저 시-비 리- 경 지 2.0 한민

는 아래 조건 르는 경 에 한하여 게

l 저 물 복제, 포, 전송, 전시, 공연 송할 수 습니다.

다 과 같 조건 라야 합니다:

l 하는, 저 물 나 포 경 , 저 물에 적 된 허락조건 명확하게 나타내어야 합니다.

l 저 터 허가를 면 러한 조건들 적 되지 않습니다.

저 에 른 리는 내 에 하여 향 지 않습니다.

것 허락규약(Legal Code) 해하 쉽게 약한 것 니다.

Disclaimer

저 시. 하는 원저 를 시하여야 합니다.

비 리. 하는 저 물 리 목적 할 수 없습니다.

경 지. 하는 저 물 개 , 형 또는 가공할 수 없습니다.

공학석사 학위논문

회생 운전이 가능한 고전압 전동기

구동 컨버터의 회로와 제어

Topology and Control of Converter with Regenerative Capability for Medium Voltage Motor Drive

2016 년 2 월

서울대학교 대학원

전기정보공학부

유정목

회생 운전이 가능한 고전압 전동기

구동 컨버터의 회로와 제어

Topology and Control of Converter with Regenerative Capability for Medium Voltage Motor Drive

지도 교수 설 승 기

이 논문을 공학석사 학위논문으로 제출함

2016 년 2월

서울대학교 대학원

전기정보공학부

유 정 목

유정목의 공학석사 학위논문을 인준함

2016 년 2 월

위 원 장 (인)

부위원장 (인)

위 원 (인)

i

초 록

본 논문에서는 회생 운전이 가능한 고전압 전동기 구동용 컨버터

시스템의 5-레벨 Cascaded H-Bridge 셀 구조에 대해서 비교 분석하고,

단상 입출력 고전압 전동기 구동용 컨버터의 직류단 전압 제어 방법에

대해서 제안한다.

고전압 전동기 구동용 컨버터에서 가장 많이 사용되고 있는 회로

방식은 Cascaded H-Bridge(CHB) 구조이다. CHB 구조는 반도체의 전압

제한을 다권선 입력 변압기를 이용하여 극복하였으나, 셀의 개수가

많아질 경우 다권선 입력 변압기의 구조가 복잡해지기 때문에 전체

시스템의 부피와 가격이 증가한다. 이러한 CHB의 단점을 극복하기

위하여 5레벨 셀 구조를 사용하여, 기존의 3레벨 셀 구조 사용시보다

동일 출력 전압을 합성을 위한 셀의 개수를 1/2로 줄일 수 있다. 뿐만

아니라, 기존의 3상 입력을 단상 입력으로 치환하여 다권선 입력

변압기의 2차 측 권선 수를 1/3로 줄일 수 있고, 셀 당 레그 수를

5개에서 4개로 줄일 수 있다. 따라서 단상 입출력 5레벨 CHB 회로

방식을 사용하면 전체 시스템 구조를 간단하게 만들 수 있다.

본 논문에서는 4개의 5-레벨 H-Bridge 셀 구조를 제안한다. 두 개의

동일한 3레벨 레그를 사용한 대칭 구조와 하나의 3레벨 레그와 하나의

2레벨 레그를 사용한 하이브리드 구조를 제안하였다. 또한 5-레벨 H-

Bridge의 전압 합성을 위한 PWM 방식을 제안한다. 대칭 구조에서는

레그 간 삼각파의 위상 관계에 따라서 레벨 천이 PWM(LS-PWM)과 위상

천이 PWM(PS-PWM)을 사용할 수 있고, 하이브리드 구조에서는

하이브리드 PWM을 사용할 수 있다. 셀 구조가 다르더라도 동일한

ii

PWM 방식을 사용한다면 출력 특성은 정확히 일치한다. 하지만 각 구조

별로 도통 특성이 다르기 때문에 반도체 손실 시뮬레이션 프로그램을

이용하여 셀 구조와 PWM 방식에 따른 손실 분포와 전체 효율 등을

비교 분석한다. 시뮬레이션 결과 전체 효율, 손실 분포, 가격 경쟁력

등을 종합적으로 고려하였을 때 대칭 NPC 구조가 가장 우수한 셀

구조라는 결과가 나왔다.

단상 입출력 5-레벨 CHB 고전압 전동기 구동용 컨버터 직류단 전압

제어의 경우 기존 3상 입력을 사용할 때와 달리 각 상의 입력 전력을

이용하여 각 상의 직류단 전압을 제어해야 하므로 일반적인 경우와 다른

시스템 모델링이 필요하다. 모델링을 통해 본 논문에서는 정상분 전압을

이용하여 3상 직류단 전압의 평균값을 제어하고, 역상분 전압을

이용하여 상간 직류단 전압의 균형 제어를 수행하는 방식을 제안한다.

상간 직류단 균형 제어를 하지 않으면 상간 직류단 전압 차이가

발생하기 특정한 상에서만 과변조가 발생하여 전체 시스템 성능에

악영향을 미칠 수 있다. 제안한 직류단 전압 제어 방식을 컴퓨터

시뮬레이션과 실험을 통해 검증하였다. 정격 운전 조건에서 A, B, C상

직류단 전압의 차이가 기준 전압의 1% 내로 제어가 잘 됨을 확인하였다.

주요어 : 전동기 구동용 고전압 컨버터, 직렬 연결된 H-브릿지, 5-레벨 H-

브릿지 셀 구조, 단상 입출력 컨버터, 평균값 전압 제어, 상간 직류단

전압 균형 제어

학 번 : 2014-21719

iii

목 차

초 록 .............................................................................. ⅰ

목 차 ................................................................... ⅲ

표 목 차 ................................................................... ⅴ

그림 목차 ................................................................... ⅵ

제 1 장 도 입 ...................................................................... 1 1.1 연구의 배경 ................................................................................. 1 1.2 논문의 목적 ................................................................................. 3 1.3 논문의 구성 ................................................................................. 4

제 2 장 기존 고전압 전동기 구동용 컨버터 회로방식 분석 ............................................................................................ 6

2.1 비회생형 회로방식(Topology) .................................................... 7

2.2 회생형 회로방식(Topology) ...................................................... 11

제 3 장 Cascaded H-Bridge 고전압 전동기 구동용 컨버터 시스템 구조 분석 및 셀 구조 비교 ................................... 17

3.1 Cascaded NPC H-Bridge의 시스템 구조 분석 ........................ 17 3.2 제안된 5-레벨 H-Bridge의 셀(Cell) 구조 분석 .................... 20 3.2.1 대칭 구조(Symmetric Type) ............................................. 20 3.2.2 하이브리드 구조(Hybrid Type) ....................................... 27 3.3 제안된 5-레벨 H-Bridge의 PWM 방식 비교 ....................... 35 3.3.1 레벨 천이 PWM(Level-shifted PWM) ............................ 37 3.3.2 위상 천이 PWM(Phase-shifted PWM) ............................ 39 3.3.3 하이브리드 PWM(Hybrid PWM) .................................... 40 3.4 반도체 손실 시뮬레이션 비교 ............................................... 42 3.4.1 상당 모듈 2개 직렬 연결 .............................................. 43 3.4.2 상당 모듈 3개 직렬 연결 .............................................. 48

iv

제 4 장 제안된 단상 입출력 5-레벨 Cascaded H-Bridge 고전압 전동기 구동용 컨버터 직류단 전압 제어 ........... 53

4.1 시스템 모델링 ........................................................................... 55

4.2 제어기 설계 ............................................................................... 60 4.2.1 3상 직류단 전압 평균값 제어기 ................................... 60 4.2.2 역률 계산기 ...................................................................... 62 4.2.3 전류 제어기 ...................................................................... 63 4.2.4 상간 직류단 전압 균형 제어기 .................................... 64 4.3 시뮬레이션 결과 ....................................................................... 68

제 5 장 실험 결과 ................................................................ 75

5.1 실험 세트의 구성 ..................................................................... 75

5.2 실험 결과 파형 ......................................................................... 81

제 6 장 결론 및 향후 연구 ................................................. 97

6.1 결론 ........................................................................................... 97

6.2 향후 연구 ................................................................................... 98

부록 A. 주요 회사의 고전압 전동기 구동용 컨버터 회로방식 비교 ...................................................................... 100

부록 B. 실험에 사용된 셀 설계 도면 ............................. 101

부록 C. 실험에 사용된 유도 전동기 제 정수 ............... 103

참고 문헌 .............................................................................. 104

Abstract ................................................................................. 106

v

표 목차

[표 3.1] TM drive 제품의 전동기 정격 선간 전압 별 직렬 연결된

셀의 개수 .............................................................................................. 19

[표 3.2] 셀 구조 별 사용 소자 개수 ................................................... 29

[표 3.3] 2단 연결 시뮬레이션에서 사용한 제 정수 .......................... 44

[표 3.4] 전체 입력 측 컨버터의 출력 전류 THD, 손실 특성 및

효율 ........................................................................................................... 46

[표 3.5] 3단 연결 시뮬레이션에서 사용한 제 정수 .......................... 49

[표 3.6] 전체 입력 측 컨버터의 출력 전류 THD, 손실 특성 및

효율 ........................................................................................................... 49

[표 4.1] 단상 입출력 직류단 전압 제어 시뮬레이션에 사용된

시스템 제 정수 .................................................................................... 70

[표 5.1] 실험에 사용된 축소형 고전압 전동기 구동용 컨버터 제

정수 ....................................................................................................... 80

[표 A.1] 세계 주요 회사의 고전압 전동기 구동용 컨버터 상품 비교

............................................................................................................. 100

[표 C.1] 실험에 사용된 유도 전동기 제 정수 ................................ 103

vi

그림 목차

[그림 1.1] 고전압 전동기 구동용 컨버터의 시장 규모 및 성장률

..................................................................................................................... 3

[그림 2.1] DFE와 2레벨 레그 구조를 이용한 회로방식 .................... 7

[그림 2.2] DFE와 NPC H-Bridge를 이용한 회로방식 ........................ 8

[그림 2.3] 한 셀 당 두 개의 DFE를 이용한 NPC H-Bridge CHB

회로방식 ..................................................................................................... 9

[그림 2.4] Modular Multilevel Converter(MMC)를 이용한 회로방식

................................................................................................................... 10

[그림 2.5] 매트릭스 컨버터를 이용한 회로방식 ............................... 11

[그림 2.6] 전류형 인버터(CSI)를 이용한 회로방식 .......................... 12

[그림 2.7] PWM 승압(Boost) 정류기로 AFE를 구성한 회로방식

................................................................................................................... 13

[그림 2.8] 3상 NPC 정류 회로를 이용하여 AFE를 구성한 회로방식

................................................................................................................... 14

[그림 2.9] 단상 입출력 NPC H-Bridge를 이용한 회로방식 ............ 15

[그림 3.1] 5레벨 H-Bridge 셀 구조 .................................................. 20

[그림 3.2] 대칭 NPC 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압 별 소자

도통 특성 ................................................................................................. 22

[그림 3.3] 대칭 NPC 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압 별 소자

도통 특성 ................................................................................................. 23

[그림 3.4] 대칭 T-타입 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압 별 소자

도통 특성 ................................................................................................. 25

vii

[그림 3.5] 대칭 T-타입 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압 별 소자

도통 특성 ................................................................................................. 26

[그림 3.6] 하이브리드 NPC(Hybrid NPC) 구조와 하이브리드 T-

타입(Hybrid T-Type) 구조를 이용한 셀 .............................................. 28

[그림 3.7] 하이브리드 NPC 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압별

소자 도통 특성 ........................................................................................ 30

[그림 3.8] 하이브리드 NPC 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압 별

소자 도통 특성 ........................................................................................ 31

[그림 3.9] 하이브리드 T-타입 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압 별

소자 도통 특성 ........................................................................................ 33

[그림 3.10] 하이브리드 T-타입 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압 별

소자 도통 특성 ........................................................................................ 34

[그림 3.11] 5레벨 레그 변조를 위한 세 가지 삼각파 비교 변조 방식

................................................................................................................... 36

[그림 3.12] LS-PWM 이용 시 삼각파와 지령 전압 ......................... 38

[그림 3.13] PS-PWM 이용 시 삼각파와 지령 전압 ......................... 39

[그림 3.14] 하이브리드 PWM 방식 .................................................... 41

[그림 3.15] IEEE519-1992 계통 연계 규정 ........................................ 42

[그림 3.16] 상당 모듈 2개 연결 시 회로방식 비교를 위한

시뮬레이션 회로 ...................................................................................... 43

[그림 3.17] 대칭 NPC 구조 사용 시 소자 별 전체 손실 ............... 44

[그림 3.18] 대칭 T-타입 구조 사용 시 소자 별 전체 손실 ............ 45

[그림 3.19] 하이브리드 PWM 사용 시 소자 별 전체 손실 분포

................................................................................................................... 46

viii

[그림 3.20] 상당 모듈 2개 연결 시 회로방식 비교를 위한

시뮬레이션 회로 ...................................................................................... 48

[그림 3.21] 컨버터 출력 전류의 FFT 결과 ....................................... 51

[그림 4.1] PWM 3상 교류 전원과 PWM 승압형 정류기의 등가 회로

................................................................................................................... 53

[그림 4.2] 3상 교류 전원과 컨버터 출력 전압(정상분, 역상분)의

등가 회로 ................................................................................................. 55

[그림 4.3] 3상 직류단 전압 평균값 제어기 블록도 .......................... 61

[그림 4.4] 전류 제어기 블록도 ............................................................ 63

[그림 4.5] 상간 직류단 전압 균형 제어기 블록도 ........................... 64

[그림 4.6] 상간 직류단 전압 균형 제어를 위한 PI 제어기 블록도65

[그림 4.7] 계통, 부하의 2고조파 성분 제거를 위한 노치 필터

블록도 ....................................................................................................... 66

[그림 4.8] 제안된 단상 입출력 5-레벨 CHB 고전압 전동기 구동용

컨버터 직류단 전압 제어 전체 블록도 .............................................. 67

[그림 4.9] 시뮬레이션에 사용된 6600V 전동기용 3단 연결된 단상

입출력 5-레벨 CHB 고전압 전동기 구동용 컨버터 시스템 ........... 68

[그림 4.10] 정격 운전 조건에서 필터링 된 각 상 직류단 전압

................................................................................................................... 71

[그림 4.11] 정격 운전 조건에서 실제 각 상 직류단 전압 ............. 73

[그림 4.12] 균형 제어 수행 후 정상 상태에서의 계통 전류 파형과

FFT 결과 .................................................................................................. 74

[그림 5.1] 실험에 사용된 NPC H-Bridge Cell 구조 ......................... 76

[그림 5.2] 상당 2단 연결된 고전압 전동기 구동용 컨버터 실험

ix

세트 ........................................................................................................... 77

[그림 5.3] 제안된 직류단 제어 방식의 검증을 위해 사용된 제어

보드 ........................................................................................................... 78

[그림 5.4] 실험에서 사용된 입력측 다권선 변압기 ......................... 78

[그림 5.5] 실험에서 사용된 유도 전동기와 직류 전동기 ............... 79

[그림 5.6] 전체 실험 세트 구성도....................................................... 79

[그림 5.7] 기준 전압 170[V], 3상 직류단 전압 평균값 제어 시 각

상의 직류단 전압 및 직류단 전압 평균값 ......................................... 81

[그림 5.8] 3상 직류단 전압 평균값 제어 시 각 상의 컨버터 출력

전압 ........................................................................................................... 82

[그림 5.9] 상간 직류단 전압 균형 제어 시 각 상의 직류단 전압 및

직류단 전압 평균값 ................................................................................ 82

[그림 5.10] 상간 직류단 전압 균형 제어 시 각 상의 컨버터 출력

전압 ........................................................................................................... 83

[그림 5.11] 직류단 평균값 제어기 동특성 확인 ............................... 84

[그림 5.12] 유도 전동기 V/F 무부하 운전시 상간 직류단 전압 균형

제어 여부에 따른 각 상의 직류단 전압과 평균값 전압 ................. 87

[그림 5.13] 60[Hz] 운전 시 각 상의 인버터에서 출력하는 극전압

................................................................................................................... 88

[그림 5.14] 정격 속도, 부하 운전 조건에서 전압 균형 제어 시

직류단 전압 파형

................................................................................................................... 90

[그림 5.15] 정격 속도, 부하 운전 조건에서 전압 균형 제어 시 입력

측 전류 파형

x

................................................................................................................... 91

[그림 5.16] 60[Hz] 정격 주파수의 1/3, 2/3 운전 조건에서 전압 균형

제어시 각 상의 직류단 전압

................................................................................................................... 92

[그림 5.17] 정격 운전 상황에서 모터링 시 계통 입력 전류와 계통

선간 전압 .............................................................................................. 93

[그림 5.18] 정격 속도 50% 부하 상황에서 회생 시 계통 입력

전류와 계통 선간 전압 .......................................................................... 94

[그림 5.19] 전동기의 가속 운전시 각 상의 직류단 전압 ............... 95

[그림 5.20] 정격 속도에서 계단(Step) 부하 인가 시 각 상의 직류단

전압 ........................................................................................................... 96

[그림 B.1] 셀을 구성하기 위하여 필요한 플레이트의 설계 도면

................................................................................................................. 101

[그림 B.2] 방열판과 캐패시터, SMPS 및 고정 부분을 포함한 셀의

설계 도면 ............................................................................................... 101

[그림 B.3] 파워보드를 포함한 전체 셀 구성 설계 도면 ............... 102

[그림 B.4] 셀 내부의 연결을 위한 부스 바 설계 도면 ................. 102

1

제 1 장 도 입

1.1 연구의 배경

전압의 크기와 주파수를 변경하여 교류전동기를 구동할 수 있는

Variable Voltage Variable Frequency(VVVF) 인버터는 1960년대

사이리스터(Thyristor)가 개발된 이래 폭넓게 산업 전반에 적용되어 왔다.

최근 에너지 가격 상승과 친환경 기기에 대한 소비자 요구의 증대는

이러한 VVVF를 전통적인 에너지 다소비 산업 분야뿐 아니라 가전,

자동차 등의 분야에까지 폭넓게 적용하는 계기가 되었다. 비약적으로

발전하고 있는 전력용 반도체 기술에 힘입어 690V 이하의 저전압(Low

Voltage, LV) 인버터뿐 아니라 2kV가 넘는 고전압(Medium Voltage, MV)을

직접 출력하는 인버터 역시 다양하게 개발 되어 활용되고 있다.

특히, 고전압 전동기를 구동하는 인버터 시스템(이하 고전압 전동기

구동용 컨버터)은 4500V Gate-Turn-Off(GTO) 사이리스터가 상업적으로

이용 가능해진 1980년대 중반 이후로 본격적으로 개발되기

시작하였다[1]. 통상 고전압 전동기 구동용 컨버터는 삼상 선간 전압

실효치 2.3kV에서 13.8kV 범위의 전압을 사용하여 0.4MW에서 40MW

정도 출력 용량의 전동기를 구동하는 시스템을 일컫는다. 그 중에서도

가장 널리 쓰이고 있는 고전압 전동기 구동용 컨버터는 3.3kV에서

6.6kV의 정격 전압과 1MW에서 4MW 정도의 출력 용량을 가지는

전동기를 구동하는 시스템이다[2].

고전압 전동기 구동용 컨버터 응용 분야의 70%는 펌프 또는 팬

2

구동에 사용되고 있으며 나머지 30%정도가 컴프레서(Compressor),

컨베이어(Conveyor), 압연기 등에 사용 되고 있다[3]. 팬, 펌프 부하의

경우에 있어 유량을 조절하는 방식 중 널리 쓰이는 방식에는 세 가지가

있는데, 첫 번째는 고정 속도 운전 상황에서 인렛 댐퍼(Inlet Damper)나

쓰로틀 밸브(Throttle Valve)와 같이 기계적인 방식을 통하여 유량을

조절하는 방식이고, 두 번째는 가변 유체 클러치(Clutch)를 이용하여

조절하는 방식이다. 가변 유체 클러치를 이용할 경우 유체의 흐름에

의하여 동력이 전달되기 때문에 유체의 마찰에 의하여 손실이

발생한다는 단점이 있다. 세 번째는 VVVF 인버터를 이용해 전동기의

속도를 조절하여 유량을 조절하는 방식이다. VVVF 인버터를 이용할

경우 기계적인 방식에 비해 많은 에너지를 절약할 수 있으며 그 외에도

기동 시 돌입 전류(Inrush current) 감소, 유지 보수 비용 감소 등 여러

가지 장점이 있다.

세계적으로 375kW 이상 출력의 대용량 전동기의 개수는 전체의

0.027%에 불과하지만 전체 전동기 전력 소비의 23%를 차지하고 있으며,

현재 MV 전동기의 3% 정도 만이 VVVF에 의해 구동되고 있는 현실을

생각할 때 고전압 전동기 구동용 컨버터의 시장 전망은 매우 밝은

것으로 예상된다[4]. 고전압 전동기 구동용 컨버터의 세계 시장 규모와

성장률은 [그림 1.1]과 같다. 현재 시장 규모는 40억 $ 정도이고 연

15%의 성장률이 예상되고 있다.

3

그림 1.1 고전압 전동기 구동용 컨버터의 시장 규모 및 성장률 [5]

본 연구는 높은 효율과 가격 경쟁력을 갖고 있는 고전압(Medium

Voltage) 전동기 구동용 컨버터 회로방식을 모색하기 위하여 시작되었다.

특히 컨베이어 구동과 같이 지속적으로 회생이 가능한 부하를 구동하기

위하여 양방향 전달이 가능한 회로를 모색하고 그 구현과 제어 방법을

찾고자 한다.

1.2 논문의 목적

전력용 반도체의 정격 전압에는 한계가 있기 때문에 고전압을

출력하기 위하여 멀티 레벨 전압형 인버터(Multilevel voltage-source

inverter)를 사용하는 방식이 경제적이다. 6.5kV IGBT(Insulated Gate Bipolar

mode Transistor)와 Neutral Point Clamped(NPC) 3레벨 인버터를

활용하더라도 소자 직렬 연결 없이 출력할 수 있는 전압의 한계는

4.16kV이다. 현재 산업체에서 널리 쓰이는 6.6kV, 7.2kV, 10.5kV등의

고전압을 정격 전압으로 가지는 전동기 구동을 위해서는 VVVF 인버터

출력에 변압기를 설치하여 출력 전압을 승압하는 방법이 지난 30여년간

보편적으로 사용되었다.

4

1990년대 말에 개발된 Cascaded H-Bridge(CHB) 인버터는 이러한 전력용

반도체의 전압 제한을 다권선 입력 변압기를 이용하여 극복할 수 있는

회로방식(Topology)이다. CHB 인버터는 셀(Cell)을 직렬로 연결하여

구성하기 때문에 다양한 전압 크기를 쉽게 구현할 수 있으므로 확장성이

높고, 모듈화 되어 있기 때문에 유지 보수가 용이할 뿐만 아니라 많은

전압 레벨 수를 가지고 있으므로 입출력 전류 고조파 특성이 좋다는

장점을 가지고 있다[6]. 또 특정 셀의 고장 시 고장난 셀을

우회(Bypass)하여 전동기에 연속적인 전력 공급이 가능하다는 장점도

가지고 있다[7]. 따라서 상용화 되어 있는 많은 고전압 전동기 구동용

컨버터 제품이 CHB 인버터 회로방식을 사용하고 있다. CHB 회로 방식

이외에도 전류형 인버터(Current-Source Inverter, CSI), MMC(Modular

Multilevel Converter), 매트릭스 컨버터(Matrix converter) 등 여러 가지

회로방식을 이용한 제품들도 제작되어 특별한 용도에서 판매되고 있다.

본 논문에서는 실제로 판매되고 있는 고전압 전동기 구동용 컨버터의

회로방식을 분석하고, 이를 바탕으로 회생형 전동기 구동용 고전압

전력변환 시스템의 회로방식을 선정하는 것을 목적으로 한다. 선정된

회로방식을 이용하였을 때 필요한 제어 방식을 제안하고, 제안된 제어

방식에 대해서 수식적으로 설명한다. 마지막으로 이 방식을 컴퓨터 모의

실험 및 실제 실험 결과를 통해서 그 타당성을 검증한다.

1.3 논문의 구성

본 논문은 다음과 같이 구성되어 있다.

제 1장에서는 본 논문의 연구 배경과 연구를 통해서 해결하고자 하는

방향에 대해서 기술한다.

5

제 2장에서는 여러 회사의 기존 상품으로 출시되어 있는 고전압 전동기

구동용 컨버터 회로방식에 대하여 회생형과 비회생형으로 나누어

비교하고 분석한다.

제 3장에서는 기존 고전압 전동기 구동용 컨버터 회로방식에서 가장

많이 쓰이고 있는 Cascaded H-Bridge(CHB) 형태의 시스템 구조에 대해서

분석한다. 또한, 5-레벨 CHB의 셀(Cell)구조와 PWM방식을 제안하고 그

구조와 PWM 방식을 이용하였을 때의 손실 특성을 반도체 손실

시뮬레이션 소프트웨어를 이용하여 비교한다.

제 4장에서는 회생 운전이 가능한 단상 입출력 5-레벨 Cascaded H-

Bridge 회로방식에서의 직류단 전압 제어 방법에 대해서 제안한다.

제안된 방법에서는 3상의 직류단 전압의 평균값을 정상분 전압을

이용하여 제어하고 이 때 생기는 직류단 전압의 상간 불균형을 역상분

전압을 통해 해소하는 방법이다. 이 방법을 수학적으로 해석하고

시뮬레이션을 통해 검증한다.

제 5장에서는 위에서 제안한 방식의 실험적 증명을 위해 축소 모델

실험 세트를 구성하고 실험을 통해 제안된 방법의 타당성을 검증한다.

6

제 2 장 기존 고전압 전동기 구동용 컨버터

회로방식 분석

기존 고전압 전동기 구동용 컨버터 회로방식은 에너지 흐름의 방향에

따라 크게 비회생형 회로방식과 회생형 회로방식으로 구분할 수 있다.

비회생형 회로방식은 에너지가 한 방향으로만 흐를 수 있는 반면에,

회생형 회로방식의 경우 양방향 에너지 흐름이 가능하다.

고전압 전동기 구동용 컨버터를 이용한 전동기 구동 시 빠른 제동이

필요한 상황이 존재한다. 비회생형 회로방식은 기계적인 제동 장치나

브레이크 초퍼(Brake chopper)를 이용하여 제동이 가능하나 이러한

방식은 기계적인 손실, 마모 등이 발생하며 제동 시 발생하는 에너지를

열에너지로 낭비하게 된다는 단점이 있다. 그러나 회생형 회로방식의

경우 회생 운전을 통해 이러한 단점을 개선할 수 있다. 뿐만 아니라,

다운힐 컨베이어 벨트(Downhill conveyor belt) 등의 특정 응용 분야의

경우에는 회생 운전이 필수적이다[8].

고전압 전동기 구동용 컨버터 적용 부하의 70~80% 정도가 팬, 펌프,

컴프레서이므로 회생 운전에 대한 요구는 많지 않으나, 가감속이 빈번한

팬 구동 또는 여러 개의 팬, 펌프가 유체역학적으로 연동되어 구동되는

경우에는 에너지 절약과 제어 특성 향상을 위하여, 점차 회생 운전이

가능한 고전압 전동기 구동용 컨버터에 대한 요구가 증대되고 있다.

특히 다운힐 컨베이어 벨트나 대용량 호이스트(Hoist) 구동용 전동기에

있어서는 회생 운전이 가능한 컨버터 적용이 필수적이다.

7

2.1 비회생형 회로방식(Topology)

비회생형 회로방식의 경우 현재 상품으로 출시되어 판매되고 있는

제품의 대다수가 CHB 인버터 구조를 이용하였다. CHB 인버터는 각각의

셀에 분리된 DC 전압(Isolated DC voltage)을 공급해 주어야 한다. 이러한

전기적으로 절연된 직류 전압원을 얻기 위해서 [그림 2.1]과 같이 다권선

변압기와 다이오드 정류기(Rectifier)를 사용하여 교류를 정류하는 회로가

널리 사용되고 있다. 다이오드를 이용한 정류 방식(Diode Front-End,

DFE)은 구조가 간단하고 특별한 제어가 필요 없다는 장점이 있다.

하지만 입력 전류 고조파 규제를 만족하기 위해 입력 측 변압기로 위상

천이 변압기(Phase-shifting transformer)를 사용해야 하며, 위상 천이

변압기는 일반 변압기에 비해 구조가 복잡하여 전체 시스템의 크기와

가격이 올라가는 단점이 있다.

그림 2.1 DFE와 2레벨 레그 구조를 이용한 회로방식[9]

8

[그림 2.1] 회로방식의 정류 회로는 DFE를 사용하고 인버터 측은 두

개의 2레벨 레그(Leg)를 H-Bridge로 연결하여 3레벨 출력을 내보낼 수

있도록 셀을 구성하였다. 위 회로방식은 셀의 구조와 제어 방식이

간단하기 때문에 현재 출시되어 있는 상품들 중에서 가장 많이 쓰이고

있다.

[그림 2.1]과 동일한 시스템을 구성할 경우 한 상당 17-레벨의 출력이

가능하고 낮은 출력 전압 변동율(dv/dt)을 가지고 있기 때문에 출력 전류

고조파 특성이 우수하다. 또한, 사고 시 셀 바이패스(Cell bypass)기능을

이용하여 전체 시스템의 신뢰성을 증가시킬 수 있다. 그러나 위

회로방식의 경우 셀의 개수가 많기 때문에 입력 측 위상 천이 변압기의

구조가 복잡할 뿐만 아니라 변압기의 탭 수, 각 권선의 과전류 보호를

위한 퓨즈의 수가 증가한다는 단점이 있다. 이러한 단점을 보완하기

위하여 [그림 2.2]의 NPC(Neutral Point Clamped)방식의 셀을 사용한

회로방식이 개발 되었다[10].

그림 2.2 DFE와 NPC H-Bridge를 이용한 회로방식[10]

9

[그림 2.2]의 회로방식은 [그림 2.1]의 회로방식과 동일하게 입력 측은

DFE를 사용하였지만, 출력 측을 NPC H-Bridge로 구성하여 각 셀이

5레벨 출력을 내보낼 수 있도록 구성되었다.

만약 [그림 2.1]에서 사용된 IGBT 소자와 동일한 소자를 사용할 경우,

셀의 개수를 반으로 줄여도 전체 출력 전압의 레벨 수를 동일하게

합성할 수 있다. 따라서 [그림 2.2]의 회로방식을 사용할 경우 입력 측

위상 천이 변압기의 구조가 간단해질 뿐만 아니라, 변압기 탭 수와 퓨즈

수를 감소시킬 수 있다. 그러나 NPC 구조로 레그를 구성하기 위해서는

캐패시터의 중성점을 연결하여야 하기 때문에 캐패시터를 두 개로

분리하여 사용하여야 하고, 추가적으로 중성점 전압 제어가 고려되어야

한다는 단점이 있다.

그림 2.3 한 셀 당 두 개의 DFE를 이용한 NPC H-Bridge CHB 회로방식[11]

만약 [그림 2.3]과 같이 NPC H-Bridge CHB를 구성하면 NPC 셀을

사용한다고 하더라도 각 캐패시터 전압을 각각의 DFE가 정류해주기

때문에 추가적인 중성점 전압 제어를 고려하지 않아도 된다. 하지만 이

경우 입력 측 위상 천이 변압기의 구조가 복잡해지고 정류를 위한

10

다이오드 소자의 개수가 늘어나야 한다는 단점이 발생한다[11].

그림 2.4 Modular Multilevel Converter(MMC)를 이용한 회로방식[12]

직류 송전 시스템에의 적용을 위해 개발된 Modular Multilevel

Converter(MMC)가 고전압 전동기 구동용 컨버터에 적용되어 [그림

2.4]와 같이 상품으로 출시되어 있다. 단순히 MMC에서 직렬 연결되어

있는 셀 수를 늘림으로써 복잡한 입력 다권선 변압기 없이도 수요자의

다양한 입출력 전압 요구에 대응할 수 있다. 그러나 MMC는 각 셀의

직류단 캐패시터 전압 균형을 맞추기 힘들고, 특히 전동기 구동에

있어서 필수적으로 요구되는 정지 또는 저 주파수, 최대 토크 운전시

캐패시터 전압 균형을 맞추기 매우 어렵다. 따라서 MMC 방식의 고전압

전동기 구동용 컨버터는 현실적으로 팬 구동, 선박 추진 등의 저속에서

토크가 많이 요구되지 않는 분야에 쓰인다.

[그림 2.4]의 DFE 부분을 출력 측과 동일한 MMC로 변경하여

설치하면 손쉽게 회생형 회로방식으로도 구성할 수 있다. 이 경우

필요한 셀 수가 대폭 늘어나게 되어 가격이 상승하는 단점이 있다.

11

2.2 회생형 회로방식(Topology)

회생형 회로방식은 양방향 에너지 흐름이 가능하므로 빠른 가감속

운전, 회생 에너지를 전력 계통에 반환하여 에너지 절약이 가능하다.

비회생형 회로방식과는 달리 입력 측에도 다양한 회로 구성이 가능하여,

비회생형에 비해 다양한 회로방식이 현재 상품화 되어 판매되고 있다.

그림 2.5 매트릭스 컨버터를 이용한 회로방식[13]

[그림 2.5]는 매트릭스 컨버터(Matrix converter)를 이용한 회로방식이다.

대부분의 고전압 전동기 구동용 컨버터가 가지는 교류/직류/교류 형태의

변환 구조를 가지고 있는데 반해, 매트릭스 컨버터는 3상 입력/단상

변환의 특징을 가지고 있다[13]. 따라서 효율을 향상시킬 수 있을 뿐만

아니라 회생 운전도 가능하다.

12

그림 2.6 전류형 인버터(Current Source Inverter, CSI)를 이용한 회로방식[14]

[그림 2.6]는 전류형 인버터를 이용한 회로방식을 나타낸 그림이다.

전류형 인버터는 추가적인 회로 구성 없이도 회생 운전이 가능하다[14].

하지만 전류형 인버터가 가지는 한계인 큰 DC링크 필터(filter) 인덕터와

그에 따른 손실, Integrated Gate Controlled Thyristor (IGCT) 소자 직렬

연결로 인한 스위칭 주파수 제한, 제어 동특성 제한 등의 단점을 가지고

있다. 전류형 인버터는 관성이 크고 빠른 감속이 요구되는 팬 구동에

적용되거나 선박 추진에 적용된 예가 있다.

회생형 회로방식의 경우에도 마찬가지로 CHB 인버터 구조를 사용한

상품이 많이 출시되어 있다. 비회생형과는 다르게 [그림 2.7]과 같이

능동 소자(Active components)를 이용한 Active Front-End(AFE)를 사용해

입력 측 회로를 구성하여 직류단 전압을 정류하는데 사용한다.

13

그림 2.7 PWM 승압(Boost) 정류기로 AFE를 구성한 회로 방식[15]

[그림 2.7] 회로방식은 [그림 2.1]의 인버터 시스템에서 각 셀의

다이오드로 구성되어 있는 정류 회로를 3상 PWM 승압형 정류기(PWM

boost rectifier)로 치환한 가장 간단한 구조의 회로방식이다[15]. 비회생형

3레벨 CHB의 셀에서는 셀 당 4개의 IGBT가 사용된 반면에 이 구조는

셀 당 10개의 IGBT가 사용되므로 셀 당 가격이 증가한다. 뿐만 아니라

입력 측 전류제어를 위하여 전류 센서도 추가적으로 필요하고 AFE를

제어하기 위한 별도의 제어 시스템이 추가되어야 한다는 단점이 있다.

하지만 AFE는 IGBT 스위칭을 통해 입력 전류 파형을 제어할 수

있으므로 입력 측 위상 천이 변압기가 필요 없기 때문에 변압기 구조가

비교적 간단해진다는 장점을 가질 수 있다.

14

그림 2.8 3상 NPC 정류 회로를 이용하여 AFE를 구성한 회로방식[16]

[그림 2.8]의 회로방식에서는 3상 NPC 정류 회로를 사용하여 AFE를

구성하고 출력 측은 NPC 레그를 H-Bridge로 구성하였다. [그림 2.7]에서

사용된 것과 동일한 IGBT 소자를 사용할 경우 셀의 개수를 반으로

줄여도 같은 전체 출력 전압을 낼 수 있다[16]. [그림 2.8]의 회로방식을

사용할 경우 제어가 복잡해지고, 중성점 전압 제어에 대한 추가적인

고려가 필요하다. 그러나, [그림 2.7]의 경우에 비해 변압기 탭 수를

반으로 줄일 수 있다는 장점을 가지고 있다. 하지만 여전히 CHB

인버터가 가지는 입력 측 다권선 변압기가 복잡하다는 단점을 가지고

있다. 이러한 단점을 보완하고자 [그림 2.9]와 같은 회로방식이 상품으로

15

출시되었다[17].

그림 2.9 단상 입출력 NPC H-Bridge를 이용한 회로방식[17]

[그림 2.9]의 회로방식은 위에서 살펴보았던 다른 회로방식들과는 달리

정류 회로를 3상이 아닌 단상을 이용하여 구성하였다. 단상 입출력

승압형 PWM 컨버터와 NPC H-Bridge 구조를 가지고 있기 때문에 [그림

2.8]의 셀에 비해서 NPC 레그의 수를 하나 줄일 수 있다. 뿐만 아니라

단상 입력을 사용하기 때문에 입력 다권선 변압기 2차 측 권선수가

[그림 2.8]의 회로방식에 비해서 1/3로 감소한다는 장점을 가지고 있다.

하지만 단상 입력을 사용하여 정류회로를 구성할 경우 계통 주파수의

2배 주파수 성분의 맥동이 직류단 전압에 존재한다. 따라서 맥동 전압을

억제하기 위해서 큰 용량의 직류단 캐패시터를 이용하여야 한다는

단점을 가지고 있다. 통상적으로 이러한 큰 용량의 캐패시터를

전해캐패시터로 구현할 경우 수명이 짧기 때문에 전체 시스템 신뢰성

16

측면에서 문제를 만들 수 있으므로 이에 대한 추가적인 고려가 필요하다.

위에서 분석한 바와 같이 현재 출시되어 있는 고전압 전동기 구동용

컨버터는 다양한 회로방식으로 구성되어 있으며 서로 그 제어 방법과

추가적으로 고려해야 하는 요소들이 모두 다르다. 현재 상품화된 세계

주요 회사의 고전압 전동기 구동용 컨버터의 회로방식, 개발 년도와

회생 동작 여부를 정리하여 부록 A.에 첨부하였다.

17

제 3 장 Cascaded H-Bridge 고전압 전동기 구동용

컨버터 시스템 구조 분석 및 셀 구조 비교

3.1 Cascaded NPC H-Bridge의 시스템 구조 분석

2장에서 살펴 보았던 것처럼 비회생형과 회생형 회로방식 모두 CHB

인버터는 고전압 전동기 구동용 컨버터에서 가장 많이 쓰이고 있는

회로방식이다. CHB 인버터는 단상 출력을 가지고 있는 여러 개의 셀을

직렬 연결하여 사용한다. 이 구조는 이미 충분히 양산되어 신뢰성이

확인 되어 있으며 상대적으로 가격이 저렴한 낮은 전압 정격

소자들(1700V이하의 IGBT소자)을 이용하여 높은 전압을 출력할 수

있다는 장점을 가지고 있기 때문에 가격 경쟁력이 높다[18]. 또한

모듈화의 장점도 가지고 있다. 셀 사고 시에 해당 셀을 바이패스 시켜서

부하를 정지 시키지 않고 계속적으로 운전할 수 있을 뿐만 아니라 셀이

사고가 나더라도 해당 셀을 단순히 교체하면 되기 때문에 유지 보수가

편하다는 장점이 있다[19], [20]. 하지만 각각의 셀에 분리된 직류단

전압을 공급해 주어야 한다는 단점을 가지고 있다.

CHB 인버터를 구성하는 셀 구조 중 가장 간단한 셀 구조의 모습은

두 개의 2레벨 레그를 H-Bridge 형태로 구성하여 단상 3레벨 출력을

구성하는 방식이다. 하지만 CHB 인버터의 특성상 각각의 셀에 직류단

전압을 공급해 주어야 하기 때문에 위 방식은 복잡한 입력 측 변압기가

필요하다는 단점을 가지고 있다. 또 각 셀에는 부하의 단상 전류 성분에

의한 전력이 인가되기 때문에 이로 인해 각 셀의 직류단에 부하

18

주파수의 2배에 해당하는 전류 맥동과 이로 인한 직류단 전압 맥동이

발생한다. 따라서 이러한 맥동 전류를 공급하고 직류단 전압을

안정화하기 위해 각 셀의 직류단 캐패시터의 캐패시턴스가 커져야 한

다는 단점도 있다.

입력 측 변압기는 고전압 전동기 구동용 컨버터를 구성하는 요소 중

가장 비싸고 부피가 크기 때문에 변압기의 구조를 간단하게 하는 것은

전체 시스템의 크기와 가격을 줄이는데 중요하게 작용한다. 변압기의

크기를 줄이기 위하여 NPC H-Bridge형태로 구성하여 단상 5레벨 출력을

낼 수 있는 셀 구조가 제안되어 현재 상품으로 출시되어 판매되고

있다[17]. 단상 NPC H-Bridge 셀 구조를 입력 승압형 PWM 정류기에

사용할 경우 입력 측 변압기의 2차단 권선 수를 1/3로 줄일 수 있기

때문에 구조가 간단해지고 가격이 저렴해진다는 장점을 가진다. 또한

단상 입력을 사용하기 때문에 기존 3상 시스템에 비해 셀 당 레그 수를

5개에서 4개로 줄일 수 있다.

하지만 이 회로방식의 경우 단상 입출력 사용으로 인해 부하 주파수의

2고조파 성분뿐 아니라 계통 주파수의 2 고조파 성분의 전류 맥동과

전압 맥동이 직류단 전압에 존재한다는 단점을 가지고 있다. 부하와

계통의 2고조파 성분으로 인하여 기존 3상 정류회로를 사용하는

시스템에 비해 직류단 캐패시터의 전류와 전압 맥동 또한 증가한다.

DC 링크 캐패시터로 흔히 쓰이는 전해 캐패시터의 경우 허용 맥동

전류(Ripple current) 정격이 낮고, 높은 등가 직렬 저항(Equivalent Series

Resistance, ESR)을 가지고 있기 때문에 전류 맥동이 클 경우 발열 문제로

인하여 사용이 제한된다. 따라서 전해 캐패시터는 이 회로방식의 DC

링크 캐패시터로 사용하기에는 부적합하다. 이에 비해 필름 캐패시터의

경우 ESR이 낮고, 허용 전류 맥동이 크며 수명이 길기 때문에 단상

입출력 H-Bridge 회로방식의 DC 링크 캐패시터로 사용하기에 적합하다.

19

하지만 필름 캐패시터를 사용할 경우 전해 캐패시터를 사용했을 때에

비해 전체 시스템 가격이 비싸질 수 있다는 단점이 있다.

단상 입출력 NPC H-Bridge 셀 구조를 적용하여 판매되고 있는 TMEIC

사의 TM drive 제품의 주요 전동기 정격 선간 전압 별 직렬 연결된 셀의

개수를 정리하면 [표 3.1]과 같다.

표 3. 1 TM drive 제품의 전동기 정격 선간 전압 별 직렬 연결된 셀의 개수

전동기 정격 선간 전압[Vrms] 직렬 연결된 셀의 개수

3.3kV 2

4.19kV 2

6.6kV 3

10.5kV 5

[표 3.1]의 결과를 분석해보면 셀 당 최소 2200V의 선간 전압을 출력할

수 있어야 한다. 선간 전압 2200V를 출력하기 위하여 정현파

PWM(SPWM) 방식을 이용하면 1796V이상의 직류단 전압을 사용해야

하고 공간벡터 PWM(SVPWM)방식을 이용하면 1555V 이상을 사용해야

한다.

1700V IGBT를 사용하면 소자당 직류단 전압을 최대 1200V까지 사용할

수 있다고 알려져 있다. NPC 레그로 구성하여 사용시 상•하단 캐패시터

전압에 존재할 수 있는 5% 전압 불균형을 가정하면 전체 직류단 전압은

최대 2280V까지 사용할 수 있다. 하지만 직류단 전압의 맥동 성분이

있기 때문에 이를 고려하여 직류단 기준 전압을 정해야 한다. 따라서

최대 허용 전압과 SVPWM을 이용하여 과변조 운전 없이 전동기를

구동하기 위한 최소 전압의 중간 값인 1900V를 기준전압으로 정하고

직류단 맥동 전압을 350V이내로 제한 할 수 있는 용량의 필름

20

캐패시터를 선정하여 셀을 구성하도록 한다.

3.2 제안된 5-레벨 H-Bridge의 셀(Cell) 구조 분석

이번 절에서는 NPC H-Bridge 구조와 그 외의 H-Bridge 형태로 단상

5레벨 출력을 낼 수 있는 셀 구조 형태를 제안하고 각각의 구조에

대해서 분석하도록 한다.

3.2.1 대칭 구조(Symmetric Type)

흔히 사용 되는 3레벨 레그는 NPC 구조와 T-타입(T-Type) 구조가 있다.

두 종류의 레그를 [그림 3.1]과 같이 H-Bridge로 구성하면 5레벨 출력을

가지는 셀을 구성할 수 있다.

Vdc/2

P N

Vdc/2

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

S8

D1

D2

D3

D4

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

(a) (b)

그림 3.1 5레벨 H-Bridge 셀 구조 (a) 대칭 NPC(Symmetric NPC) 구조 (b)

대칭 T-타입(Symmetric T-Type) 구조

[그림 3.1(a)]는 NPC H-Bridge 형태로 셀을 구성하였다. 위 구조의

장점은 모든 IGBT를 같은 전압 정격을 가지고 있는 소자로 사용할 수

21

있기 때문에 실제 제품 생산을 고려해 보았을 때 게이트 드라이버(Gate

driver)와 주변 회로의 레이아웃(Layout)을 모두 동일하게 적용할 수

있다는 장점을 가지고 있다.

[그림 3.1(b)]는 T-타입 H-Bridge 형태로 셀을 구성하였다. 위 구조는

[그림 3.1(a)] 구조와는 달리 추가적인 다이오드를 사용하지 않아도

되지만 상(S1, S5)•하(S4, S8)단에 사용된 소자의 경우 내압(Blocking

voltage)이 중(S2, S3, S6, S7)단에서 사용된 소자의 내압 보다 2배 큰

소자를 사용해야 한다는 단점이 있다. 앞으로 전개할 내용 분석의

편의를 위하여 상(S1, S5)•하(S4, S8)단에 사용된 소자를 고전압 소자,

중(S2, S3, S6, S7)단에서 사용된 소자를 저전압 소자라고 한다.

동일한 PWM 방식을 사용하여 스위칭을 한다면 두 셀은 동일한 출력

특성을 나타낸다. 하지만 출력 전압 별로 소자의 도통(Conduction)

특성과 스위칭(Switching) 특성이 다르므로 손실 분포에서는 차이가

생긴다. 이를 분석하기 위하여 구조 별 전류 방향과 출력 전압에 따라서

도통하는 경로(Path)를 나타내면 다음 그림과 같다. 그림에서 iNP의

방향은 p측에서 나가는 방향을 양(Positive, +)으로 가정하였다.

22

(a) (b)

(c-1) (c-2)

(d) (e)

그림 3.2 대칭 NPC 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자 도통 특성

(a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

23

(a) (b)

(c-1) (c-2)

(d) (e)

그림 3.3 대칭 NPC 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자 도통 특성

(a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

24

[그림 3.2]와 [그림 3.3]은 대칭 NPC의 전류의 방향이 양 일 때와 음일

때 출력 전압 별로 소자의 도통 특성을 나타낸 그림이다. 대칭 NPC의

경우 상(S1, S5)•하(S4, S8)단 스위치는 출력전압이 Vdc와 -Vdc일 때만

도통한다. 하지만 중(S2, S3, S6, S7)단 스위치는 출력 전압에 관계 없이

모든 구간에서 도통 한다는 것을 알 수 있다. 따라서 중단 스위치의

도통 손실이 상대적으로 크다.

역률이 1에 가까운 상황을 가정하였을 때 전류의 크기가 큰 구간에서

스위칭 하는 소자의 스위칭 손실이 크게 발생할 것이다. 따라서

출력전압이 Vdc와 -Vdc일 때 스위칭 하는 상•하단 스위치의 스위칭

손실이 크게 발생한다. 하지만 NPC구조의 경우 상•하단 스위치로

저전압 스위치를 사용하기 때문에 T-타입 구조에 비해서 상대적으로

낮은 스위칭 손실을 나타낸다. 중단 스위치는 전류의 크기가 낮은

구간에서 주로 스위칭을 하기 때문에 스위칭 손실은 상대적으로 크지

않다.

25

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

(a) (b)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

(c-1) (c-2)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

(d) (e)

그림 3.4 대칭 T-타입 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자 도통

특성 (a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

26

(a) (b)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

(c-1) (c-2)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6S7

S8

(d) (e)

그림 3.5 대칭 T-타입 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자 도통

특성 (a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

27

[그림 3.4]와 [그림 3.5]는 각각 대칭 T-타입의 전류의 방향이 양일 때와

음일 때 출력 전압 별로 소자의 도통 특성을 나타낸 그림이다. 도통

특성을 보면 상•하단 스위치는 출력전압이 Vdc와 -Vdc일 때만 도통하고

고전압 소자를 사용하기 때문에 대칭 NPC 구조에 비하여 각 소자의

도통 손실이 크다. 그러나 NPC구조의 경우 상(S1, S5)•하(S4, S8)단

스위치로 사용되는 저전압 스위치가 직렬로 연결되므로 전체 도통

손실은 T-타입 구조가 적다. 하지만 중단 스위치의 경우 대칭 NPC

구조와는 다르게 출력전압이 –Vdc/2, 0, Vdc/2일 때만 도통하므로

상대적으로 도통 손실이 작다.

대칭 NPC의 경우와 동일하게 역률이 1에 가까운 상황을 가정하면

Vdc와 -Vdc일 때 스위칭 하는 상•하단 스위치의 스위칭 손실이 크게

발생할 것이다. 특히, T-타입의 경우 상•하단 스위치로 고전압 소자를

사용하기 때문에 대칭 NPC 구조에 비해서 스위칭 손실이 더 크다. 중단

스위치의 경우 여전히 전류의 크기가 낮은 구간에서 주로 스위칭을 하기

때문에 스위칭 손실은 상대적으로 작다.

지금까지 분석한 것처럼 셀의 구조에 따라서 손실 분포가 다르기

때문에 3.4절에서 반도체 손실 시뮬레이션을 통해서 각 회로 방식의

장단점을 비교, 분석 한다.

3.2.2 하이브리드 구조(Hybrid Type)

3레벨 레그를 H-Bridge형태로 구성해서 5레벨 출력을 낼 수 있을 뿐만

아니라 3레벨 레그와 2레벨 레그를 혼성(Hybrid)하여 H-Bridge형태로

구성하여도 5레벨 출력을 얻을 수 있다.

28

Vdc/2

P N

Vdc/2

S1

S2

S3

S4

S5

S6

D1

D2

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

(a) (b)

그림 3.6 하이브리드 NPC(Hybrid NPC) 구조와 하이브리드 T-타입(Hybrid

T-Type) 구조를 이용한 셀

[그림 3.6(a)]는 NPC 레그와 2레벨 레그를 H-Bridge 형태로 셀을 구성한

하이브리드 NPC 구조이고 [그림3.6(b)]는 T-타입 레그와 2레벨 레그를 H-

Bridge 형태로 셀을 구성한 하이브리드 T-타입 구조이다. 하이브리드

타입의 경우 대칭 구조에 비해서 소자의 개수를 적게 사용하고도 동일한

5레벨 출력을 내보낼 수 있다는 장점을 가지고 있다. 하지만 한 셀에서

쓰이는 레그의 형태가 다르기 때문에 레그 별로 주변 회로를 다르게

설계해야 한다는 단점이 있고, 스위칭 특성과 도통 특성이 다르기

때문에 각각의 손실 분포를 고려하여 방열 설계를 해야 한다는 단점을

가지고 있다.

29

표 3. 2 셀 구조 별 사용 소자 개수(개)

하이브리드 구조의 도통 특성과 손실 특성을 살펴보기 위하여 출력

전압 별 도통 경로를 표시하면 다음 [그림 3.7]과 같다.

대칭 NPC 대칭 T-Type하이브리드

NPC 하이브리드

T-Type

저전압 IGBT 8 4 4 2

고전압 IGBT 0 4 2 4

저전압 Diode 4 0 2 0

30

(a) (b)

(c-1) (c-2)

(d) (e)

그림 3.7 하이브리드 NPC 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자 도통

특성 (a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

31

(a) (b)

Vdc/2

P N

Vdc/2

S1

S2

S3

S4

S5

S6

D1

D2

(c-1) (c-2)

Vdc/2

P N

Vdc/2

S1

S2

S3

S4

S5

S6

D1

D2

(d) (e)

그림 3.8 하이브리드 NPC 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자 도통

특성 (a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

32

[그림 3.7]과 [그림 3.8]은 각각 하이브리드 NPC 구조에서 각각 출력

전류가 양일 때와 음일 때 출력 전압 별 소자 도통 특성을 나타낸

그림이다. 2레벨 레그(S5, S6)는 출력 전압의 부호에 따라 양의 출력

전압일 경우 S6이 도통하고 음의 출력 전압일 경우 S5가 도통하게 된다.

따라서 정현파 전압 지령을 가정하면 S5와 S6는 출력 전압 주기당

한번씩 스위칭을 하기 때문에 스위칭 손실은 거의 없다. 반면에 각각의

스위치는 반 주기 동안 계속 도통하고 있으므로 도통 손실은 상대적으로

크다.

3레벨 레그는 3.2.1절의 대칭 NPC 구조에서 설명했던 특성과 동일하게

나타나 T-타입 구조에 비해 중단 스위치의 도통 손실이 크고, 상•하단

스위치의 스위칭 손실이 상대적으로 작은 특성을 나타낸다.

33

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

(a) (b)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

(c-1) (c-2)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

(d) (e)

그림 3.9 하이브리드 T-타입 구조에서 iNP>0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자

도통 특성 (a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

34

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

(a) (b)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

(c-1) (c-2)

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

Vdc/2

P

N

Vdc/2

S1

S2S3

S4

S5

S6

(d) (e)

그림 3.10 하이브리드 T-타입 구조에서 iNP<0 일 때, 출력 전압(VPN) 별 소자

도통 특성 (a) Vdc (b) Vdc/2 (c) 0 (d) –Vdc/2 (e)-Vdc

[그림 3.9]와 [그림 3.10]은 각각 전류 방향이 양과 음일 때 출력 전압에

35

따른 소자 도통 특성을 나타낸 그림이다. 하이브리드 NPC에서 설명했던

것처럼 하이브리드 T-타입 역시 2레벨 레그는 스위칭 손실은 매우 작은

반면에 도통 손실은 크다.

또한 3레벨 레그 역시 대칭 T-타입 구조에서 설명했던 특성과 동일한

특성을 보여, NPC 구조에 비해 상•하단 소자의 스위칭 손실은

상대적으로 큰데 반해, 중단 소자의 도통 손실이 상대적으로 작다는

특징을 가지고 있다.

3.3 제안된 5-레벨 H-Bridge의 PWM 방식 분석

3.2 절에서는 5레벨 H-Bridge를 셀 구조로 제안하였고 각 구조에서

출력 전압 별 소자의 도통 특성을 분석하여 스위칭 손실과 도통 손실

분포에 대하여 설명하였다. 동일한 셀 구조를 사용한다고 하더라도

PWM 방식에 따라서도 출력 특성과 손실 분포 특성이 달라질 수 있다.

흔히 쓰이는 2레벨 인버터의 삼각파 비교 변조 방식은 하나의

삼각파와 지령 전압의 크기를 비교하여 변조(Modulation)하는 방식이다.

하이브리드 타입 셀 구조의 경우 2레벨 레그를 포함하고 있기 때문에 이

방식을 사용하여 변조해야 한다.

반면에 멀티레벨 인버터는 다수의 삼각파(Multi-carrier wave)를

이용하여 지령 전압과 비교하는 PWM 방식을 이용한다. 삼각파 비교

방식을 이용해 m레벨 레그를 변조할 경우 (m-1)개의 삼각파가 필요하다.

이 때 사용되는 (m-1)개의 삼각파들 사이의 관계에 따라서 In-Phase

Disposition(IPD), Alternative Phase Opposite Disposition(APOD), Phase Opposite

Disposition(POD) 3가지 방식이 있다[21]. 5레벨 레그 변조 시의 각 방식의

삼각파를 [그림 3.11]에 나타내었다.

36

(a) In-Phase Disposition (IPD)

(b) Alternative Phase Opposite Disposition (APOD)

(c) Phase Opposite Disposition (POD)

그림 3.11 5레벨 레그 변조를 위한 세 가지 삼각파 비교 변조 방식

37

세 가지 방식 중 IPD변조 방식이 고조파 특성이 가장 좋다고 알려져

있기 때문에[22] 제안된 셀 구조에서 사용되는 3레벨 레그를 변조하기

위하여 [그림 3.11(a)]와 같은 IPD 방식의 삼각파를 사용하기로 한다.

제안된 대칭 구조는 동일한 3레벨 레그 2개로 구성 되어 있다. 한

상만 고려를 하면 셀 당 8개의 스위칭 소자로 이루어져 있지만 2개씩

상보적(Complementary)으로 스위칭이 이루지기 때문에 4개의 독립적인

게이팅(Gating) 신호가 필요하다([그림 3.1]에서 (S1, S3), (S2, S4), (S5, S7),

(S6, S8)의 쌍이 상보적으로 동작함). 앞에서 설명하였듯이 각 레그는 IPD

방식을 사용하여 PWM한다고 하여도, 레그 간 삼각파의 관계에 따라서

레벨 천이 PWM(Level-Shifted PWM, LS-PWM) 방식과 위상 천이

PWM(Phase-Shifted PWM, PS-PWM)으로 다시 나눌 수 있다.

제안된 하이브리드 구조는 3레벨 레그와 2레벨 레그가 사용되기

때문에 상보적인 3개의 스위치 쌍으로 이루어져 있으므로 총 3개의

독립적인 게이트 신호가 필요하다([그림 3.6]의 (S1, S3), (S2, S4), (S5, S6)).

하이브리드 구조는 두 레그의 역할이 다르기 때문에 한 가지 변조

방식만 존재하며 이 때 사용된 PWM 방식을 본 논문에서는 하이브리드

PWM이라고 한다.

3.3.1 레벨 천이 PWM (Level-shifted PWM)

LS-PWM은 두 레그 간에서 사용된 삼각파의 주파수와 위상은

동일하고 서로의 레벨을 다르게 하여 사용하는 방식이다. 이를 그림으로

나타내면 [그림 3.12]와 같다.

38

그림 3.12 LS-PWM 이용 시 삼각파와 지령

전압( 900[ ], 60[ ]carr reff Hz f Hz )

LS-PWM의 경우 지령 전압의 크기에 따라 모든 구간에서 하나의

삼각파만 관여하므로 인버터/컨버터의 스위칭 주파수( , )는 삼각파의

주파수( )와 동일하다.

,sw inv carrf f (3.1)

각 소자의 스위칭 주파수( ,dev)는 지령 전압의 크기에 따라 스위칭

하는 소자가 다르기 때문에 평균적인 소자의 스위칭 주파수는 다음과

같이 나타낼 수 있다.

, / 4sw dev carrf f (3.2)

LS-PWM은 소자 별로 도통 시간이 모두 다르고, 그 결과 손실 분포도

다르다. 방열 설계 시, 가장 열이 많이 발생하는 소자를 기준으로 설계를

해야 하기 때문에 이러한 점에서 손실의 불균형은 단점으로 나타난다.

하지만 역할을 일정 시간 별로 바꿔가면서 사용하는 Rotating Switching

Pattern 방식으로 이러한 단점을 줄일 수 있다[23].

39

3.3.2 위상 천이 PWM (Phase-shifted PWM)

LS-PWM과는 달리 PS-PWM은 두 레그 간에 사용된 삼각파의 주파수와

크기는 같지만 위상을 180°인터리빙(Interleaving)하여 변조하는 방식이다.

이를 그림으로 나타내면 [그림 3.13]과 같다.

Vol

tage

[V]

그림 3.13 PS-PWM 이용 시 삼각파와 지령

전압( 900[ ], 60[ ]carr reff Hz f Hz )

PS-PWM는 레그 간 인터리빙에 의하여 모든 구간에서 두 개의

삼각파가 관여하므로 인버터의 스위칭 주파수( , )는 삼각파

주파수( )의 2배이다.

, 2sw inv carrf f (3.3)

하나의 소자가 지령 전압의 1/2 영역에 해당하는 부분만 스위칭 하고

나머지 영역은 스위칭 하지 않으므로 평균적인 소자의 스위칭

주파수( , e )는 삼각파 주파수( )의 1/2배이다.

, / 2sw dev carrf f (3.4)

LS-PWM과 달리 PS-PWM은 두 레그 간 인터리빙만 있을 뿐, 두 레그가

수행하는 역할이 동일하기 때문에 주기당 도통 시간과 손실 분포가

40

동일하다. PS-PWM은 그 방법 자체가 균형적인 손실 분포 특성을

보이므로 레그 간 불균형 발열에 대한 추가적인 고려가 필요 없다는

장점이 있다.

하지만 참고문헌[21]에 의하면 같은 소자의 스위칭 주파수 조건에서

변조 지수(Modulation Index, MI)에 따른 LS-PWM 과 PS-PWM 방식의

선간 전압 총고조파 왜곡율(Total Harmonic Distortion, THD)을 비교했을 때,

LS-PWM방식이 모든 변조 지수 영역에서 선간 전압 THD가 낮게 나오기

때문에 고조파 특성이 좋다는 것을 알 수 있다.

결론적으로 LS-PWM 방식은 PS-PWM 방식에 비해 좋은 고조파 특성을

가지고 있는 반면에 손실이 불균형적으로 분포하여 이에 대한 추가적인

고려가 필요하다는 특징을 가진다.

3.3.3 하이브리드 PWM (Hybrid PWM)

하이브리드 구조를 사용할 경우 2레벨 레그는 지령 전압의 부호에

따라서 스위칭 하고 3레벨 레그는 지령 전압에서 2레벨 레그에서

출력하는 성분을 제외한 나머지 성분을 IPD 방식을 이용하여 출력한다.

이를 그림으로 표현하면 [그림 3.14]와 같다.

(a) 하이브리드 PWM(2레벨 레그)

41

(b) 하이브리드 PWM(3레벨 레그)

그림 3.14 하이브리드 PWM 방식 (a) 2레벨 레그 (b) 3레벨 레그

( 900[ ], 60[ ]carr reff Hz f Hz )

[그림 3.12]와 [그림 3.14(b)]의 지령 전압과 삼각파 사이의 관계를

살펴보면 순시적으로 동일하다는 것을 알 수 있다. 따라서 하이브리드

PWM을 사용했을 때의 인버터 출력 특성은 LS-PWM을 사용했을 때의

인버터 출력 특성과 동일하다. 하이브리드 PWM 역시 지령 전압의

크기에 따라 모든 영역에서 하나의 삼각파만 관여하므로 인버터의

스위칭 주파수는 삼각파의 주파수와 동일하다.

,sw inv carrf f (3.5)

소자의 스위칭을 고려해 보면, 2레벨 레그는 한 주기당 한번만 스위칭을

하게 된다. 반면에 3레벨 레그는 하나의 소자가 지령 전압의 1/2 영역에

해당하는 영역을 스위칭을 하므로 평균적인 소자의 스위칭 주파수는

삼각파 주파수의 1/2 이다.

, (2 )

, (3 ) / 2

sw dev Level ref

sw dev Level carr

f f

f f

(3.6)

42

3.4 반도체 손실 시뮬레이션 비교

3.2절과 3.3절에서 제안한 셀 구조와 PWM 방식을 조합하면 2개의

대칭 구조는 LS-PWM과 PS-PWM을 각각 사용할 수 있고, 2개의

하이브리드 구조는 하이브리드 PWM 방식을 사용할 수 있으므로 총

6개의 조합이 나오게 된다. 총 6가지 경우에 대해서 전력전자 회로 전용

시뮬레이션 프로그램인 PLECS의 반도체 손실 시뮬레이션을 이용하여

출력 특성과 손실 분포, 효율 등을 비교할 수 있다.

일반적인 전동기 구동 시스템의 경우 출력 측 부하의 고조파

전류보다는 입력 측 계통 연계 규정을 준수할 수 있도록 입력 측 고조파

전류를 고려해야 한다. 따라서 합리적인 비교를 위하여 인버터 측

특성보다는 컨버터 측 특성을 사용하여 비교하였다.

그림 3.15 IEEE519-1992 계통 연계 규정

[그림 3.15]는 계통 고조파에 대한 대표적인 계통 연계 규정인

IEEE519-1992 이다. 여러 가지 /sc LI I 에 따라서 규제치가 달라지는데,

통상적으로 산업체에서 전동기 구동용 응용 분야에서는

43

50 / 100sc LI I 에 해당하는 규정을 주로 사용하는 것으로 알려져

있다[24]. 따라서 6가지 셀 구조와 PWM 방식의 조합에 대해서

50 / 100sc LI I 의 규정을 100차 고조파 이내에서 만족하는 스위칭

주파수를 찾아 그 때의 전체 손실과 효율, 손실 분포를 비교한다.

또한 산업체에서 널리 쓰이는 3.3kV와 6.6kV의 전동기를 구동하는

시스템을 모의 하기 위해서는 3.1절에서 살펴 보았듯이, 상당 셀을 2개

연결한 경우와 상당 셀을 3개 연결한 경우에 대해서 분석한다.

3.4.1 상당 모듈 2개 연결

3.3kV 전동기를 구동하는 시스템을 모의하기 위하여 구성한 회로는

다음 그림과 같다.

gR

gR

gL

gL

22.9kV

gR gL

gR gL

gR gL

gR gL

1900dcV V

1900dcV V

1900dcV V

그림 3.16 상당 모듈 2개 연결 시 회로방식 비교를 위한 시뮬레이션 회로

44

표 3. 3 2단 연결 시뮬레이션에서 사용한 제 정수

용량 1.25*(2/3)[MVA]

계통 선간 전압 22900[Vrms]/1146[Vrms]

계통 주파수 60[Hz]

계통 저항(Rg)(1차 + 2차) 113.6[mΩ]=0.012[p.u.]

계통 인덕턴스(Lg)(1차 + 2차) 1.5[mH]=0.06[p.u.]

역률 1

시뮬레이션 방법은 [그림 3.16]과 같은 회로를 구성하여 제안된 셀

구조와 PWM 방식에 따라서 목표한 계통 규정인 [그림 3.15]의 규정을

만족할 때의 삼각파 주파수를 찾고, 각 소자의 스위칭 손실과 도통

손실을 합친 전체 손실을 분석하였다. [그림 3.17], [그림 3.18], [그림

3.19]는 제안한 셀 구조와 PWM 방식을 사용했을 때의 손실 분포를

나타내며, 소자 옆에 쓰인 숫자는 각 소자의 도통 손실과 스위칭 손실의

합인 전체 손실을 나타낸다.

(a) (b)

그림 3.17 대칭 NPC 구조 사용 시 소자 별 전체 손실 (a) LS-PWM (b) PS-

PWM

[그림 3.17]은 대칭 NPC 구조에서 LS-PWM과 PS-PWM을 사용하였을

때의 손실 분포에 대해서 나타낸 그림이다. LS-PWM의 경우 PS-PWM의

45

경우와는 달리 레그 별로 스위칭 하는 구간이 다르기 때문에 손실

분포에 있어서 레그 간에 차이가 발생한다. 하지만 PS-PWM은 두

레그가 스위칭 하는 구간이 동일하기 때문에 레그 간 손실 분포의

차이가 거의 없다.

그리고 NPC 레그의 경우 3.2절에서 살펴본 바와 같이 스위칭 손실은

상•하단 스위치가 더 크고, 도통 손실은 중단 스위치가 크기 때문에

상•하단 스위치와 중단 스위치 간의 전체 손실 분포 차이가 적어 손실

균형이 잘 이루어 진다는 특징이 있다.

(a) (b) 그림 3.18 대칭 T-타입 구조 사용 시 소자 별 전체 손실 (a) LS-PWM (b)

PS-PWM

[그림 3.18]은 대칭 T-타입 구조에서 LS-PWM과 PS-PWM을 사용하였을

때의 손실 분포에 대해서 나타낸 그림이다. 대칭 NPC의 경우와

마찬가지로 LS-PWM은 레그 별 손실 분포가 다르고, PS-PWM은 레그 별

손실 분포가 거의 동일하다는 것을 알 수 있다. 하지만 T-타입 레그의

경우 NPC 레그와는 달리 스위칭 손실과 도통 손실 모두 상•하단

스위치가 크기 때문에 상•하단 스위치와 중단 스위치 간의 전체 손실

분포의 차이가 크다는 단점을 가지고 있다.

46

(a) (b)

그림 3.19 하이브리드 PWM 사용 시 소자 별 전체 손실 분포 (a) 하이브리드

NPC 구조 (b) 하이브리드 T-타입 구조

[그림 3.19]는 두 종류의 하이브리드 구조를 사용하였을 때의 전체 손실

분포를 나타낸 그림이다. [그림 3.19(a)]와 [그림 3.19(b)]의 2레벨 레그는

고전압 소자가 반주기 동안 항상 도통하고 있기 때문에 비교적 높은

도통 손실을 가지고 있지만 스위칭 손실이 없다. 3레벨 레그의 손실

분포는 각각 NPC 레그와 T-타입 레그의 손실 분포 특성을 가지고 있다.

표 3.4 전체 입력 측 컨버터의 출력 전류 THD, 손실 특성 및 효율

셀 구조 THDi[%] fcarr[Hz]SW

Loss[W]

CON

Loss[W]

Total

Loss[W]Efficiency[%]

대칭 NPC(LS) 1.60 3180 1984 4902 6886 99.18

대칭 NPC(PS) 1.79 1620 1970 4898 6868 99.18

대칭 T-타입(LS) 1.60 3180 3840 4592 8432 99.00

대칭 T-타입(PS) 1.79 1620 3822 4588 8410 99.00

하이브리드 NPC 1.60 3180 2012 4692 6704 99.20

하이브리드 T-타입 1.60 3180 3730 4562 8292 99.01

(THDi : 출력 전류 THD, fcarr : 삼각파 주파수, SW Loss : 스위칭 손실, CON Loss : 도통

47

손실, Total Loss : 스위칭 손실과 도통 손실의 합)

[표 3.4]에 각각의 셀 구조에 대해서 3상 전체 입력 측 컨버터의 출력

전류 THD, 손실 특성 및 효율을 나타내었다. 3.2절에서 언급하였듯이,

NPC 구조와 T-타입 구조의 PWM 방식이 동일하다면 전체 컨버터의

출력 특성은 동일하다.

PS-PWM의 전체 컨버터의 스위칭 주파수는 삼각파 주파수의 2배인

3240[Hz]이고 LS-PWM과 하이브리드 PWM의 전체 컨버터 스위칭

주파수는 삼각파 주파수와 동일한 3180[Hz]로 PS-PWM의 컨버터 스위칭

주파수가 높기 때문에 출력 전류의 THD는 낮게 나온다. 그러나 두 경우

모두 목표한 규정인 THD 12% 보다는 훨씬 낮은 값이기 때문에 그

차이는 크게 중요하지 않다.

2단 연결을 했을 경우 전체 효율 측면에서 LS-PWM과 PS-PWM의

차이가 크지 않은 것으로 나왔다. T-타입 구조에 비해서 NPC 구조가

전체 효율과 손실 분포 측면에서 더 좋은 특성을 보이고 있다. 따라서

전체 6가지 경우 중에서 전체 효율이 가장 우수한 셀 구조는 하이브리드

NPC 구조이고, 전체 효율이 가장 나쁜 셀 구조는 대칭 T-타입(LS-PWM)

구조이다.

48

3.4.2 상당 모듈 3개 연결

6.6kV 전동기를 구동하는 시스템을 모의하기 위하여 구성한 회로는

[그림 3.20]과 같다.

gR

gR

gL

gL

22.9kV

gR gL

A Phase

B Phase

C Phase

gR gL

gR gL

gR gL

gR gL

gR gL

gR gL

Constant Voltage Source

Constant Voltage Source

Constant Voltage Source

1900dcV V

1900dcV V

1900dcV V

그림 3.20 상당 모듈 2개 연결 시 회로방식 비교를 위한 시뮬레이션 회로

49

표 3. 5 3단 연결 시뮬레이션에서 사용한 제 정수

용량 1.25*(3/3)[MVA]

계통 선간 전압 22900[Vrms]/1146[Vrms]

계통 주파수 60[Hz]

계통 저항(Rg)(1차 + 2차) 113.6[mΩ]=0.012[p.u.]

계통 인덕턴스(Lg)(1차 + 2차) 1.5[mH]=0.06[p.u.]

역률 1

시뮬레이션 방법은 3.4.1에서와 동일하게 [그림 3.20]과 같은 회로를

구성하여 제안된 셀 구조와 PWM 방식에 따라서 목표한 계통 규정인

[그림 3.15]의 규정을 만족할 때의 삼각파 주파수를 찾아, 그 조건

에서의 손실 특성을 비교한다. 셀 내부 각 소자의 스위칭 손실과 도통

손실의 분포 특성은 3.4.1의 경우와 동일하기 때문에 전체 입력 측

컨버터의 출력 전류 THD, 손실 특성 및 효율에 대해서만 분석한다.

표 3.6 전체 입력 측 컨버터의 출력 전류 THD, 손실 특성 및 효율

셀 구조 THDi[%] fcarr[Hz]SW

Loss[W]

CON

Loss[W]

Total

Loss[W]Efficiency[%]

대칭 NPC(LS) 1.92 1620 1608 7389 8997 99.29

대칭 NPC(PS) 1.17 1620 2922 7278 10200 99.19

대칭 T-타입(LS) 1.92 1620 2916 6954 9870 99.22

대칭 T-타입(PS) 1.17 1620 5730 6873 12603 99.00

하이브리드 NPC 1.92 1620 1572 7098 8670 99.31

하이브리드 T-타입 1.92 1620 2898 6903 9801 99.22

(THDi : 출력 전류 THD, fcarr : 삼각파 주파수, SW Loss : 스위칭 손실, CON Loss : 도통

손실, Total Loss : 스위칭 손실과 도통 손실의 합)

[표 3.6]의 결과를 보면 전체 효율이 가장 높은 셀 구조는 하이브리드

50

NPC 구조이고, 가장 효율이 낮은 셀 구조는 대칭 T-타입(PS)구조이다.

LS-PWM의 경우 3단 구성을 하면 2단 구성을 했을 때에 비해 낮은

삼각파 주파수를 이용해서도 계통 규정을 만족시킬 수 있다는 결과가

나왔다. 그 결과 동일한 셀 구조를 사용하였을 때, LS-PWM을 사용하면

PS-PWM을 사용했을 때보다 효율이 높다.

이는 컨버터의 각 셀간 인터리빙 효과에 의한 결과이다. 각 상의

컨버터의 출력 전류가 입력 측 변압기에 의하여 합쳐진 전류가 계통

전류에 나타나기 때문에 셀 간 인터리빙을 통하여 고조파 성분을 상쇄

시킬 수 있다.

PS-PWM의 경우 레그 간 인터리빙과 셀 간 인터리빙 효과에 의하여

2단으로 연결할 경우 4의 배수 스위칭 고조파 성분을 제외한 나머지

스위칭 고조파 성분을 상쇄 시킬 수 있고, 3단으로 연결할 경우 6의 배수

스위칭 고조파 성분을 제외한 나머지 스위칭 고조파 성분을 상쇄 시킬

수 있다.

반면, LS-PWM의 경우 셀 간 인터리빙 효과에 의하여 2단으로 연결할

경우 2의 배수 스위칭 고조파 성분을 제외한 나머지 스위칭 고조파

성분을 상쇄 시킬 수 있고, 3단으로 연결할 경우 3의 배수 스위칭 성분을

제외한 나머지 스위칭 고조파 성분을 상쇄 시킬 수 있다.

컨버터 출력 전류의 주파수성분을 분석하기 위하여 FFT(Fast Fourier

Transform)하면 [그림 3.21]에 표시한 바와 같다.

51

Harmonics0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

0

0.02

0.04

0.06

0.08

0.1

0.12

0.14

0.16

0.18

0.2FFT of Converter Current

GridCurrentIEEE519-1992(50<Isc/Il<100)

First Switching Frequency Harmonics

Second Switching Frequency Harmonics

그림 3.21 fcarr = 1620[Hz]일 때, 컨버터 출력 전류의 FFT 결과

[그림 3.21]에서 볼 수 있듯이, 컨버터 출력 전류의 고조파 성분 중에서

목표한 규정을 만족시키지 못하는 고조파 성분은 스위칭 주파수 성분과

2배 스위칭 주파수 성분이다. PS-PWM은 2단 연결만 하더라도

인터리빙에 의하여 출력 전류의 2배 스위칭 주파수 성분을 제거할 수

있지만, LS-PMW은 3단 연결 이상을 해야 출력 전류의 2배 스위칭

주파수 성분을 제거할 수 있다.

따라서 2단 연결을 할 경우, LS-PWM과 PS-PWM의 전체 효율은 거의

비슷하게 나오지만 PS-PWM의 손실 분포 특성이 좋기 때문에 PS-

PWM이 유리하다. 하지만 3단 연결 이상을 할 경우, LS-PWM의 전체

효율이 높기 때문에 LS-PWM이 유리하다.

결론적으로, 2단 연결했을 때와 3단 연결 했을 때 모두 전체 효율은

하이브리드 NPC 구조가 가장 높게 나왔다. 하지만 그 차이가 대칭 NPC

구조와 별 차이가 없기 때문에 대칭 NPC 구조도 역시 전체 효율의

52

측면에서 보았을 때 우수하다고 할 수 있다.

또 손실 분포를 보았을 때, 하이브리드 NPC는 사용된 레그의 종류가

다르기 때문에 레그 간 손실 분포가 다르지만 대칭 NPC 구조는 동일한

두 개의 레그가 사용되었기 때문에 레그 간 손실이 동일하다. 뿐만

아니라, 하이브리드 NPC 구조의 경우 고전압 소자가 사용되어야 하는

반면에 대칭 NPC 구조는 동일한 저전압 소자만 사용되므로 가격 경쟁력

측면에서 더 유리할 것으로 생각된다. 따라서 전체 효율, 손실 분포,

가격 경쟁력 등을 종합적으로 고려하였을 때 대칭 NPC 구조가 단상

입출력 5-레벨 CHB 구조에서 사용될 수 있는 셀 구조 중에서 가장

적합하다고 생각 된다.

53

제 4 장 제안된 단상 입출력 5-레벨 Cascaded H-

Bridge 고전압 전동기 구동용 컨버터 직류단

전압 제어

교류 전원으로부터 직류 전압을 얻기 위해 PWM 승압형 정류기(PWM

boost rectifier)가 폭넓게 이용되고 있다. PWM 승압형 정류기는 교류 전원

의 전류를 비교적 THD가 낮은 정현파로 유지할 수 있고 역률을 진상

(Leading)에서 지상(Lagging)까지 광범위하게 제어할 수 있다는 장점을 가

지고 있다. 뿐만 아니라 양방향 전력 전송이 가능하기 때문에 회생운전

이 필요한 응용 분야에서 널리 사용되고 있다[25]. 일반적인 경우 3상 교

류 전원와 PWM 승압형 정류기를 사용한 전력 변환 회로의 등가 회로를

나타내면 [그림 4.1]과 같다.

fL

fL

fL

sL

sL

sL

asi

bsi

csi

그림 4.1 PWM 3상 교류 전원과 PWM 승압형 정류기의 등가 회로

[그림 4.1]의 sL 와 fL 는 각각 전원 내부의 등가 인덕턴스(Inductance)와

시스템에서 컨버터의 스위칭 전류를 억제하기 위하여 별도로 추가한 인

54

덕터의 인덕턴스를 나타낸다. PWM 승압형 컨버터가 합성하는 전압은 3

상 교류 전원의 전압식을 이용하여 다음과 같이 표시 할 수 있다.

aAs f as

bBs f bs

cCs f cs

div L v

dtdi

v L vdtdi

v L vdt

. (4.1)

식 (4.1)을 좌표 변환을 이용하여 동기 좌표계에서 나타내면 다음 식과

같다.

ee e ed

d e f q f ds

eqe e e

q e f d f qs

die L i L e

dt

die L i L e

dt

. (4.2)

식 (4.2)에서 ede 와 e

qe 는 동기 좌표계 상에서의 전원 전압, edse 와 e

qse

는 동기 좌표계 상에서의 PWM 승압형 컨버터가 합성하는 전압을 나타

낸다. edi 와 e

qi 는 전원에서 PWM 승압형 컨버터 방향으로 들어가는 전

류를 동기 좌표계 상에 표현한 값이다.

일반적으로 3상 교류 전원 입력을 이용하여 정류하는 경우 3상 유효 전

력의 합이 입력 전력이 되고, 입력 전력을 이용하여 직류단 전압을 제어

한다. 3상 유효 전력의 합을 표시하면 다음 식과 같다.

3 3

( ) ( )2 23

2

in as as bs bs cs cs

s s s s e e e eq q d d q q d d

eq

P v i v i v i

e i e i e i e i

Ei

. (4.3)

식 (4.3)에서 E는 전원 전압의 상전압 최대치(Peak value)이다. 식 (4.3)에

서 알 수 있듯이 전원 전압의 크기가 일정하다고 가정할 때, 동기 좌표

계 상의 q축 전류를 제어함으로써 전원 측에서 공급되는 입력 전력을 제

55

어할 수 있다.

하지만 이는 3상 입력을 사용할 경우에 해당하며, 본 논문에서 목표하

는 단상 입력을 사용하여 직류단 전압을 제어할 경우에는 각 상의 입력

전력을 이용하여 각 상의 직류단 전압을 제어해야 하므로 일반적인 경우

와 다른 시스템 모델링이 필요하다.

4.1 시스템 모델링

일반적으로 컨버터가 출력할 수 있는 전압을 정상분(Positive sequence),

역상분(Negative sequence), 영상분(Zero sequence) 총 세 가지 성분으로 나

누어서 분석할 수 있다. 3상 3선식 시스템에서 부하 중성점 연결이 없으

면 영상분 전압은 부하에 인가되지 않으므로 영상분 전압과 전류는 무시

할 수 있다. 따라서 3상 교류 전원과 컨버터 출력 전압을 정상분과 역상

분으로 나누어서 등가 회로로 표현하면 [그림 4.2]와 같다.

grid s fL L L

grid s fL L L

grid s fL L L

agv

bgv

cgv

,a posv

,b posv

,c posv

,a negv

,b negv

,c negv

asi

bsi

csi

그림 4.2 3상 교류 전원과 컨버터 출력 전압(정상분, 역상분)의 등가 회로

[그림 4.2]에서 ,abc posv 와 ,abc negv 는 각각 컨버터 출력 전압의 정상분과

역상분을 나타낸다. gridL 는 [그림 4.1]의 sL 와 fL 의 합을 나타낸다. 이

56

때 컨버터에서 출력하는 전압은 다음 식과 같이 표현할 수 있다.

, ,

, ,

, ,

sin( )

2sin( )

32

sin( )3

a pos m pos pos

b pos m pos pos

c pos m pos pos

v V t

v V t

v V t

. (4.4)

식 (4.4)에서 ,m posV 와 pos 는 각각 컨버터 정상분 전압의 크기와 초기각

을 나타낸다.

, ,

, ,

, ,

sin( )

2sin( )

32

sin( )3

a neg m neg neg

b neg m neg neg

c neg m neg neg

v V t

v V t

v V t

. (4.5)

식 (4.5)에서 ,m negV 와 neg 는 각각 컨버터 역상분 전압의 크기와 초기각

을 나타낸다. 이 때 컨버터 출력 전류는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

, , ,

, , ,

, , ,

sin( ) sin( )2

2sin( ) sin( )

3 62 5

sin( ) sin( )3 6

as m pos i pos m neg neg

bs m pos i pos m neg neg

cs m pos i pos m neg neg

i I t I t

i I t I t

i I t I t

. (4.6)

식 (4.6)에서 ,m posI , ,m negI , ,i pos 는 각각 정상분 전류의 크기, 역상분

전류의 크기, 정상분 전류의 초기각을 나타낸다. 전원 전압에 정상분 전

압만 있다고 가정하였을 때, 역상분 성분에 대해서는 컨버터의 역상분

출력 성분과 회로의 인덕턴스( gridL ) 만 존재하므로 역상분 전류의 초기

각은 역상분 전압보다 2

만큼 늦어지게 된다.

식 (4.4), (4.5), (4.6)의 관계를 이용하여 입력 전력을 정상분 전압과 정상

분 전류, 정상분 전압과 역상분 전류, 역상분 전압과 정상분 전류, 역상

57

분 전압과 역상분 전류에 의한 총 네 가지 성분으로 나누어서 살펴볼 수

있다. 첫 번째로 정상분 전압과 정상분 전류에 의하여 생기는 평균 입력

전력은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

, , , ,

, , , ,

, , , ,

1cos( )

21

cos( )21

cos( )2

a pos m pos m pos pos i pos

b pos m pos m pos pos i pos

c pos m pos m pos pos i pos

P V I

P V I

P V I

. (4.7)

, , , , , , ,

3cos( )

2in pos a pos b pos c pos m pos m pos pos i posP P P P V I (4.8)

정상분 전압과 정상분 전류에 의하여 생기는 각 상의 평균 입력 전력은

식 (4.7)과 같이 나타낼 수 있으며, 식 (4.8)과 같이 평균 입력 전력의 3

상 합이 0이 아닌 값이 나온다. 만약 각 상 인버터 출력 전력이 정확히

동일하다고 가정하면 상간 직류단 전압의 균형이 유지 되지만, 각 상의

직류단 전압은 서로 독립적으로 존재하며 일반적으로 상간 인버터 출력

전력에는 차이가 존재하므로 상간 직류단 전압의 균형이 유지 되기 힘들

다. 따라서 계속적으로 직류단 전압의 균형을 유지하기 위하여, 먼저 식

(4.7)과 같이 정상분 전압과 정상분 전류에 의하여 생긴 평균 입력 전력

은 3상 직류단 전압 전체의 평균값을 제어하는데 사용한다.

다음으로 정상분 전압과 역상분 전류, 역상분 전압과 정상분 전류에 의

해서 생기는 평균 입력 전력은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

, , , , , ,

, , , , , ,

, , , , ,

1 1cos( ) cos( )

2 2 21 4 1 4

cos( ) cos( )2 2 3 2 31 4 1

cos( )2 2 3 2

a neg m pos m neg neg pos m neg m pos i pos neg

b neg m pos m neg neg pos m neg m pos i pos neg

c neg m pos m neg neg pos m neg m

P V I V I

P V I V I

P V I V I

,

4cos( )

3pos i pos neg

(4.9)

, , , , 0in neg a neg b neg c negP P P P . (4.10)

58

정상분 전압과 역상분 전류, 역상분 전압과 정상분 전류에 의해서 생기

는 각 상의 평균 입력 전력은 식 (4.9)와 같이 나타낼 수 있으며, 식

(4.10)에서 볼 수 있듯이 평균 입력 전력의 3상 합은 0이다. 따라서 정상

분 전압과 역상분 전류, 역상분 전압과 정상분 전류에 의해서 생긴 평균

입력 전력은 3상 전체 전력의 입출력에는 영향이 없다. 하지만 각 상의

입력 전력에는 영향을 미치기 때문에 3상간에 순환하게하여 상간 직류단

전압 균형 제어에 사용할 수 있다.

세 번째로 역상분 전압과 역상분 전류에 의한 평균 입력 전력은 서로

위상이 90°만큼 차이가 나므로 두 성분에 의해서 생기는 평균 입력 전

력은 0이다.

, 2

, 2

, 2

0

0

0

a neg

b neg

c neg

P

P

P

. (4.11)

결론적으로 식 (4.8)에서 나타낸 것처럼 ,in posP 는 0이 아니므로 식 (4.8)

의 ,abc posP 를 이용하여 3상 직류단 전압의 평균값을 제어할 수 있고, 식

(4.10)에서 나타낸 것처럼 ,in negP 는 0이므로 식 (4.9)의 ,abc negP 를 이용하여

상간 직류단 전압의 불균형을 제어할 수 있다. 따라서 상간 직류단 전압

균형 제어를 위해서는 각 상에서 필요한 전력을 공급할 수 있는 역상분

전압 성분을 구해야 한다.

역상분 전압을 구하기 위하여 식 (4.5)의 ,m negV 와 neg 를 계산하여야 한

다. 이를 위해, 정상분 전압의 초기각을 0°라고 가정하고 [그림 4.2]와

같이 입력 전원과 컨버터 출력 전압 사이에 인덕턴스만 있다고 가정하면

다음과 같은 관계를 구할 수 있다.

,,0, m neg

pos m neg

VI

L

. (4.12)

59

식 (4.12)의 관계를 이용하여 식 (4.9)를 다시 전개하면 다음과 같다.

,, , , , ,

,, , , , ,

,, , , , ,

1 1cos( ) cos( )

2 2 2

1 5 1 4cos( ) cos( )

2 6 2 3

1 1 1cos( ) cos(

2 6 2

m nega neg m pos neg m neg m pos i pos neg

m negb neg m pos neg m neg m pos i pos neg

m negc neg m pos neg m neg m pos i pos

VP V V I

LV

P V V IL

VP V V I

L

4

)3neg

. (4.13)

식 (4.13)을 정지 좌표계 d-q 변환을 통해 나타내면 다음과 같다.

,,

,,

,

,, ,

,,

, ,

,

,

1 11

2 2 2

3 3 30

2 2

cos( ) cos( )1 22

sin( ) sin( )2

si1

2

a negd neg

b negq neg

c neg

m posneg m pos i pos neg

m negm pos

neg m pos i pos neg

m pos

m neg

PP

PP

P

VI

LVV

IL

V

LV

, ,

,, ,

n cos( )

cos sin( )

neg m pos i pos neg

m posneg m pos i pos neg

I

VI

L

. (4.14)

식 (4.14)에서 ,,

m posm pos

VI

L 를 가정할 수 있으므로, 다음과 같이 정리

할 수 있다.

60

,1

,

,,

,, ,

,

,, ,

tan ( )

2

sin cos( )

2

cos sin( )

d negneg

q neg

d negm neg

m posneg m pos i pos neg

q neg

m posneg m pos i pos neg

P

P

PV

VI

L

P

VI

L

. (4.15)

식 (4.15)를 통해서 구한 역상분 전압의 크기와 역상분 전압의 초기각을

이용하여 식 (4.5)에 대입하면 상간 직류단 전체 전압 균형 제어를 위해

필요한 역상분 전압을 구할 수 있다.

4.2 제어기 설계

4.2.1 3상 직류단 전압 평균값 제어기[25]

식 (4.7)과 (4.8)에서 살펴보았듯이, 정상분 전압과 정상분 전류에 의해

서 생긴 평균 입력 전력을 이용하여 3상 직류단 전압의 평균값을 제어할

수 있다.

_ _ _ _

1( )

3dc avg dc a dc b dc cV V V V (4.16)

식 (4.16)의 관계를 이용하여 3상 직류단 평균 전압을 구하고, 기준 전

압 지령과의 차이를 이용하여 정상분 q축 전류 지령을 계산할 수 있다. q

축 전류 지령은 일반적으로 전향보상(Feedforward)항과 직류단 전압의 오

차에 대한 궤환(Feedback)항의 합으로 이루어져 있다. 부하 측에서 소비

하는 전력의 추정치를 통하여 전향보상함으로써 제어의 동특성을 개선할

수 있다. 또한 궤환항은 3상 직류단 평균 전압의 오버슈트(Overshoot)를

61

방지하기 위하여 IP제어기를 사용하여 [그림 4.3]과 같은 제어기를 통하

여 얻을 수 있다.

*dcV

_dc avgV

, *qe posi

3

2

outP

E

1

s

그림 4.3 3상 직류단 전압 평균값 제어기 블록도

정상분 q축 전류 지령치는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

* *, _ _

3( ) ( * ) / ( )

2outqe pos dc dc avg p i dc dc avgi V V K K V V dt P E . (4.17)

3상 직류단 평균 전압에 관한 전력 방정식은 다음과 같다.

2

_

2dc avg

in out

dVCP P

dt . (4.18)

식 (4.17)에서 C는 직류단에 있는 전체 캐패시턴스(Capacitance)이고 inP

과 outP 은 각각 전체 입력 전력과 출력 전력이다. 만약 q축 전류 제어와

부하 측 소비 전력에 대한 전향 보상이 완벽하다고 가정하고, 선형 미분

방정식으로 해석하기 위해 동작점( doV ) 부근에서의 소신호 분석법을 이

용하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

_ * *0 _ _

3(( ) ( ) )

2dc avg

d dc dc avg p i dc dc avg

dVCV E V V K K V V dt

dt . (4.19)

식 (4.19)의 전달함수를 구하면,

62

2_ 0

* 2 2

2

0 0

32

( )

3 3( ) 22 2

i

dc avg d n

dc n np i

d d

EK

V s CV

V s s sEK EKs s

CV CV

. (4.20)

식 (4.20)에서 n 은 비감쇠(Undamped) 자연(Natural) 주파수이고, 는

감쇠 계수이다. 3상직류단 평균값 제어가 원활히 수행되어 동작점을 직류

단 전압 지령치라고 가정하고, (4.20) 식의 계수 비교를 통해서 적분기 이

득과 비례기 이득을 구하면 다음과 같다.

2

*2

32

*32

dcp n

dci n

CVK

E

CVK

E

. (4.21)

제어기의 대역폭(Bandwidth)은 다음과 같이 정해진다.

2 4 2 1/2[(1 2 ) 4 4 2]bw n . (4.22)

직류단 평균 전압의 오버슈트(Overshoot)를 허용하지 않기 위해서는 감

쇠 계수를 1 이상으로 설정해야 한다.

4.2.2 역률 계산기

대부분의 경우에서 입력 전원 측 역률을 1로 제어하기 때문에 d축 전류

지령을 0으로 제어한다. 하지만 필요한 경우 교류 전원단 역률을 제어해

야 할 경우도 필요하다. 역률에 대한 식을 나타내면 다음 식과 같다.

,

2 2, ,

*

( *) ( *)

qe pos

de pos qe pos

ipf

i i

(4.23)

직류단 평균값 제어기의 출력인 정상분 q축 전류 지령값과 목표하는 역

63

률 값을 이용하여 정상분 d축 전류 지령을 다음 식과 같이 계산할 수 있

다.

2

, ,

1* *de pos qe pos

pfi i

pf

(4.24)

컨버터가 용량성(Capacitive) 부하 역할을 하여 진상 부하로 작용하려면

d축 전류를 음의 값으로 제어하고, 컨버터가 유도성(Inductive) 부하 역할

을 하여 지상 부하로 작용하려면 d축 전류를 양의 값으로 제어하면 된다.

4.2.3 전류 제어기

역률 제어기의 출력으로 정상분 d축, q축 전류 지령이 계산되었고, 이

지령치와 전류제어기를 통하여 정상분 전압 지령을 만들어 낼 수 있다.

전류제어기를 블록도로 나타내면 다음 그림과 같다.

qei

, *qe posi

, *de posi

dei

PI

PI

dq

abc

, *de posV

, *qe posV, *abc posV

그림 4.4 전류 제어기 블록도

[그림 4.4]에서 나타낸 전류 제어기를 통해 나온 정상분 전압 출력은 3

상 직류단 평균값 제어에 사용된다.

64

4.2.4 상간 직류단 전압 균형 제어기

식 (4.10)에서 확인했던 것처럼 역상분 성분에 의해서 생긴 평균 입력

전력의 3상 합은 0이기 때문에 역상분 전압을 인가한다고 해서 전체 입

출력 전력의 합은 변하지 않는다. 하지만 각 상의 입출력 전력에는 영향

을 미치기 때문에 이를 이용하여 상간 직류단 균형 제어를 할 수 있다.

_dc avgE

_dc aE _dc bE _dc cE

PI

PI

PI

, *a negP

, *b negP

, *c negP

Negative Voltage

Caculator

, *abc negV

그림 4.5 상간 직류단 전압 균형 제어기 블록도

각 상의 캐패시터에 저장되어 있는 에너지는 다음과 같이 나타낼 수 있

다.

2_ _

1

2dc abc dc abcE CV (4.25)

또한 3 상 직류단 전압 평균값에 의하여 계산된 에너지는 다음과 같이

나타낼 수 있다.

2_ _

1

2dc avg dc avgE CV (4.26)

식 (4.25)와 식 (4.26)에서 계산된 캐패시터의 에너지 차이를 PI 제어기

를 이용하여 각 상의 직류단 전압 균형을 위해 필요한 역상분 전력 성분

을 계산할 수 있다.

65

_dc avgE

_dc abcE

, *abc negP

1

s

, *abc negVi

p

KK

s

그림 4.6 상간 직류단 전압 균형 제어를 위한 PI 제어기 블록도

PI 제어기 이득 설정을 위하여 [그림 4.6]의 회로의 전달함수를 구해보

면 다음과 같이 표현된다.

2_

* 2 2 2_

1( ) 2

1 2( ) 1

ip

dc abc p i n n

idc avg p i n np

KKE K s K sE s s

KE E s K s K s sKs s

(4.27)

식 (4.27) 전달함수의 계수 비교를 통하여 적분기 이득과 비례기 이득을

설정하면 다음과 같다.

2

2i n

p n

K

K

(4.28)

[그림 4.6]의 출력 결과 상간 직류단 전압 균형 제어를 위해 필요한 각

상의 전력의 지령치가 나오고, 이를 이용하여 식 (4.13), (4.14), (4.15)에 대

입하여 균형 제어를 위해 필요한 역상분 전압의 크기와 초기각을 알 수

있다.

그러나 단상 입출력 시스템을 사용하는 경우 입출력 주파수의 2배 성분

이 직류단 전압에 보이게 된다. 이러한 계통과 부하의 2고조파 성분들은

전압 제어기의 대역폭에는 한계가 있기 때문에 제어를 통해 제거할 수

없는 성분이다. 따라서 계통과 부하의 2고조파 성분을 주파수 차단 필터

(Notch filter)를 이용하여 제거하면 제어 성능을 향상시킬 수 있다.

66

_dc abcV 21

2Cu _dc abcE

_ _dc abc fV

그림 4.7 계통, 부하의 2고조파 성분 제거를 위한 주파수 차단 필터 블록도

[그림 4.7]과 같이 필터링 된 전압을 이용하여 [그림 4.5]의 블록도를 이

용해 상간 직류단 전압 균형 제어를 위해 필요한 역상분 전압을 구하고

이를 [그림 4.4]의 전류제어기 출력에 더하여 출력하면 단상 입출력 시스

템의 직류단 전압 제어를 수행할 수 있다. 제안된 제어 방법 모두를 표

현한 제어 블록도를 [그림 4.8]에 표시되어 있다.

67

*dcV

_dc

avg

V

IP,

*qe

pos

i

pf

,*

qepo

si

,*

depo

si

PI PI

dq

abc

,*

depo

sV

,*

qepo

sV

_

dcav

gE

_dc

aE

_dc

bE

_dc

cE

PI PI PI

,*

ane

gP

,*

bne

gP

,*

cne

gP

,*

abc

pos

V

,*

abc

neg

V

*ab

cV

out

P E

_dc

abc

V2

1 2C

u_

_dc

abc

fV

qeidei

그림 4.8 제안된 단상 입출력 5-레벨 CHB 고전압 전동기 구동용 컨버터

직류단 전압 제어 전체 블록도

68

4.3 시뮬레이션 결과

gR

gR

gL

gL

22.9kV

gR gL

A Phase

B Phase

C Phase

gR gL

gR gL

gR gL

gR gL

gR gL

gR gL

loadR

loadR

loadR

loadL

loadL

loadL

Back emf

Back emf

Back emf

그림 4.9 시뮬레이션에 사용된 6600V 전동기용 3단 연결된 단상 입출력 5-

레벨 CHB 고전압 전동기 구동용 컨버터 시스템

제안된 제어 방식의 유효성을 검증하고 그 효과를 확인하기 위하여 [그

림 4.9]와 같은 구조를 가진 단상 입출력 5-레벨 CHB 고전압 전동기 구

동용 컨버터 시스템에 대하여 전력전자 회로 전용 시뮬레이션 소프트웨

어인 PLECS로 시뮬레이션 시스템을 구성하였다. 실제 사용되는 경우와

69

동일한 상황을 모의하기 위하여 변압기의 1차측 전압은 우리 나라 배전

계통 전압인 22.9kV를 적용하였다. 입력 측 변압기는 정격용량 1.6MVA

변압기의 일반적인 per unit 값을 사용하여 1차측 성분을 모두 2차측으로

환산하여 모델링 하였다[26]. 변압기의 2차측 출력 전압의 크기는 최악의

경우를 고려하기 위하여 각 셀의 직류단 기준전압 크기에 최대 10%의

전압 변동을 고려하여 선정하였다.

각각의 셀은 총 4개의 NPC 레그와 2개의 직류단 캐패시터로 이루어져

있다. 사용된 직류단 캐패시터의 캐패시턴스는 단상 고전압 전동기 구동

용 컨버터의 큰 직류단 리플 전압으로 인한 발열, 수명 등의 문제로 인

하여 필름 캐패시터를 기준으로 용량을 선정하였고, IGBT는 1700V 정격

소자를 사용하여 NPC 레그로 구성하였다. 1700V 소자의 경우 산업체에

서 통상적으로 최대 내압을 1200V까지 사용하는 것으로 알려져 있는데,

리플 성분을 포함한 직류단 전압이 최대 2400V을 넘지 않도록 직류단

기준전압을 선정하였다.

부하 측은 산업에서 가장 널리 사용되고 있는 유도전동기를 구동부하로

선정하여 참고문헌[25]을 참고하여 표준 B Type 전동기의 제 정수를 바

탕으로 시뮬레이션 하였다. 시뮬레이션에서 사용된 유도전동기의 정격

전압은 고전압 전동기 구동용 컨버터 산업에서 가장 널리 사용되고 있는

선간 전압 6600V 전동기를 사용하였다. PLECS 시뮬레이션 프로그램에서

제공하는 유도기 등가모델의 경우 시뮬레이션 수행시간이 오래 걸리기

때문에 이를 등가 저항, 인덕턴스, 역기전력으로 모델링하여 시뮬레이션

을 수행하였다.

70

표 4.1 단상 입출력 직류단 전압 제어 시뮬레이션에 사용된 시스템 제 정수

변압기 1차단 계통 선간 전압 22900[Vrms]

변압기 2차단 변압기 출력 전압 1147[Vrms]

계통 주파수 60[Hz]

변압기 용량 1.6[MVA]

변압기 저항(Rg)

(1차 + 2차)

83.9[mΩ]=0.01[p.u.]

변압기 누설 인덕턴스(Lg)

(1차 + 2차)

1.3[mH]=0.06[p.u.]

역률 1

직류단 기준 전압 1900[V]

전체 직류단 캐패시턴스 2700[uF]

부하 정격 선간 전압 6600[Vrms]

부하 정격 주파수 60[Hz]

부하 등가 저항 0.8649[Ω]

부하 등가 인덕턴스 0.0185[H]

부하 역기전력 5379[V]

삼각파 주파수 1620[Hz]

샘플링(Sampling) 주파수 3240[Hz]

71

정격 운전 조건에서 상간 직류단 전압 균형 제어를 하지 않고 평균값

전압 제어만 했을 때와 상간 직류단 전압 균형 제어를 했을 때, 계통과

부하의 2배 주파수를 주파수 차단 필터를 이용하여 필터링 한 각 상의

직류단 전압은 [그림 4.10]과 같다.

(a) 평균값 전압 제어

(b) 평균값 전압 제어 + 상간 직류단 전압 균형 제어

그림 4.10 정격 운전 조건에서 필터링 된 각 상 직류단 전압

(a) 평균값 전압 제어 시 (b) 상간 직류단 전압 균형 제어 추가 시

72

[그림 4.10]의 0.1초에서 발생하는 직류단 전압의 동특성은 빠른 시뮬레

이션 수행을 위하여 부하 전압 지령을 계단(step)으로 인가하여 발생한

특성으로 무시할 수 있다. [그림 4.10]에서 보면 알 수 있듯이, 상간 직류

단 전압 균형 제어를 하지 않으면 상간 직류단 전압의 차이가 발생하여

그 차이가 지속된다. 이러한 직류단 전압의 불균형은 입출력 전압의 불

균형을 발생시키고, 경우에 따라서는 직류단 전압 크기가 작은 특정한

상에서만 과변조(Over-modulation)가 발생하여 전체 시스템 성능에 악영

향을 미칠 수 있다.

(a) 평균값 전압 제어

73

(b) 평균값 전압 제어 + 상간 직류단 전압 균형 제어

그림 4.11 정격 운전 조건에서 실제 각 상 직류단 전압 (a) 평균값 전압 제어

시 (b) 평균값 전압 제어와 상간 직류단 전압 균형 제어 시

[그림 4.11]은 정격 운전 조건에서 필터링 되지 않은 실제 각 상 직류단

전압을 나타낸 그림이다. 계통 주파수와 부하 주파수의 2배 성분이 보이

기 때문에 전압 맥동이 있다.

균형 제어 시 컨버터 쪽에서 인가하는 역상분 전압에 의하여 계통 쪽

전류의 불균형이 생길 수 있지만 균형 제어의 경우 대역폭이 높지 않기

때문에 실제로 인가하는 역상분 전압의 크기가 크지 않고, 균형 제어가

정상 상태로 들어오면 그 크기는 더 작아지기 때문에 크게 문제가 되지

않는다.

74

(a) (b)

그림 4.12 균형 제어 수행 후 정상 상태에서의

(a) 계통 전류 파형 (b) FFT 결과

[그림 4.12]를 보면 균형 제어를 하더라도 FFT 결과 역상분 전류 성분

이 거의 없다는 것을 확인할 수 있다.

75

제 5 장 실험 결과

본 장에서는 제안된 단상 입출력 5-레벨 Cascaded H-Bridge 고전압 전

동기 구동용 컨버터 시스템의 직류단 전압 제어 방법에 대해 실험을 통

해 검증하였다. 실험 규모의 한계로 인하여 실제로 고전압 조건에서의

실험은 하지 못했지만, 축소 모델에서도 단상 입출력 고전압 전동기 구

동용 컨버터 시스템의 직류단 전압을 제어하는 알고리즘의 타당성 검증

은 할 수 있으리라 생각된다.

5.1 실험 세트의 구성

(a)

76

(b)

그림 5.1 실험에 사용된 NPC H-Bridge Cell 구조 (a) 실제 셀 구조 (b)

회로도

[그림 5.1]은 실험에서 사용된 NPC H-Bridge의 셀 구조의 모습과 그 회

로도를 표시하였다. 하나의 셀은 총 4개의 파워 보드로 구성 되어 있으

며, 각각의 파워보드는 Semikron 사의 SK50MLI066 NPC 레그 소자

(600V/60A)와 Semikron사의 SKYPER 32 PRO IGBT driver 2개를 이용하여

NPC 레그를 스위칭 할 수 있도록 구성하였다. 한 셀 내에서의 레그 간

연결은 부스 바(Bus bar)를 통해 연결하였다. 실험에 사용된 전해 캐패시

터는 United Chemicon사의 E37F401CPN332MDA5M 모델(3300uF/450V)을

사용했으며, 상/하단 캐패시터의 전압 균형을 위해서 균형 저항(33KΩ)을

각 캐패시터에 병렬로 연결하였다.

[그림 5.2]는 각 상당 셀을 2개씩 직렬 연결하여 총 6개의 셀로 구성된

축소형 고전압 전동기 구동용 컨버터 실험 세트의 모습이다.

77

그림 5.2 상당 2단 연결된 고전압 전동기 구동용 컨버터 실험 세트

총 12개의 상/하단 캐패시터의 전압과 6개의 입력 전류를 측정하기 위

하여 LEM 사의 LV-25P와 LA-55P를 각각 사용하였으며, 제안된 직류단

전압 제어방식의 적용을 위하여 [그림 5.3]과 같은 제어보드를 사용하였

다.

78

그림 5.3 제안된 직류단 제어 방식의 검증을 위해 사용된 제어 보드

하나의 계통 전원으로부터 6개의 분리된 입력 전원 공급을 위해서

127V/110V 델타-와이(-Y) 구조로 되어 있는 15kVA 다권선 변압기를 이

용하여 분리된 2차측 권선을 각 셀의 입력으로 사용하였다. [그림 5.4]는

실험에서 사용된 다권선 변압기의 모습이다.

그림 5.4 실험에서 사용된 입력측 다권선 변압기

고전압 전동기 구동용 컨버터 시스템을 통해 구동하는 전동기는 산업에

서 가장 널리 쓰이고 있는 유도 전동기를 사용하였으며, 사용된 유도전

동기는 결선 구조에 따라서 220V/440V 모드의 운전이 가능한 11kW 용

79

량의 전동기이다. 또한 부하 상황에 대한 실험을 하기 위하여 직류 전동

기를 부하로 사용하였으며, 용량은 19kW로 유도 전동기의 모든 부하 상

황을 실험하기에 충분한 용량이다.

그림 5.5 실험에서 사용된 유도 전동기와 직류 전동기

그림 5.6 전체 실험 세트 구성도

80

[그림 5.6]은 전체 실험 세트의 구성도이며 입력 전원 공급을 위하여

California Instruments사의 MX 30 시뮬레이터를 사용하였고, 실험에 사용

된 세트의 제 정수는 [표 5.1]과 같다.

표 5.1 실험에 사용된 축소형 고전압 전동기 구동용 컨버터 제 정수

항목 값

시스템 입력 교류 전원 127[Vrms]

셀 입력 교류 전원 110[Vrms]

상 당 셀의 개수 2[개]

전체 셀 캐패시터 용량 1650[uF]

정격 출력 전압 440[Vrms]

정격 출력 주파수 60[Hz]

샘플링 주파수 5.0[kHz]

셀 정격 용량 27[kVA]

컨버터 정격 용량 162[kVA]

81

5.2 실험 결과 파형

제안된 직류단 전압 제어 방식의 검증을 위하여 입력 측 컨버터의 다

이오드를 통해서 148[V]의 전압을 전체 직류단 캐패시터에 공급하고 있

는 상황에서 평균값 전압 제어를 통해 170[V]로 승압하였다.

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V] Vdc_avg[V]

170[V]

6[V/div]

1[s/div]

170[V]

15[V/div]

그림 5.7 기준 전압 170[V], 3상 직류단 전압 평균값 제어 시 각 상의 직류단

전압 및 직류단 전압 평균값

[그림 5.7]에서 볼 수 있듯이, 평균값 전압 제어 시 평균값 전압은 제어

가 잘 되지만 상간 입력 전력의 불균형에 의하여 직류단 캐패시터 간 전

압이 서로 다르다는 것을 확인할 수 있다.

그 결과 [그림 5.8]에서 볼 수 있는 것처럼 각 상의 컨버터 출력 극전압

(Pole voltage)에 불균형이 있다는 것을 확인할 수 있다. 특정 상의 직류단

전압이 낮게 유지될 경우 해당 상에서만 과변조 운전 상황이 발생하여 3

상의 균형이 깨지게 되어 계통 전원에 안 좋은 영향을 끼칠 수 있다.

82

Van[V] Vbn[V] Vcn[V]

0[V]

60[V/div]

5[ms/div]

그림 5.8 3상 직류단 전압 평균값 제어 시 각 상의 컨버터 출력 전압

다음에는 제안된 알고리즘의 확인을 위해 상간 직류단 전압 균형 제어

기의 출력에 의해서 계산된 역상분 전압을 인가하였다가 해제하였다.

그림 5.9 상간 직류단 전압 균형 제어 시 각 상의 직류단 전압 및 직류단 전압

평균값

[그림 5.9]를 보면 알 수 있듯이, 평균값 전압 제어를 하다가 균형 제어

를 시작하면 3상의 직류단 전압이 모두 170[V]인 기준 전압으로 수렴하

고, 균형 제어를 해제하면 다시 3상 직류단 전압 사이에 불균형이 생기

83

는 것을 확인하였다. 균형 제어를 시작하면 모든 구간에서 평균값 제어

가 잘 되는 것을 확인할 수 있다.

Van[V] Vbn[V] Vcn[V]

0[V]

60[V/div]

5[ms/div]

그림 5.10 상간 직류단 전압 균형 제어 시 각 상의 컨버터 출력 전압

[그림 5.10]에서는 상간 직류단 전압 균형 제어 시 각 상의 컨버터 출력

전압을 나타낸 그림으로 [그림 5.8]과는 달리 상간 직류단 전압의 차이가

없기 때문에 3상 출력이 모두 동일하다는 것을 확인할 수 있다.

84

Vdc_avg[V]

6[V/div]

500[ms/div]

170[V]

(a)

Vdc_avg[V]

6[V/div]

500[ms/div]

170[V]

(b)

그림 5.11 직류단 평균값 제어기 동특성 확인 (a) 1[ ]bwf Hz (b)

2[ ]bwf Hz

[그림 5.11]은 직류단 평균값 제어기의 동특성을 확인해 보기 위하여 직

류단 평균 전압의 지령을 150[V]에서 170[V]로 계단(Step) 변화시켰을 때

실제 직류단 평균 전압의 변화를 나타낸 그림이다. [그림 5.11(a)]에서 상

85

승시간(Rising Time)을 측정하여 이를 근거로 직류단 전압 제어 대역폭

(Bandwidth)을 추정하면 대략 0.92[Hz]가 나온다. [그림 5.11(b)]에서 같은

방법으로 대역폭을 추정하면 대략 2.01[Hz]가 나오게 된다. 두 경우 모두

거의 목표한 동특성이 나오는 것을 확인하였다. 여기서 생긴 약간의 오

차는 제어기 이득 설정 시 실제 동작 점이 아닌 지령 전압을 사용하기

때문에 실제로는 선형 근사를 하여 구한 식 (4.20)과는 다른 전달함수가

나오게 되므로 실제 동특성과 차이가 날 수 있다.

86

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V] Vdc_avg[V]

200[V]

20[V/div]

1[s/div]

200[V]

15[V/div]

(a)

(b)

87

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V] Vdc_avg[V]

200[V]

20[V/div]

1[s/div]

200[V]

15[V/div]

(c)

그림 5.12 유도 전동기 V/F 무부하 운전시 상간 직류단 전압 균형 제어 여부에

따른 각 상의 직류단 전압과 평균값 전압

(a) 20[Hz] 운전 (b) 40[Hz] 운전 (c) 60[Hz] 운전

[그림 5.13]은 무부하 상태에서 유도전동기 V/F 운전시 운전 속도에 따

른 각 상의 직류단 전압을 나타내는 그림이다. 세 영역 모두에서 균형

제어를 수행하면 3상의 직류단 전압 차이가 최대 0.45V이내로 제어가 되

지만 균형 제어 해제 시 3상 직류단 전압 차이가 최대 102.5V까지 불균

형이 생기게 되는 것을 확인하였다.

2단 연결로 440V/60Hz 유도 전동기를 SVPWM 방식을 사용하여 정격

운전 속도에서 구동할 경우 필요한 최소 전압은 155.5V이다. 따라서 직

류단 전압을 155.5V 이상으로 유지해야 과변조 영역 없이 운전이 가능하

지만 [그림 5.13(c)]를 보면, 균형 제어 해제 시 a 상 직류단 전압이

144.1V까지 떨어지게 되어 a상, b상의 인버터는 과변조 운전을 해야 하는

것을 확인할 수 있다.

88

Van[V] Vbn[V] Vcn[V]

0[V]

80[V/div]

5[ms/div]

(a)

(b)

그림 5.13 60[Hz] 운전 시 각 상의 인버터에서 출력하는 극전압

(a) 직류단 전압 균형 제어 할 때 (b) 직류단 균형 전압 해제 시

[그림 5.14(a)]를 보면 직류단 전압 균형 제어 시에는 3상의 직류단 전

압이 일정하게 유지되기 때문에 3상의 인버터 극전압의 크기가 동일하게

89

출력된다. 각 상에서 출력하는 극전압의 실효치는 a, b, c상 각각 138.91V,

139.52V, 139.13V로 최대 0.45%의 오차가 발생하였다.

하지만 [그림 5.14(b)]를 보면 직류단 전압에 차이가 생기게 되어 3상의

인버터 극전압의 크기가 모두 다르다. 각 상에서 출력하는 극전압의 실

효치는 a, b, c상 각각 133.62V, 140.64V, 139.77V로 최대 5.25%의 오차가

발생하였다. 특히, a상의 경우 앞서 언급했던 것처럼 SVPWM 방식을 이

용하여 60Hz 운전을 하기 위한 최소 전압인 155V보다 낮은 직류단 전압

을 보이고 있으므로 과변조 운전을 해야 한다.

부하 전류의 불균형과 과변조 운전을 피하기 위해서는 평균값 전압 제

어의 기준 전압을 높이는 방법이 있으나, 이는 전체 손실을 증가시키고

전체 시스템의 신뢰성이 낮아지는 등 여러 가지 문제가 있으므로 단상

입출력 고전압 전동기 구동용 컨버터 시스템에서는 상간 직류단 전압 균

형 제어가 필수적이다.

90

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V] Vdc_avg[V]

200[V]

20[V/div]

100[ms/div]

200[V]

15[V/div]

(a)

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V]

200[V]

20[V/div]

10[ms/div]

200[V]

20[V/div]

100[ms/div]

(b)

그림 5.14 정격 속도, 정격 부하 운전 조건에서 전압 균형 제어 시 직류단 전압

파형 (a) 3상 직류단 전압과 평균값 전압 (b) 확대 파형

[그림 5.14]는 정격 속도, 정격 부하 운전 조건에서 전압 규형 제어 시

직류단 전압 파형을 나타낸다. 무부하 조건에서와 마찬가지로 평균값 전

압 제어가 잘 수행되고 있으며, 직류단 전압의 균형제어도 잘 수행되어

91

a상, b상, c상의 직류단 전압의 평균값은 각각 199.34V, 200.3V, 200.36V로

직류단 전압 차이가 기준 전압의 1% 이내로 상간 균형제어가 잘 되고

있다. [그림 5.14(b)]의 직류단 전압의 확대 파형을 보면 계통과 부하 주

파수의 2고조파 성분인 120Hz 맥동 성분이 있는 것을 확인할 수 있다. 3

상의 맥동 성분 평균값은 17.8V가 나타난다.

Iag[A] Ibg[A] Icg[A]

0[A]

25[A/div]

5[ms/div]

(a)

(b)

그림 5.15 정격 속도, 부하 운전 조건에서 전압 균형 제어 시 입력 측 전류 파형

(a) 각 상의 전류 (b) FFT 결과

[그림 5.15]는 정격 속도, 정격 부하 운전 조건에서 전압 균형 제어 시

92

입력 측 전류의 파형과 FFT 결과를 나타낸 그림이다. 스위칭 주파수 영

역과 약간의 저차 고조파가 존재하지만 목표한 계통 규정을 만족시키기

에 충분하다. 각 상 전류 크기에 약간의 차이가 있는데 이는 사용된 변

압기의 각 상 인덕턴스 불균형에 의한 것으로 생각 된다.

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V]

200[V]

20[V/div]

10[ms/div]

200[V]

20[V/div]

100[ms/div]

(a)

(b)

그림 5.16 정격 주파수 1/3, 2/3 운전 조건에서 전압 균형 제어 시 각 상의

직류단 전압 (a) 20Hz, 정격 부하 상황 (b) 40Hz, 정격 부하 상황

93

[그림 5.16]는 정격 운전조건이 아닌 다른 조건에서 균형 전압 제어 시

각 상의 직류단 전압을 나타낸 그림이다. 정격 운전 조건과 마찬가지로

전압 균형 제어가 잘 수행되고 있으며, [그림 5.15(a)]의 20Hz 운전의 경

우 전압 맥동에 40Hz 성분이 11.5V, 120Hz 성분이 3.6V로 나타난다. [그림

5.14(b)]의 40Hz 운전의 경우 전압 맥동에 80Hz 성분이 10V, 120Hz 성분

이 6.5V로 나타난다. 위의 결과에서 알 수 있듯이 직류단 전압의 맥동

성분은 계통 주파수와 부하 주파수의 2고조파 성분이 크게 나타나는 것

을 확인할 수 있다.

Iag[A] Vab[V]

25[A/div]

2[ms/div]

100[V/div]

0[A], 0[V]

그림 5.17 정격 운전 상황에서 모터링 시 계통 입력 전류와 계통 선간 전압

[그림 5.17]은 정격 운전 조건에서 모터링 시 계통 입력 전류와 계통 선

간 전압을 나타낸 그림이다. 입력 전류와 계통 선간 전압 사이의 위상

차이는 대략 30°이고, 역률 1로 계통에서 컨버터 쪽으로 전력을 공급하

고 있다는 것을 확인할 수 있다.

94

Iag[A] Vab[V]

25[A/div]

2[ms/div]

100[V/div]

0[A], 0[V]

그림 5.18 정격 속도 50% 부하 상황에서 회생 시 계통 입력 전류와 계통 선간

전압

[그림 5.18]은 정격 속도 50% 부하 상황에서 회생 운전시 계통 입력 전

류와 계통 선간 전압을 나타낸 그림이다. 입력 전류와 계통 선간 전압

사이의 위상 차이는 대략 150°이고, 역률 1로 컨버터에서 계통 쪽으로

전력을 공급하여 회생운전 하고 있는 것을 확인할 수 있다.

95

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V]

1000[r/min]

20[V/div]

1[s/div]

200[V]

250[r/min]

1[s/div]

ωrm [r/min]

그림 5.19 전동기의 가속 운전시 각 상의 직류단 전압

[그림 5.19]은 무부하 상태에서 4초만에 정지 상태에서 정격 속도까지

빠르게 가속하였을 때, 각 상의 직류단 전압에 대해서 나타낸 그림이다.

빠른 가속 조건에서도 제안된 방법에 의하여 각 상의 직류단 전압 균형

제어가 잘 되는 것을 확인할 수 있다. 부하의 운전 속도에 따라 부하의

2고조파 주파수가 다르기 때문에 각 속도에서 나타나는 전압 맥동의 형

태는 다르지만 모든 운전 속도 영역에서 직류단 전압 균형 제어가 잘 수

행됨을 확인하였다. 더 빠른 가속도 가능하지만 모터와 인버터의 전류

정격에 의하여 제한되었다.

96

Vdca[V] Vdcb[V] Vdcc[V] Te[N· m]

0[N· m]

20[V/div]

1[s/div]

200[V]

7.25[N· m]

그림 5.20 정격 속도에서 계단(Step) 부하 인가 시 각 상의 직류단 전압

[그림 5.20]은 정격 속도 운전 상황에서 정격의 50%에 해당하는 부하를

계단(Step)으로 인가하였을 때 각 상의 직류단 전압에 대해서 나타낸 그

림이다. 그림에서 볼 수 있듯이 부하 인가 시, 약간의 동특성은 가지고

있지만 큰 차이 없이 바로 각 상의 직류단 균형 제어가 잘 수행됨을 확

인할 수 있다.

97

제 6 장 결론 및 향후 연구

6.1 결론

본 논문에서는 단상 입출력 5레벨 CHB 인버터 구조에서 사용할 수

있는 셀 구조를 제안하여 손실 분포 및 효율을 비교하였다. 그리고 단상

입출력 5레벨 CHB 고전압 전동기 구동용 컨버터 시스템의 직류단 제어

방식을 제안하여 다음과 같은 결론을 도출하였다.

첫째, H-Bridge 형태로 5레벨 출력을 낼 수 있는 대칭 NPC 구조, 대칭

T-타입 구조, 하이브리드 NPC 구조, 하이브리드 T-타입 구조 총 4가지의

셀 구조를 제안하였다. 각 셀 구조의 도통 경로와 스위칭 특성을 파악하

여 손실 분포 특성을 분석하였다.

둘째, 제안된 셀 구조에서 사용할 수 있는 PWM 방식인 LS-PWM, PS-

PWM, 하이브리드 PWM 방식을 제안하였다. 제안된 셀 구조가 같더라도

PWM 방식에 따라서 손실 분포와 출력 특성에는 차이가 생길 수 있다.

따라서 제안된 PWM 방식을 사용했을 때의 손실 분포 특성과 출력 특성

을 분석하였다.

셋째, 제안된 셀 구조와 PWM 방식을 조합하여 총 6개의 방법에 대해

서 반도체 손실 시뮬레이션을 통해 손실 분포, 출력 특성, 전체 효율에

대해서 비교하였다. 비교 결과 전체 효율은 하이브리드 NPC 셀 구조가

우수하였으며, 효율, 손실 분포와 가격 경쟁력 등을 종합적으로 고려하였

을 때 대칭 NPC 구조가 단상 입출력 CHB 고전압 전동기 구동용 컨버터

시스템에서 사용하기 가장 적합한 셀 구조라는 결론을 얻었다.

98

넷째, 단상 입출력 CHB 고전압 전동기 구동용 컨버터 시스템의 직류단

전압 제어 방법을 제안하였다. 컨버터의 정상분 출력 전압을 이용하여 3

상 직류단 전압의 평균값을 제어하고, 역상분 출력 전압을 이용하여 상

간 직류단 전압 균형 제어를 할 수 있다. 제안한 방식에 대해서 수식적

으로 증명하고 시뮬레이션과 실험 결과를 통해 그 방법에 대해 검증하였

다.

제안된 제어 방식은 기존의 단상 컨버터를 각각 제어하는 방식에 비해

제어기 구조가 간단하고, 전력의 불균형에 의하여 생기는 역상분 전압을

제어기를 통해 계산하여 주입하기 때문에 계통 측 입력 전류 고조파 특

성이 더 우수하다는 장점을 갖는다.

6.2 향후 연구

제안된 직류단 전압 제어 방식을 수식적으로 증명하기 위한 시스템 모

델링 시에 가정한 조건은 전원 측 입력에는 정상분 전압 성분만 존재하

고 전원과 컨버터 사이에는 인덕턴스만 존재하며, 3상의 인덕턴스가 모두

동일하다고 가정하였다. 하지만 이러한 가정은 실제 상황에서는 이루어

질 수 없는 가정이다. 실제 입력 전원에서도 역상분 전압이 존재 할 수

있기 때문에 입력 전원에 역상분이 존재할 경우에 대한 해석이 필요하다.

또한 항상 3상 인덕턴스 사이에는 불균형이 존재하므로 이러한 불균형

조건에서의 해석도 또한 필요하다.

제안된 단상 입출력 고전압 전동기 구동용 컨버터의 경우 계통과 부하

주파수의 2배 고조파와 그와 관련된 주파수 성분들이 직류단 전압에 나

타나게 된다. 흔히 과변조 운전 영역 없이 전압을 최대로 사용 할 수 있

는 방법으로 알려져 있는 SVPWM의 경우에는 직류단 전압이 일정한 경

우에만 해당한다. 따라서 3상의 직류단 전압이 전압 맥동에 의하여 계속

99

해서 바뀌는 상황에서 최대 전압을 사용할 수 있는 PWM 방식에 대한

연구가 필요하다. 전압을 최대로 사용할 수 있을 경우, 기준 전압을 그

만큼 낮게 설정할 수 있기 때문에 효율이 증가하고 시스템의 신뢰성이

증가할 수 있다는 장점이 있다. 또한 최대 전압을 활용하게 되면 DC 링

크 전압 변동 폭을 더 넓게 허용할 수 있어 DC 링크 캐패시터로 사용하

고 있는 필름 캐패시터의 캐패시턴스를 줄일 수 있다.

본 논문에서는 정상 운전 상황에 대해서만 생각을 했지만 사고 시 제어

방식에 대해서도 살펴볼 필요가 있다. 기존 3상 컨버터를 사용할 경우

셀 사고가 난다고 하더라도 입력 측 3상이 모두 탈락하기 때문에 전력

균형의 측면에서 문제가 되지 않는다. 하지만 단상 컨버터를 사용할 경

우 셀 사고 시에 입력 측의 하나의 상만 탈락하게 되므로 3상간 전력 불

균형이 심해지게 된다. 따라서 이를 극복하기 위한 추가적인 제어가 필

요할 것으로 생각 된다.

100

부록 A. 주요 회사의 고전압 전동기 구동용

컨버터 회로방식 비교

표 A.1 세계 주요 회사의 고전압 전동기 구동용 컨버터 상품 비교

회사명 연도 상품명 Front-End 방식, 회생 동작 여부(O,X)

Inverter

Yaskawa 2013 MV1000 DFE( 3 ),X CNPC

2011 MX1s Matrix Converter, O

LS산전 2013 M1000/M1000A

DFE( 3 ),X CHB

TMEIC 2013 TM-drive-MVe2

5L-NPC(1 ),O CNPC

Siemens 2014 GH150 DFE( 3 ),X MMC

Fuji 2011 FRENIC 4600 FM5e

DFE( 3 ),X CNPC

ABB 2013 ACS1000 DFE( 3 ),X NPC

ACS2000 DFE( 3 ),X AFE( 3 ),O ANPC

Delta 2013 MVD1000,2000 DFE( 3 ),X CHB

MVD3000 AFE( 3 ),O CHB

Rockwell Automation

2011 Powerflex7000 AFE( 3 ),O CSI

GE 2013 MV 7000 DFE( 3 ),X, AFE( 3 ),O 3L-VSI

Severn Drive and Energy

2013 MVC Series DFE( 3 ),X, AFE( 3 ),O CHB

Benshaw 2013 M2L3000 AFE( 3 ),O MMC

DFE: Diode Front End, AFE: Active Front End, CNPC: Cascaded NPC,

ANPC: Active NPC, MMC: Modular Multilevel Converter, CHB: Cascaded H-

Bridge, 3L-VSI: 3Level Voltage Source Inverter

101

부록 B. 실험에 사용된 셀 설계 도면

그림 B. 1 셀을 구성하기 위하여 필요한 플레이트의 설계 도면

그림 B.2 방열판과 캐패시터, SMPS 및 고정 부분을 포함한 셀의 설계 도면

102

그림 B.3 파워보드를 포함한 전체 셀 구성 설계 도면

그림 B.4 셀 내부의 연결을 위한 부스 바 설계 도면

103

부록 C. 실험에 사용된 유도 전동기 제 정수

표 C.1 실험에 사용된 유도 전동기 제 정수

항목 값

Rs 0.956[Ω]

Rr 0.243[Ω]

Lls(Llr) 5.8[mH]

Lm 74.8[mH]

λrated 0.9529[V•s]

정격 출력 전압 440[Vrms]

정격 출력 주파수 60[Hz]

정격 전류 20.1[A]

104

참고 문헌

[1] J. Rodrigues, S. Bernet, J. O. Pontt and S. Kouro, "Multilevel voltage sources

converter topology for industrial medium voltage drives", IEEE Trans.

Industrial Electronics, vol.54, no. 6, Dec. 2007, pp. 2930-2945

[2] J. A. Alves, G. da Cunha, and P. Torri, “Medium voltage industrial variable

speed drives,” WEG Automation, Brazil, 2009

[3] T. Geyer and N. Oikonomou, “Model Predictive Control of Industrial Drives,”

ECCE2013 Tutorial, Colorado, Sep 2013.

[4] S. Malik and D. Kluge, “ACS1000 world’s first standard AC drive for

medium-voltage applications,” ABB Rev., no. 2, pp. 4–11, 1998.

[5] IMS research, “Industrial Motor & Drives Global Market Update”, 2013.

[6] Malinowski, M.; Gopakumar, K.; Rodriguez, J. and Perez, M. “A Survey on

Cascaded Multilevel Inverters”, IEEE Trans. on Ind. Elect., vol. 57, no. 7, July

2010, pp. 2197-2206.

[7] P. Lezana and G .Oritz, “Extended operation of cascade multicell converters

under fault condition,” IEEE Trans. on Ind. Elect., vol. 56, no. 7, pp. 2697-

2703, Jul. 2009.

[8] Luchinger, P. , “Active front end technology applied to a downhill belt

conveyor” in Proc. Cement Industry Technical Conference 2006, April 2006

[9] LSIS Co., Ltd.,”LSMV-M1000/M1000A”, 2013.

[10] Yaskawa Electric, “FSDrive-MV1000”, 2013.

[11] Fuji Electric, "FRENIC4600FM5e”, 2011.

[12] Siemens, “The next level of versatility for cell-based medium voltage drives”,

2014.

[13] Yaskawa, “FSDrive-MX1S”, 2010.

[14] Rockwell Automation, “Medium Voltage AC Drive”, 2011.

105

[15] Severn Drive & Energy, “MV Green Power Series”, 2013.

[16] Inovance, “HD Series AC Drive”, 2013.

[17] Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation, “TMdrive-

TMve2 Brochure”, 2013.

[18] Malinowski, M.; Gopakumar, K.; Rodriguez, J. and Perez, M. “A Survey on

Cascaded Multilevel Inverters”, IEEE Trans. on Ind. Elect., vol. 57, no. 7, July

2010, pp. 2197-2206.

[19] P. Lezana and G. Ortiz, “Extended operation of cascade multicell converters

under fault condition,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 56, no. 7, pp. 2697–

2703, Jul. 2009.

[20] J. Wen and K. M. Smedley, “Synthesis of multilevel converters based on

single- and/or three-phase converter building blocks,” IEEE Trans. on Power

Electronics., vol. 23, no. 3, pp. 1247–1256, May 2008.

[21] B. Wu, “Cascaded H-Bridge Multilevel Inverters” in High-Power Converters

and AC Drives, Hobokon, New Jersey: John Wiley & Sons, Inc., 2006, pp.

119-142.

[22] G. Carrara, S. Gardella, et al., A New Multilevel PWM Method: A Theoretical

Analysis, IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 7, no. 3, pp. 497–505, 1992.

[23] J. Liu, T. Nondahl, Z. Cheng, N. Zargani, “Cascaded H-Bridge (CHB) Inverter

Level Shift PWM with Rotation”, US Patent US8619446, April, 27, 2012.

[24] T. Oka, H. Kusunoki, M. Tshukakoshi, J. Kleinecke, M. Daskalos, “Active

front-end topology for 5 level medium voltage drive system with isolated DC

bus” in Proc. The 2014 International Power Electronics Conference,

Hiroshima, Japan, pp. 2330-2335, May 2014.

[25] S. K. Sul, “Design of Regulators for Electric Machines and Power

Converters,” in Control of Electric Machine Drive Systems, Hobokon, New

Jersey: Wiley, ch4, 2011, pp.215-218

[26] T. Wildi, “Practical Transformers” in Electrical Machines, Drives, and Power

Systems, 5th ed. ,Upper Side River, New Jersey : Prentice Hall, 2001, pp.197-

224.

106

Abstract

Topology and Control of Converter with Regenerative Capability for Medium Voltage Motor Drive

Yoo Jeong-Mock

Dept. of Electrical and Computer Engineering

The Graduate School

Seoul National University

This paper analyzes 5-level Cascaded H-bridge (CHB) cell structure of the

converter with regenerative capability for medium voltage motor drive and

proposes the control method of DC link voltage of the single phase back-to-back

converter for medium voltage motor drive.

The most widely used topology for medium voltage motor drive with regenerative

capability is CHB. CHB inverter can synthesize the medium output voltage with

only low voltage components by using a multi-winding transformer at the input

side of CHB converter. However, increasing the number of cells used for CHB

makes structure of the input multi-winding transformer be complex. And it makes

the whole system of MV drive huge and expensive. To overcome this disadvantage

of CHB topology, the 5-level H-bridge cell could reduce the number of cells by

half compared to the conventional 3-level H-bridge cell under the assumption of

the same output voltage. In addition, changing three phase rectifier to single phase

rectifier can reduce the secondary windings of input transformer by one-third and

the number of legs per cell by four-fifth. Therefore, single-phase back-to-back 5-

level CHB topology would simplify the structure of the whole MV drive system.

This paper proposes cell structures of 5-level H-bridge. One cell structure is the

symmetric type which uses two same 3-level legs symmetrically, and the other cell

107

structure is, so called, hybrid type which uses both 3-level leg and one 2-level leg.

And this paper also discusses the PWM method for 5-level H-bridge. Level-Shifted

PWM (LS-PWM) and Phase-Shifted PWM (PS-PWM) would be used in

symmetric type cell and hybrid PWM could be used in hybrid type cell. If the same

PWM method is employed, the output voltage characteristics are totally equal

regardless of cell structure. However, each cell structure has its own conduction

characteristics respectively. The loss distribution and total efficiency are compared

according to the cell structure and PWM method by loss simulation with loss data

of the semiconductors. Considering the efficiency, loss distribution and cost,

symmetric NPC type cell structure is the best solution for 5-level H-bridge.

This paper proposes the control method of DC link voltage that controls the

average DC link voltage of three phase using the positive sequence voltage of

converter output voltage. And, simultaneously, the voltage difference between the

DC link voltages of each phase is suppressed by the negative sequence voltage of

converter output voltage. Contrary to conventional three-phase converter, single

phase back-to-back converter for MV drive should control the DC link voltage of

each phase using just single phase input. Without the proposed balancing technique,

the voltage difference between the DC link voltage of each phase would be large

enough, that the over modulation operation of specific phase could be happened. It

would results in harmful influences on the whole system stability, performance and

reliability. The proposed control method of DC link voltage in conjunction with the

cell structure and associated PWM method is verified by computer simulation and

experimental results with a scaled 15KVA proto-type drive system. Under the full

load, rated speed condition, DC link voltage difference between each phase could

be controlled within 1%.

Keywords : Medium Voltage drive, Cascaded H-bridge, Cell structure and

PWM method of 5-level H-bridge, Loss distribution, Single phase converter,

Control of average DC link voltage, Balancing control of the each DC link

voltage

Student Number : 2014-21719