第 7 章 频率调制与解调
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第 7 章 频率调制与解调. 7.1 调频信号分析 7.2 调频器与调频方法 7.3 调频电路 7.4 鉴频器与鉴频方法 7.5 鉴频电路 7.6 调频收发信机及特殊电路 7.7 调频多重广播. 要求掌握调频信号分析,调频器与调频方法,鉴频器与鉴频方法,鉴频电路,熟悉调频电路,调频收发信机及特殊电路。. 7.1 调频信号分析. 7.1.1 调频信号的参数与波形 - PowerPoint PPT PresentationTRANSCRIPT
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 第 7 章 频率调制与解调
7.1 调频信号分析 7.2 调频器与调频方法7.3 调频电路7.4 鉴频器与鉴频方法 7.5 鉴频电路 7.6 调频收发信机及特殊电路7.7 调频多重广播
要求掌握调频信号分析,调频器与调频方法,鉴频器与鉴频方法,鉴频电路,熟悉调频电路,调频收发信机及特殊电路。
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第 7 章 频率调制与解调
7.1 调频信号分析
( ) ( ) ( ) cosc c f c mt t k u t t
7.1.1 调频信号的参数与波形 设调制信号为单一频率信号 uΩ(t)=UΩcosΩt, 未调载波电压为 uC=UCcosωct, 则根据频率调制的定义 , 调频信号的瞬时角频率为
它是在 ωc 的基础上 , 增加了与 uΩ(t) 成正比的频率偏移。式中 kf 为比例常数。调频信号的瞬时相位 φ(t) 是瞬时角频率ω(t) 对时间的积分 , 即
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第 7 章 频率调制与解调
式中 ,φ0 为信号的起始角频率。为了分析方便 , 不妨设 φ0=0, 则式( 7―2 )变为
00( ) ( )
tt d ( 7―
2 )
0( ) ( ) sin sin ( )
tm
c c f ct d t t t m t t
式中, 为调频指数。 FM 波的表示式为m
fm
sin( ) cos( sin ) Re[ ]fe jm tj tFM C c f Cu t U t m t U e e
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图 7―1 调频波波形
t0
t0
u
(a )
(b )
t0
( t )
(c )
c
m
t0
(d )
I FM ( t )
t
( t )
024
T c 2 T c
m f
( t )
c
(e )
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图 7―2 调频波 Δfm 、 mf 与 F 的关系
F
fm
m f
0
fm
m f
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第 7 章 频率调制与解调 7.1.2 调频波的频谱 1 .调频波的展开式 因为式( 7―4 )中的 是周期为 2π/Ω 的周
期性时间函数 , 可以将它展开为傅氏级数 , 其基波角频率为 Ω, 即
sinfjm te
sin ( )fjm t jn tn f
n
e J m e
( 7―5 ) 式中 Jn(mf) 是宗数为 mf 的 n 阶第一类贝塞尔函数 ,
它可以用无穷级数进行计算 :2
0
( 1) ( )2( )
!( )!
fn n m
n fm
m
J mm n m
( 7―6 )
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第 7 章 频率调制与解调 它随 mf 变化的曲线如图7―3所示 , 并具有以下特性 :
Jn(mf)=J-n(mf), n 为偶数
Jn(mf)=-J-n(mf), n 为奇数 因而 , 调频波的级数展开式为
( )( ) Re[ ( ) ]
( )cos( )
cj t n tFM C n f
n
C n f cn
u t U J m e
U J m n t
( 7―7 )
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―3 第一类贝塞尔函数曲线 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
£ 0.4
£ 0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
J n (m f)
J 0
J 1 J 2 J 3 J 4 J 5 J 6 J 7 J 8 J 9 J 10
m f
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第 7 章 频率调制与解调 2 .调频波的频谱结构和特点 将上式进一步展开 , 有 uFM(t)=UC [ J0(mf)cosωct+J1(mf)cos(ωc+Ω)t
-J1(mf)cos(ωc-Ω)t+J2(mf)cos(ωc+2Ω)t
+J2(mf)cos(ωc-2Ω)t+J3(mf)cos(ωc+3Ω)t
-J3(mf)cos(ωc-3Ω)t+… ] ( 7―8 )
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第 7 章 频率调制与解调 图7―
4 单频调制时FM
波的振幅谱(a)Ω
为常数;(b
)Δωm为常数
c
m f£½1
c
m f£½1
m f£½2
c c
m f£½2
c
m f£½5
c
m f£½10
Q
c
m f£½15
m f£½5
c
m f£½10
m f£½20
c
c
(a ) (b )
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图 7―5 调频信号的矢量表示
0 载波
£
£ 0 载波
合成矢量
0(a ) AMÇé¿ö
(b ) NBFM 情况
m fsin t
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图 7―6 | J n(mf)|≥0.01 时的 n/mf 曲线
m f
n / m f
0
1
2
3
4
4 8 12 16 20
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第 7 章 频率调制与解调 以载波 fc 为中心,由无穷多对以调制频率 F 为间隔的边频分量组成,各分量幅值取决于 Bessel 函数,且以 fc 对称分布。载波分量并不总是最大,有时为零。FM 信号的功率大部分集中在载频附近。频谱结构与 mf 有密切关系。在 F 一定时, Δfm mf 有影响的边频数量增加 频谱展宽在 Δfm 一定时, F mf 有影响的边频数量增加 主要频谱宽度基本不变。
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第 7 章 频率调制与解调 7.1.3 调频波的信号带宽 通常采用的准则是 , 信号的频带宽度应包括幅度大
于未调载波 1% 以上的边频分量 , 即 |Jn(mf)| ≥0.01
由图可见 , 当 mf 很大时 ,n/mf 趋近于 1 。因此当 mf1
时 , 应将 n=mf 的边频包括在频带内 , 此时带宽为 Bs=2nF=2mfF=2Δfm ( 7―9 ) 当 mf 很小时 , 如 mf<0.5, 为窄频带调频 , 此时 Bs=2F ( 7―10 )
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第 7 章 频率调制与解调 对于一般情况 , 带宽为 Bs=2(mf+1)F=2(Δfm+F) ( 7―11 ) 更准确的调频波带宽计算公式为
2( 1)s f fB m m F ( 7―12 ) 当调制信号不是单一频率时 , 由于调频是非线性过
程 , 其频谱要复杂得多。比如有 F1 、 F2 两个调制频率 ,
则根据式 (7-7) 可写出 1 1 2 2( sin sin )
2 1 2
( ) Re[ ]
( )cos( )
f fc j m t m tj tFM C
C n f cn k
u t U e e
U J m n k t
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第 7 章 频率调制与解调 7.1.4 调频波的功率 调频信号 uFM(t) 在电阻 RL 上消耗的平均功率为
2
2 2
2
2
( )
1 ( )2
( ) 1
12
FMAM
L
FM c n fnL
n fn
FM c cL
u tPR
P U J mR
J m
P U PR
由于余弦项的正交性 , 总和的均方值等于各项均方值的总和 , 由式( 7―7 )可得
( 7―13 )
( 7―14 )
( 7―15 )
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第 7 章 频率调制与解调 7.1.5 调频波与调相波的比较 1 .调相波 调相波是其瞬时相位以未调载波相位 φc 为中心按
调制信号规律变化的等幅高频振荡。如 uΩ(t)=UΩcosΩt,
并令 φ0=0, 则其瞬时相位为 φ(t)=ωct+Δφ(t)=ωct+kpuΩ(t)
=ωct+ΔφmcosΩt=ωct+mpcosΩt ( 7―16 ) 从而得到调相信号为 uPM(t)=UCcos(ωct+mpcosΩt) ( 7―17 )
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第 7 章 频率调制与解调 调相波的瞬时频率为
( ) ( ) sin sinc p c mdt t m t tdt
( 7―18 )
图 7―8 调相波 Δfm 、 mp 与 F 的关系
F
fmm p
0
fm
m p
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―7 调相波波形
t0
t0
u
(a )
(b )
(c )
t0
( f )
i PM ( t )
t
P M ( t )
0
c
(g )
i c
( t )
t0
(d )
( t )
t0
(e )
( t )
t
c
0
m
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第 7 章 频率调制与解调 至于 PM 波的频谱及带宽 , 其分析方法与 FM 相同。
调相信号带宽为 Bs=2(mp+1)F (7―19)
图 7―9 调频与调相的关系
FM积分 调相
u
(a )
PM微分 调频
u
(b )
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第 7 章 频率调制与解调 2 .调频波与调相波的比较 调频波与调相波的比较见表 7―1 。 在本节结束前 , 要强调几点 :
( 1 )角度调制是非线性调制 , 在单频调制时会出现( ωc±nΩ )分量 , 在多频调制时还会出现交叉调制( ωc±nΩ1±kΩ2+… )分量。
( 2 )调频的频谱结构与 mf 密切相关。 mf 大 , 频带宽。
( 3 )与 AM 制相比 , 角调方式的设备利用率高 ,因其平均功率与最大功率一样。
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第 7 章 频率调制与解调 表 7―1 调频波与调相波的比较表
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第 7 章 频率调制与解调 例 1 调角波 ))(2000cos10102cos(10)( 8 Vtttu
试计算说明( 1 )调角波的载波频率;( 2 )调制信号频率;( 3 )最大频偏;( 4 )最大相移;( 5 )频谱宽度;( 6 )在单位电阻上的损耗功率;( 7 )能否确定是调频波还是调相波。例 2 已知某调频电路的调制灵敏度 VkHzk f /3
载波信号 调制信号)(102cos3)( 8 Vttuc )(106cos3102cos2)( 33 Vtttu
试写出输出调频波的数学表达式。
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例 3 已知调制信号 6),(102cos5)( 3 pf mmVttu
( 1 )对应的调频波与调相波的有效频谱宽度( 2 )若 不变, F 增大一倍,两种已调波的有效频谱宽度如何变化( 3 )若 F 不变, 增大一倍,两种已调波的有效频谱宽度如何变化( 4 )若 F 和 都增大一倍,两种已调波的有效频谱宽度又如何变化
U
U
U
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第 7 章 频率调制与解调
7.2 调频器与调频方法7.2.1 调频器 对于图 7―10 的调频特性的要求如下 :
( 1 )调制特性线性要好。 ( 2 )调制灵敏度要高。 ( 3 )载波性能要好。
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图 7―10 调频特性曲线
U 0
f
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第 7 章 频率调制与解调 7.2.2 调频方法 1 .直接调频法 这种方法一般是用调制电压直接控制振荡器的振荡
频率 ,使振荡频率 f(t) 按调制电压的规律变化。若被控制的是 LC 振荡器 , 则只需控制振荡回路的某个元件 (L或C),使其参数随调制电压变化 ,就可达到直接调频的目的。
常用的方法是采用变容二极管实现直接调频,由于电路简单、性能良好,已成为目前最广泛的调频电路之一。
在直接调频法中,振荡器与调制器合二为一,其优点是在实现线性调频的要求下,可获得较大频偏,其主要缺点是频率稳定度差。
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第 7 章 频率调制与解调 2 .间接调频法 实现间接调频的关键是如何进行相位调制。通常 ,实现相位调制的方法有如下三种 :
(1 )矢量合成法。这种方法主要针对的是窄带的调频或调相信号。对于单音调相信号
uPM=Ucos(ωct+mpcosΩt)
=Ucosωctcos(mpcosΩt)-Usin(mpcosΩt)sinωct
当 mp≤π/12 时 , 上式近似为 uPM≈Ucosωct-UmpcosΩtsinωct ( 7―20 )
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图 7―11 矢量合成法调
f ( t )
放大器
∑
£«
£ cos c t
AM f ( t )
放大器
∑
£«
£ cos c t
PM
sin c t
/2
(a ) (b )
f ( t ) ∑
£«
£ cos c t
FM
sin c t
/2
(c )
£
£«
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第 7 章 频率调制与解调 (2 )可变移相法。可变移相 法就是利用调制信号控制移相网络或谐振回路的
电抗或电阻元件来实现调相。 (3 )可变延时法。将载波信号通过一可控延时网络 ,延时时间 τ受调制信号控制 , 即
τ=kduΩ(t)
则输出信号为 u=Ucosωc(t-τ)=Ucos [ ωct-kdωcuΩ(t) ] 由此可知 ,输出信号已变成调相信号了。
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第 7 章 频率调制与解调 3.扩大调频器线性频偏的方法 对于直接调频电路 , 调制特性的非线性随最大相对
频偏 Δfm/fc 的增大而增大。当最大相对频偏 Δfm/fc限定时 , 对于特定的 fc,Δfm也就被限定了 , 其值与调制频率的大小无关。
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7.3 调频电路
0
(1 )j
CC uu
( 7―2
1 )
7.3.1 直接调频电路 1. 变容二极管直接调频电路 1) 变容二极管调频原理 其结电容 Cj 与在其两端所加反偏电压 u之间存在着如下关系 :
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图 7―12 变容管的 Cj~ u 曲线
0
C j
£½2
£½1/3
£½1/2
u /V
(a )
0
C j /pF
u /V
(b )
20
60
40
2 4 6 8
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第 7 章 频率调制与解调 静态工作点为 EQ 时 , 变容二极管结电容为
0
(1 )j Q
Q
CC C Eu
( 7―22 )
设在变容二极管上加的调制信号电压为 uΩ(t)=UΩcosΩt, 则
( ) cosQ Qu E u t E U t ( 7―23 )
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第 7 章 频率调制与解调 将式( 7―23 )代入式( 7―21 ) , 得
0
0
cos(1 )
1
(1 cos )(1 )
(1 cos )
jQ
Q
Q
Q
CC E U tu
CE U t
E uu
C m t
(7―24)
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第 7 章 频率调制与解调 2) 变容二极管直接调频性能分析 ( 1 ) Cj 为回路总电容。图 7―13 为一变容二极管直接调频电路 ,Cj作为回路总电容接入回路。图 7-13
( b )是图 7―13 ( a )振荡回路的简化高频电路。 由此可知 ,若变容管上加 uΩ(t),就会使得 Cj 随时间
变化(时变电容) , 如图 7―14(a) 所示 , 此时振荡频率为
/ 2 / 21 1( ) (1 cos ) (1 cos )cj Q
t m t m tLC LC
( 7―25 )
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―13 变容管作为回路总电容全部接入回路
R b2R b1R e
E c
C c
L
C c
V D £«
£ u
E Q
C b
L c
C jL
(a ) (b )
C c
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―14 变容管线性调频原理
o
C j
C Q
t
u o
C j
t
(a )
o
f
f0
t
Co
f
t
(b )
o
f
f0
t
o
f
t
(c )
u
E Q
C Q
E Q
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第 7 章 频率调制与解调 振荡频率随时间变化的曲线如图 7―14(b) 所示。 在上式中 ,若 γ=2, 则得
( ) (1 cos )
( )
c
c
t m t
t
( 7―26 )一般情况下 ,γ≠2,这时 , 式( 7―25 )可以展开成幂级数
2 21( ) [1 cos ( 1) cos ]2 2! 2 2ct m t m t
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第 7 章 频率调制与解调 忽略高次项 , 上式可近似为
2
2
2
( ) ( 1) cos8 2 2
( 1) cos28 2
cos cos2
c c c
c
c c m m
t m m t
m t
t t
(7―27)
二次谐波失真系数可用下式求出 :
22
1 ( 1)4 2
mf
m
K m
(7―28)
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第 7 章 频率调制与解调 调频灵敏度可以通过调制特性或式( 7―27 )求
出。根据调频灵敏度的定义 , 有2 2 2
m c c cf f
Q Q
mk SU U E u E
( 7―29 )
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第 7 章 频率调制与解调 ( 2 ) Cj作为回路部分电容接入回路。在实际应用
中 , 通常 γ≠2,Cj作为回路总电容将会使调频特性出现非线性 ,输出信号的频率稳定度也将下降。因此 , 通常利用对变容二极管串联或并联电容的方法来调整回路总电容 C 与电压 u之间的特性。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―15 Cj 与固定电容串、并联后的特性
C /pF
706050
20
10
5
10.1 0.5 1 2 5 u /V
¢Ù¢Ú
¢ÛC 1
C j
C 2
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―16 变容二极管直接调频电路举例
( a )实际电路 ; ( b )等效电路
1000 pF
4.3 k 10 k
1 k
12
H
3AG80D 10 pF15 pF
15 pF
输出
12 H
33 pF
L
1000 pF
20 H
1000 pF 1000 pF£ 12 V
2¡Á2CC1E
12 H 调制信号输入
偏置电压
33 pF
L
15 pF
10 pF
(a ) (b )
1000 pF
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第 7 章 频率调制与解调 将图 7―16 ( b )的振荡回路简化为图 7―17,这就是变容管部分接入回路的情况。这样 ,回路的总电容为 2
12
21
2(1 cos )
j
j
Q
Q
C CC C
C C
C CC
C m t C
( 7―3
0 )
图 7―17 部分接入的振荡回路
L C 1
C 2
C j
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第 7 章 频率调制与解调 振荡频率为
2 21 2
2 22 21
( ) (1 cos cos )
cos cos22 2
c
c c c c
t A m t A m tA Am A m t m t
式中 2
12
1
2 2
2 21
1 1 2 2
1
( )
23 1 ( 1) 18 4 2 1
(1 )(1 )
cQ
Q
C CL C
C C
Ap
Ap p p p
p p p p p
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第 7 章 频率调制与解调 1
2
12
1 2
Q
Q
m c c
Cp
CCpC
f A mf mfp
从式( 7―32 )可以看出 , 当 Cj 部分接入时 , 其最大频偏为 ( 7―33 ) 变容管部分接入回路方式适用于要求频偏较小的情况,有利于提高中心频率稳定度,可减少寄生调制。 注意:变容管应避免在低压区工作。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―18 加在变容管上的电压
0
C j
直流偏置点
高频电压
低频调制信号
u
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图 7―19 变容管等效电容随高频电压振幅和偏压的变化 (a )C j 随 U1 变化曲线 ; ( b ) Cj 随 E Q变化曲线
C j / pF35
30
25
20
15
10
5
0 0.5 0.7 1.0 1.5 2.0U 1 / V
C j / pF40
25
15
7
4
3
2 1.5 2 2.5 4E Q / V
2.5
56
89
10
20
30
3 5 6 7 8 9 10
U 1 £½1.5V1V0.5V
(a ) (b )
E Q £½2 V
2.6 V
2.7 V
3 V
3.3 V3.5 V
4 V4.5 V
5 V
6 V
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第 7 章 频率调制与解调 2. 晶体振荡器直接调频电路 变容二极管(对 LC 振荡器)直接调频电路的中心
频率稳定度较差。为得到高稳定度调频信号 ,须采取稳频措施 , 如增加自动频率微调电路或锁相环路(第 8 章讨论)。还有一种稳频的简单方法是直接对晶体振荡器调频。
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第 7 章 频率调制与解调 图 7―20 ( a )为变容二极管对晶体振荡器直接
调频电路 , 图( b )为其交流等效电路。由图可知 , 此电路为并联型晶振皮尔斯电路 , 其稳定度高于密勒电路。其中 , 变容二极管相当于晶体振荡器中的微调电容 , 它与 C1 、 C2 的串联等效电容作为石英谐振器的负载电容CL 。此电路的振荡频率为
10
[1 ]2( )
L
Cf f
C C
( 7―34 )
Cq:晶体的动态电容Co:晶体的静电容CL: C1 、 C2 、 Cj 的串联电容值
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―20 晶体振荡器直接调频电路
( a )实际电路 ; ( b )交流等效电路
调制信号
R 3 C j
R 4
R 2
C 2
C 1 R 5
C 3R 1
R 6
输出
E c
C 2
C j C 1
(a ) (b )
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第 7 章 频率调制与解调 3. 张弛振荡器直接调频电路 图 7―21 是一种调频三角波产生器的方框图。调
制信号控制恒流源发生器 , 当调制信号为零时 ,恒流源输出电流为 I; 当有调制电压时 ,输出电流为 I+ΔI(t),ΔI(t) 与调制信号成正比。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―21 三角波调频方框图
恒流源发生器
反相器调制电压
积分器
电压比较器
£ II a
b
u s
调 频三角波
u T
I
压控开关
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―22 电压比较器的迟滞特性和输入、输出波形
u T
(a )
U min
U max
u s
0U 1 U 2
0
u TU 2
U 1
t
0
u sU maxU min
t
(b )
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―23 三角波变为正弦波变换特性
U m
u o
U m
u T
u T
t
t
u o
00
0 U T
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第 7 章 频率调制与解调 电压比较器输出的是调频方波电压。如要得到正
弦调频信号 , 可在其输出端加波形变换电路或滤波器。图 7-23 便是由三角波变为正弦波的变换器特性。它是一个非线性网络 , 其传输特性为
sin2
To m
T
uu UU
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 7.3.2 间接调频电路 图 7―24 是一个变容二极管调相电路。它将受调
制信号控制的变容管作为振荡回路的一个元件。 Lc1 、Lc2 为高频扼流圈 , 分别防止高频信号进入直流电源及调制信号源中。
高 Q 并联振荡电路的电压、电流间相移为2arctan( )
o
fQf
( 7―3
5 )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―24 单回路变容管调相器
高频振荡输入
R b2
R b1L c1
V
R e C e
L
C 1
C
V D
R 2
R 1
E c
C 3
L c2C 2
调相信号 输 出
调制信号 输 入
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 当 Δφ< π/6 时 ,tanφ≈φ, 上式简化为
设输入调制信号为 UΩcosΩt, 其瞬时频偏 ( 此处为回路谐振频率的偏移 ) 为
0
2 fQf
( 7―3
6 )
1 cos2
cos
of mf tp
Q m tp
当 Δφ< π/6 时 ,tanφ≈φ, 上式简化为( 7―37 )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―25 三级回路级联的移相器
接下级放大管
470 3 pF
22 k
1 pF
0.002
22 k
0.002
22 k
1 pF
0.002
47 k
u
47 k
8 V
5 pF
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
例 变容二极管直接调频电路的交流等效电路如图所示,变容二极管的结电容
uEtu
CC
Q
jQj
)(1
其中)(33.10),(15),(10
2(V),t102cos2)(u(pF),04C
21
3jQ
uHLuHLVuE
t
Q
试求:( 1 )调频波的载波频率,以及最大瞬时频率、最小瞬时频率( 2 )调频波的最大频偏,有效频谱宽度。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
变容管调频器的仿真 Pspice example/exam8.sch
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
7.4 鉴频器与鉴频方法 7.4.1 鉴频器 角调波的解调就是从角调波中恢复出原调制信号的过程。调频波的解调电路称为频率检波器或鉴频器( FD ) ,调相波的解调电路称为相位检波器或鉴相器( PD )。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―26 鉴频器及鉴频特性
变换器f u o fB
u omax
u o
fc fA f
(a ) (b )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 峰值带宽 Bm:鉴频特性曲线左右两个最大值间对应的
频率间隔。要求 Bm>2Δfm
对鉴频器的另外一个要求 ,就是鉴频跨导要大。所谓鉴频跨导S D,就是鉴频特性在载频处的斜率 , 它表示的是单位频偏所能产生的解调输出电压。鉴频跨导又叫鉴频灵敏度 , 用公式表示为
0c
o oD f f f
du duSdf d f
( 7―38 )
门限效应:当鉴频器输入信噪比低于规定的门限值,鉴频器的输出信噪比将急剧下降,甚至无法接收。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 7.4.2 鉴频方法 1. 振幅鉴频法 调频波振幅恒定 ,故无法直接用包络检波器解调。
鉴于二极管峰值包络检波器线路简单、性能好 ,能否把包络检波器用于调频解调器中呢?显然 ,若能将等幅的调频信号变换成振幅也随瞬时频率变化、既调频又调幅的 FM―AM 波 ,就可以通过包络检波器解调此调频信号。用此原理构成的鉴频器称为振幅鉴频器。其工作原理如图 7―27 所示。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
(a) 振幅鉴频器框图; (b) 变换电路特性
图 7―27 振幅鉴频器原理
u FM变换电路 包络检波
u u o
(b )
0
u
c
(a )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 1 )直接时域微分法 设调制信号为 uΩ=f(t), 调频波为
0
0
( ) cos[ ( ) ]
( ) [ ( )]sin[ ( ) ]
t
FM c f
tFM
c f c f
u t U t k f d
u tu U k f t t k f ddt
( 7―39 )
( 7―40 )
对此式直接微分可得
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―28 微分鉴频原理
u FM包络检波
u u odd t
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―29 微分鉴频电路
u i ( t )
E c
C
u c( t )
i i ( t )
R C c
E c
R o C o
u o
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 2 )斜率鉴频法 双离谐鉴频器的输出是取两个带通响应之差 , 即该
鉴频器的传输特性或鉴频特性 , 如图 7-33 中的实线所示。其中虚线为两回路的谐振曲线。从图看出 , 它可获得较好的线性响应 ,失真较小 ,灵敏度也高于单回路鉴频器。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―30 单回路斜率鉴频器
u FM u i U o
u FM
t
u i
t0
U o
t00
(a )
U i
0
( )工作区 线性区
fc f0f
U i
t
f ( t )
fm
t
(b )
0
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―31 双离谐平衡鉴频器
u FM ¢ñ
f01 £½fc
¢ò
¢ó
u 1
u 2
£«
£ £
£«
U o1
U o2
U o
£«
£
(a )
f
¢ò¢ó
f0 3 fc f02
t
f ( t )
(b )
f02
f03
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―32 图 7―31 各点波形
t0
u FM
(a )
t0
U o1
t
U o2
(b )
(c )
t
U o
(d )
0
0
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―33 双离谐鉴频器的鉴频特性
B m
0
U o
fAf
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 2. 相位鉴频法 相位鉴频法的原理框图如图 7―34 所示。图中的
变换电路具有线性的频率—相位转换特性,它可以将等幅的调频信号变成相位也随瞬时频率变化的、既调频又调相的 FM―PM 波。
图 7―34 相位鉴频法的原理框图
变换电路 鉴相器u FM u FM-PM u o
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 相位鉴频法的关键是相位检波器。相位检波器或
鉴相器就是用来检出两个信号之间的相位差,完成相位差—电压变换作用的部件或电路。设输入鉴相器的两个信号分别为
1 1 1
2 2 2 2 2
cos[ ( )
cos[ ( )] sin[ ( )]2
c
c c
u U t t
u U t t U t t
(7―41)
(7―42)
同时加于鉴相器,鉴相器的输出电压 uo 是瞬时相位差的函数,即
2 1[ ( ) ( )]ou f t t (7―43)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 1) 乘积型相位鉴频法 利用乘积型鉴相器实现鉴频的方法称为乘积型相
位鉴频法或积分 (Quadrature) 鉴频法。在乘积型相位鉴频器中,线性相移网络通常是单谐振回路 (或耦合回路 ) ,而相位检波器为乘积型鉴相器,如图 7―35 所示。
图 7―35 乘积型相位鉴频法
u s 移相网络u s¡ä
低通滤波u o
K
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 设乘法器的乘积因子为 K ,则经过相乘器和低通滤波器后的输出电压为
2) 叠加型相位鉴频法 利用叠加型鉴相器实现鉴频的方法称为叠加型相
位鉴频法。对于叠加型鉴相器,就是先将 u1 和 u2( 式(7―41) 和 (7―42)) 相加,把两者的相位差的变化转换为合成信号的振幅变化,然后用包络检波器检出其振幅变化,从而达到鉴相的目的。
01 2
0
2sin(arctan )2oK Q fu U U
f (7―44)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
1 1 1
2 2 2 2 2
cos[ ( )
cos[ ( )] sin[ ( )]2
c
c c
u U t t
u U t t U t t
设输入鉴相器的信号为
则U(t)=
21 1 2
1
12 2 1
2
(1 sin ( )
(1 sin ( )
e
e
UU t U UUUU t U UU
2 1( ) ( ) ( )e t t t
为抵消直流项、扩大线性鉴频范围,常采用平衡式电路 ,差动输出
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―36 平衡式叠加型相位鉴频器框图
包 络检波器
包 络检波器
/2
£«
£«
£«
£«
u s
u r
u s
¡ä u r
u D1
u D2
u o1
u o2
£«
£
u o
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 3. 直接脉冲计数式鉴频法 调频信号的信息寄托在已调波的频率上。从某种意义上讲,信号频率就是信号电压或电流波形单位时间内过零点 (或零交点 ) 的次数。对于脉冲或数字信号,信号频率就是信号脉冲的个数。基于这种原理的鉴频器称为零交点鉴频器或脉冲计数式鉴频器。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―37 直接脉冲计数式鉴频器
限幅放大 微分u FM u 1
半波整流u 2
单稳u 3
低通滤波u 4 u o
(a )
(b )
u FM t
u 1 t
u 2 t
u 3 t
u 4 t
u o t
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
例 4 鉴频器的输入信号为, 鉴频跨导 SD=-5mV/kHz, 线性鉴频范围大于 2Δfm, 求输出
电压 uO(t) 。解:
]102sin10sin[3)( 30 tttuFM
ttttttv OOFM3102sin10)()()()( 中知由
tdt
tdt 33 102cos10210)()(
tttf 34 102cos102
)()(
ttfStu DO3102cos50)()(
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
7.5 鉴频电路 7.5.1 叠加型相位鉴频电路 1.互感耦合相位鉴频器 互感耦合相位鉴频器又称福斯特—西利 (Foster―Seeley) 鉴频器,图 7-38 是其典型电路。相移网络为耦合回路。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―38 互感耦合相位鉴频器
C 1L 1
£«
£
U 1
u i
E c
C o
ML 2.
£«
£ 2
U 2.
£«
£ 2
U 2
.
C 2
£«
£
U 2
. £« £ U 1
.L 3
R L
R L
C
C
£«
£ £
£«
u o1
u o2
u o
£«
£
放大 变换网络 平衡叠加型鉴相器
V D2
V D1
返回比例鉴频器
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 1) 频率—相位变换 频率—相位变换是由图 7―39(a) 所示的互感耦合回路完成的。由图 7―39(b) 的等效电路可知,初级回路电感 L1 中的电流为
11
1 1 f
UIr j L Z
(7―45)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―39 互感耦合回路
.
L£«
£
U 1
I1
rC
.
rC
L£«
£
U 2
.
(a )
rC
L£«
£
U 2
.
£ £«E 2
.
I2
.
(b )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 考虑初、次级回路均为高 Q回路, r1也可忽略。这样,上式可近似为
11
1
2 1 1
1
UIj L
ME j M I UL
初级电流在次级回路产生的感应电动势为(7―46)
(7―47)
感应电动势 在次级回路形成的电流 为2E
2I
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 2 1
2
12 2 2 2
2 2
122
2 2 12 2
2
1 1( ) ( )
1 11( )
E M UILr j L r j L
C C
M UU I jj C C L r j L
C
(7―48)
(7―49)
则上式变为 1 22 121 1
jA AUU U ej
(7―50)
0 1 2
0
2 ,
1A=kQ, Q=
f MQ kf L L
Cr
令 耦合系数
耦合因子
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―40 频率—相位变换电路的相频特性
0
/2
£ /2
/2 £
f0 f
f/2
(a ) (b )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 2) 相位—幅度变换 根据图中规定的 与 的极性,图 7―38 电
路可简化为图 7―41 。这样,在两个检波二极管上的高频电压分别为
2U
1U
21 1
22 1
2
2
D
D
UU U
UU U
(7―51)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―41 图 7―38 的简化电路
£«
£
£«
£ 2
U 2
.
£«
£ 2
U 2
.£« £
U 1
.
U D1
.
U D2
.
£«
£ 2U 2
.
2U 2
.
£« £ U 1
.
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 合成矢量的幅度随 与 间的相位差而变化 (FM―P
M ― AM 信号 ) ,如图 7―42 所示。 ①f=f0=fc 时, 与 的振幅相等,即 UD1=UD2;
②f>f0=fc 时, UD1>UD2 ,随着 f 的增加,两者差值将加大;
③f<f0=fc 时, UD1<UD2, 随着 f 的增加,两者差值也将加大。
2U
1U
2DU
1DU
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―42 不同频率时的 与 矢量图 1 2D DU U
2U 2
.
£ 2U 2
.
U D1
.
U 1
.
U D2
.
(a ) f£½fc
2U 2
.
U D1
.
U D2
.£ 2
U 2
. U 1
. 0
2U 2
.U D1
.
U D2
.U 1
.
£ 2U 2
.00
(b ) f£¾fc (c ) f£¼fc
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 3) 检波输出 设两个包络检波器的检波系数分别为 Kd1 ,Kd2( 通常
Kd1=Kd12=Kd) ,则两个包络检波器的输出分别为 uo1=Kd1
UD1 ,uo2=Kd2UD2 。鉴频器的输出电压为1 2 1 2( )o o o d D Du u u K U U (7―52)
0
0
0
, 0
, 0
, 0
c
c
c
f f u
f f u
f f u
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―43 鉴频特性曲线
U o
0( f0 )
f ( t )
f( f)
U o
t
(a )
(b ) f0
U
f(或 2 )
ffa¢Ù
¢Úf
f0
(c )
0
t
0U o
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―44 SD~ A 曲线
S D
01 2 3 A
S D /( S D ) lim
0 1 2 3 4 A
0.5
1.0
(a ) (b )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 2. 电容耦合相位鉴频器 图 7―45(a) 是电容耦合相位鉴频器的基本电路。
两个回路相互屏蔽。图中 Cm 为两回路间的耦合电容,其值很小,一般只有几个皮法至十几个皮法。
耦合回路部分单独示于图 7―45(b) ,其等效电路示于图 7―45(c) 。根据耦合电路理论可求出此电路的耦合系数为
2( )( 4 )m m
m m
C CkCC C C C
(7―53)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―45 电容耦合相位鉴频器
U 1
.
£«
£
C 1L 1
L 2C 2
C m
U 2
. L c
V D 1
V D 2
C 3
C 4
R 1
R 2
U o
C 1 L 1 L 2
C m B
C 2
A
CL 4 C
C m
L4
(a )
(b )
(c )
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 设次级回路的并联阻抗 Z2 为
2
2 12
1
1 12 4
e
m
RZj
U j C Z U
由于 Cm 很小,满足 1/(ωCm)>>p2Z2,p=1/2 。分析可得 ,AB 间的电压为
(7―54)
(7―55)
由此可得 10
2 1 1 11 1 12 1 2 1 1 1
em m
QR AUCU j C U j C U jkQU j
j j j j
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 7.5.2 比例鉴频器 1. 电路 比例鉴频器是一种类似于叠加型相位鉴频器,而又具
有自限幅 ( 软限幅 ) 能力的鉴频器,其基本电路如图7―46(a)所示。它与互感耦合相位鉴频器电路的区别在于:
(1) 两个二极管顺接; (2) 在电阻 (R1+R2) 两端并接一个大电容 C ,容量约
在 10μF 数量级。时间常数 (R1+R2)C 很大,约 0.1~ 0.25s ,远大于低频信号的周期。
(3)接地点和输出点改变。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 2. 工作原理 图7―46(b)是图 (a) 的简化等效电路,电压、电流
如图所示。由电路理论可得 i1(R1+RL)-i2RL=uc1 (7―56)
i2(R2+RL)-i1RL=uc2 (7―57)
uo=(i2-i1)RL (7―58)
当 R1=R2=R 时,可得2 1
2 1 2 1
21 1( ) ( )2 2
c co
L
o c c d D D
u uuR R
u u u K U U
(7―59)
(7―60)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 当 f=fc 时, UD1=UD2, i1=i2,但以相反方向流过负载
RL, 所以输出电压为零; 当 f>fc 时, UD1>UD2, i1>i2,输出电压为负; 当 f<fc 时, UD1<UD2, i1<i2 ,输出电压为正。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―46 比例鉴频器电路及特性
.U 1
M
L 2L c
V D 1
R L
OC 1
C 2
D
R 1
R 2
C E o
A
B
C L
U o
(a )
£«
£
£
£«
2U 2
.
U 1
.
2U 2
.
V D 1
u D1
u D2
£
£«
£
£«
u c1
u c2
O R L
C 1
C L
C 2R 2
R 1i 1
i 2
D 2U 2
.
2U 2
.
U 1.
0 f
U o
(b )
(c )
V D 2
£«
£« £
£« £
£ £«
V D 2
V D 1
V D 2
比例鉴频
电感耦合相位鉴频器
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 自动频率控制系统中要特别注意。当然,通过改
变两个二极管连接的方向或耦合线圈的绕向 ( 同名端 ) ,可以使鉴频特性反向。另一方面,输出电压也可由下式导出:
1
2 1 2 1 22 1
12 1
2
11 1 1 1( )2 2 2 2 1
c
c c c c co c c o o
co c c
c
uu u u u uu u u E E uE u u
u
(7―61)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 3.自限幅原理 (1)回路的无载 Q0 值要足够高,以便当检波器输入电阻 Ri 随输入电压幅度变化时,能引起回路 Qe 明显的变化。
(2) 要保证时常数 (R1+R2)C 大于寄生调幅干扰的几个周期。比例鉴频器存在着过抑制与阻塞现象。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―47 减小过抑制及阻塞的措施
R
R
E o£«
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 7.5.3 正交鉴频器 1. 正交鉴频原理 正交鉴频器实际上是一种乘积型相位鉴频器,它
由移相网络、乘法器和低通滤波器三部分组成。调频信号一路直接加至乘法器,另一路经相移网络移相后( 参考信号 ) 加至乘法器。由于调频信号和参考信号同频正交,因此,称之为正交鉴频器。
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 2. 集成正交鉴频器 图 7―48 是某电视机伴音集成电路,它包括限幅
中放 (V1 ,V2;V4 、 V5;V7 、V 8 为三级差分对放大器, V3 、V6 和 V9 为三个射极跟随器 ) 、内部稳压 (VD1~ VD5 、 V
10) 和鉴频电路三部分。 移相网络如图 7―49(a) 所示,其传输函数为
21
1
11 1( )
( ) 1 1 11 1( )
j C jQ LCR LH jj
j C j CR L
(7―62)
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调
图 7―48 集成正交鉴频器
V 1 V 2 V 4
V 3
R 1 R 5
V 5
V 6
V 7 V 8
R 7
V 9
V 10
10
11
13
12
R 2 R 3 R 4 R 6 R 8
R 9
R 101
V D 1L C
R 11
5
R 12
V 12 V 13
R 14
2
3C 1
4
R 13
V 11
V 16
V 14 V 15
V 17
V 18
R 15
V D 6
R 16
6
7
8
R 17
14
ÏÞ·ùÖзŠÄÚ²¿ÎÈѹ µ÷Ƶ¼ì²¨
V D 2
V D 3
V D 4
V D 5
R
V 19
《高频电路原理与分析》
第 7 章 频率调制与解调 其中, 可见, u1 与 u2(实际上是 ur 与 us)之间的相位差为
2
020 0 0 1
1, ( 1) 2 ,( )c
R fQ Q QL f L C C
1 1
1 2
arctan2
cos( sin )
cos( sin )c f
c f
u U t m t
u U t m t
相频特性曲线见图 7―49(b) 。若设
(7―64)
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第 7 章 频率调制与解调 当 Δf/f0<<1 时,上式可写为
2 2cos( ) sin 22o
o o o
Q f Q f fu U U UQf f f
(7―65)
可见,鉴频器的输出与输入调频信号的频偏成正比。 在上面电路中,调整 L 、 C 和 C1 均可改变回路谐振频率,只要满足
01
1( )c L C C
(7―66)
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第 7 章 频率调制与解调
u 1 CL R u 2
(a )
0 f0 f
2
(b )
C 1
图 7―49 移相网络机器相频特性
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第 7 章 频率调制与解调 7.5.4 其它鉴频电路 1.差分峰值斜率鉴频器 差分峰值斜率鉴频器是一种在集成电路中常用的
振幅鉴频器。图 7―50(a) 是一个在电视接收机伴音信号处理电路 ( 如 D7176AP ,TA7243P) 等集成电路中采用的差分峰值斜率鉴频器。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―50 差分峰值斜率鉴频器
C 3
V 5 V 6
R c
I 0
£«
£ u i
V 1
£«£
V 3
V 2
£«£
V 4
E c
L 1
9£«
£ u 1
10£«
£ u 2
0f02 f0 f01
U 2 U 1
U 1 ¡¢U 2
fu o
0f02 f0 f01 f
(a )
(b )
(c )
C 4
C 1C 2
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第 7 章 频率调制与解调 移相网络接在集成电路的⑨、 10脚之间。设从⑨脚向右看的移相电路的谐振频率为 f01 ,从 10脚向左看的移相电路的谐振频率为 f02 ,则
011 1
021 1 2
12
12 ( )
fL C
fL C C
(7―67)
(7―68)
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第 7 章 频率调制与解调 2.晶体鉴频器 晶体鉴频器的原理电路如图 7―51 所示。电容 C
与晶体串联后接到调频信号源。 VD1 、 R1 ,C1 和 VD2 、R2 、 C2 为两个二极管包络检波器。为了保证电路平衡,通常 VD1 与 VD2 性能相同, R1=R2,C1=C2 。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―51 晶体鉴频器原理电路
u F M ( t )
R 1
R 2
C 1CR 3
C 2
V D1
V D2
u
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―52 电容—晶体分压器
(a) 电抗曲线; (b) 电容、晶体两端电压变化曲线
0fq
X q
fc
X c X q
f
0
U c U q
fq f0fcf
(a ) (b )
f0
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图 7―53 晶体鉴频器的鉴频特性
U o
0 fq f0fcf
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第 7 章 频率调制与解调 7.5.5 限幅电路 振幅限幅器的性能可由图 7―54(b) 所示的限幅
特性曲线表示。图中, Up 表示限幅器进入限幅状态的最小输入信号电压,称为门限电压。对限幅器的要求主要是在限幅区内要有平坦的限幅特性,门限电压要尽量小。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―54 限幅器及其特性曲线
非线性 器 件 滤波器
u s u o
(a ) (b )
U smU p0
U om
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第 7 章 频率调制与解调
7.6 调频收发信机及特殊电路 7.6.1 调频发射机 图 7―55 是一种调频发射机的框图。其载频 fc=8
8~ 108MHz,输入调制信号频率为 50Hz~ 15kHz ,最大频偏为 75kHz 。由图可知,调频方式为间接调频。由高稳定度晶体振荡器产生 fc1=200kHz 的初始载波信号送入调相器,由经预加重和积分的调制信号对其调相。调相输出的最大频偏为 25Hz ,调制指数 mf<0.5 。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―55 调频发射机框图
载 波振荡器 调相器 多级
倍频器 1 混频器 多级倍频器 2
功 率放大器
积分器
预 加重电路
200 kHz N 1 £½64
fc 1 £½200 kHz
f1 m£½25 kHz12.8 MHz
1.8¡«2.3 MHzfc£½88¡«108 MHzfm£½75 kHz
频率可变本振
N 2 £½48
fL £½11¡«10.5 MHz
u ( t )
间接调频器
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第 7 章 频率调制与解调 7.6.2 调频接收机 图 7―56 为广播调频接收机典型方框图。为了获
得较好的接收机灵敏度和选择性,除限幅级、鉴频器及几个附加电路外,其主要方框均与 AM超外差接收机相同。调频广播基本参数与发射机相同。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―56 调频接收机方框图
混频器射频放大
88¡«108 MHz
本振
中频放大 限幅器 鉴频器
自动频率控制电路
静噪电路
去加重电路和音频放大电路
输出
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第 7 章 频率调制与解调 7.6.3 特殊电路 1.预加重及去加重电路 理论证明,对于输入白噪声,调幅制的输出噪声
频谱呈矩形,在整个调制频率范围内,所有噪声都一样大。调频制的噪声频谱 ( 电压谱 )呈三角形,见图7―57(b) ,随着调制频率的增高,噪声也增大。调制频率范围愈宽,输出的噪声也愈大。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―57 调频解调器的输出噪声频谱
(a) 功率谱; (b) 电压谱
0
S no ()
0
U ()
(a ) (b )
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第 7 章 频率调制与解调 由于调频噪声频谱呈三角形,或者说与 ω 成线性
关系,使我们联想到将信号作相应的处理,即要求预加重网络的特性为
H(jω)=jω
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―58 预加重网络及其特性
(a)预加重网络; (b) 频率响应
R 1
C
R 2
0
1 2
|H (j)/dB
(a )
H (j)£½k1£«j/1
1£«j/2¡Ö k (1£«j/1 )
(b )
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第 7 章 频率调制与解调 去加重网络及其频响曲线如图 7―59 所示。从图看
出,当 ω<ω2 时,预加重和去加重网络总的频率传递函数近似为一常数,这正是使信号不失真所需要的条件。
图 7―59 去加重网络及其特性
R 1C
(a )
H (j)£½1
1£«j/1
0
1
|H (j)|/dB
(b )
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第 7 章 频率调制与解调 采用预、去加重网络后,对信号不会产生变化,但对信噪比却得到较大的改善,如图 7―60 所示。
图 7―60预、去加重网络对信噪比的改善
S no () 去加重前
去加重后
(a )
0
8
16
0.1 1
/ d B
10
(b )
m1
0
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第 7 章 频率调制与解调 2. 静噪电路 由于在调频接收中存在门限效应,因此在系统设
计时要尽可能地降低门限值。为了获得较高的输出信噪比,在鉴频器的输入端的输入信噪比要在门限值之上。但在调频通信和调频广播中,经常会遇到无信号或弱信号的情况,这时输入信噪比就低于门限值,输出端的噪声就会急剧增加。
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图 7―61 静噪电路举例
50£«
带 通滤波器
5 kHz
静噪 0.1 ¢ß¢Þ
6.2 k
0.01
100 k
16 k 1 k
¢à£«2.2
100 k
510 k
¢á
¢â 11
£«2.2
510 k
14
LM389£«
£
音量
鉴频器 输 出
100 k
1 k
15
13
12
10 k ¢Ý
16
12 V
¢Ú
17 18
¢Ù
0.1
2.7
0.05
100
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图 7―62 静噪电路接入方式
鉴频 低放
静噪
鉴频 低放
静噪
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第 7 章 频率调制与解调
附: 集成调频、 鉴频电路芯片介绍1.MC2833 调频电路 Motorola 公司生产的 MC2831A 和 MC2833都是单片集成 FM低功率发射器电路 , 适用于无绳电话和其它调频通信设备 , 两者差别不大。 现仅介绍MC2833 的电路原理和应用。
下图是 MC2833 内部结构和由它组成的调频发射机电路 MC2833 内部包括话筒放大器、 射频压控振荡器、 缓冲器、 两个辅助晶体管放大器等几个主要部分 , 需要外接晶体、 LC选频网络以及少量电阻、 电容和电感。
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第 7 章 频率调制与解调
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第 7 章 频率调制与解调 MC2833 内部包括话筒放大器、射频压控振荡器、缓冲器、 两个辅助晶体管放大器等几个主要部分 , 需要外接晶体、 LC选频网络以及少量电阻、电容和电感。 MC2833 的电源电压范围较宽 , 为 28 V~ 90V 。当电源电压为 40 V, 载频为 166 MHz 时 , 最大频偏可达 10kHz, 调制灵敏度可达 15Hz/ mV 。输出最大功率为 10mW(50 Ω负载 ) 。 话筒产生的音频信号从⑤脚输入 , 经放大后去控制可变电抗元件。可变电抗元件的直流偏压由片内参考电压 VREF经电阻分压后提供。由片内振荡电路、可变电抗元件、外接晶体和15 、 16 脚两个外接电容组成的晶振直接调频电路 (Pierce 电路 )产生载频为 165667MHz 的调频信号。
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第 7 章 频率调制与解调 与晶体串联的 33μF 电感用于扩展最大线性频偏。缓冲器通过 14 脚外接三倍频网络将调频信号载频提高到 497 MHz, 同时也将最大线性频偏扩展为原来的三倍 , 然后从 13脚返回片内 , 经两级放大后从⑨脚输出。 MC2833输出的调频信号可以直接用天线发射 , 也可以接其它集成功放电路后再发射出去。
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第 7 章 频率调制与解调 2. MC3361B FM 解调电路
从 80年代以来 , Motorola 公司陆续推出了 FM 中频电路系列 MC3357/ 3359/ 3361B/ 3371/ 3372 和 FM接收电路系列MC3362/ 3363 。 它们都采用二次混频 , 即将输入调频信号的载频先降到 107 MHz 的第一中频 , 然后降到 455 kHz 的第二中频 , 再进行鉴频。不同在于 FM 中频电路系列芯片比 FM接收电路系列芯片缺少射频放大和第一混频电路 , 而FM接收电路系列芯片则相当于一个完整的单片接收机。两个系列均采用双差分正交移相式鉴频方式。现仅介绍 MC3361B 。
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第 7 章 频率调制与解调 美国 Motorola 公司生产的 MC3361B 是低功耗 FM 解调集成电路 , 主要包括振荡器、 混频器、 限幅放大器、 移相式鉴频器和音频放大器几个模块 , 具有电源电压低 (2V~ 8V) 、 功耗低 ( 电源电压为 4V 时 , 消耗电流典型值为 42 mA) 、 灵敏度高、 需要外部元件少等优点 , 工作频率可达 60 MHz 。 MC3361B 是用于二次混频调频信号的解调。接收到的调频信号先需经过其它混频电路变换为中频为 107MHz 的调频信号 , 然后输入MC3361B, 和其中 10245MHz 的固定频率本振信号进行第二次混频 , 产生中频为 455kHz 的调频信号 , 最后再进行解调。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7.5.2(a) 是 MC3361B 内部功能框图 , (b) 是典型应用电路。从 16脚输入第一中频为 107 MHz 的调频信号与 10245MHz 的晶振进行第二次混频 , 产生的 455kHz 调频信号从③脚外接的带通滤波器 FL1 取出 , 然后由⑤脚进入限幅放大器。 ⑧脚外接的 LC 并联网络和片内的 10 pF 小电容组成 90° 频相转换网络。相位鉴频器输出低频分量由片内放大器放大后 , 由⑨脚外接 RC低通滤波器取出。
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第 7 章 频率调制与解调
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第 7 章 频率调制与解调
7.7 调频多重广播 7.7.1 调频立体声广播 1. 调频立体声广播方式 图 7―63 示出了调频立体声广播的系统图。左声道信号 (L) 和右声道信号 (R)经各自的预加重在矩阵电路中形成和信号 (L+R) 和差信号 (L-R) 。和信号 (L+R)照原样成为主信道信号,差信号 (L-R)经平衡调制器对副载波进行抑制载波的调幅,成为副信道信号。
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图 7―63 调频立体声广播发射机的系统图
预加重
预加重
L
R
矩阵电路
L £ R 平 衡调制器
主信道信号 L £«R
副 信道信号
副载波振荡器 二分频38 kHz
FM发射机
导频信号
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第 7 章 频率调制与解调 2. 调频立体声接收机 调频立体声接收机的框图如图 7―64 所示,在鉴频
器之前与单声道调频接收机的组成相同。
图 7―64 调频立体声接收机的框图
混频器高频放大
本振
中频放大 鉴频器 立体声
解调器
低 放与功放
低 放与功放
左声道扬声器
右声道扬声器
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图 7―65 立体声解调器工作方式
(a) 开关方式; (b)矩阵方式
复合信号放大器
导频信号检出
开关信号发生电路
开关电路
19 kHz 38 kHz
LR
(a )
复合信号放大器
低 通滤波器
同步信号发生电路
带 通滤波器
副信号解调电路
矩阵电路
L
R
(b )
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第 7 章 频率调制与解调 7.7.2 电视伴音的多重广播 电视伴音的多重广播就是电视伴音的立体声广播。
图 7―66 为某电视伴音多重广播的发射机框图。和信号被作为主信道信号发送,差信号经限幅器、 IDC 电路和低通滤波器后作为副信道信号对行扫描频率 fH 的二倍频信号 (副载波 ) 进行调频,并与主信道信号合成后送到伴音发射机。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―66 电视伴音多重广播的发射机框图
预加重
预加重
L
R
矩阵电路 L £ R
限幅器
连动声音信号
L £«R
限幅器
主信道
延迟电路
IDC
低通滤波
低通滤波
副信道
调频器 带通滤波
声音发射机
双工器
APC
同步分离
图像信号 图 像发射机
2 fH
fH
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第 7 章 频率调制与解调 在接收端,电视机中的伴音处理电路框图如图 7―
67 所示。对图像中放的输出进行检波,取出伴音中频,对它放大后进行鉴频,得到复合伴音信号。它含有主信道信号、副信道信号和控制信号。对此复合信号进行处理和转换即可得到立体声伴音的输出。
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第 7 章 频率调制与解调
图 7―67 电视伴音处理电路框图
缓冲放大
复合声音信号
带通滤波 限幅器 副 信
道鉴频低通滤波
低通滤波 矩
阵电路
低频放大
低频放大