不对称半桥变换器

不对称半桥变换器Asymmetric half bridge Converter

AHB

引言

目前高频化已成为电力电子电路的主要特点，它可以使变换器具有更高的功率密度、高可靠、低噪声和快速响应能力，但由于电力电子开关器件的开关损耗与开关频率成正比，频率越高，器件和电路的损耗越大，变换器的效率也就越低。采用零电压开关和零电流开关技术可以极大地减少变换器的开关损耗。

本讲座将介绍最近研制的 600W的不对称半桥（ AHB）直流变换器，采用 ZVS软开关技术减少器件的开关损耗。

不对称半桥 ABH 的电路结构

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S

不对称半桥电路的构成

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S

开关管S1 的占

空比为 D

S ２的占空比为

（ 1-D ）

直流母线电压

Ls 为一次侧串联电感

电流检测电阻

隔直电容

变压器 T ，原边匝数为 N1 ，副边匝数分别为 N2 和 N3 。

Lo 和 Co足够大。

整流二极管 D1 和D2

体内二极

管

等效电容

不对称半桥 AHB 电路的工作原理

１、变压器激磁电感Ｌ m 足够大；２、滤波电感Ｌ 0 和电容 C0 足够大，工作于电流连续模式；３、隔离电容Ｃ 1 足够大，其上的电压在一个周期内保持不变 ;４、开关管寄生电容为常量，不随电压变化 ;5 、所有开关管和二极管都是理想的。

为了简化分析，作如下假设 :

不对称半桥的原理时序分析

以输出滤波电感电流 iLo 连续为例。

t

t

U

U

gs1

gs2

TTd1 d2

驱动波形说明：为了防止 S1 、 S2 出现共同导通，设置死区时间 Td1 、 Td2 。

Ugs1 、 Ugs2 分别是开关管 S1 、 S2的驱动控制信号。

说明：为了分析方便死区时间设置

偏长

不对称半桥的工作模态分析： t0 时刻前

S1 导通， p 点电压 Up=Ui ，变压器 T 一次绕组电流 i p 经开关管 S1 、电容 C1 、一次绕组 N1 、电感 Ls 、检测电阻Rs 流通 .D1 导通， D2 截止。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S1

S 2

S 1

S 21

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

R S

0Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t 0 前

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TTd 1 d 2

t

不对称半桥的工作模态分析 :t0~t1

滤波电感电流 iLo 经电感 Lo 、电容Co 、 D1 、 N2 流通， D1 的电流iD1=iLo ；t0 时刻， S1 关断， ip 转移流经电容CS1 和 CS2 ， CS1 开始充电、电压线性上升， CS2 开始放电、电压线性下降， N1 和 Ls 上电压下降， Umn

下降， iLo 仍然经二极管 D1 流通。稳态时， Ls 和 Rs 上的电压很小。

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TTd 1 d 2

t

t10t ~

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S


UC1 ：电容 C1 上电压N

NN L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S1

S 2

S 1

S 21

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

R S

0

iC1

C1C1i

UDU

D)(1UD)U(U

二次侧二极管整流电压 Umn ：

1

2i

1

2C1imn N

ND)U(1

N

N)U(UU

根据变压器伏秒平衡：

不对称半桥的工作模态分析： t1 时刻

Ｕ p=UCS2=UC1 ，UN1=0 ， ULs=0 ， Umn

=0 ， ip 正向最大值。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TTd 1 d 2

t

t10t ~


NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S

t1 时刻后， CS1 继续充电， CS2 继续放电，变压器一次绕组 N1 和 Ls 开始承受反向电压，电流 ip 开始减小。为了保持 iLo 不变， iD1 减小， iD2

上升，二极管 D1 、 D2 同时导通，Ｕ mn=0 ，变压器二次等效短路，一次绕组 N1 电压为零，反向电压由 Ls 单独承受。

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TTd 1 d 2

t

t10t ~

不对称半桥的工作模态分析 t2 时刻

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TTd 1 d 2

t

t 2

t2 时刻，Ｕ CS1 上升到Ｕ p ， UCS2

下降到零， i p 经 DS2 流通。二极管 D1 、 D2 维持同时导通， iD1 减小， iD2 上升， Ls 承受最大反向电压 -UC1 ， ip 继续减小，下降斜率达到最大，至 t3 时 i p 为零。

不对称半桥的工作模态分析 t2~t3

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

t t2 3~

开关管 S2的驱动控制信号 Vgs2由零变为高电平，由于 S2的漏源电压为零，S2实现 ZVS零电压开通。S2开通后， ip 经S2 、DS2流通。显然， ZVS时间段（ t2~t3 ）长短主要有 iLo折射到一次的值、 Ls及变压器平均激磁电流 Im大小决定。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S


t3 时刻后， Ls 仍承受电压 -VC1 ， ip

继续下降，使 ip 反向增加， ip 经绕组 N1 、电容 C1 、开关管 S2 、电感Ls 流通。至 t4 时， iD1 下降至零， iD2 上升为iLo ，二极管 D1 关断、 D2 继续导通，变压器短路状态结束。

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t t3 4~

t

t

t

t

t

U

U

U

U

gs1

gs2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

Im

(1 -D )*UB

U B

D *UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TTd1 d2

t

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S


Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~ tt 4 5

t4 时刻后，变压器短路状态结束，绕组 N1 和 Ls 共同承受电压 -UC1 。由于变压器激磁电感 Lm 远大于 Ls ， Ls 上的电压可忽略。 iLo经电感 Lo 、电容 Co 、二极管 D2 、二次绕组 N3 流通， iD2=iLo 。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S


此时二次侧二极管整流电压为：

1

3

1

31

N

NUD

N

NUU

i

Cmn

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~ tt 4 5

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S


Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

t

tt ttt t t1 2 3 4 5

6

7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~t 5

t 6

t5 时刻， S2 关断， ip 转移流经电容 CS1和 CS2， CS2

开始充电， CS1 开始放电，电压线性下降，绕组 N1和Ls 上反向电压绝对值下降，Umn 下降， iLo 仍经 D2 流通。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S


t6 时刻，该阶段结束，此时 UP （ UCS2 ） =UC1 ，N1 和 Ls 上反向电压下降到零， Umn =0 ， ip 为反向最大值。

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

t

tt ttt t t1 2 3 4 5

6

7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~t 5

t 6

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S


Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

t

tt ttt t t1 2 3 4 5

6

7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~t

t 6

7

t6 时刻后， CS2 继续充电使电压上升， CS1 继续放电使电压下降，绕组 N1 和 Ls 开始承受正向电压， i p 开始正向上升（绝对值减小），为保持 iLo不变， iD2 减小， iD1 上升，二极管 D1 、 D2 同时导通， U

mn=0 。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S


变压器二次侧等效短路，一次绕组 N1电压为零，正向电压由 Ls单独承受。

Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

t

tt ttt t t1 2 3 4 5

6

7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~t

t 6

7

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S


Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

t

tt ttt t t1 2 3 4 5

7

7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~t

t 6

8

t7 时刻， UCS2 （ UP ）上升到 Ui ，UCS1 下降到零， ip 经二极管 DS1

流通。二极管 D1 、 D2 同时导通，iD1 上升， iD2 减小， Ls 承受最大正向电压（ Ui-UC1 ）， ip 继续正向上升（绝对值减小），上升斜率达到最大。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S


Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

t

tt ttt t t1 2 3 4 5

7

7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~t

t 6

8

t8 时刻， ip 为零。在t7~t8 阶段，开关管 S1 的控制信号 Vgs1 由零变为高电平，由于 S1 漏源电压为零， S1 实现 ZVS 零电压开通。 S1 开通后，ip 经 S1 流通。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S


Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

t

tt ttt t t1 2 3 4 5

8

7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TT d 1 d 2

t

~t

t 6

9

t8 时刻后， Ls 继续承受电压（ Ui-UC1 ）， ip 继续正向上升，使 ip 正向增加， ip 经开关 S1 、电容 C1 、绕组 N1 、电感 Ls 、检测电阻 Rs流通；至 t9 时， iD2 减小到零， iD1 上升到iLo ，二极管 D2 关断， D1 继续导通，变压器结束短路状态。

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S

不对称半桥的工作模态分析 t9~t0 +T

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S1

S 2

S 1

S 21

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

R S

0Imi L0* N N13 /

Im+ i L0* N N12 /

-

t 0 前

t

t

t

t

t

U

U

U

U

g s1

g s2

p

m n

i p

D 1

D 2

i

i

ttt ttt t t1 2 3 4 5 6 7 8 90 tt

(1 -D )* UB

U B

D * UB

U 0

D 1

D 2

i

i

TTd 1 d 2

t

t9 时刻后，变压器结束短路状态， N1 和 Ls 共同承受正向电压（ Ui-UC1 ），由于变压器激磁电感 Lm 远大于 Ls ， Ls 上的电压可忽略。 iLo 经电感 Lo 。电容 Co（包括负载）、二极管 D1 、二次绕组 N2 流通， iD1=I Lo 。

不对称半桥的工作模态分析 t9~t0 +T

此时二次侧二极管整流电压为：

（ t0+T ）时刻， S1 关断，电路重新重复前述 t0 时刻后的过程。

1

2

1

21

)1(

)(

N

NDU

N

NUUU

i

Cimn

小结：不对称半桥的基本关系

稳态时

)1(1 DUUUU iCia

当 S1 导通时，初级电压的正幅值：

当 S2 导通时，初级电压的负幅值：

iC UDU 1

DUUU iCb 1

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

p

q ip

iL0

m

n

0

R S

不对称半桥的基本关系

理想的变压器次级电压与初级电压波形相似，只相差一个变比（取 N2=N3 ）21 / NNn

如果输出滤波电感 Lo 足够大（ CCM 模式），输出直流分量为：

考虑到，上式表示为：

]/nD)UD([U io 12

iC UDU 1

]/nUD)(D)U[(UU CCi 110 1

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S


]/nD)UD([U io 12

iC UDU 1

1. 可见，输入电压一定是，输出电压与占空比 D 成二次方关系。因为平方项前是负号，抛物线的碗口朝下，最大值在 D=0.5 。

2. 因此，占空比最大调节范围为0~0.5 。如果设定 D 在 0~0.5 范围调节，当 D 超出 0.5 时，闭环调节由负反馈变为正反馈。

考虑到，上式表示为：

输出电压与占空比的关系

0

0 .1

0 .2

0 .3

0 .4

0 .5

0 0 .2 0 .4 0 .6 0 .8 1 .0


od IDI )1(3

nIDnDIIDnIII ooodddc /)21(/])1[(/)( 23'1

nDIInII odcoS /2/ '12

反射到初级电流为直流分量

od DII 2

由于 N2=N3 ，电感电流连续，次级线圈中平均电流为，而

流过 S1 的电流为：流过 S2 的电流为：

nIDInII odcoS /)1(2/ '11

次级线圈 N2 和 N3 电流有效值：DII o 13

DII o2

NN

N L

R

S

S

U

L

C

DD

C

C

DD

1

3

2

1

2

S 1

S 2

S 1

S 2

1

21

C0 0

i

s

T

0U

pq ip

iL0

m

n

0

R S

电路设计步骤

因为一般使用 MOSFET 作为功率开关，电路工作频率一般选择在100KHZ 以上。电路设计步骤如下：

设计参数：

输出电压：

oP输出功率或输出电流 oI

maxD最大占空比：

取决于电路的频率和输出电流。

应当小于控制芯片的极限占空比 Dlim

输入电压与变化范围： %iU

0U4.0DIomaximin 时取，在U

电路设计

由选取的 Dmax ，确定变压器变比：

注意：如果输出电压或输入电压较低，则上式中整流器或功率管的压降，以及输入和输出电路中的所有压降均需考虑。

oi UUDDn /)1(2

电路设计

决定变压器线圈参数

已经决定了最低电压 Uimin 下的最大占空比 Dmax 。初级电压 U1=Ui （ 1-D ）。根据工作频率 f ，选择磁芯材料。按允许单位体积损耗（例如自冷为100mW/cm3 ）选择磁感应 B 来计算线圈匝数。一般先计算最低电压对应的线圈匝数。

电路设计

输出滤波参数

ILnf

DVDDDTV

n

DVV io

ii

)231(

)(2

滤波电感：假定纹波电流△ I 为输出电流的 20% 。当 S1 导通时：

即：Inf

DVDDL i

)231( 2

不对称半桥滤波电感比正激输出滤波电感小（ 1-2D ）倍

讨论

由于输出与输入是二次方关系，调节特性对称于 0.5 。最大占空比不宜接近 0.5.但不能太小，否则匝比小，初级峰值电流加大。 D 如果接近 0.5 ，加载时，无法通过增大占空比调节输出电压。为获得较好的动态特性，一般选择D=0.35较好。 nUDDU io /])1(2[

oi UUDDn /)1(2

讨论

稳态时电容 C1 上电压为 DVi 。在负载突变时，例如由空载突加到满载，电容电压不能突变，反馈将占空比拉到最大，磁化最长，去磁不足而引起变压器饱和。这是应当在变压器设计和电路保护上予以注意的。开通软开关是由变压器漏感来实现的。漏感能量与负载电流及漏感大小有关。如果漏感小，轻载时很难实现零电压开通。如果漏感太大，占空比丢失太大。一般保证在 1/3满载功率以上实现 ZVS 。

讨论

输出滤波电感由右式决定：

可以看到 D越接近 0.5 ，需要连续的电感量越小。因此不对称半桥工作适合在输入是 PFC预调节后，输入范围较窄的变换器中。

Inf

DUDDL i

)231( 2

讨论

由于不对称半桥变换器存在直流偏磁，功率变压器磁芯带有气隙，或采用不对称匝比，获得最小的直流偏磁。

可以使用有源箝位控制芯片，但应限制最大占空比在 0.5 以下。或使用普通控制芯片，使用双路输出中的一路，同时用非门获得 S2 控制信号，并将前沿延迟获得死区。

不对称半桥电路的特点

不存在半桥电路电容不平衡的问题；功率管电压应力小，结构紧凑，易于实现软开关（ ZVS ）；开关管互补导通，时间不等；该拓扑适合于高频工作，并能获得高效率。

不对称半桥变换器

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