SPC－21－036

MD－21－036

1／6

アクティブパワーデカップリングを用いた

電解コンデンサレス UPSの実機検証

安田 雅芳＊ 芳賀 仁（長岡技術科学大学）

Experiment verification of an electrolytic capacitorless UPS with Active Power Decoupling

Masayoshi Yasuda＊, Hitoshi Haga, (Nagaoka University of Technology)

Recently, research on removing electrolytic capacitors has been successful due to the demand for high reliability

and low maintenance of power converters used for PV and motor applications. This paper describes to method to

eliminate the electrolytic capacitors in single-phase online UPS. This paper proposes a control method for online

UPS based on active power decoupling. It is experimentally confirmed that the proposed method reduces the DC

voltage ripple by 72%. In addition, there is a problem that the output voltage is distorted during power failure.

This paper also proposes a control method to solve this problem.

キーワード：無停電電源装置，アクティブパワーデカップリング，電解コンデンサレス

(Uninterruptible Power Supply, Active Power Decoupling, Electrolytic capacitorless)

1. はじめに

近年，電源装置をはじめとする電力変換器の小型化，低メ

ンテナンス化の要求が高まっている。単相交流から直流に

電力変換する電力変換器では，直流部において一定の電力

を得るために大容量の電解コンデンサを用いている。これ

により，単相電力脈動を吸収する働きがあるが，電解コンデ

ンサの寿命は周辺温度に大きく影響を受ける。電解コンデ

ンサは周辺温度が 10度上昇すると寿命が半分になるアレニ

ウス則があり，電力変換器全体の短寿命化を招く。そこで，

電解コンデンサの代わりに小容量のキャパシタで電力脈動

を補償するアクティブバッファ方式が検討されている。ア

クティブバッファ方式を採用することにより，フィルムコ

ンデンサやセラミックコンデンサを用いて電力脈動を補償

できるため，電力変換器の長寿命化が期待できる。これまで

PV 用途の PCS やモータドライバなどのアプリケーション

において，これら応用研究が進められている(1)~(5)。

無停電電源装置（Uninterruptible Power Supply : UPS）

は停電対策として広く普及しており，サーバ機器や医療機

器など突然の停電により重大な問題が発生するアプリケー

ションにも用いられている。近年では屋外など多様な場所

にも設置されるようになっている。UPS は大きく分けて常

時インバータ給電方式と常時商用給電方式の 2種類がある。

常時インバータ給電方式は常時整流器-インバータを経由し

て負荷に電力を供給し，停電時にはバッテリの電力をイン

バータ経由して電力を供給する。つまり，常にインバータを

から負荷に給電する方式である。このため，常に一定の電圧

を供給することができ，周波数異常時にも常に要求された

周波数を一定主出力することができる。デメリットとして

は常に 2 つの変換器を経由するため，常に変換器の損失が

発生する。常時商用給電方式は正常時には商用電源をその

まま負荷に供給し，停電発生時には出力側スイッチを高速

で切り替えてインバータから給電する方式である。常時は

直接接続させるため変換損失は発生せず高効率なシステム

といえる。デメリットは停電発生時に高速切り替えを行う

が，エネルギーバッファが存在しないため，瞬停が発生する

(6)。Fig. 1(a)(b)に代表的な UPSの構成を示す。以上のよう

な UPSにおいても，小型化，低メンテナンス化，信頼性向

上の観点から電解コンデンサレス化は重要である。

本稿では，電解コンデンサのレス化の手法であるアクテ

ィブパワーデカップリングを用いることによる常時インバ

ータ給電方式単相 UPS の電解コンデンサレス化を検討す

る。本稿ではまず，整流器負荷においても DCリンク電圧の

リプル電圧を抑制し，要求される正弦波電圧を出力電圧で

得られるアクティブパワーデカップリングの制御法を提

案・検討し，実機により検証を行ったので報告する。次に，

瞬低発生時に電解コンデンサレスUPSではエネルギー蓄積

がないため DC リンク電圧が急峻に低下して出力電圧に歪

みの影響を及ぼす課題がある。本稿ではこの課題を解決す

るためにバッファキャパシタの電荷を利用した制御手法を

2／6

(a) Online UPS

(b) Offline UPS

図 1 代表的なUPSの構成

Fig. 1 Typical UPS configuration

検討する。実機にて検証を行ったので報告する。

2. 提案システムの回路構成

Fig. 2回路構成を示す。電源正常時の単相電解コンデンサ

レス UPSは PWMコンバータ・単相インバータ・アクティ

ブバッファの 3 つの回路で構成しており，負荷は整流器負

荷を想定する。また，停電時に用いるバッテリ充電器を DC

リンク部に接続している。使用部品のパラメータを Table 1

に示す。従来の常時インバータ給電方式単相 UPSでは電解

コンデンサを用いていた DC リンクキャパシタを提案シス

テムでは 25 μF のフィルムキャパシタを用いている。また，

充放電を行う際に必要になるバッファキャパシタは 80 μF

のフィルムキャパシタを使用している。以上のキャパシタ

を使用することにより，電解コンデンサのレス化を果たし

ている。また，整流器負荷はクレストファクタが 2 となる

ような電解コンデンサとインダクタを選定している。

図 2 主回路構成

Fig. 2 Circuit configuration

表 1 主回路パラメータ

Table 1 Main circuit parameters

Element Symbol Value

Filter Inductor

Lz 365 μH

L1 985 μH

L2 942 μH

L3 264 μH

L4 200 μH

Buffer indicator Lbuf 2.14 mH

Filter capacitor C1 20 μF

C2 40 μF

DC link capacitor Cdc 25 μF

Buffer capacitor Cbuf 80 μF

Load inductor Lr 3.55 mH

Load capacitor Cr 2200 μF

3. 制御構成

〈3･1〉 電源正常時 Fig. 3 に制御ブロックを示す。

PWM整流器は電圧 PI電流 P制御，単相インバータは電圧

PID 制御をアクティブバッファは電圧 PI 電流 PI 制御を行

っている。PWM整流器と単相インバータ，アクティブバッ

ファはそれぞれ制御間の干渉はない。すべての回路のスイ

ッチング周波数は 20kHzである。

本システムにおいて DC リンク部の電力脈動は 2 つの要

因から生じる。1 つ目は単相 PWM コンバータによる単相

電力脈動成分であり，2つ目は整流器負荷側の出力電力脈動

成分である。はじめに，入力側の単相電力脈動を記述する。

コンバータの入出力電力とバッファ電力の関係を Fig. 4 に

示す。入力側の瞬間電力は入力電圧と入力電流が正弦波で

入力力率 1とすると Eq.(1)となる。

........................ (1)

Eq. (1) で，vinmax と iin

max はそれぞれ単相入力の電圧電流

の最大値， ωinは入力の角周波数である。単相瞬時電力は入

力周波数の 2倍の周波数で脈動する。脈動成分は第 2項に

表れているので， Eq. (2) をデカップリング回路で補償す

る (7) 。

........................... (2)

補償することにより直流部の電力は Eq.(3)のように一定と

なる。

............................................. (3)

一方，出力電力は Eq.(4)で 表すことができる 。

........................................... (4)

Eq. (4) で pout’ は負荷が消費する出力電力であり，pripは出

AC

Input Battery Load

Converter Inverter

AC

Input

Battery

Load

AC-SW

Converter

/Inverter

Vdc

voutvin

iout

iin

ibuf Vbufbattery

charger

R

L1

L2Lz

Lz L3

L4

Lr

C1

Cdc

Cbuf

C2 Cr

Lbuf

ω

ω

3／6

図 3 制御ブロック

Fig. 3 Control block

図 4 入出力電力とバッファ電力の関係

Fig. 4 Relationship between input/output

power and buffer power

力電力に含まれる脈動成分であり ω，4ω，……と続く基本

周波数 の偶数倍の脈動である。本稿では，出力電力脈動を

推定するために出力電力 poutをハイパスフィルタ（HPF）

に通すことで求める。

〈3･2〉 停電時の瞬停補償 UPS の主目的は電源異常

時にもアプリケーションへの給電を継続することである。

一般的な常時インバータ給電方式UPSは無瞬断で系統から

バッテリ駆動に切り替わる。これは DC リンク部に大容量

電解コンデンサを有しており，停電発生からバッテリ駆動

の切り替えに多少の遅れが生じた場合にもパッシブバッフ

ァにより出力電圧に影響を及ぼすことがないためである。

一方，電解コンデンサレス単相 UPSではパッシブバッファ

を有しないため，Fig. 5のように DCリンク電圧 Vdcが急峻

に低下することが予想できる。そこで，本提案システムでは

アクティブバッファに充電されているエネルギーを用いて

この問題を解決する。

はじめに，停電を検知した際の回路の動き方を説明する。

Fig. 6，Fig. 7に使用する回路を示す。電源正常時には Fig.

6のようにバッテリからの給電は行わず，すべて PWMコン

バータから給電を行う。停電発生時には Fig. 7 のように

PWMコンバータのスイッチをすべてオフにし，系統から切

り離す。その後バッテリ充電器より給電し，負荷には持続的

に電力が送られるような動きをする。従来の常時インバー

タ給電方式単相 UPSであればこれでよいのだが，電解コン

デンサレスの場合，前に記述した通り Vdcの急峻な低下によ

り負荷側では瞬低した電圧が供給されてしまう。これでは

常時インバータ給電方式の利点である無瞬断が実現できて

いない。そこで，本節の提案としてバッファキャパシタに蓄

えられたエネルギーを用いることで負荷に供給される瞬低

を回避する。本システムのアクティブバッファは昇圧型双

方向チョッパを使用しているため Vdc < Vbuf の関係を保ち

続ける必要がある。そのため停電発生時に使用できるエネ

ルギーは Fig. 5の斜線部となる。

次に停電検出について記述する。本提案システムで使用

する停電検出の制御ブロックを Fig. 8 に示す。+th はしき

い値である。本論文では Fig. 8を微分型停電検出器と呼ぶ。

微分型停電検出器では入力電圧を微分し Cos 波をマイコン

内で生成する。その後 Eq. (5)の関係を用いて交流成分を取

り除き立下りを比較し停電検出のフラグを得る(8)。

................................. (5)

図 5 電圧の急峻な低下

Fig. 5 Steep drop in voltage

図 6 通常時に使用する回路

Fig. 6 Circuit used when power supply is normal

PIPIVbufcmd

Vbuf

÷

ibuf

iin max

vin_max

cos(2ωint)

Vdc

× × K ÷

vout

iout

× ÷ HPF

20 kHz

PPIVdccmd

Vdc

×

PLL

vin

÷

20 kHz

Kiin

voutcmd

vout

PID ÷

20 kHz

K

PWM converter

Inverter

Input side pulsation estimation

Output side pulsation estimation

Active buffer

0

pbuf

discharge

charge

0

pin

0

pdc

Constant value

t t t

Input power Buffer power DC power

V

t

Vbuf

Vdc

Vdc

voutvin

iout

iin

ibuf Vbufbattery

charger

4／6

図 7 停電時に使用する回路

Fig. 7 Circuit used during power failure

図 8 微分型停電検出器

Fig. 8 Power Failure Detector

4. 実験結果

〈4･1〉 電源正常時 アクティブパワーデカップリング

（APD）を適用していない入力電流 iin を Fig. 9 (a)に，DC

リンク電圧 Vdc を Fig. 9 (b)に，出力電圧を Fig. 9 (c)に示

す。本実験は 500 Wの整流器負荷で行っている。Fig. 9 (a)

より入力電流が正弦波に制御できていないことが分かる。

また，THDは 43%であった。Fig. 9 (b)より入出力の電力脈

動により DC リンク電圧のリプルが大きくなっていること

も確認できる。今回の実験では最大値 306V，最小値 98Vで

ありリプル率は 116%であることが分かった。リプル電圧に

伴い Fig. 9 (c)では正弦波が出力されず UPS の機能を果た

していない。出力電圧の THDは 18%であった。以上より，

APD を適用していない場合，電力脈動により DCリンク電

圧のリプルが大きくなりそれに起因して，入力電流と出力

電圧の波形に強い影響をもたらすことを確認した。

適用後の入力電流を Fig. 10(a)に，DCリンク電圧を Fig.

10(b)，出力電圧を Fig. 11 (a)，バッファキャパシタ電圧

（Vbuf）を Fig. 11(b)，バッファリアクトル電流（ibuf）を Fig.

11(c)に示す。Fig. 9(a)と Fig. 10 (a)を比較すると波形が格

段に改善していることが分かった。THDは 11%であり APD

適用前と比べ 32%改善したことを確認した。Fig. 9(b)と Fig.

10 (b) は DCリンク電圧であるが，APD適用により電圧リ

プルが大きく低減している。最大値は 219V，最小値 141V

でありリプル率は 44%であった。APD 適用前は 116%であ

ったため，72%低減したことが波形より読み取れる。Fig.

9(c)と Fig. 11(a)を比較すると，出力電圧波形が改善されて

いることが分かる。APD適用後の出力電圧 THDは 5%であ

ったため，APD適用前に比べ 13%改善したことを確認した。

Fig. 11(b)より指令値 400V で平均値制御を行えていること

がわかり，Fig. 11(c)より，アクティブバッファが充放電で

来ていることを確認した。

(a) Input Current iin

(b) DC Voltage Vdc

(c) Output Voltage vout

図 9 APD適用前の実験結果

Fig. 9 Experimental results without APD

(a) Input Current iin

(b) DC Voltage Vdc

図 10 APD適用後の実験結果 1

Fig. 10 Experimental results with APD 1

Vdc

voutvin

iout

iin

ibuf Vbufbattery

charger

vin

x2

sT x2

+th

LPF

-20

-10

0

10

20

Volt

age [

V] iin

10 ms

0

200

400

Vo

ltage [

V]

Vdc

98V

306V

10 ms

-200

-100

0

100

200

Vo

ltage [

V] vout

10 ms

-20

-10

0

10

20

Volt

age [

V] iin

10 ms

0

200

400

Volt

age [

V] Vdc

141V

219V

10 ms

5／6

(a) Output Voltage vout

(b) Buffer capacitor voltage Vbuf

(c) Buffer inductor current ibuf

図 11 APD適用後の実験結果 2

Fig. 11 Experimental results with APD 2

〈4･2〉 停電時の瞬停補償 瞬停補償を適用していない実

験結果を Fig. 12 に，瞬停補償を適用した実験結果を Fig.

13に示す。本節の実験はすべて実効値 50Vで行っている。

Fig. 12，Fig. 13ともに(a)は停電を確認するための入力電圧

である。Fig. 12(b)より停電発生後 DCリンク電圧（Vdc）が

急峻に低下し停電発生から 3 msで 0 Vまで落ちている。そ

れに伴い出力電圧（vout）もインバータの特性上，Vdc = Vbuf

となり DC リンク電圧と同時間に 0 V になってしまい，正

弦波を出力させることはできていない。Fig. 12(c)よりバッ

ファリアクトル電流（ibuf）で放電が行われていないことが

確認できる。

一方，瞬停対策補償を行った Fig. 13(b)では DCリンク電

圧の急峻な低下は回避されており，10 msの間では 0 V に

到達することはなくなった。それに伴い，Fig. 13(e)より出

力電圧が停電後も継続して出力されていることを確認し

た。提案する補償をいれると約 8ms の間出力電圧が追加で

供給され続けることが分かり，有効性を確認することがで

きた。実効値も 36V であったものが補償後には 48V であ

り，4%まで電圧低下を抑えることができている。アクティ

ブバッファの動作としては Fig. 13(c)より放電していること

を確認し，放電したことによりバッファキャパシタ電圧

（Fig. 13(d)）が徐々に低下していることが分かる。以上よ

り，アクティブバッファキャパシタに蓄えられるエネルギ

ーにより 10 ms程度，瞬断を回避できることを確認した。

(a) Input Voltage

(b) Buffer inductor current

(c) Buffer capacitor voltage

(d) Vdc Voltage

(e) Output Voltage

図 12 無補償時の停電切り替え結果

Fig. 12 Result of uncompensated

-200

-100

0

100

200

Vo

ltage [

V] vout

10 ms

0

200

400

600

Volt

age [

V]

Vbuf

10 ms

-20

-10

0

10

20

Vo

ltage [

V] ibuf

10 ms

-100

-50

0

50

100

Vo

ltage [

V]

vin

10 ms

Blackout

-6

-3

0

3

6

Cu

rrent

[A]

ibuf

10 ms

Vbuf0

100

200

300

Vo

ltage [

V]

10 ms

0

50

100

150

Vo

ltage [

V]

Vdc

10 ms

-100

-50

0

50

100

Volt

age [

V]

vout

10 ms

6／6

(a) Input Voltage

(b) Buffer inductor current

(c) Buffer capacitor voltage

(d) Vdc Voltage

(e) Output Voltage

図 13 提案法の停電切り替え

Fig. 13 Result of propositional mood

4. まとめ

本稿では常時インバータ給電方式UPSの電解コンデンサ

レス化を目的に，アクティブパワーデカップリングの適用

を検討した。整流器負荷に起因する電力脈動を補償する提

案手法を用いることにより，DCリンク電圧のリプルを補償

しない時と比べ 72%低減することを実機実験にて確認し

た。また，入力電流 iinの THDは 32% 改善し，出力電圧の

THD は 13% 改善した。以上より，APD の適用により DC

リンクのリプル電圧が低減でき，それに伴い入力電流と出

力電圧の正弦波が改善した。

電解コンデンサレス単相UPSの問題点であった停電時の

瞬低をアクティブバッファキャパシタの電荷を利用した制

御手法により実効値 50 Vの場合 10 msの間，出力電圧の電

圧低下を回避することができることを確認した。

文 献

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た瞬停検出法」，産業応用部門大会，pp.261-264 (2004)

-100

-50

0

50

100

Volt

age [

V]

vin

10 ms

Blackout

-6

-3

0

3

6

Cu

rrent

[A]

ibuf

10 ms

0

100

200

300

Vo

ltage [

V]

Vbuf

10 ms

0

50

100

150

Volt

age [

V]

Vdc

10 ms

-100

-50

0

50

100

Volt

age [

V]

vout

10 ms