curssa 3 stab comutatie

8/10/2019 CursSA 3 Stab Comutatie

1/17


2/17


3/17

Surse de alimentare, L. Frangu, Gala i, 2012

Reglarea tensiunii este relativ simpl: se folosete un circuit care comand perechile de ntreruptoare prin modulare nfactor de umplere (n durat). Exist mai multe variante de modulare, printre care: cu frecven constant i factor deumplere variabil, cu durat de blocare constant, etc. Productorii ofer convertoare integrate, inclusiv regulatorul detensiune, singurele componente care trebuie adugate fiind condensatoarele. Pentru exemplificare, circuitul MAX619conine un stabilizator de 5V, cu pomp de sarcin, alimentat ntre 2i 3,6V, care lucreaz alternativ n configuraie de

dublor sau de triplor de tensiune. El folosete dou condensatoare (intrarei ieire) de cte 10F i dou condensatoare pentru pomp de sarcin, de 0,22F. Alte performane: curent nominal de 20-50 mA, frecven maxim de comutaie500kHz, modulare n trenuri de impulsuri.

Un exemplu de dimensionare a condensatoarelor comutate se poate da considernd schema din figura 5.20, coman cu un factor de umplere de 50%. Pe durata de ncrcare a primului condensator, sarcina r mne alimentat din cel de aldoilea. Variaia de tensiune la bornele sarcinii este produs de curentul absorbit, conform cu:

fC I

C t I

u s s s 2= . (5.21)

(n realitate, riplul este puin mai mare, pentru c tensiunea pe tranzistoarele care realizeaz comutaia contribuie lacreterea lui.) Relaia de mai sus se poate folosi pentru dimensionarea condensatorului de pe ieire, dac a fost ales riplul

maxim pe sarcin. n mod uzual, condensatoarele se aleg egale.

Vezi exemplu foaia de catalog MAX680, MAX660, MAX860, MAX619 (www.maxim-ic.com)

5.3.2 Stabilizatoare cu variator de tensiune continu

Pentru puteri mai mari n sarcin snt adecvate convertoarele de tip variator de curent continuu. La puteri relativ ma(sute de W), randamentul este mai bun dect 90%. Acest tip de convertor se alimenteaz de la tensiune nestabilizat continu. Este remarcabil gama larg de tensiuni de alimentare, care nu afecteaz celelalte performane aleconvertorului. Utilizarea acestor convertoare la puteri mici nu este avantajoas, chiar dac se pstreaz proprietiledinamicei de randament, pentru c gabaritul elementelor reactive r mne important. Denumirea cunoscut universal pentru acest tip de convertor este "chopper".

Principiul de func ionare a convertoarelor i evaluarea riplului

Dintre schemele cunoscute de variatoare de c.c., se folosesc n mod frecvent trei variante: cobortorul de tens("buck" sau "step-down"), ridictorul de tensiune ("boost" sau "step-up")i inversorul ("inverter" sau "buck-boost"). Celetrei scheme snt prezentate n figurile 5.22, 5.24, 5.25. Rolul ntreruptorului K poate fi jucat de un tranzistor bipolar sauMOS. Figura 5.22 conine inclusiv formele de und ale tensiunii pe diod i curentului prin bobin, n ipoteza c ntreruptorul K este acionat cu frecven i factor de umplere constante.

Pentru ilustrarea funcionrii convertoarelor, se ncepe cu varianta "step-down", n regim permanent al comutaiei i nipotezele enunate mai sus. Se presupune c nu exist condensator paralel cu sarcina. Intervalul de conducie alntreruptorului K esteT on iar cel de blocare esteT off . Pe durataT on dioda este blocat i suport aproximativ tensiunea E .Mai exact, tensiunea are valoarea , unde este tensiunea de conducie pe ntreruptor, de valoaremic (tensiunea de saturaie a unui tranzistor bipolar sau tensiunea pe un tranzistor MOS n conducie). Tensiunea pesarcin este mai mic dect E (se va verifica imediat), deci curentul pe bobina L i energia din bobin snt n cretere.Forma curentului rezult dintr-o ecuaie diferenial de ordinul I, din cauz c exist un singur element acumulator deenergie, inductana L. Curentul prin sarcin este identic cu curentul prin bobin. Pe durataT off ntreruptorul K estedeschis, deci singura surs de energie din circuit este bobina L. Variaia n salt a curentului prin bobin este imposibil,deoarece energia n bobin exist numai prin intermediul curentului. Ca urmare, tensiunea de autoinducie care se producela dispariia tensiunii de alimentare crete pn la valoarea necesar pentru a continua conducia curentului existent n acelmoment. n cazul acestui circuit, calea de curent prevzut de fabricant este format din bobin, sarcin i dioda decomutaie (se mai numete diod de recuperare, pentru c favorizeaz trecerea energiei din bobin spre sarcin). Dac n-ar exista dioda D , supratensiunea care apare pe extrema stng a bobinei, la blocarea lui K , este suficient pentrustr pungerea unuia din elementele schemei (de regul, tranzistorul K ). Valoarea curentului descrete, pentru c energia

Kcond U E u =1 Kcond U
http://www.maxim-ic.com/http://www.maxim-ic.com/


4/17


n sarc

rului, valabile pe cele dou intervale, snt expuse n figura 5.23(ntreruptoru erat un tranzistor bipolar).

din bobin se consum in, dar i pe rezistena intern a bobineii pe diod. Tensiunea pe diod este cea a uneidiode deschise, deci DU u =1 . Dac energia din bobin se consum total, regimul se numete "regim de curent ntrerupt prin bobin"; n caz contrar se numete "regim de curent nentrerupt". Diagrama din figura 5.22 corespunde regimului dcurent nentrerupt. Schemele echivalente ale converto

l a fost consid

-a-

-b-Figura 5.22: Convertorul "step-down"i formele de und

-a- -b-Figura 5.2

media tensiuniiu1:

3: Circuitele echivalente ale convertorului n intervaleleT on i T off

a de sarcin formeaz un filtru trece-jos de ordinul I. Ca urmare, tensiunea medie pesarcin este

Pentru calculul tensiunii medii pe sarcin i al tensiunii de zgomot se folosesc calcule relativ complicate. Totui, pentru regimul de curent nentrerupt prin bobin, se poate apela la un calcul aproximativ satisf ctor, dac se ine cont defaptul c inductana i rezisten

off on

off

Doff on

on

CEsat s T T

T U

T T

T U E U

++

+= )()( (5.22)

ciclul de histerezis al ului), atunci valoarea obinut n (5.22) trebuie corectat prin nmulire cu raportul

Dac se ine conti de rezistena de pierderi n bobin, r (pierderi n cupru, pierderi prin cureni turbionarii pierderi prin

miezr R s +

Atunci cnd convertorul este destinat utilizrii ntr-un stabilizator de tensiune, calculul exact al tensiunii medii nu esteimportant, pentru c meninerea valorii exacte a tensiunii de ieire va fi efectuat de circuitul de reglare automat. nschimb, este util o relaie aproximativ, pentru a pune n eviden mrimile care au ponderea cea mai m

R s .

are n stabilireatensiunii pe sarcin. Dac se noteaz cu factorul de umplere al comutaiei tranzistorului, se poate scrie:

E U s , (5.23)

aceleai ipoteze ca mai sus. Dac senoteaz cu raportul dintre perioada de comutaie i constanta de timp a circuitului:

din care se observ c perturbaia cea mai important este tensiunea de alimentare iar comanda necesar pentrustabilizarea tensiunii poate fi transmis prin factorul de umplere. Relaia aproximativ asupra tensiunii medii de sarcin r mne valabil i n cazul altor algoritmi de comand, cu condiia ca bobina s fie parcurs de curent nentrerupt. Tot orelaie aproximativ se folosete i pentru calculul tensiunii de zgomot pe sarcin, n


5/17


( off onoff on T T Lr RT T

++

= )+=

, (5.24)

rezult factorul de ondulaie (tensiunea de zgomot raportat la tensiunea medie):

( = ) 1 s

s

U u . (5.25)

Coeficientul nu are importan numai n evaluarea zgomotului, cii n determinarea comportrii dinamice aconvertorului, aa cum se va ar ta n paragraful urmtor. Valorile tensiunii mediii ale zgomotului, prezentate mai sus,snt valori aproximative, considerate satisf ctoare n proiectarea stabilizatoarelor cu reacie. Pentru comparaie, n Anexa1 este reluat calculul tensiunii mediii al zgomotului, bazat pe rezolvarea ecuaiilor difereniale, care arat c rezultateleobinute prin metode aproximative snt rezonabile.

Dac variatorul este cuprins ntr-un stabilizator de tensiune, pentru alimentarea circuitelor electronice, se urmreteobinerea unui riplu mic pe sarcin. n acest scop, se adaug un condensator n paralel cu sarcina (figurat cu linientrerupt n figura 5.22), ca element suplimentar de filtrare. De obicei, sarcina posed condensatoare pe alimentare, daraici se presupune c se adaug un condensator de valoare mai mare, pentru mbuntirea dinamicii. Valoarea tensiuniimedii pe sarcin r mne cea din relaia (5.23). n schimb, din punct de vedere dinamic, se obin dou efecte suplimentare.

Pe de o parte, filtrul LC este de ordinul IIi induce o alt comportare a variatorului, ca r spuns la perturbaii, comportarecare va fi analizat n paragraful urmtor. Pe de alt parte, filtrul LC este mai eficient n diminuarea tensiunii de zgomot pe sarcin. Prin calcul aproximativ se obine valoarea factorului de ondulaie (vezi Anexa 1):

( ) ( +

== 1

8)(

181 22

LC

T T

U u off on

s

s ) (5.26)

Figura 5.24: Convertorul "step-up"

Figura 5.25: Convertorul "inverter"

Ca i n cazul convertorului "step-down", convertorul "step-up" (figura 5.24) are scheme echivalente diferite pe dou intervale. n aceeai ipotez, a frecvenei de comutaie constante, se analizeaz regimul permanent al acestuiconvertor. De aceast dat trebuie menionat c regimul de tensiune nentrerupt pe sarcin este condiionat de existenacondensatoruluiC , care alimenteaz sarcina pe durata blocrii diodei. (Principial, convertorul funcioneaz i n regimulde tensiune ntrerupt, dar acesta nu este folositor pentru scopul de stabilizare a tensiunii de sarcin.) Pe durataT on, bobinase ncarc cu energie de la sursa E , iar curentul este n cretere. Tensiunea pe bobin este E iar variaia aproximativ acurentului este:

on L T L E

i = . (5.27)

n acest interval, datorit faptului c tensiunea peC este pozitiv, dioda este blocat iar sarcina se alimenteaz dincondensator. n intervalulT off , tensiunea de autoinducie ridic potenialul la captul drept al bobinei, astfel nct curentul prin bobin continu s curg n acelai sens. Calea de curent conine sursa E , bobina L, dioda D (care acum se deschide)i grupul RC al sarcinii. Energia transferat sarcinii provine att din surs ct i din bobin, care se descarc. n schimb,condensatorulC se ncarc. Tensiunea aproximativ pe bobin este E -U s iar variaia aproximativ a curentului, n ipotezacurentului nentrerupt prin bobin, este:


6/17


off s

L T LU E

i

= . (5.28)

Din condiia de periodicitate a curentului, valabil n regim permanent, rezult c suma variaiilor de curent de mai suseste nul, astfel nct valoarea aproximativ a tensiunii medii pe sarcin devine:

E T

T T E U

off

off on s

=

+=

1

1 . (5.29)

n fine, convertorul inversor de semn din figura 5.25 funcioneaz n acelai regim cai "step-up", adic are nevoie decondensatorulC pentru a asigura regimul de tensiune nentrerupt pe sarcin. n intervalulT on, dioda D este blocat, iar bobina este alimentat de la sursa E . Ea acumuleaz energie iar curentul crete, aproximativ cu valoarea:

on L T L E

i = . (5.30)

n intervalulT off , tensiunea de autoinducie deschide dioda, pentru a permite curentului din bobin s treac prin grupul RC al sarcinii. Energia din bobin se descarc pe sarcin i pe condensatorulC , care se ncarc. Tensiunea pe bobin esteaproximativ egal cu cea de pe sarcin, astfel nct variaia aproximativ a curentului, n ipoteza curentului nentrerupt prin bobin, este:

off s

L T LU

i = . (5.31)

Din nou seine cont de periodicitatea curentului, n regim permanent,i se pune condiia ca suma celor dou variaii decurent, exprimate mai sus, s fie nul. Rezult valoarea aproximativ a tensiunii pe sarcin:

E U s =

1. (5.32)

Din cele analizate mai sus, se pot deduce cteva concluzii generale. Fiecare din circuitele descrise are ca principifuncionare transferul de energie spre sarcin, prin intermediul unui acumulator intermediar (care aici este bobina). Pentrurealizarea transferului, circuitul sufer o reconfigurare periodic n dou scheme diferite. Aceast reconfigurare esterealizat pe baza comutaiei unor dispozitive de putere adecvate. n cele trei scheme de mai sus, exist un dispozitivcomutat din exterior ( K ) i unul care comut n funcie de evoluia tensiunii de pe bobin ( D). Mrimea prin care se poatecomanda stabilizarea tensiunii este factorul de umplere al comenzii ntreruptorului K . Noiunea de factor de umplere poate fi neleas ntr-un sens mai general,innd cont c exist i alte variante de modulare a comenzii dect cea cufrecven constant de comutaie. O alt proprietate comun a variatoarelor este aceea c puterea disipat n afara sarciniieste mic. Ea const n puterea consumat pe rezistena ohmic i n miezul bobinei, pe tranzistoruli dioda aflate nconducie, precumi cea consumat pe tranzistor, pe durata foarte mic a procesului de comutaie. n ansamblu, dac tensiunea pe sarcin este suficient de mare fa de tensiunea pe o jonciune deschis, randamentul este foarte bun, superiorcelui permis de stabilizatoarele liniare.

Exist o deosebire important ntre schema "step-down"i celelalte dou. n schema "step-down", sarcina primeteenergie de la surs inclusiv pe intervalulT on, adic atunci cnd bobina primete i ea energie de la surs. n ultimele dou scheme, sarcina primete energie numai pe intervalulT off , cnd energia bobinei este n scdere. Regimul n carefuncioneaz prima variant se numete "direct" sau "forward", n timp ce regimul celei de a doua se numete "flyback"sau, tradus n romn, "de revenire". Regimul de funcionare influeneaz sensibilitatea schemei la aciunea perturbaiiloreseniale, care snt curentul absorbit de sarcin i tensiunea de alimentare. Spre exemplu, variaia rapid a sursei dealimentare se transmite sarcinii n mai mare msur la regimul forward dect la cel flyback. Informaii suplimentaredespre funcionarea variatoarele de c.c. se gsesc n [3], [9], [11], [14], [15], [17].

Efecte dinamice n func ionarea variatoarelor, evaluarea timpului tranzitoriu i a suprareglajului

Ca i n cazul oricrui stabilizator, este important dinamica circuitului, ca r spuns la apariia perturbaiilor. Efecteledinamice importante snt induse de variaia sarciniii de variaia tensiunii de alimentare. Temperatura variaz mult mai

lent, deci efectul ei nu este interesant n acest context. n mod uzual, r spunsul la aceste perturbaii este caracterizat prinamplitudineai durata regimului tranzitoriu, ca n figura 5.2. Circuitul care influeneaz r spunsul la perturbaii esteformat att din convertor cti din circuitul de reglare a tensiunii. Totui, pentru amplitudini mari ale perturbaiilor,variatorul este solicitat pn la limitele sale de funcionare, circuitul de reglare este saturat, deci nu influeneaz r spunsulmenionat. n afar de efectele perturbaiilor externe, stabilizatoarele care lucreaz n comutaie prezint un fenomensuplimentar, cauzat chiar de modul lor de lucru, adic de existena comutaiei. Tensiunea rezultat prin comutaie i


7/17


aplicat circuitului format din sarcin i elementele de acumulare este cvasidreptunghiular . Efectul ei este prezena deriplu (zgomot) pe sarcin, care trebuie filtrat. De regul, frecvena de comutaie se alege mare, pentru a permite alegereade elemente reactive de dimensiuni mici: cu ct este mai sus frecvena de comutaie, cu att se poate ridica frecvena detiere a filtrului, deci componentele filtrului rezult mai mici. Totui, frecvena de comutaie nu poate fi crescut preamult, n special pentru circuitele de puteri mari, din cauza puterii disipate pe durata comutaiei, care este propor ional cufrecvena. Prezena zgomotului este un efect al convertorului, deci este influenat numai de circuitul de comutaie, nuide cel de reglare.

Din cele de mai sus rezult c funcionarea convertoarelor n comutaie implic dou fenomene dinamice diferite, carese petrec cu viteze diferite: filtrarea zgomotului de comutaie i r spunsul tranzitoriu la perturbaii. Intuitiv, se poateconsidera c circuitul are dou regimuri tranzitorii importante: unul pe durat scurt, ca r spuns la fenomenul intern alcomutaiei, al doilea pe durat mai mare, ca r spuns la perturbaiile care apar pe tensiunea de alimentare sau pe consumulsarcinii. Obiectivul firesc al proiectrii este s obin o compensare ct mai rapid a perturbaiei, dar o variaie ct mailent a tensiunii, pe durata perioadei de comutaie (n regim staionar al perturbaiilor). Cele dou cerine snt, n modevident, contradictorii, pentru c ambele fenomene snt influenate de acelai circuit, adic de filtrul LC . Prima cerin solicit o frecven de tiere mare, n timp ce a doua impune o frecven de tiere mic. Un compromis rezonabil seobine dac filtrul este de ordinul II, din urmtorul motiv: indiferent de constanta de timp, care influeneaz r spunsul pedurat mai mare la excitaie n treapt, r spunsul pe durat mic (comparabil cu perioada comutaiei) ncepe ntotdeaunacu derivat nul, deci poate obine zgomot mic.

Pentru ilustrarea fenomenului este considerat convertorul "step-down", care folosete filtru LC . n figura 5.26 este prezentat variaia tensiunii de sarcin, ca r spuns la comand sau la perturbaie. Scara pe vertical este de 50mV/div iarscara de timp este de 10ms/div. Primul efect tranzitoriu (momentul iniial) este cauzat de creterea factorului de umplereal comenzii, n timp ce al doilea (momentul 25ms) este cauzat de creterea sarcinii (creterea curentului prin sarcin). Seobserv existena suprareglajului, tipic pentru sistemele de ordinul doi, cu factor de amortizare subunitar. Timpul derulare este de ordinul ctorva sute de perioade de comutaie. Curba din figur este ngroat pentru c ea conineinclusiv riplul tensiunii de sarcin, iar perioada comutaiei este mic n comparaie cu fenomenul tranzitoriu.

Figura 5.26: Evoluia tensiunii pe sarcin, ca r spuns la perturbaii

Pentru proiectare, factorul de ondulaie (riplul) este dat de relaia (5.26). Durata r spunsului tranzitoriu, mare fa de perioada comutaiei, este stabilit de ctre ntreaga bucl de reglare automat, dar cel mai important efect l arecomportarea dinamic a convertorului. Aceasta este descris de constanta de timpi de factorul de amortizare ale filtrului.Funcia de transfer a circuitului este:

1)(

1)(2 +

++

++

+

+

=

r R Rr

C r R

L s

r R R

LC sr R R

s H , (5.33)

n care rezistena de sarcin a fost notat R. Relaia precedent se poate simplifica, pentru a reine elementele careinflueneaz dinamica:

1

1)(2

++

=

R L

s LC s

s H . (5.34)

De aici se deduc constanta de timpi factorul de amortizare: LC = (5.35)


8/17


C L

R21

= . (5.36)

Pentru orientare, r spunsul la excitaie n treapt al unui circuit, cu valoarea 0,7 a factorului de amortizare, are unsuprareglaj de 4%i un timp tranzitoriu de 3 (pn la 95% din valoarea de regim staionar). Factorul de amortizaresuperior valorii 1 elimin problema suprareglajului, dar ncetinete viteza de r spuns la perturbaii a circuitului. Pentrudimensionarea circuitului LC se iau n considerare mrimile date n relaiile (5.35)i (5.36).

Un alt fenomen dinamic n funcionarea circuitului, dar la viteze mai mari, este procesul intim al comutaiei. Atttranzistorul cti dioda nu snt dispozitive care comut ideal, ci exist o trecere gradat ntre strile de blocarei deconducie. Consecinele acestui fenomen snt: apariia de supratensiuni la comutaie i creterea puterii disipate pe celedou dispozitive. Principalul moment n care apar supratensiuni (presupunnd regim de curent nentrerupt n bobin) estecel al blocrii tranzistorului. Creterea brusc a rezistenei tranzistorului produce o tendin de scdere a curentului. Dincauza energiei din bobin, curentul continu cu aceeai valoare (f r discontinuitate), ceea ce nseamn coborreatensiunii u1 sub 0, pn la deschiderea diodei. Dac dioda comut lent, tensiunea va crete foarte rapid (n modul), producnd o supratensiune periculoas, ca n figura 5.27. Creterea nu este instantanee, deoarece tranzistorul nsui nu se blocheaz suficient de rapid, iar o parte din energia din bobin este preluat, pn la deschiderea diodei, de capacitile parazite ale circuitului. Din motivul ar tat, proiectantul alege o diod care se deschide mai repede dect timpul de blocarea tranzistorului. n foaia de catalog a diodei de comutaie este indicat timpul de intrare n conducie (timpul de comutaie) pn la curentul maxim. n variatoarele de puteri mici se folosesc diode Schottky, care au timp de comutaie mic itensiune mic n conducie (pentru reducerea puterii disipate). La intrarea tranzistorului n conducie nu exist fenomene periculoase, deoarece bobina este cuplat la surs (nu exist tendin de scdere a curentului prin bobin).

Figura 5.27: Efectul comutaiei lente a diodei

Regimul de curent ntrerupt prin bobin , condi ie de evitare a acestui regim

Un fenomen periculos care apare n variatoarele de tensiune este regimul de curent ntrerupt prin bobin. Acestfenomen apare pe durataT off , dac se epuizeaz energia din bobin. Cnd curentul prin diod devine nul, aceasta se blocheaz, iar captul din stnga al bobinei devine flotant. Capacitile parazite snt ncrcate la -0,7V, adic ultimavaloare a tensiunii pe acest capt. Captul dinspre sarcin al bobinei se afl nc la tensiunea de pe condensator (tensiuneanominal de sarcin). Captul stng ncepe s oscileze liber, pe seama energiei din capacitile parazite, pe o frecven mare (fa de cea de comutaie) i cu factor mic de amotizare. Prima oscilaie a tensiuniiu1 se ridic aproximativ la dublultensiunii de sarcin plus 0,7V, ceea ce poate fi periculos pentru tranzistorul de comutaie. n figura 5.29 apare evoluiatensiunii u1 n cazul curentului ntrerupt prin bobin. Se observ supratensiunile periculoase pentru tranzistorul decomutaie. Linia ntrerupt orizontal reprezint tensiunea medie pe sarcin i condensator, spre care tinde asimptotictensiuneau1, dup blocarea diodei. Chiar dac supratensiunea creat nu este periculoas pentru tranzistor (cazul


9/17


Pentru evaluarea condiiei de limit ntre regimuri, se poate face un calcul aproximativ, pornind de la ipoteza c energia din bobin se epuizeaz exact pe durata blocrii tranzistorului. Curentul mediu prin bobin este aproximat cu jumtatea curentului maxim (existent la nceputul intervalului de blocare).

off med s T I U LI

=2

2max

off med smed T I U LI =22 (5.39)

off smed T U LI =2

Considernd c valoarea medie a curentului prin bobin este valoarea medie a curentului prin sarcin i lund n calculsituaiile extreme ale sarciniii factorului de umplere, rezult inegalitatea:

)1(2

)()1(

2)(

2 maxmin _ min

min _ min _

max _ E

U I

T T U

I

T T U

I

T U L s

s

off on s

s

off on s

s

off s

+=

+=> , (5.40)

ca o condiie a mpiedicrii regimului de curent ntrerupt. Din aceast relaie rezult c trebuie s existe o valoare minim a curentului de sarcin, care trebuie respectat, pentru a evita regimul de curent ntrerupt. Pentru exemplificare, la o surs de 5V/60A, alimentat din tensiune nestabilizat de 15V, productorul a indicat o valoare minim admisibil de 15A, pentru curentul de sarcin.

Exemplu de proiectare a variatorului

Din nou, se ia ca exemplu tipic circuitul "buck" (sau "step-down"), care este un convertor direct, cobortor de tensiuMrimile impuse prin tema de proiectare snt:- tensiunea nominal pe sarcin;- curentul de sarcin nominal;

- curentul minim al sarcinii;- riplul maxim pe sarcin;- timpul tranzitoriu maxim, ca r spuns la perturbaii (alimentarei sarcin);- valoarea maxim admis a suprareglajului provocat de acelai r spuns.Tensiunea de alimentare poate s fie impus (inclusiv limitele ei de variaie) sau s fie aleas de proiectant, n funcie detipul de alimentare cerut prin tem. Frecvena de comutaie se alege suficient de mare, nct s permit reducereagabaritului componentelor reactive, dar nu prea mare, pentru a nu mri pierderile prin comutaie i perturbaiileelectromagnetice. Valorile uzuale ale frecvenei se situeaz ntre 5i 100 kHz (mai mari pentru convertoarele de curenimici). Curentul minim al sarcinii se impune pentru a evita regimul de curent ntrerupt prin bobin. El depinde de

caracteristicile consumatorului, dar nu se permite o gam de variaie prea mare, pentru c se altereaz performanelesursei. De obicei, curentul minim al sarcinii se ia peste 20% din curentul maxim.Din mrimile enumerate se deduc cerinele formulate n legtur cu variatorul: valoarea maxim admis a factorului de

ondulaie, curentul de sarcin minim (pentru care nc nu s-a instalat regimul de curent ntrerupt), factorul de amortizareminim (din suprareglajul maxim)i constanta de timp maxim (din timpul tranzitoriu). Pentru prima condiie se apeleaz la relaia (5.26), pentru a doua se folosete (5.40), iar pentru ultimele dou snt utile (5.35)i (5.36). Rezult patru relaiicare mrginesc intervalele n care pot fi alese valorile L i C : (5.41) - (5.44). Corespunztor, perechea LC poate fi aleas n interiorul unui domeniu ca cel haurat din figura 5.32.

)1(2 maxmin _ E

U fI

U L s

s

s > (5.41)

2291 tranz

t LC (5.43)


10/17


)1()(8

1maxmax

2 E U

U u

f LC s

s

s

> (5.44)

Dup L i C se aleg tranzistorul de comutaie i dioda, pe baza tensiunilor maxime, a curentului maxim, a timpului decomutaie i a puterii disipate (la tranzistor, puterea disipat depinde strns de timpul de comutaie). n fine, se alege

circuitului de reglare (un circuit integrat dedicat), potrivit cu care se dimensioneaz divizorul pentru reacia de tensiuneiuntul pentru limitarea de curent.

Figura 5.32: Domeniul plan corespunztor valorilor admisibile ale L i C

Evaluarea puterii disipate pe dispozitiv

Al doilea efect al timpului de comutaie este creterea puterii disipate pe dispozitive. Pe durata n care tranzistorul este blocat, puterea disipat este nul, deoarece curentul este nul. Pe durata n care tranzistorul este n conducie, tensiuneaeste mic ( pentru tranzistoarele bipolare sau o valoare similar pentru MOS). Dac comutaia ar fi ideal, putereadisipat pe tranzistor ar fi doar:

CEsat U

sCEsat d I U P =1 . (5.37)

n realitate, fenomenul conduciei implic un interval de timp n care curentuli tensiunea pe tranzistor snt simultannenule, ca n figura 5.28. n figur , timpul de comutaie a fost notat cut c. Prin integrarea, pe aceast durat, a produsuluidintre tensiunea pe tranzistori curent, se obine valoarea aproximativ a energiei disipate la o comutaie. Procesul decomutaie se repet de dou ori pe perioad, deci puterea disipat este propor ional i cu frecvena comutaiei. Valoareaaproximativ a puterii disipate astfel este:

f t EI P c sd 312 = , (5.38)

n care f este frecvena de comutaie. n fapt, puterea disipat poate fi mai mare, n funcie de capacitile i inductanele parazite (spre exemplu, capacitatea parazit a diodei blocate). Pentru dimensionarea tranzistorului, se ia n consideraresuma puterilor din relaiile (5.37)i (5.38).

Figura 5.28: Comutaia tranzistorului


11/17


Circuitul de reglare a tensiunii de sarcin (stabilizarea)

-a-

-b-Figura 5.30: Schema de reglare a tensiunii cu un convertor "buck"i modulare a impulsurilor n factor de umplere (PWM)

O schem reprezentativ pentru circuitul stabilizator care folosete un variator de c.c. este cea din figura 5.30. Eaconine variatorul, amplificatorul de eroare (regulatorul propriu-zis), oscilatorul pe frecvena de comutaie i modulatoruln factor de umplere. Din figur se observ compararea referinei cu reacia de tensiune, precumi modularea semnaluluide comand, prin comparaia ntre ieirea regulatoruluii purttoarea furnizat de oscilator. Este important alegereaintervalelor de conducie i blocare (prin semnele intr rilor la modulator), astfel nct reacia de tensiune s fie negativ.Regulatorul este de tip propor ional (P) deoarece dinamica variatorului este deja complicat, deci o lege de reglare maicomplicat ar putea duce la oscilaii. Suplimentar, banda regulatorului (amplificatorul de eroare) trebuie limitat, tot pentru prevenirea oscilaiilor. De obicei, fabricantul prevede o capacitate de compensare, n acest scop.

Modularea n factor de umplere este doar o variant dintre multele posibile, pentru stabilirea comenzii n stabilizator.Alte variante conin generatoare de impulsuri de durat constant i pauz variabil, sau salve de impulsuri de frecven,durat i factor de umplere constante, separate de pauze variabile.

Figura 5.31: Circuit integrat dedicat comenziii reglrii n stabilizatoare n comutaie


12/17


Productorii de circuite integrate au lansat pe pia un numr nsemnat de circuite specializate pentru comandaireglarea n stabilizatoare lucrnd n comutaie. n general, ele snt adecvate att stabilizatoarelor cu variator cti celor cuinvertor, dar exist i circuite dedicate numai unui tip de convertor. n figura 5.31 apare un astfel de circuit, de uz gener(SG3524). El conine:- circuitul de alimentare intern, care arei funcia de protecie la alimentare cu tensiune prea mic (subalimentare);- generatorul de referin;- amplificatorul de eroare;- oscilatorul;- modulatorul;- generatorul de timp mort (pentru comanda a dou tranzistoare n contratimp);- circuitul de ieire (tranzistoare cu colectorul n gol sau alte tipuri);- limitarea de curenti, eventual, protecia la supracurent.Alte circuite cu scheme asemntoare snt 78S40 sau TL494. Acesta din urm a fost extrem de popular n toat lumea,mai muli ani, pentru alimentarea stabilizat din calculatoarele PC. TDA1060 este un alt exemplu de circuit specializat

pentru comanda circuitelor n comutaie, dar este adecvat numai pentru cele care conin un singur tranzistor.Exemple de circuite dedicate unor aplicaii particulare snt:

- MAX634, la care trebuie adugate numai bobina, condensatoruli dioda, pentru a obine un inversor, cu tensiune dealimentare 3-16,5V, tensiune de ieire pn la 20V, curent maxim 500mAi randament 85%;

- MAX742, la care trebuie adugate 2 tranzistoare, 2 bobine, 2 condensatoare, 2 diodei 2 unturi, pentru a obine unstabilizator ridictor de tensiune, cu alimentare la 5V, ieire la12V, curent 2A, randament 90%.

Unele din circuitele familiei de mai sus lucreaz la 100-200kHz, au circuit de pornire lent (soft-start)i metode demodulare care includ limitarea curentului n fiecare ciclu.

Vezi exemplu foaia de catalog TL494, SG3524 Vezi exemplu foaia de catalog MAX730, MAX606, MAX735, MAX743Vezi exemplu variator de c.c. Siemens

5.3.3. Stabilizatoare cu invertor autonom

O alt soluie pentru partea de putere a stabilizatorului este utilizarea unui invertor autonom. Termenul de invertarat c se realizeaz o conversie din curent continuu n curent alternativ. Termenul "autonom" se refer la faptul c momentele de comutaie snt stabilite intern (dispozitivele de putere comut n urma comenzii generate de circuitul propriu), spre deosebire de regimul de invertor (ondulor) al convertoarelor cu comutaie de la reea. Cai variatoarele dec.c., invertorul se poate alimenta de la o surs independent de curent continuu, dar alimentarea sarcinii se face prinintermediul unui transformator. Convertorul creaz flux alternativ prin miezul transformatorului, n al crui secundar seobine tensiune alternativ. n funcie de forma acestei tensiuni, exist dou categorii de invertoare:a. invertoare care produc tensiune dreptunghiular pe sarcin, cu frecvena comutaiei egal cu frecvena tensiunii

dreptunghiulare;


13/17


b. invertoare care produc pe sarcin tensiune de alt form (de obicei, sinusoidal), prin modulare n factor de umplere(PWM = modularea n durat a impulsurilor). Aceste invertoare au o frecven de comutaie mult mai mare dectfrecvena tensiunii alternative pe sarcin.

Cele dou tipuri de invertor folosesc aceleai scheme de for , dar metoda de modularei regimul de lucru alcomponentelor difer . Dac scopul invertorului este de a obine tensiune continu stabilizat, este folosit varianta cutensiune dreptunghiular , motiv pentru care circuitele prezentate n acest subcapitol fac parte numai din aceast categorie.

Este evident c invertorul trebuie urmat de un redresor, pentru a obine tensiunea continu pe sarcin. n ansamblu,invertorul urmat de redresor realizeaz aceeai funciune ca i variatoarele din subcapitolul 5.2, dar exist cteva proprieti care le deosebesc. Cnd raportul dintre tensiunea de ieire i cea de alimentare este mare, conversia prinvariator de c.c. are randament mai slab, deci este avantajoas conversia cu invertor. Acesta se cupleaz cu sarcina printransformator, care este adaptabil la orice raport de tensiuni, f r diminuarea randamentului. Pentru tensiuni de ieirefoarte mari, invertorul mai are avantajul izolrii galvanice fa de sarcin. Din punctul de vedere al gamei de tensiuni dealimentare, invertorul este la fel de avantajos cai variatorul de c.c.. Sursele stabilizate cu invertor snt utilizate pe scar mare n calculatoarele PC (200-300W)i n echipamentele portabile de putere mare (peste 1000W), dari n convertoarede putere mic, care trebuie s posede izolare galvanic (n traductoare).

Ca i n cazul variatoarelor de c.c., invertoarele pot lucra n regimul forward sau n regimul flyback. n afar dedeosebirile de natur constructiv, stabilizatoarele lucrnd n cele dou regimuri se deosebesc prin influena perturbaiilor(de la alimentarei de la sarcin) asupra tensiunii stabilizate.

Scheme fundamentale

Invertoarele autonome pot fi folosite pentru generarea de tensiune alternativ sau pentru alimentarea cu tensiunecontinu, stabilizat. n continuare, se va considera utilizarea lor pentru stabilizare, deci funcionare n tandem ainvertorului cu un redresor. Funcionarea pr ii de invertor propriu-zis nu difer substanial, ntre variantele cu ieire nc.c. i ieire n c.a.. Figurile 5.33-5.39 conin cele 7 scheme fundamentale de invertoare autonome. Tranzistoarele bipolare pot fi nlocuite f r dificultate cu tranzistoare cu efect de cmp sau cu IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Pentnceput, snt prezentate proprietile invertoarelor, f r a include schema de reglare a tensiunii de sarcin. Analiz maiamnunit asupra invertoarelor poate fi gsit n lucr rile [14], [15].

Schema din figura 5.33 lucreaz n regimul flybacki folosete un singur tranzistor ca element de comutaie comandat.Orientarea secundaruluii polaritatea diodei snt alese astfel nct nu se transfer energie n secundar, pe durata conducieitranzistorului. n acest interval (T on), tranzistorul este saturati absoarbe curent de la surs, prin primarultransformatorului. Energia se acumuleaz n miez, pentru c tensiunile din secundare blocheaz cele dou diode. nacelai interval, sarcina este alimentat din condensator, altfel regimul de tensiune pe sarcin ar fi ntrerupt. La blocareatranzistorului, este necesar o cale de descrcare a energiei din bobin, pentru ca tensiunea de autoinducie care apare n primar s nu distrug tranzistorul sau alte dispozitive. Circuitul posed dou astfel de ci: circuitul secundar al sarciniiicircuitul secundar cu dioda D . La scderea curentului prin primar, tensiunea indus n secundarul sarcinii a schimbatsemnul (+ la borna polarizat), permind deschiderea diodei D1. Pe durataT off , energia se transfer de la secundar spresarcin i spre condensator, ncrcndu-li pregtindu-l pentru urmtorul interval n care trebuie s alimenteze sarcina.Energia din inductivitatea de sc pri, dari energia r mas n miez, n momentul unei blocri nainte de termen a diodei

D1, se recupereaz n sursa de alimentare, prin cel de al doilea secundari prin dioda D . La intrarea n conducie a

tranzistorului, tensiunea aplicat pe primar induce tensiunile secundare care blocheaz diodele, astfel nct se reiafuncionarea din intervalulT on.

Figura 5.33: Flyback cu 1 tranzistor Figura 5.34: Forward cu 1 tranzistorEste important de observat c fluxul din miez variaz n sensuri diferite pe cele dou intervale, dar valoarea

instantanee r mne permanent de acelai semn. Acest lucru face ca utilizarea miezului s se fac nesimetric, alternd ciclulde histerezis,i este luat n considerare la dimensionarea miezului. Raportul de transformare ntre primari secundarulsarcinii se alege n funcie de tensiunea de alimentarei de tensiunea nominal dorit n sarcin i nu influeneaz funcionarea primarului. Un ultim amnunt tehnologic: primaruli secundarul de recuperare se bobineaz bifilar(simultan, cu conductoarele n paralel), pentru a reduce inductana de sc pri.


14/17


Schema din figura 5.34 este asemntoare cu precedenta, dar conine o diferen esenial: borna polarizat asecundarului sarciniii-a schimbat poziia. Ca urmare, invertorul admite transferul de energie spre sarcin n intervalulT on, deci regimul su de lucru este forward. Pe durataT off , secundarul sarcinii nu mai primete energie, deci este necesar din nou un element de acumulare. Pentru c secundarul sarcinii este cuplat direct la sursa de alimentare, pe durataT on, perturbaiile sursei se transmiti ele la sarcin, motiv pentru care a fost introdus un element suplimentar de acumulare: bobina L. Inductana are efect filtrant asupra tensiunii de sarcin, dar oblig la adugarea diodei de recuperare D2, princare se va nchide circuitul, atunci cnd D1 este blocat (T off ). Se observ cu uurin c structura circuitului din secundarulsarcinii este similar cu cea a variatorului "step-down", prezentat n subcapitolul precedent. Singura diferen este c dioda D1 nu este comutat autonom, ci prin intermediul comutaiei tranzistorului, care comand tensiunea aplicat secundarului. Aceast schem se poate analiza cai variatorul din figura 5.22 (varianta cu condensator), cu diferena c tensiunea de alimentare a variatorului este egal cu E , multiplicat prin raportul de transformare ntre primari secundarulsarcinii. Schema secundarului de recuperare, cu dioda D , este neschimbat, dar regimul su de lucru este diferit deschema flyback, deoarece, pe durataT off , energia din miez este evacuat numai prin intermediul acestui secundar, spresursa de alimentare.

n privina dimensionrii componentelor invertorului, trebuie luate n consideraie tensiunea de alimentare, putereatransmis sarcinii i frecvena de comutaie. Ca s poat fi comparate performanele invertoarelor, se vor presupuneacelai curent maxim prin tranzistoarei aceeai tensiune de alimentare pentru toate schemele de invertor. Se presupunec factorul de umplere este 50%. Pentru ambele scheme prezentate mai sus, tensiunea maxim suportat de tranzistor se

deduce din faptul c, pe durata T off , nf urarea de recuperare este cuplat la sursa de alimentare. Presupunnd c proiectantul a ales numr egal de spire pe cele dou nf ur ri legate la surs, rezult c tensiunea pe primar are acelaimodul, E, dar semn diferit, fa de intervalulT on. n consecin, tranzistorul este solicitat aproximativ la dublul tensiuniide alimentare, indiferent de tensiunea dorit pe sarcin. Puterea absorbit de sarcin determin curentul maxim printranzistor. Dac se noteaz cu P produsul dintre tensiunea E i curentul maxim admis de tranzistor, puterea transmis sarcinii este jumtate din P , deoarece tranzistorul lucreaz doar jumtate de perioad.

Variantele cu dou tranzistoare ale schemelor precedente snt prezentate n figurile 5.35 (flyback)i 5.38 (forward).Cele dou tranzistoare lucreaz simultan, aa cum se poate observa din semnalele de comand figurate n dreptul lor.Schemele din secundar snt identice cu cele din schemele cu un tranzistor. Secundarul de recuperare a fost elimindeoarece cele dou diode pot evacua energia din primar spre surs. Cu excepia acestui secundar, funcionarea schemeloreste identic cu cea a schemelor precedente. Din punctul de vedere al dimensionrii, exist o singur diferen fa de

acestea: tensiunea la care este supus un tranzistor este doar E (mai exact: E +0,7V), din cauza deschiderii diodelor, carelimiteaz tensiunea pe primar, n intervalulT off . n consecin, schema transfer aceeai putere 0,5 P spre secundar, ncondiiile n care tranzistoarele suport acelai curenti jumtate din tensiune, fa de tranzistorul din 5.33i 5.34.

Figura 5.35: Flyback cu 2 tranzistoare Figura 5.36: Forward cu 2 tranzistoare

Din punct de vedere tehnologic, apare o diferen fa de schemele precedente, prin faptul c tranzistoarele nu auacelai punct comun, fa de care s se transmit comanda. Tranzistorul de jos este legat cu emitorul la sursa dealimentare, n timp ce tranzistorul de sus are emitorul la potenial flotant. (Denumirile "sus"i "jos" fac referire, respectiv,la polaritatea pozitiv i negativ a sursei.) n consecin, cel puin comanda tranzistorului de sus trebuie transmis printr-un circuit care asigur regim flotant. Restricia este valabil i pentru alte tipuri de dispozitive de comutaie care ar fifolosite n schem, cum ar fi tranzistoarele MOS sau IGBT. Soluia acestei probleme se va trata n subcapitolul 5.4.

Schema din figura 5.37 cuprinde tot dou tranzistoare, dar care lucreaz n contratimp, aa cum este simbolizat prindesenul semnalelor de comand. n intervalul n care este deschis tranzistorul de sus, tranzistorul de jos este blocatConducia are loc prin surs, tranzistor, primarul transformatoruluii condensatorul de jos. Condensatorul de jos sencarc, deci potenialul punctului dintre condensatoare crete. Pentru o funcionare rezonabil a invertorului, se consider c valorile capacitilor snt suficient de mari, nct modificarea acestui potenial s fie relativ mic fa de tensiunea dealimentarei snt egale, pentru ca s divizeze egal tensiunea de alimentare. n intervalul urmtor, tranzistorul de sus este blocat. Conduce tranzistorul de jos, astfel nct conducia s aib loc prin surs, condensatorul de sus, primarul


15/17


transformatoruluii tranzistorul de jos. Tensiunea pe condensatorul de sus crete, deci potenialul punctului dintrecondensatoare scade. n medie pe o perioad de comutaie, potenialul punctului dintre condensatoare variaz n jurul jumtii tensiunii de alimentare.

Figura 5.37: Contratimp 2C (semipunte, coloan cu 2 tranz.)

Analiznd tensiunea aplicat primarului, se observ c semnul fluxului se schimb de dou ori n fiecare perioad, decise creaz flux variabil n miez. n secundare se induce tensiune dreptunghiular , simetric n cele dou semiperioade. nmod firesc, secundarele snt alese cu numr egal de spire, pentru a produce tensiuni egale. Legarea secundarelor se face can figur , cu bornele polarizate n acelai sens, astfel nct tensiunile de la extremitile lor s evolueze n antifaz.Redresorul este de tip bialternan (adecvat alimentrii cu tensiune bifazat), pentru a furniza tensiune cvasicontinu. Din punctul de vedere al regimului de funcionare a invertorului, se constat c, n permanen, energia se transfer spresecundarul activ prin conectare la sursa de alimentare, similar cu regimul forward al schemelor anterioare. Din acmotiv se alege schema de filtrare a tensiunii de ieire similar cu cea din figurile 5.34i 5.36. Nu este necesar o a douadiod de recuperare, pentru c rolul ei poate fi jucat de dioda corespunztoare secundarului inactiv.

Pentru descrcarea energiei din primar snt necesare diode de recuperare, cai n schemele precedente. Diodele seleag n paralel cu tranzistoarele, motiv pentru care productorii includ diodele n capsulele de tranzistoare de comutaie.Circuitul de descrcare este format din primar, condensator, surs i diod. Acest circuit este activ numai cnd snt blocateambele tranzistoare. Se pune problema dac o astfel de situaie poate aprea, din moment ce funcionarea schemei se bazeaz pe conducia alternativ a tranzistoarelor. De fapt, starea n care snt blocate ambele tranzistoare este absolunecesar , deoarece comutaia tranzistoarelor nu este instantanee. Din acest motiv, comandarea simultan a blocrii unuitranzistori a intr rii n conducie a celui de al doilea duce sigur la scurtcircuitarea sursei. Pentru a evita un astfel defenomen, este obligatorie introducerea unui interval, numit "timp mort", n care ambele tranzistoare s fie blocate.Aceeai cerin se formuleaz pentru orice schem n care dou dispozitive de comutaie snt conectate n coloan, ntre bornele sursei de alimentare. Introducerea timpului mort se poate realiza prin circuite relativ simple, dari prin circuitespecializate; aceast problem va fi tratat la subcapitolul destinat comenzii tranzistoarelor. Este important de observat unavantaj oferit de invertorul analizat, n privina reglrii tensiunii de sarcin: prin varierea timpului mort, se poate modificafactorul de umplere a tensiunii induse n secundar, f r a se sacrifica simetria ei. Timpul mort devine o mrime decomand pentru reglarea tensiunii din secundar, facilitate pe care schemele precedente nu o posed. Un alt aspecttehnologic, care se va trata ulterior, este necesitatea comenzii flotante, cel puin pentru tranzistorul de sus, la fel cucomanda din schemele 5.35i 5.36. Miezul transformatorului este solicitat simetric (flux de ambele semne), deci maavantajos dect n schemele precedente.

n privina dimensionrii, puterea transmis sarcinii este 0,5 P , deoarece primarul lucreaz toat perioada, dar la otensiune ct jumtate din E . Tensiunea suportat de fiecare tranzistor este aproximativ E . Aceast proprietate este util pentru invertoarele alimentate de la tensiuni mari, pentru c solicit tranzistoarele doar cu tensiunea de alimentare.Datorit ei, precumi datorit posibilitii de reglare a tensiunii de ieire, schema analizat este cea mai popular ncircuitul de alimentare a calculatoarelor PC de la reea.

Schema din figura 5.38 conine tot dou tranzistoare lucrnd n contratimp. Fluxul alternativ din transformator estecreat prin conectarea bobinelor primare la sursa de alimentare, n contratimp. Este obligatorie orientarea bobinelor cfigur ; n caz contrar fluxul variaz ntr-un singur sens. Cai n schema precedent, energia se transmite sarcinii peambele semiperioade, deci este util aceeai schem cu dou secundare. Pentru c tranzistoarele nu snt legate n coloan la bornele sursei de alimentare, introducerea timpului mort nu este obligatorie. n aceast situaie, nici diodele de

recuperare nu mai snt necesare. Pentru dimensionare, trebuieinut cont c, atunci cnd o bobin primar este alimentat, pe cealalt apare tensiunea E , deci tranzistorul suport tensiunea maxim 2 E . Puterea transmis sarcinii este P , pentru c transformatorul primete pe toat perioada tensiunea E . Miezul transformatorului este solicitat simetric.


16/17


Figura 5.38: Contratimp 2 L ( push-pull )

Din punct de vedere tehnologic, comanda flotant nu mai este necesar , deoarece ambele tranzistoare snt legate laaceeai born a sursei de alimentare. Aceast schem este avantajoas pentru realizarea de surse de puteri mici, f r reglarea tensiunii de ieire i alimentate cu tensiune mic. De aceea este popular n schemele de comand sau dealimentare din traductoare.

Figura 5.39: Punte (schema "H")

Schema din figura 5.39 este o schem n punte, cunoscut i sub denumirea "schema n H". Regimul transformatorului

i al circuitului scundar este identic cu cel din schema 5.37. Diferena este c fluxul alternativ este creat cu dou perechide tranzistoare, lucrnd n contratimpi comutnd direct tensiunea de alimentare E . Ordinea de comutare este sugerat desemnalul de comand aplicat n baze: conduc simultan tranzistoarele situate n diagonal. Din cauza legrii n coloan adou tranzistoare la bornele sursei, introducerea timpului mort este obligatorie. Implicit, exist posibilitatea de reglare atensiunii. Diodele de recuperare snt legate n paralel cu tranzistorul, ca n figura 5.37 (aici nu snt figurate), deci se folosi tranzistoare de comutaie care au dioda inclus n capsul. Tensiunea maxim suportat de fiecare tranzistor esteaproximativ E iar puterea transmis sarcinii este P , pentru c primarul lucreaz toat perioada, la tensiunea E .

Tabelul 1: Tensiunea pe tranzistori puterea n sarcin Schema UCE max Psarc

1=flyback 1 2E 0,5 P

2=forward 1 2E 0,5 P

3=flyback 2 E 0,5 P

4=forward 2 E 0,5 P

5=contratimp 2C E 0,5 P

6=contratimp 2L 2E P

7=punte E P

Schemele prezentate mai sus acoper toate aplicaiile de surse cu invertor autonom. O recapitulare a puterii transmisesarciniii a tensiunii maxime pe tranzistoare - considernd acelai curent maxim prin tranzistoarei factorul de umplere50% - se gsete n tabelul 1. P reprezint produsul dintre curentul maxim prin tranzistori tensiunea de alimentare, E .Alegerea schemei depinde de puterea sarcinii, tensiunea de alimentare, necesitatea reglrii tensiuniii complexitateaadmisibil a schemei de comand.


17/17


Reglarea tensiunii

n prezentarea de mai sus, au fost considerate numai proprietile circuitului de putere, ignornd metoda de producere asemnalului de comand. n principiu, exist dou variante: cea n care frecvena de comutaie nu depinde de circuitul de putere i cea n care circuitul de putere este inclus ntr-un oscilator de relaxare (convertoarele zise "autooscilante").doua variant determin circuite de comand mai simple (aa cum este prezentat n Anexa 2)i este adecvat aplicaiilorde puteri mici. Ea prezint cteva dezavantaje: frecvena este variabil, deci spectrul radio emis este variabil, iar

adugarea unui circuit pentru reglarea tensiunii nu este posibil. Varianta cu generator al comenzii independent decircuitul de putere este cea mai r spndit, datorit posibilitii de reglare a tensiuniii parametrilor controlabili.Pentru reglarea tensiunii de sarcin, se pot utiliza dou structuri diferite:

a. stabilizator cu variator de c.c., urmat de invertor autonom, f r reglare; b. invertor autonom, la care reglarea se face prin intermediul modulrii.Structura format din variatori invertor are avantajul c separ reglarea tensiunii de circuitul invertor, care asigur ridicarea tensiuniii separarea galvanic. Reglarea este efectuat prin intermediul tensiunii de ieire a variatorului, caredevine tensiune de alimentare pentru invertor. A doua structur folosete parametrii comenzii pentru a compensa perturbaiile de la alimentarei de la sarcin; aceast soluie este aplicat n sursele de calculator.

n schemele de stabilizare cu invertor, care regleaz tensiunea de sarcin prin factorul de umplere al comenzii, sefolosesc circuite specializate, similare cu cel din figura 5.31. Circuitul menionat introduce inclusiv timpul mort, necesarfuncionrii corecte a invertorului. Plasarea circuitului de reglare n raport cu transformatorul invertorului conduce la do categorii de soluii. Dac circuitul de reglare este situat nainte de transformator, el are avantajul c se afl la acelai potenial cu tranzistoarele care trebuie comandate. Amorsarea oscilaiilor nu este o problem, deoarece partea de comand se alimenteaz direct din sursa nestabilizat. n schimb, reacia de tensiune trebuie adus izolat galvanic, pentru aconserva proprietatea invertorului, care asigur izolare ntre alimentarei sarcin. n plus, circuitul de reglare sealimenteaz din tensiunea de alimentare, adic o tensiune marei fluctuant. Dac se alege plasarea circuitului decomand pe partea secundarului transformatorului, reacia de tensiune se ia direct de pe circuitul de curent continuu alsarcinii, iar alimentarea comenzii se face din tensiune stabilizat. n schimb, apare urmtoarea problem: circuitul dereglare nu se poate alimenta dect dup amorsarea oscilaiilor n invertor, iar comanda tranzistoarelor, n regim permanent, provine de la circuitul de reglare. Din aceast cauz, amorsarea oscilaiilor creaz un cerc vicios. n practic se

procedeaz astfel: circuitul de putere este cuprins ntr-un oscilator de relaxare, care se amorseaz imediat dup alimentare, pe o frecven mic. Tensiunea produs n secundar alimenteaz circuitul de reglare, care produce comanda for at, pefrecvena de regim permanent, eliminnd oscilaiile libere. n aceast variant, reacia nu mai trebuie preluat izolat, darcomanda transmis tranzistoarelor are nevoie de izolare. Soluia de a plasa circuitul de reglare n secundar este folosit nmajoritatea surselor moderne din calculatoare.

Vezi exemplu invertor Siemens, alimentare calculator

curssa 3 stab comutatie

Documents