同訊號集合及模式下，會有不

一樣的對應，將其示於圖 8-13。

圖 8-13 解多工之對應

28

每個解多工資料流(共 v個)會經由位元交錯器，如圖 8-14 及圖 8-15 進行個別

交錯，也就是將輸入位元進行重排。每個位元交錯器多有不一樣的重排方法。每

個交錯器以 126 個位元為單位，進行位元重排，詳細重排方法可見於規格書[2]。

位元交錯器輸出後，每 v 個位元會重新組合如圖 8-14 及圖 8-15 所示之

0, 1, 1,, ,...w w v wa a a − ，將其表示為單一個向量 0, 1, 1,' ( , ,... )w w w v wy a a a −= 。最後該向量會經

由符元交錯器(symbol interleaver)進行頻域交錯如圖 8-14 及圖 8-15，經過符元交

錯器後將會映射到正交分頻多工的子載波上。數位電視廣播子載波個數有兩種規

格，一個是 1512 個子載波稱之為 2K mode，另外一個是 6048 個子載波稱之為

8K mode。令向量 ' ' '0 1 1( , ,..., )MY y y y −= ，其中在 2K mode 下 1512M = ， 8K mode

下 6048M = 。經過符元交錯器後， Y 向量會進行重排，其順序將表示為

0 1 1( , ,..., )MF y y y −= 。由於符元交錯器較為複雜，因此有興趣之讀者可參閱規格

書[2]。

圖 8-14 非階層傳輸模式之訊號映射流程

29

圖 8-15 階層傳輸模式之訊號映射流程

8.3.6 訊號星座圖及映射(Signal Constellation and Mapping)

數位電視廣播使用了正交分頻多工傳輸技術。所有正交分頻多工子載波使用

了 QPSK，16QAM，64-QAM，非均勻 16-QAM(non-uniform 16-QAM)、及非均

勻 64-QAM(non-uniform 64-QAM)。其詳細之星座圖示於圖 8-16、圖 8-17 及圖

8-18。

對於不同優先權的資料的保護程度是由一個參數α 所控制。 1α = 之訊號星座

圖如圖 8-16，代表的是均勻的保護。 2α = 及 4α = 之訊號星座圖分別如圖 8-17

及圖 8-18，代表的是非均勻的保護。由前面章節所得之結果，可知道低優先之資

料，將映射到向量 ' 0, ' 1, ' 1, '( , ,..., )q q q v qy y y y −= 之 MSB，也就是 2, ' 3, ' 1, '( , ,..., )q q v qy y y − 。

如圖 8-17 之非均勻 16-QAM， ' 0, ' 1, ' 2, ' 3, '( , , , )q q q q qy y y y y= ，其中 2, ' 3, ',q qy y 之訊號是

來自低優先之資料流，而 0, ' 1, ',q qy y 是來自高優先之資料流。從其映射發現，相同

之 0, ' 1, ',q qy y 將映射至同一象限之訊號點，如 0, ' 1, '( , ) (0,0)q qy y = 將映射至第一象限。

30

而不同 2, ' 3, ',q qy y 將映射至同一象限之訊號點。由於不同象限之訊號點距離比同一

象限之訊號點大（故稱之為非均勻），因此不同象限間之傳輸錯誤將會比同一象

限內之傳輸錯誤還小（也就是 A 象限較不容易受雜訊影響而錯到其他三個象

限）。利用此法，高優先之資料流就可得到較佳之保護。其他非均勻訊號星座圖

之運作原理是一樣的。

31

圖 8-16 均勻 QPSK，16-QAM 及 64-QAM 之訊號映射 ( 1)α =

32

圖 8-17 非均勻 16-QAM 及 64-QAM 之訊號映射 ( 2)α =

33

圖 8-18 非均勻 16-QAM 及 64-QAM 之訊號映射 ( 4)α = 。

34

8.3.7 正交分頻多工之訊框架構

數位電視廣播之傳輸訊號將組織成訊框格式(frame)。每個訊框之傳輸時間為

FT ，並包含 68 個正交分頻多工之符元。每四個訊框將組合為一個超訊框

(super-frame)。每個正交分頻多工符元包含導引訊號(pilot signal)子載波及資料子

載波，在 2K mode 情況下有 1705 個子載波，在 8K mode 情況下有 6817 個子載

波，其相關參數示於表 8-4。

表 8-4 OFDM 參數

每個正交分頻多工之傳輸區間為 ST ，包含兩部分，一個是有用的訊號區間

UT ，另一個是保護區間∆。因此可表示為 S UT T= + ∆。根據表 8-5，共有四種可

能之保護區間。同一個訊框之所有正交分頻多工訊號將依序編號為 0 到 67。在

傳輸資料之外，將會另外插入其他導引訊號，以幫助接收器進行適當的解調。將

視每個正交分頻多工子載波在不同訊號區間內為一個細胞(cell)。這些額外加入

之訊息包含了分散導引細胞(scattered pilot cell)，及固定導引子載波(continual

pilot carriers)，另外一個是傳輸參數訊號(Transmission Parameter Signaling, TPS)

以攜帶相關之廣播訊息。這裡主要探討導引訊號之安排，對傳輸參數訊號在此不

予介紹，有興趣之讀者可參閱[2]。這些導引訊號將可協助接收器進行訊框同步

(frame synchronization)，頻率同步(frequency synchronization)，時脈同步(time

synchronization)，傳輸模式之辨認等功用。

35

表 8-5 訊號區間及保護區間之相關參數

正交分頻多工之子載波之索引將表示為參數 max[0, ]k K∈ ，其中在 2K mode 下

max 1704K = ，在 8K mode 下 max 6816K = 。每個子載波頻寬為1/ UT 。各項 OFDM

參數示於表四。DVB 傳輸訊號可表示為

×= ∑∑ ∑∞

= = =0

67

0,,,,

2max

min

)(Re)(m l

K

Kkklmklm

fj tcets c ψπ , (8-11)

其中

( )

×+×+≤≤××+=××−×−∆−

elseTmltTmlet ss

TmTltTkj

klm

ssU

0)168()68()(

68'2

,,

π

ψ .

相關參數如下：

k 子載波索引

l OFDM 符元索引

m 傳輸訊框索引

K 子載波個數

sT OFDM 符元區間(包含保護區間)

UT OFDM 符元區間(不包含保護區間)

∆ OFDM 保護區間

cf RF 訊號之載波頻率

'k 相對於 RF 訊號之載波頻率之子載波索引 2/)(' minmax KKkk +−=

kmc ,0, 在第m 個訊框之第 1 個 OFDM 符元的第 k 個子載波之複數符元。

36

kmc ,1, 在第m 個訊框之第 2 個 OFDM 符元的第 k 個子載波之複數符元。

kmc ,67, 在第m 個訊框之第 68 個 OFDM 符元的第 k 個子載波之複數符元。

上述可以發現以上之數位電視廣播訊號沒有使用如數位音訊訊號之空白符

元(null symbol)，因此在時間上所有時間都有訊號，不會間斷。

8.3.8 導引訊號

在正交分頻多工的子載波上有很多細胞使用於傳輸參考訊號。這些訊號在

接收端都已經知道。這些傳輸參考訊號的細胞將會以較高的訊號功率傳送。這些

訊號分成分散式及固定式的導引細胞。每 4 個正交分頻多工的符元，固定導引子

載波將與分散導引細胞重疊。而傳送真正資料之子載波是利用插空隙的方式依序

排入未被導引訊號佔據之子載波。

圖 8-19 擬亂二位元序列產生器

這些導引訊號是由如圖 8-19 之擬亂二位元序列產生器(PRBS)所產生，其移

位暫存器起始值設定為全部是 1。令這個序列在第 k 個時間表示為 kw 。此序列將

依序排入導引子載波中。分散式導引細胞中之訊號值為

37

{ }{ } 0Im

)2/1(23/4Re

,,

,,

=

−×=

klm

kklm

cwc

, (8-12)

其中m 為訊框索引， k 為子載波索引， l 為正交分頻多工符元索引。而其導引細

胞如圖 8-20 所示，其中每個點代表一個子載波，橫向代表同一個正交分頻多工

符元之所有子載波。縱向代表的是正交分頻多工符元順序。黑點代表分散式導引

細胞之位置。於此可發現分散式導引細胞之位置不固定，在時間上會每個正交分

頻多工的符元向右移 3 個位置。

圖 8-20 OFDM 之訊框結構。

最後除了分散式導引細胞外還要加入固定式導引載波。在數位電視廣播規

格中 8K mode 共有 177 個固定式導引載波，而 2K mode 共有 45 個固定式導引載

波，其子載波如表 8-6 所示。固定式導引載波中之訊號值為

{ }{ } 0Im

)2/1(23/4Re

,,

,,

=

−×=

klm

kklm

cwc

, (8-13)

其中m 為訊框索引， k 為子載波索引， l 為正交分頻多工符元索引。

38

表 8-6 固定式導引載波之位置

39

8.4 無線區域網路(Wireless LAN Networks)

無線區域網路(Wireless Local Area Network, WLAN)，原先設計來搭配個人電

腦之無線網路為市場目標。近三年來 WLAN 產值在個人電腦上的應用已呈現爆

炸性的成長，在越來越多的地區，因應消費者的需求已安裝無線區域網路接取點

(access point, AP)。由於私人和公眾無線區域網路的大量佈建，使得建立在 WLAN

上的相關行動網際網路應用服務，受到相當大的重視。此外，從全球網際網路使

用規模角度來看，網際網路的使用族群與應用範圍正迅速擴張，連帶著無線區域

網路的全球市場規模也呈現出大幅成長的趨勢，帶動新一波無線網路應用的風

潮。家庭網路將會是無線區域網路應用接受度最高的市場。數位家庭(digital home)

應用為無線網路的競爭拉開了序幕。無線網路正準備順勢進入家庭市場並依據家

庭多媒體應用所需的影音傳輸與網路安全性開發出多種標準規格。另外一方面英

特爾(Intel)等重量級廠商在數位家庭工作組織(digital home working group)上，致

力發展 INMPR(Intel Networked Media Product Requirements)等規格，讓數位家庭

中的任何地方都可利用網路播放數位影音內容，並與既有的家電溝通。這些廠商

或組織看好數位家庭應用的市場，並企圖將原來單純的個人電腦應用轉化為消費

性電子產品的應用，以擴大市場應用範圍。

8.4.1 無線區域網路簡介(Introduction to Wireless LAN Networks)

依照 IEEE 原先制訂的 IEEE 802.11 無線區域網路協定 [4]，只支援每秒

1Mbits 及 2Mbits 的傳輸速率。該標準使用了展頻技術，包含了跳頻式展頻

(Frequency Hopping Spread Spectrum, FHSS)及直接序列式展頻(Direct Sequence

Spread Spectrum, DSSS)，使用的載波頻帶是 2.4GHz。由於其傳輸速率比當時的

有線區域網路慢了十倍以上，因此除了某些特定的應用會考慮使用無線區域網

路，在一般通訊市場上吸引力不足。因此於 1999 年，IEEE 擴展了 802.11 的標

準，制定了較高傳輸速度的 IEEE 802.11b [5]及 IEEE 802.11a [6]。IEEE 802.11b

40

可視為原 802.11 標準的擴展，仍然沿用直接序列式展頻及 2.4GHz 頻段。IEEE

802.11a 使用了正交分頻多工技術，傳輸速率範圍為每秒 6Mbits 至 54Mbits，使

用的載波頻段是 5GHz。但 IEEE 802.11a 與 IEEE 802.11b 標準並不相容，因此又

另外發展了 IEEE 802.11g [7]。IEEE 802.11g 於 2003 年中才定稿，此標準是一種

OFDM 與 DSSS 混合之標準，並與現有的 IEEE 802.11b 相容，而最高速率則提

升到 54Ｍbps。

但就現況而言，無線區域網路距離實現數位家庭仍有一段距離。在目前的無

線區域網路中，最具家庭應用潛力的應該是能提供傳輸速率 54Mbps 的 IEEE

802.11a/g[6][7]的標準。就理論上來看，54Mbps 應該足夠供給家庭應用所需的影

音串流傳輸服務。但儘管 IEEE 802.11a/g 有 54Mbps 的傳輸率，但實際的產出量

(throughput)大約只有一半而已，也就是大約 25Mbps。因此雖然在實體層(Physical

layer, PHY)上，看起來速率已經大量的提升至 54Mbps，但是在使用者端看到的

速率卻遠低於所聲稱的位元速率。原因是原先位元速率之算法是以傳送位元數除

上真正傳送這些位元相對訊號所使用的時間，並不包含實體層，媒體存取控制層

(Medium Access Control, MAC)所佔的負載(overhead)。例如以 11Mbps 傳送的話，

使用者看到的 throughput 大約只有 5Ｍbps 左右。若是以 54Ｍbps 傳輸，使用者

在最佳情況下大約有 25Ｍbps 左右，而真正使用在室內環境的應用經驗大約是只

有 20Ｍbps。如此的傳輸率，對高品質的影音傳輸仍然不足。

41

圖 8-21 典型的無線區域網路系統

圖 8-21 所示是一個經過簡化的典型無線區域網路系統，將無線區域網路接

取點(Access Point, AP)的設備接上有線的網際網路纜線之後，則網路接取點就能

以無線的方式供應其周遭的區域無線網路使用。而使用者則需將自已的電腦裝上

無線網路卡(WLAN card)之後，再進行設定，就可由無線的方式連上網際網路。

另外由於各種新應用的誕生，使無線區域網路持續的增加需求。雖然

IEEE802.11a/g 支援了相對於 IEEE802.11b 高出五倍的資料率，其傳輸距離卻相

對的變短。另外就算是 54Mbps 的傳輸率也無法因應未來高頻寬效益的需求，如

無線數位電視(wireless digital TV)，家庭影音傳輸等。為了解決這個問題，必須

另外尋求其他的解決方案，IEEE 因此成立了 IEEE 802.11n 工作群(TGn)，以制訂

更高速率及較大距離的無線區域網路標準。

基於無線區域網路成功的經驗，及新應用對高速傳輸的需求，802.11n 工作

群致力於發展一個新的無線區域綱路標準，使得訊號在 20MHz 的頻寬下，資料

傳輸率可以在媒體存取控制層提昇至 100Mbps。因此這項任務的達成需要發展一

個高頻寬效率的實體層及高效率的媒體存取控制協定。在眾多技術中，比較確定

的是該標準將會採用多重輸入多重輸出(Multiple Input Multiple Output, MIMO)的

42

技術。因為目前似乎只有該項技術能達到較高之頻寬效率。另外由於 802.11a 的

標準使用了 OFDM 技術，為了相容性，802.11n 被廣泛的認為也應該採用

MIMO-OFDM 技術。

多重輸入多重輸出系統利用多個傳輸天線及多個接收天線，能在不擴展傳輸

訊號頻寬下，達到相當高的頻寬效益。在這個方法中，所有訊號是在同一個頻帶

傳輸，同時在接收端能利用多組天線間不同的響應而將原始傳輸的數位訊號回

復。多重輸入多重輸出系統的多天線有兩方面的作用，一方面是在接收端，利用

天線分集增益提供接收端強健的接收品質；另外一方面是在傳送端，利用多個天

線傳輸多個不同的資料流以增加系統資料的流量。

圖 8-22 MIMO-OFDM 無線區域網路系統之簡化圖

目前由於 IEEE802.11n 標準仍在制訂中，雖然詳細規格不甚明確，從其目前

發表的建議案中，可看到一些趨勢。從中進行閱讀及技術評估，列出比較可行且

完整的方案，目前比較值得注意的是 IEEE802.11n 之標準有兩大陣營，一個是所

謂的 WWise(world wide spectrum efficiency)[9]陣營，另一個是 TGn Sync[10]-[17]

陣營。WWise [9]主要由 Airgo, Bermai, Broadcom, Conexant, STMicroelectronics

Texas Instruments 等公司共同提案。TGn Sync[10]-[17]是由 Agere, Intel, Nortel,

43

Cisco, Toshiba, Samsung, Atheros, Marvell, Nokia, Philips, Sony, SANYO 等公司共

同提案。另外還有兩個完整提案亦頗受重視，就是 Qualcomm [8]及(Mitsubishi

Electric Research Laboratories, MERL)[18]的提案。

WWise(World Wide Spectrum Efficiency)[9]與 TGn Sync[10]-[17]這兩陣營的

技術差別不大，但由於 TGn Sync[10]-[17]一派主張通道擴增(channel binding)，希

望把原本 20MHz 頻寬的 channel 轉變成 40MHz，以加大其傳輸量。但代表另一

派的 WWise[9]則反對 channel binding，因為 802.11 的 2.4GHz 的頻段共有 11 個，

但真正不互相干擾的頻段只有通道 1, 6 與 11 三個，如果通道擴增後寬度加倍，

將會只餘下一個通道可用。

8.4.2 無線區域網路之室內環境(Indoor Environment)應用

由於可攜式電腦，包含筆記型電腦（notebook）和掌上型電腦（laptop），普

及率的快速成長，無線區域網路對今日的電腦及通訊工業來講，將成為一項重要

的觀念及技術。IEEE 802.11 標準的出現，藉由無線區域網路的種種優勢，使得

有線區域網路的型態大大改變。由於無線區域網路本身具有不需要牽線即能傳送

大量資料的特性，使得無線區域網路能夠被廣泛應用在架線困難及需要便利性的

場合。無線網路的形成讓網路的空間更加寬廣，只要在收發的距離內，就能輕鬆

上網，無論室內傳輸或是室外傳輸都是不錯的選擇，圖 8-23 以在室內的辦公室

環境展示無線區域網路的實際應用，圖中將網路接取點架在辦公室的中間，因此

周遭的人員都能使用內含無線網卡的電腦接收到網路接取點的訊號，再進行設

定，就能連接上網際網路。

無線區域網路主要應用的地方是在室內，而在室內的環境中，因為有許多的

反射物體(reflector)會造成訊號以多路徑(multi-path)傳遞，如圖 8-24 所示。訊號

產生反射與繞射，因此接收端(receiver)所收到的訊號品質也無法預測。

44

圖 8-23 說明無線區域網路於室內應用的實境

圖 8-24 訊號在室內中因障礙物阻擋而以多路徑傳遞

發射機

(transmitter, TX)

接收機

(receiver, RX)

AP

45

多路徑傳輸造成的各種現象，對原本清晰的信號有很大的影響，以自然中的

回音為例，山谷中反射回來的聲音往往持續很久，持續的時間愈久，聽的愈不清

晰。此各路徑訊號到達的時間所呈現的分佈程度稱之為延遲擴展(delay spread)。

就實際而言，在室內的延遲擴展(delay spread)將比在空曠地中還大。表 8-7 為常

見環境下的關於多路徑(multi-path)傳輸造成延遲擴展情形之相關數據:

表 8-7 延遲擴展參數設定

環境(environment) 延遲擴展(delay spread)

家庭(home) < 50 nsec

辦公室(office) ≈ 100 nsec

工廠(manufactory) 200~300 nsec

由於無線區域網路 IEEE 802.11b/g 的頻帶是落在 2.4GHz 上，與家中無線電

話與微波爐等電器頻率相同，在共同使用時會帶來更嚴重的干擾與雜訊。如圖

8-25。當微波爐啟動時將嚴重影響無線區域網路的性能，甚至造成斷線的情況。

微波爐 家用無線電話

無線區域網路基地台 筆記型電腦

圖 8-25 無線電話與微波爐造成無線區域網路訊號干擾的情形

IEEE802.11b/g

AP (Access

46

8.4.3 無線區域網路之統計通道模型(Statistic Channel Model for

WLAN)

圖 8-26 所示是一個無線區域網路(WLAN)之離散統計通道模型(statistic

channel model)。假設傳送端發射出去的訊號 (transmitted signals)取樣後為

{ nx }= 1 2{ , ......}x x 。

由於無線區域網路(WLAN)並非使用傳統有線纜線(wired cable)的方式來傳

輸訊號，而是以無線的方式來傳送訊號及接收訊號。因此傳送端發射出去的訊{ nx }

有可能遭受到空間中障礙物的阻檔，使得訊號以多路徑傳遞。而不同的路徑延遲

時間也不同，如圖 8-26 所示。

圖 8-26 無線區域網路之統計通道模型

無線區域網路之統計通道模型中，假設模擬之通道取樣週期為 sT ，如圖 8-26

所示，通道可簡化為延遲為 sT 之延遲元件串接。通道輸出為這些延遲訊號的線性

組合。另外，訊號在通道中也會受到外界的可加性白色高斯雜訊{ nw }之影響，

因此可以發現到接收端所接收到的訊號為

0

K

n n k k nk

r x h w−=

= +∑ , (8-14)

其中{ nr }= 1 2{ , ......}r r ， kh 為基頻複數脈衝響應(baseband complex impulse response)

且 k=0,1,2…,K。由上式可見，在 nx 之前所傳送的 1 2, ...,n n n kx x x− − − 等訊號，由於經

歷了多路徑造成它們有延遲(delay)到達的現象，因此接收機所接收到的訊號 nr 除

47

了包含了 nx 以外，也包含了 1 2, ...,n n n kx x x− − − 等訊號之線性組合。

8.4.4 通道脈衝響應(Channel Impulse Response)

由於無線通訊造成了多路徑(multi-path)的現象，因此當發射端發射訊號 nx 之

後， nx 便以多路徑在無線通道中傳播，意即訊號 nx 經由各個路徑到達接收端的

時間會有所不同，也就是說，較早到達接收端的發射訊號 nx 顯然其所走的路徑較

短，而較晚到達接收端的發射訊號 nx 就表示其所走的路徑較長。因此可將無線區

域網路之通道脈衝響應的時間軸分成一段段的小區間，不同的區間代表訊號經過

不同的路徑，所以到達的時間也就不同。也就是說，可以將無線區域網路之通道

脈衝響應的時間軸視為路徑長度。故在通道脈衝響應的時間軸上愈往後面的區

間，代表的意義為路徑愈長，使得訊號到達接收端的延遲時間愈久。

在圖 8-27 中，對無線區域網路之通道脈衝響應強度(magnitude)進行隨機取

樣的實驗，實驗中總共取了十個取樣點，這十個取樣點可視為是訊號傳播路徑的

其中十個路徑。時間軸上愈往左的取樣點，表示訊號所走的路徑愈短。相對地，

在時間軸上愈往右的取樣點，表示訊號所走的路徑愈長。

無線區域網路主要是在室內空間中使用，因此其通道脈衝響應比較不會像行

動通訊的通道脈衝響應有時變性(time variant)的問題。因此，在無線區域網路中，

當封包(packet)傳送的時候，通道脈衝響應假設是從頭到尾(throughout)都穩定

的，而且不同的封包都有獨立的通道模型產生。

為了測量無線區域網路的通道脈衝響應，在發射機周圍選定 n 個地點，而且

每個地點的延遲擴展要相等。於此讓發射機隨機地送出訊號，分別在每個地點測

量該處的通道脈衝響應，如圖 8-27 所示。

48

圖 8-27 通道的脈衝響應強度取樣之隨機實驗

為了統計圖 8-27 中 n 個地點的實驗結果，將圖 8-27 中的數據全部平均起來

可得到如圖 8-28 的結果。它被公認為在調變方法比較時的基準模型之一，它的

方便性在於能用簡單的數學來描述之，並且能任意設定延遲擴展的均方根值

(RMS delay spread, TRMS)。

圖 8-28 通道的脈衝響應。黑色與灰色箭頭實際上在同一位置( snT )上，在圖

上面之所以把它們錯開是為了要能清楚辨識。

在圖 8-28 的圖形中，灰色箭頭表為在某處量得的通道脈衝響應強度取樣之

結果，而黑色箭頭所代表的意義則為將 n 個地點的數據，所平均出來的通道脈衝

49

響應強度取樣結果。

無線區域網路之通道脈衝響應其實是由許許多多的複數樣品 0 1 2, , ..., Kh h h h

等所組成的。 kh 為訊號在無線通道傳播的某個路徑，可表示為

2 21 1(0, ) (0, )2 2k k kh N jNσ σ= + , (8-15)

其中 kh 的強度大小可表示為 kh ， kh 的機率密度函數(probability density function,

pdf)為Rayleigh分佈(distribution)，至於 kh 相位(phase) 的機率密度函數則為均勻分

佈(uniform distribution)的。還有通道脈衝響應的平均功率是以指數衰減的。

一個訊號在到達接收端之前所傳播的路徑愈長，其所損耗的能量也會愈多。

當接收端收到 nr 時，由於0

K

n n k k nk

r x h w−=

= +∑ ，可以發現 n kx − 是經過 kh 這個路徑才

到達接收端的，而 kh 這條路徑是較長的，因此使得 n kx − 在傳輸過程中耗失了較多

的能量。而在前面曾經談到，無線區域網路之通道脈衝響應的時間軸可以視為是

路徑長度。故通道脈衝響應的時間軸上愈往後面的區間，代表的意義為路徑愈

長，使得訊號到達接收端的時間延遲的愈久。由此可知，當通道脈衝響應的時間

軸上愈往後面的區間，路徑愈長，使得傳輸出去的訊號損失能量愈大。另外，一

個訊號平均強度大小的平方與其平均能量成正比，故無線區域網路之通道脈衝響

應的時間軸上愈往後面的區間，路徑愈長，其平均強度大小(average magnitudes)

就會愈小。如圖8-28裡的黑色箭頭所示。

在 2 21 1(0, ) (0, )2 2k k kh N jNσ σ= + 的式子中，其中 /2 2

0s RM SkT T

k eσ σ −= ，而 20σ 為

/1 s RMST Te−− 。 21(0, )2 kN σ 是期望值為零且變異數為 21

2 kσ 的高斯隨機變數，而

/20 1 s RMSkT Teσ −= − 這個式子的由來是為了要滿足 2 1kσΣ = 的條件，才能確保接收端

收到相同的平均功率(average power)。

目前市面上無線區域網路的產品有三種不同的規格，分別是 IEEE

802.11a/b/g，其中 802.11a 使用的頻帶在 5GHz，而 IEEE 802.11b/g 使用的頻帶則

為 2.4GHz。當無線電波的頻帶愈高，它所能傳播的距離會愈短，如圖 8-29 所示。

50

在圖 8-29 中，橫軸代表距離，單位是公尺，而縱軸代表傳輸訊號衰減及 RF 電路

損失。由圖中可看出當距離大約十公尺時，訊號衰減已經到達約 70dB。 因此，

802.11a 的產品，在較差的室內環境使用距離僅有數十公尺而已。由圖 8-29 中可

知，在衰減係數為 3.5 的條件下:頻帶在 5GHz 的訊號以無線方式傳播 10 公尺時，

其傳播損失加上電路損失已經超越了 70dB。而頻帶在 2.4GHz 的訊號以無線方式

傳播 10 公尺時，其傳播損失加上電路損失則約為 65dB 左右。

圖 8-29 無線區域網路中有關路徑損失(path loss)之相關數據，上方曲線描繪

在 2.4GHz 頻帶且衰減係數為 3.5 時之路徑損失，下方曲線描繪在

5GHz 頻帶且衰減係數為 3.5 時之路徑損失。

8.4.5 無線區域網路-802.11a 標準(802.11a WLAN Standard)

以下將為讀者介紹無線區域網路-IEEE802.11a的相關技術規格。當使用 IEEE

802.11a 的無線區域網路產品時，它會依使用環境的不同，而提供不同的資料傳

輸速率。舉例來說，當我在離無線區域網路-IEEE802.11a 基地台較近的地方使用

一部內含 IEEE 802.11a 無線網卡的筆記型電腦時，此時由於電腦所接收到的訊號

51

良好，因此，資料傳輸速率就能達到很快。而若是將電腦置於收訊不良的地方，

則資料傳輸速率自然也會降低，甚至無法連線。當 IEEE802.11a 的產品資料傳輸

速率不同時，所用的調變(modulation)方式也不同，如表 8-8 所示。譬如:當資料

傳輸速率為 54Mbit/s 時，用的是 64-QAM 的調變方式，而當資料傳輸速率為

18Mbit/s 時，用的卻是 QPSK 的調變方式，兩者明顯不同。不過雖然 IEEE802.11a

規格上最高可支援到 54Mbit/s 的資料傳輸速率，但實際上使用卻最高僅有約

20Mbit/s 的有效資料傳輸速率。

表 8-8 與速度相關的參數(Rate dependent parameters)

在無線區域網路-IEEE802.11a 中，會使用到許多在下面章節會介紹的技術，

此先將技術規格的參數表列如下，見表 8-9。

52

表 8-9 與時間相關的參數(timing related parameters)

8.4.6 IEEE 802.11a 發射機(Transmitter of 802.11a)介紹

以下將為讀者介紹 IEEE802.11a 發射機(transmitter, TX)的基本架構，如圖

8-30 所示。在一部 802.11a 的發射機中，首先送入的資料會先經由攪亂器

(scrambler)，由 127 個隨機位元碼將資料串處理成不要都是連續的 1 或 0。攪亂

器的功能是將輸入信號打亂，可以使輸出的信號零與一的個數幾乎相同，讓信號

具有隨機性，如此可以模擬出一個假(pseudo)隨機的信號，並且可以方便系統取

出時序。

53

圖 8-30 無線區域網路-IEEE802.11a 發射機

資料經過攪亂器之後，再加上具有錯誤更正碼功能的迴旋編碼器，其編碼率

有 1/2, 2/3 及 3/4 。經過迴旋編碼器編碼出來的 bits，為了讓它的效能發揮的更

好，通常都會在其後加一個交錯器。

交錯器的功用就是把所輸入的位元打散，讓前後相鄰的位元散佈在不同的位

置，如此每個兩兩相鄰的位元便可以視為是互相獨立，這對於對抗通道造成的連

續大量之錯誤(burst error)效應有很好的效果。經過交錯器的處理使資料串具有頻

率分集(frequency diversity)的特性，而可以減少傳輸通道衰減的不良影響。

調變方式有表 8-8 所示之 BPSK，QPSK，16-QAM，64-QAM 等四種。一個

BPSK 的符元代表一個位元的資料量，一個 16-QAM 的符元則代表四個位元的

資料量，最後 64-QAM 的符元代表六個位元的資料量。接著這些符元使被映射

到 64 點的反快速傅立葉轉換，將符元由頻域信號轉成時域信號，並且由多工器

將平行信號轉成串列信號。在 IEEE 802.11a 的規範裡，由於頻寬的限制與設計，

因此只有 48 個子載波會被調變成 OFDM 的位元符號，另外有 4 個子載波被保留

做為導引載波(pilot tones)，而最後剩下 12 個子載波則不使用以確保各個通道之

間信號的隔離與完整度。

54

8.4.7 訊號的數學表示法(Mathematical Conventions in The Signal

Descriptions)

一個基頻的複數訊號可透過數學表示式來等效一個帶通訊號，因此由無線區

域網路-IEEE802.11a 發射機天線所發射出去的帶通訊號可表示為

( ) ( ) Re{ ( )exp( 2 }RF cr t r t j f tπ= , (8-16)

其中 ( )r t 為基頻的複數訊號，Re(.)表示取複數的實數部分， cf 表示載波的中心頻

率。一個基頻傳送訊號是由幾個正交分頻多工系統的符元所組成的，傳輸訊號由

子訊框們(subframes)組織成訊框格式，其架構如下

( ) ( ) ( ) ( )P A C K E T P R E A M B L E SIG N A L SIG N A L D A T A D A T Ar t r t r t t r t t= + − + − , (8-17)

其中 SUBFRAMEt (time offsets)表示某個子訊框所對應到的起始時間， SIGNALt 等於

16 sµ ，而 DATAt 則為 20 sµ 。 作為一組係數 kC 的反傅立葉轉換建構了信號的所有

子訊框，使得

/ 2

/ 2( ) ( ) exp( 2 )( )

ST

ST

N

SUBFRAME TSUBFRAME k f GUARDk N

r t w t C j k t Tπ=−

= ∆ −∑ , (8-18)

其中 f∆ 與 STN 在表 8-9 中有所描述，上式所產生是週期為 1/FFT fT = ∆ 的週期性波

形， kC 被定義為 data, pilots, or training symbols，而 ( )Tw t 是一個時域的視窗函數

(time window function)，其定義如下

2

2

sin [ (0.5 / )]................................( / 2 / 2)2

( ) 1.............................................................( / 2 / 2)

sin { [0.5 ( ) / ]}...................(2

TR TR TR

T TR TR

TR TR

t T T t T

w t T t T T

t T T T T

π

π

+ − < <

= ≤ < −

− − − / 2 / 2)TRt T T

≤ < +

, (8-19)

藉著 GUARDT 來位移時間，創造出來的循環字首被使用在 OFDM 系統上，去

避免在先前訊框(previous frame)造成符元間干擾的產生。關於 GUARDT 以下有三種

不同類型的定義:

1) 短訓練序列保護區間 (= 0 sµ )

55

2) 長訓練序列保護區間(= 2GIT )

3) 正交分頻多工符元保護區間(= GIT )

8.4.8 穿孔迴旋編碼(Puncturing Convolutional Codes)

假若無線區域網路 IEEE 802.11a 系統只能藉著調整星座圖的大小來改變資

料傳輸的速度，而不是藉著調整編碼率來改變資料傳輸的速度的話，則以星座圖

的數目來看，將會很難達到不同的資料傳輸速度。要達到許多不同的資料傳輸的

速度有另一個解決辦法是，裝上許多不同的迴旋編碼器，並且改變迴旋編碼率以

及星座圖。然而，這個方法卻使得我們必須在接收機端也裝上許多不同的迴旋解

碼器。

穿孔是一項非常好用的技術，因為它只需一個迴旋編碼就能產生許多額外的

編碼率。穿孔背後的想法是，不要傳輸一些由迴旋編碼器輸出的位元，編碼率就

因此而增加了。

沒有被傳送出去的位元被定義為穿孔模型。簡單來說，穿孔模型就是依一特

定週期的而沒有被傳送出去的位元。在接收機端插入虛擬(dummy)位元去取代被

穿孔的位元，因此只需一對(one pair)編碥器/解碼器(encoder/decoder)就能產生許

多不同的編碼率(code rates)。穿刺迴旋編碼的流程如圖 8-31 所示，其中陰影的部

分就是不需要傳輸的部分。在接收端只要插入虛擬位元，就可使用原解碼器進行

解碼。

56

圖 8-31 穿孔迴旋編碼程序

8.4.9 訊號星座圖及映射(Signal Constellation and Mapping)

無線區域網路-IEEE802.11a 使用了正交分頻多工傳輸技術。所有正交分頻多

工子載波使用了 BPSK，QPSK，16QAM 及 64-QAM。其詳細之星座圖示於圖 8-32

及圖 8-33。假設使用 BPSK 調變，則由交錯器輸出之位元，如圖 8-30，每個資

料位元將映射至如圖 8-32 之 BPSK 訊號星座圖。若使用了 QPSK 調變，則交錯

器輸出之位元將以兩兩為一組映射到如圖 8-32 之 QPSK 訊號星座圖。若使用了

16-QAM 調變，則交錯器輸出之位元將以四個位元為一組映射到如圖 8-32 之

16QAM 訊號星座圖。若使用了 64-QAM 調變，則交錯器輸出之位元將以六個位

元為一組映射到如圖 8-32 之 64QAM 訊號星座圖。很明顯，當使用的訊號點變

多時，代表傳輸速率增加，但由於訊號點之距離變小，因此對雜訊抵抗能力變差。

這就是為什麼高速率的傳輸模式，如 54Mbps，只能在較短的距離使用。長距離

使用必須將資料率降低。

57

圖 8-32 BPSK、QPSK 及 16-QAM 之訊號映射

圖 8-33 64-QAM 之訊號映射

第八章習題

1. 數位音訊廣播系統系統結合了哪些主要技術以提供強健的接收品質及維持相

當高的頻寬效益?

2. 數位音訊廣播系統主要提供哪些通訊服務?

3. 簡述交錯器在數位音訊廣播系統中的影響為何?

4. DAB 數位廣播之優點為何?

58

5. 請參考圖 8-6 數位音訊廣播迴旋碼編碼器，假設 10{ }I

i ia −= 的前面 8 個位元為

{1,1,1,0,0,1,1,0}，請問利用數位音訊廣播迴旋碼編碼器所產生的字碼為?1/3

碼率字碼以及 3/8 碼率字碼又為何?

6. 有一數位資料的碼字元為:{1,1,0,0,1,1,1,0,1,0,0,1,0,0,1,0}，經過反位元重排

後，其字碼應為何?

7. 請利用穿孔技術(puncturing technology)完成下表。

Code Rates (r) Puncturing pattern Transmitted sequences

(after parallel-to-serial conversion )

1/2 X: (c)

Y: 1

X1Y1

5/6 X: 1 1

Y: 0 1

(f)

(a) X: 1 1

Y: (d)

X1Y1 X1

3/4 X: 1 0 1

Y: 0 1 1

(g)

(b) X: (e)

Y: 0 1 1 1 1 0 0

X2Y2 Y3 X4Y4 Y5X6 X7

參考文獻

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portable and fixed receivers, ESTI EN 300 401 V1.3.3.

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[3] Shu Lin and D. J. Costello, Error control coding: fundamental and

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[5] Supplement to IEEE Standard for Information Technology – Part 11: Wireless

LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY)

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[7] Supplement to IEEE Standard for Information Technology – Part 11: Wireless

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Specifications: Higher-Speed Physical Layer Extension in the 2.4 GHz Band,

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[15] TGn Sync, IEEE doc: IEEE 11-04/0893r0

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