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1
2012
Antonio Luiz dos Santos Filho
IFSP/Campus Cubatão
Apostila de Eletrônica Básica – Módulo D
Versão
2
C O N T E Ú D O
Capítulo 7 - Transistor de Efeito de Campo (FET - Field Effect Transistor) .............................................. 12
Famílias de Transistores de Efeito de campo .................................................................................................... 13
Transistor de Efeito de Campo de Junção - JFET ......................................................................................... 13
O JFET Operando na Região Linear ou Resistiva ......................................................................................... 18
o JFET Operando na Região de Pinch-Off ....................................................................................................... 23
O JFET Como Amplificador - Modelo Para Pequenos Sinais e Baixas Frequências ....................... 29
Transistor de Efeito de Campo de Porta Isolada - IGFET ou MOSFET ..................................................... 33
O MOSFET de Indução ............................................................................................................................................ 33
MOS Complementar (CMOS) ................................................................................................................................ 40
O MOSFET de Depleção .......................................................................................................................................... 41
Observações Gerais Sobre os MOSFETs de Indução e de Depleção ..................................................... 44
MOSFETs de Potência .................................................................................................................................................. 45
Transistor Bipolar de Porta Isolada ....................................................................................................................... 46
Capítulo 8 - Amplificadores Operacionais: Fundamentos ................................................................................. 48
Amplificador Diferencial ............................................................................................................................................. 50
Características Importantes de um OPAMP Real ............................................................................................. 51
Ganho de Tensão em Malha Aberta (Ao) ......................................................................................................... 52
Tensão de Offset de Entrada (vio) ....................................................................................................................... 52
Corrente de Polarização de Entrada (IB) ......................................................................................................... 53
Corrente de Offset de Entrada (Ios) .................................................................................................................... 54
Slew Rate (Máxima Taxa de Variação do Sinal de Saída - SR) ................................................................ 54
Produto Ganho x Banda Passante (GBW - Gain x Band Width) ............................................................. 55
Tensão Diferencial de Entrada (VID) ................................................................................................................. 56
Faixa Permitida de Tensões de Entrada (VI) ................................................................................................. 56
Máxima Excursão do Sinal de Saída (VOM) ...................................................................................................... 56
Drift (Desvio) .............................................................................................................................................................. 56
Amplificador Operacional Ideal ............................................................................................................................... 58
Princípios Fundamentais na Análise de Circuitos com OPAMPs Ideais ............................................. 59
Circuitos Utilizando Amplificadores Operacionais ..................................................................................... 60
Capítulo 9 - Aplicações Lineares dos Amplificadores Operacionais .............................................................. 61
Amplificadores com OPAMPs ................................................................................................................................... 61
Amplificador Inversor ............................................................................................................................................. 61
Amplificador Somador Inversor ......................................................................................................................... 63
3
Amplificador Não-Inversor ................................................................................................................................... 64
Seguidor de Tensão ou Buffer Analógico ....................................................................................................... 64
Amplificador Subtrator ou Diferencial............................................................................................................. 65
Amplificadores de Instrumentação ................................................................................................................... 66
Integração e Derivação em Circuitos Elétricos ............................................................................................. 68
Amplificador Integrador Inversor ..................................................................................................................... 68
Amplificador Diferenciador Inversor ............................................................................................................... 71
Conversores de Sinal .................................................................................................................................................... 72
Conversor de Corrente para Tensão ................................................................................................................. 72
Conversor de Tensão para Corrente ................................................................................................................. 73
Reguladores de Tensão .......................................................................................................................................... 74
Filtros Ativos ................................................................................................................................................................... 76
Filtro Passa-Baixas Ativo com Amplificador Operacional ....................................................................... 77
Filtro Passa-Baixas Ativo com Amplificador Operacional ....................................................................... 77
Filtro Passa-Faixa Ativo com Amplificador Operacional .......................................................................... 78
Filtro Rejeita-Faixa Ativo com Amplificador Operacional ....................................................................... 79
Capítulo 10 - Aplicações Não-Lineares dos Amplificadores Operacionais ................................................ 80
Comparadores de Tensão ........................................................................................................................................... 80
Circuitos Integrados Especiais Para Uso Como Comparadores ............................................................. 82
Detetor de Janela ....................................................................................................................................................... 84
Detetor Para Quatro Níveis de Tensão ............................................................................................................. 86
Disparador de Schmitt (Schmitt Trigger) ....................................................................................................... 86
Amplificadores Não-Lineares ................................................................................................................................... 89
Amplificador Logarítmico ..................................................................................................................................... 89
Amplificadores Exponenciais............................................................................................................................... 90
Retificadores Ativos ...................................................................................................................................................... 91
Retificador Ativo de Meia-Onda .......................................................................................................................... 92
Retificador Ativo de Onda Completa ................................................................................................................. 93
Detetor de Pico ........................................................................................................................................................... 94
Capítulo 11 – Osciladores com Circuitos Integrados ........................................................................................... 95
Osciladores Harmônicos ............................................................................................................................................. 96
Oscilador Harmônico Ponte de Wien Usando Operacional ..................................................................... 98
Oscilador Harmônico por Deslocamento de Fase (Phase Shift) ......................................................... 100
Oscilador Phase Shift Utilizando Amplificador Operacional ................................................................ 101
Oscilador Harmônico de Quadratura com Operacional ......................................................................... 102
4
Osciladores de Relaxação ........................................................................................................................................ 103
Multivibrador Astável com OPAMP ................................................................................................................ 103
Gerador de Ondas Triangulares e Quadradas ............................................................................................ 105
O Circuito Integrado 555 ......................................................................................................................................... 107
Operação do 555 Como Multivibrador Astável ......................................................................................... 108
Operação do 555 Como Temporizador (“Multivibrador” Monoestável - “One-Shot”) .............. 110
Capítulo 12 – TIRISTORES ........................................................................................................................................... 113
SCR - Retificador Controlado de Silício .............................................................................................................. 113
Métodos de Disparo de um SCR ....................................................................................................................... 114
Comutação de um SCR ......................................................................................................................................... 119
Aplicações do SCR ....................................................................................................................................................... 120
Utilização do SCR em Regime de Tensão Contínua e Constante......................................................... 121
Utilização do SCR com Tensão Contínua Pulsante (Tensão Senoidal Retificada) ....................... 125
TRIAC - Triodo de Corrente Alternada .............................................................................................................. 127
Curva Característica de um TRIAC .................................................................................................................. 129
Comutação de um TRIAC .................................................................................................................................... 130
Circuitos de Disparo Para Tiristores .................................................................................................................. 130
Circuito Resistivo ................................................................................................................................................... 130
Circuito Capacitivo ................................................................................................................................................ 132
Circuitos de Disparo com Dispositivos de Resistência Negativa ........................................................ 133
Circuitos de Disparo Usando Circuitos Integrados Especiais .............................................................. 140
Circuitos de Disparo com Atuação On/Off................................................................................................... 145
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Í N D I C E D E F I G U R A S
Figura 7-1 – Estrutura Interna e Simbologia dos JFETs Canal N e Canal P ................................................. 13
Figura 7-2 – Polarização de um JFET Canal N ......................................................................................................... 14
Figura 7-3 – Corrente de Dreno de um JFET em Função da Tensão Entre Dreno e Source ................. 15
Figura 7-4 – Comportamento do JFET Para Tensões VGS Diferentes de Zero .......................................... 16
Figura 7-5 – Detalhamento do Limite Entre as Regiões Linear e de Pinch-off de um JFET ................. 17
Figura 7-6 – Detalhamento da Região Linear de Operação de um JFET Canal N ..................................... 18
Figura 7-7 - JFET Utilizado em Controle Automático de Ganho ...................................................................... 20
Figura 7-8 - Circuito Básico de Chaveamento com JFET e Respectivas Formas de Onda ..................... 21
Figura 7-9 – JFET Como Chave em Paralelo ............................................................................................................ 22
Figura 7-10 – Diagrama Básico de Multiplexador Analógico Utilizando JFET .......................................... 22
Figura 7-11 – Curva de Transferência de um JFET Operando na Região de Pinch-off .......................... 23
Figura 7-12 – Limites para as Curvas de Transcondutância de um JFET .................................................... 25
Figura 7-13– Polarização Independente para o Gate e Efeito da Variação dos Parâmetros do JFET
................................................................................................................................................................................................................... 25
Figura 7-14 – Circuito de Autopolarização e Efeito da Variação dos Parâmetros do JFET .................. 26
Figura 7-15 – Polarização com Divisor de Tensão e Efeito da Variação dos Parâmetros do JFET .. 28
Figura 7-16 – Modelo para Pequenos Sinais de um JFET................................................................................... 29
Figura 7-17 – Modelo Alternativo para Pequenos Sinais de um JFET ......................................................... 31
Figura 7-18 - Estrutura dos MOSFETs de Indução com Canal N e Canal P ................................................. 33
Figura 7-19 - Formação do Canal pela Tensão entre o Gate e o Substrato num NMOS de Indução . 34
Figura 7-20 – Curvas Características de Transferência e de Saída para um NMOS de Indução ........ 35
Figura 7-21 – Símbolos Mais Comuns para o NMOS de Indução .................................................................... 36
Figura 7-22 – Símbolos Mais Comuns para o PMOS de Indução ..................................................................... 36
Figura 7-23 – Circuito de Polarização Fixa para um NMOS de Indução ...................................................... 37
Figura 7-24 - Circuito de Polarização Autopolarizante para um NMOS de Indução............................... 38
Figura 7-25 - Circuito de Polarização com Divisor de Tensão No Gate para um NMOS de Indução 39
Figura 7-26 – Estrutura Básica de um Dispositivo CMOS .................................................................................. 40
Figura 7-27 – Circuito Lógico com Célula CMOS e Circuito Equivalente para vi = “0” e vi = “1” ....... 40
Figura 7-28 - Estrutura dos MOSFETs de Depleção com Canal N e Canal P ............................................... 41
Figura 7-29 - MOSFET de Depleção de Canal N nos Modos de Indução e de Depleção ......................... 42
Figura 7-30 - Curvas Características de Transferência e de Saída para um NMOS de Depleção ....... 43
Figura 7-31 – Símbolos Mais Usados para Representar o Nmos e o PMOS de Depleção ...................... 43
Figura 7-32 - Estrutura, Símbolo e Circuito Equivalente de um IGBT .......................................................... 46
Figura 8-1 – Diagrama em Blocos de um Amplificador Operacional Genérico ......................................... 48
Figura 8-2 – Diagrama Interno de Um Amplificador Operacional Simples ................................................ 49
Figura 8-3 – Símbolo do Amplificador Operacional, Aspecto Físico e Conexões ..................................... 49
Figura 8-4 – Amplificador Diferencial Polarizado por Fonte de Corrente Constante ............................ 50
Figura 8-5 – Técnica de Compensação da Tensão de Offset de Entrada de um OPAMP Real ............. 52
Figura 8-6- Técnicas para a Compensação Externa da Tensão de Offset de Entrada ............................ 53
Figura 8-7 – Efeito das Correntes de Polarização de Entrada de um OPAMP Real ................................. 53
Figura 8-8 – Efeito do Slew Rate Sobre o Sinal de Saída de um OPAMP Real ............................................ 54
Figura 8-9 – Relação entre Ganho de Tensão e Banda Passante num OPAMP Real................................ 55
6
Figura 9-1 – Diagrama Básico do Amplificador Inversor com OPAMP ........................................................ 61
Figura 9-2 – Diagrama do Amplificador Somador Inversor com OPAMP ................................................... 63
Figura 9-3 – Diagrama do Amplificador Não-Inversor com OPAMP ............................................................. 64
Figura 9-4 – Obtendo um Buffer Analógico a Partir de um Amplificador Não-Inversor ...................... 64
Figura 9-5 – Exemplo Prático de Utilização do Seguidor de Tensão com OPAMP................................... 65
Figura 9-6 – Diagrama Básico do Amplificador Subtrator ................................................................................ 65
Figura 9-7 – Subtrator Utilizado Para Processar o Sinal de uma Ponte de Wheatstone ....................... 66
Figura 9-8 – Diagrama Básico de um Amplificador de Instrumentação ...................................................... 67
Figura 9-9 – Diagrama Básico de um Integrador Inversor com Operacional ............................................ 68
Figura 9-10 – Circuito Prático de Integrador com Operacional ...................................................................... 70
Figura 9-11 – Circuito Integrador com MOSFET para a Descarga do Capacitor ...................................... 70
Figura 9-12 – Diagrama Básico de um Diferenciador Inversor com Operacional ................................... 71
Figura 9-13 – Circuito Prático de Diferenciador com Operacional ................................................................ 71
Figura 9-14 – Influência da Resistência Interna de uma Fonte de Corrente ............................................. 72
Figura 9-15 – Diagrama Básico de um Conversor Corrente-Tensão ............................................................. 72
Figura 9-16 – Conversor de Tensão Para Corrente Usando OPAMP ............................................................. 73
Figura 9-17 – Conversores Tensão-Corrente com Transistor Bipolar ......................................................... 74
Figura 9-18 – Regulador de Tensão Usando Amplificador Operacional...................................................... 74
Figura 9-19 – Regulador de Tensão com Proteção Contra Sobrecorrente ................................................. 75
Figura 9-20 – Aspecto Físico e Símbolo de um CI Regulador de Tensão com Três Terminais ........... 75
Figura 9-21 – Curvas de Resposta dos Diversos Tipos de Filtro ..................................................................... 76
Figura 9-22 – Filtro Ativo Passa-Baixas Não-Inversor ........................................................................................ 77
Figura 9-23 – Filtro Ativo Passa-Altas Não-Inversor ........................................................................................... 77
Figura 9-24 – Filtro Ativo Passa-Faixa Não-Inversor .......................................................................................... 78
Figura 9-25 – Método para a Implementação de um Filtro Rejeita-Faixa .................................................. 79
Figura 10-1 – Diagrama Básico de um Comparador de Tensões com OPAMP.......................................... 80
Figura 10-2 – Diagrama Básico de um Comparador Inversor ......................................................................... 81
Figura 10-3 – Comparador com Níveis de Tensão de Saída com Módulos Diferentes .......................... 81
Figura 10-4 – Saída do Tipo Coletor Aberto e Ligação do Resistor Externo .............................................. 83
Figura 10-5 – Pinagem dos Circuitos Integrados da Família X39 ................................................................... 83
Figura 10-6 – Pinagem da Família X11 e Circuito de Aplicação Usando o Terminal de Strobe ......... 84
Figura 10-7– Diagrama Básico de um Detetor de Janela e Comportamento do Seu Sinal de Saída . 85
Figura 10-8 – Implementação de Detetor de Janela Usando Operacionais Convencionais ................. 85
Figura 10-9– Detetor de Janela com Quatro Níveis de Referência ................................................................. 86
Figura 10-10 – Transições Espúrias na Saída de um Comparador, Devidas à Presença de Ruído ... 87
Figura 10-11 – Diagrama Básico de um Disparador de Schmitt ..................................................................... 87
Figura 10-12 – Curva de Transferência de um Disparador de Schmitt ........................................................ 88
Figura 10-13 - Diagrama, Curva de Transferência e Equações de um Schmitt Trigger Não-inversor
................................................................................................................................................................................................................... 88
Figura 10-14 – Diagrama Básico de um Amplificador Logarítmico com Operacional ........................... 89
Figura 10-15 – Amplificador Inversor Logarítmico Realimentado com Transistor Bipolar ............... 90
Figura 10-16 – Diagramas Básicos de Amplificador Exponencial com Operacional .............................. 90
Figura 10-17 – Efeito da Tensão de Limiar de um Diodo Sobre os Sinais Retificados........................... 91
Figura 10-18 – Diagrama de um Retificador Ativo de Meia-Onda ................................................................. 92
Figura 10-19 – Diagrama Aperfeiçoado de Retificador Ativo de Meia-Onda............................................. 92
7
Figura 10-20 – Diagrama de um Retificador Ativo de Onda Completa ........................................................ 93
Figura 10-21– Diagrama Básico e Formas de Onda de um Detetor de Pico com OPAMP .................... 94
Figura 10-22 – Detetor de Pico com Buffer de Saída e Circuito de Reset .................................................... 94
Figura 11-1 – Princípio de Operação de um Oscilador Harmônico ............................................................... 96
Figura 11-2 – Efeito do Produto dos Ganhos Sobre o Sinal de Saída do Oscilador Harmônico ......... 97
Figura 11-3 – Duas Diferentes Representações do Oscilador Ponte de Wien Básico com OPAMP .. 98
Figura 11-4 – Diagramas de Oscilador Ponte de Wien com Estabilização de Amplitude ..................... 99
Figura 11-5 – Diagramas Básicos dos Osciladores por Deslocamento de Fase ..................................... 100
Figura 11-6 – Oscilador Phase-Shift com Amplificador Operacional ......................................................... 101
Figura 11-7 – Oscilador por Deslocamento de Fase com Estabilização de Amplitude ....................... 101
Figura 11-8 – Oscilador de Quadratura com Amplificadores Operacionais ........................................... 102
Figura 11-9 – Gráfico dos Sinais de Saída vo1 e vo2 .......................................................................................... 103
Figura 11-10 – Diagrama de um Multivibrador Astável com OPAMP ....................................................... 103
Figura 11-11 – Formas de Onda num Multivibrador Astável com OPAMP ............................................. 104
Figura 11-12 – Diagrama e Formas de Onda Num Gerador de Ondas Triangulares e Quadradas 105
Figura 11-13 – Oscilador com Limitação de Amplitude Usando Diodos Zener ..................................... 106
Figura 11-14 - Diagrama em Blocos e Aspecto Físico de Diversos Encapsulamentos do C.I. 555 . 107
Figura 11-15 – Tabela-Verdade de um Flip-Flop RS ......................................................................................... 108
Figura 11-16 – Diagrama de um Multivibrador Astável com o CI 555 ...................................................... 108
Figura 11-17 – Formas de Onda Principais de um Multivibrador Astável Usando o CI 555 ............ 109
Figura 11-18 – Diagrama do Multivibrador Monoestável (Temporizador) com o CI 555 ................ 110
Figura 11-19 – Formas de Onda num Temporizador em Função dos Pulsos de Entrada ................. 111
Figura 12-1 – Estrutura Interna, Simbologia e Aspectos Físicos de um SCR .......................................... 113
Figura 12-2 – Mecanismo de Disparo de um SCR Através de Aplicação de Corrente no Gate......... 114
Figura 12-3 – Curva Característica de um SCR .................................................................................................... 115
Figura 12-4 – Símbolo E Estrutura do Retificador Controlado de Silício Foto-Ativado ..................... 117
Figura 12-5 – Mecanismo de Disparo por Variação de Tensão .................................................................... 118
Figura 12-6 – Exemplos de Redes Amortecedoras ............................................................................................ 118
Figura 12-7 – Símbolos para um GTO ..................................................................................................................... 119
Figura 12-8 – Circuito de Chaveamento com SCR e Seu Equivalente com Chave Comum ................ 121
Figura 12-9 – Dois Métodos Para Permitir a Comutação do SCR ................................................................ 122
Figura 12-10 – Circuito de Chaveamento Utilizando o Método de Comutação Forçada ................... 122
Figura 12-11 – Circuito Equivalente Após o Disparo do SCR Principal .................................................... 123
Figura 12-12 – Mecanismo de Comutação Forçada do SCR Principal ....................................................... 123
Figura 12-13 – Tensão Sobre a Carga em Função dos Pulsos de Disparo dos SCRs ............................ 124
Figura 12-14 – Influência do Intervalo Entre os Disparos Sobre o Ciclo de Trabalho ........................ 124
Figura 12-15 – Utilização do SCR em Regime Senoidal, Sem e Com Retificação Prévia ..................... 125
Figura 12-16 – SCR Como Interruptor (com Retificação Prévia da Tensão de Entrada) ................... 125
Figura 12-17 – Utilização do SCR Como Controlador de Potência .............................................................. 126
Figura 12-18 – Ligação Antiparalela de Dois SCRs ............................................................................................ 128
Figura 12-19 – Simbologia e Estrutura Interna de um TRIAC ...................................................................... 128
Figura 12-20 – Quadrantes de Disparo de um TRIAC ...................................................................................... 129
Figura 12-21 – Curva Característica de um TRIAC ............................................................................................ 130
Figura 12-22 – Circuitos Resistivos Para o Disparo de Tiristores............................................................... 131
Figura 12-23 – Circuito de Disparo Capacitivo Para SCR ................................................................................ 132
8
Figura 12-24 – Curva Característica de um Dispositivo Unilateral de Resistência Negativa ........... 133
Figura 12-25 – Diagrama Genérico de um Oscilador de Relaxação com DRN ........................................ 134
Figura 12-26 – Formas de Onda no Oscilador de Relaxação com DRN ..................................................... 134
Figura 12-27 – Estrutura, Símbolo, Circuito Equivalente e Aspecto Físico de um UJT ....................... 135
Figura 12-28 – Oscilador de Relaxação com UJT ................................................................................................ 136
Figura 12-29 – Estrutura Interna e Simbologia de um DIAC ......................................................................... 137
Figura 12-30 – Diagrama de um Oscilador de Relaxação Utilizando DIAC ............................................. 138
Figura 12-31– Circuito com Sincronismo Direto com a Rede e Algumas Formas de Onda .............. 138
Figura 12-32 – Circuito Para Controle de Potência Sobre Cargas AC ........................................................ 139
Figura 12-33 - Circuito de Controle de Potência com Dupla Rede RC, Filtro e Amortecedor .......... 140
Figura 12-34 – Pinagem e Diagrama em Blocos do Circuito Integrado TCA785 ................................... 141
Figura 12-35 – Influência do Pino 12 Sobre a Duração dos Pulsos de Disparo ..................................... 143
Figura 12-36 – Circuito de Disparo Típico Utilizando o CI TCA785 ........................................................... 144
Figura 12-37 – Circuito de Disparo Foto-Ativado .............................................................................................. 146
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Informações Úteis
1) Ementa do Curso: O conteúdo programático será dividido em unidades, a saber:
• Transistores de Efeito de Campo
• Amplificadores Operacionais
• Osciladores com Amplificadores Operacionais e com o Circuito Integrado 555
• Tiristores.
Esse programa será desenvolvido conforme a capacidade de absorção da Turma e de acordo com
a duração do Módulo, podendo, eventualmente, não ser ministrado em sua totalidade.
Ao final de cada unidade será dada uma Lista de Exercícios, que poderá ser resolvida
individualmente ou por grupos de até quatro alunos.
2) Provas Escritas: Serão realizadas 2 Provas Escritas, compostas das seguintes seções:
• Laboratório: Essa seção vale 2 pontos e conterá de 1 a 3 questões referentes aos experimentos de Laboratório realizados até a data da Prova. Nessa seção não há possibilidade de escolha das questões a serem resolvidas nem de seu valor.
• Parte Discursiva: Essa seção vale 3 pontos e conterá 5 questões, das quais o aluno deverá
responder 3, escolhidas a seu critério. O aluno também poderá escolher o valor de cada questão,
desde que, simultaneamente: a soma dos valores atribuídos às três questões escolhidas seja igual
a 3 pontos, nenhuma delas receba valor maior do que 2 pontos, e nenhuma delas receba valor
inferior a 0,5 pontos.
• Parte de Cálculos e Análise: Essa seção vale 5 pontos e conterá 4 questões, das quais o aluno
deverá resolver 3, escolhidas a seu critério. O aluno também poderá escolher o valor de cada
questão, desde que, simultaneamente: a soma dos valores atribuídos às três questões escolhidas
seja igual a 5 pontos, nenhuma delas receba valor maior do que 2 pontos, e nenhuma delas receba
valor inferior a 1 ponto.
Qualquer situação diferente das acima descritas, seja no que se refere ao número de questões
respondidas em cada seção da prova, seja no que se refere aos valores atribuídos às questões, será
resolvida a critério exclusivo do professor. O conteúdo das Provas Escritas será o mesmo coberto pelas
duas últimas Listas de Exercícios realizadas anteriormente. Após cada duas Listas de Exercícios será
realizada uma Prova Escrita. Assim, a divulgação do gabarito da 2ª e da 4ª Lista de Exercícios serve,
respectivamente, como aviso quanto à realização da 1ª e da 2ª Prova Escrita.
3) Prova Substitutiva: De acordo com as Normas Acadêmicas do Curso, o aluno que faltar num dia de
Prova tem direito a realizar uma Prova Substitutiva, desde que requeira tal direito junto à CAE, num
prazo máximo de 48 horas após a realização da prova perdida. Esse direito cobre apenas a perda de uma
prova, ou seja, o aluno que perder as duas provas poderá fazer apenas uma substitutiva. Essa prova
poderá ser aplicada, a critério do Professor, fora do horário normal das aulas, ou ao final do módulo, na
aula imediatamente anterior à realização do Processo Final de Avaliação. Ressalta-se que a Prova
Substitutiva é dada apenas aos alunos que tiverem perdido uma prova, e não àqueles que fizeram a prova
e foral mal sucedidos.
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4) Recuperação Paralela: Será proporcionado ao aluno que tiver nota inferior a 6,0 em qualquer das 2
Provas Escritas um processo paralelo de recuperação. Esse processo será realizado através da inclusão
em cada Prova (com a óbvia exceção da primeira) de questões referentes à prova anterior. As questões
de recuperação paralela terão seu valor medido em porcentagem. 20% serão referentes a duas questões
discursivas, 20% serão referentes a uma ou duas questões de Laboratório e os 60% restantes serão
referentes a uma questão de cálculo e/ou análise. O aluno que obtiver 100% nessas questões terá o valor
da nota da prova anterior alterado para 6. Para porcentagens inferiores, a nota será alterada de modo
proporcional.
5) Orientações Sobre os Relatórios de Experimentos Práticos: Os Relatórios dos experimentos devem
ser redigidos em conformidade com os princípios estudados em Metodologia do Trabalho Científico,
devendo conter: uma breve introdução teórica a respeito do assunto (não será aceita uma mera
transcrição da apostila), os requisitos de projeto (quando houver), o diagrama do circuito, a memória de
cálculo, os valores efetivamente utilizados, explicação sobre o procedimento experimental, resultados
obtidos (descrições, gráficos, tabelas, etc.). O item mais relevante é a comparação entre os resultados
obtidos e aqueles previstos pela teoria. Isso deve incluir os cálculos teóricos e comentários explicando as
razões para eventual discrepância e as conclusões decorrentes da realização do experimento. Os
Relatórios devem incluir também as referências bibliográficas consultadas. Obviamente, nem todos esses
itens serão aplicáveis a todos os experimentos. Deve ser entregue um relatório por grupo de trabalho
(bancada) e o prazo para a entrega é até a realização do próximo experimento, a menos que especificado
em contrário pelo professor.
6) Critério de Avaliação: A Nota do Componente Curricular (NCC) do curso será obtida através da
fórmula: NCC =P1 + P2
2fffffffffffffffffff
, onde P1 é a Nota da 1ª metade do Módulo e onde P2 é a Nota da 2ª metade do
Módulo.
A nota da Nota da 1ª metade do Módulo será obtida pela fórmula:
P1 =5BPV 1 + 3BMR1 + 2BML1
10fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff, onde PV1 é a nota da 1ª Prova Escrita, MR1 é a média das notas dos
Relatórios das experiências de Laboratório referentes à primeira parte da matéria e ML1 é a média das
notas das Listas de Exercícios referentes à primeira parte da matéria.
A nota da Nota da 2ª metade do Módulo será obtida pela fórmula:
P1 =5BPV 2 + 3BMR2 + 2BML2
10ffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff, onde PV2 é a nota da 2ª Prova Escrita, MR2 é a média das notas dos
Relatórios das experiências de Laboratório referentes à parte final da matéria e ML1 é a média das notas
das Listas de Exercícios referentes à parte final da matéria. Eventual arredondamento de nota será
realizado apenas após o cálculo da Nota do Componente Curricular.
Como se pode notar pelo critério exposto acima, metade da Nota do Componente Curricular se
refere a atividades individuais (Provas Escritas) e a outra metade se refere a atividades em grupo
(Relatórios de Experiências de Laboratório e Listas de Exercícios).
Alunos com NCC ≥ 5,75 (valor que é arredondado para 6,0) estarão aprovados na disciplina e
alunos com NCC < 3,75 (que é arredondado para 4,0) estarão retidos. Nesses dois casos, a Média Final
será igual à Nota do Componente Curricular.
11
7) Processo Final de Avaliação (PFA): Os alunos que obtiverem Nota do Componente Curricular
inferior a 6 (seis) e igual ou superior a 4 (quatro) poderão participar do Processo Final de Avaliação
(PFA), a ser realizado na última semana do módulo. O PFA consistirá de uma terceira Prova Escrita
abrangendo toda a matéria do Módulo e que será composta por 4 questões discursivas, cada uma valendo
0,5 (meio ponto), num total de 2,0 (dois pontos); por 4 questões de cálculo e/ou análise, cada uma
valendo 1,5 (um ponto e meio), num total de 6,0 (seis pontos); e 2 questões de Laboratório, cada uma
valendo 1,0 (um ponto), num total de 2,0 (dois pontos). Não haverá nessa prova escolha de questões a
serem resolvidas nem de seus valores. A Média Final será o maior valor entre a Nota do Componente
Curricular e a nota obtida no Processo Final de Avaliação.
Note-se que a Recuperação Paralela da 2ª Prova Escrita será realizada em conjunto com o PFA.
Se, por acaso, a nota obtida após a recuperação for suficiente para a aprovação do aluno, o PFA será
desconsiderado.
8) Apostila: O curso é baseado na presente apostila, e sua impressão é fortemente recomendada. O
aluno deverá acompanhar as aulas tendo em seu poder a apostila. A princípio, as únicas anotações
necessárias se referem à resolução dos Exemplos Numéricos que serão propostos durante as aulas, além
de correções de eventuais erros presentes no texto.
9) Devolução e Guarda dos Trabalhos: Todos os trabalhos realizados ao longo do Curso (Listas de
Exercícios, Relatórios e Provas Escritas) serão devolvidos aos alunos após sua correção. Essa devolução
será feita durante o horário oficial de aulas e, se o aluno não estiver presente, o trabalho será entregue ao
Representante da Turma ou ao seu vice. Os trabalhos deverão ser cuidadosamente guardados até o
encerramento do módulo, para comprovação no caso de notas não lançadas ou lançadas com erro. Tais
retificações serão feitas exclusivamente mediante a apresentação do trabalho correspondente, antes da
data estipulada para a entrega dos resultados finais à Secretaria.
10) Resultado Final: Realizadas todas as atividades previstas neste documento e calculada a Média Final
de acordo com o exposto nos itens 4 e 5 deste documento, não caberá qualquer recurso junto ao
professor para que a Média Final seja alterada (realização de prova-extra, trabalho-extra, etc.). Isso deve
estar bem claro para o aluno, a fim de que sejam evitadas situações constrangedoras para si mesmo e
para o professor.
11) Bibliografia Recomendada: A apostila que serve como base para o Curso possui o conteúdo
estritamente necessário. As fontes de referência mais completas são livros, que abrangem um número
maior de tópicos e, em geral, com maior profundidade. Um único livro pode servir como referência para
várias disciplinas do Curso. Portanto, sempre que possível, os livros devem ser adquiridos.
Recomendam-se as seguintes obras, listadas em ordem crescente de complexidade:
a. Eletrônica (2 volumes) – Autor: Malvino – Editora Makron Books
b. Eletrônica (2 volumes) – Autores: Millmann e Halkias – Editora Makron Books
c. Microeletrônica – Autores: Sedra e Smith – Editora Pearson Education
Todas essas obras estão disponíveis na Biblioteca da Escola.
12) Site: O material referente ao curso (Apostila, Listas de Exercícios, Resolução de Listas e Provas, etc.)
estará disponível no site www.prof-antonio-luiz.webnode.com.
12
CAPÍTULO 7 - TRANSISTOR DE EFEITO DE CAMPO (FET -
FIELD EFFECT TRANSISTOR)
No estudo sobre o transistor bipolar de junção, vimos que a condução de corrente elétrica nesse
dispositivo se dá por meio de dois tipos de portadores de carga elétrica: os elétrons livres e as lacunas,
sendo essa a razão para o adjetivo “bipolar”.
Existe, entretanto, um tipo de transistor no qual apenas um dos tipos de portadores é responsável
pela condução da corrente, sendo, portanto, um dispositivo unipolar – trata-se do transistor de efeito
de campo (FET - de Field Effect Transistor), assim chamado porque o controle da corrente é realizado
pela ação de um campo elétrico convenientemente aplicado.
Tomando como base o conhecimento prévio sobre o transistor bipolar de junção, estudaremos as
características, a correta polarização e as aplicações mais relevantes para o transistor de efeito de campo.
Sempre que possível, será feita uma comparação entre esses dois tipos de transistores.
Em termos de história, a concepção dos transistores de efeito de campo é anterior à dos
transistores bipolares. As primeiras patentes relacionadas ao transistor de efeito de campo datam da
segunda e da terceira décadas do século XX, enquanto a patente do transistor bipolar é de 1948. No
entanto, a produção do transistor bipolar em escala industrial já era uma realidade em 1956, ao passo
que o transistor de efeito de campo só alcançou essa condição no início da década seguinte.
As particularidades desses dois dispositivos fazem com que um apresente vantagens e
desvantagens em relação ao outro, dependendo do tipo de aplicação. Esse fato justifica que ambos
continuem sendo produzidos. A Tabela 7-1 apresenta uma comparação entre eles.
TABELA 7-1 – COMPARAÇÃO ENTRE TRANSISTORES DE EFEITO DE CAMPO E TRANSISTORES BIPOLARES
A principal vantagem dos FETs é a maior escala de integração. Numa pastilha de circuito
integrado podem ser incluídos sete vezes mais transistores de efeito de campo do que bipolares. Isso
permite funções muito mais complexas para uma mesma área de chip. A maior desvantagem dos FETs é
seu menor produto ganho x banda passante (GBW), ou seja, um amplificador a FET terá, em geral, um
ganho menor do que um amplificador a transistor bipolar que tenha a mesma banda passante.
Transistor de Efeito de
Campo Transistor Bipolar
Máxima corrente menor maior
Frequência de corte menor maior
Linearidade menor maior
Ganho de tensão menor maior
Ganho de corrente maior menor
Impedância de entrada maior menor
Imunidade à radiação maior menor
Tolerância á temperatura maior menor
Escala de integração maior menor
Rapidez de chaveamento maior menor
Comportamento como chave normalmente fechado normalmente aberto
Mecanismo de controle corrente tensão
13
FAMÍLIAS DE TRANSISTORES DE EFEITO DE CAMPO
Existem duas principais famílias de transistores de efeito de campo: os transistores de efeito de
campo de junção (JFET – Junction Field Effect Transistor) e os transistores de efeito de campo de
porta isolada (IGFET - Insulated Gate Field Effect Transistor), mais conhecidos como transistores de
efeito de campo de metal-óxido-semicondutor (MOSFET – Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect
Transistor). O desenvolvimento posterior levou ao surgimento de várias outras famílias, entre as quais
os transistores de efeito de campo de heterojunção (HFET – Heterojunction Field Effect Transistor),
os transistores de efeito de campo de metal-semicondutor (MESFET – Metal-Semiconductor Field
Effect Transistor) e os transistores de efeito de campo sensíveis a íons (ISFETs – Ion Sensitive Field
Effect Transistor). Nosso estudo abrangerá apenas as duas primeiras famílias.
TRANSISTOR DE EFEITO DE CAMPO DE JUNÇÃO - JFET
O JFET consiste basicamente numa barra semicondutora cuja condutância é controlada pela
aplicação de um campo elétrico perpendicular ao fluxo da corrente. Esse campo elétrico é resultante da
polarização reversa de uma junção PN que se forma na região intermediária da barra. Em cada uma das
extremidades são feitos contatos ôhmicos para a colocação de terminais, fazendo-se o mesmo na região
onde se formou a junção. A barra semicondutora recebe o nome de canal e a região de dopagem oposta
no meio do canal é chamada de porta ou gate (G), sendo a região de gate muito mais fortemente dopada
do que o canal.
A corrente no canal é composta exclusivamente de portadores majoritários. O terminal por onde
esses portadores entram no canal (a origem dos portadores) é chamado de fonte ou source (S) e o
terminal por onde eles saem do canal (o destino dos portadores) é chamado de dreno ou drain (D). Da
mesma forma que existem transistores bipolares dos tipos NPN e PNP, existem JFETs de canal N (cuja
corrente é constituída de elétrons livres) e de canal P (cuja corrente é constituída de lacunas).
Lembrando que os elétrons livres possuem maior mobilidade do que as lacunas, é muito mais frequente o
uso de JFETs de canal N do que de JFETs de canal P. A Figura 7-1 mostra o aspecto construtivo e a
simbologia dos JFETs canal N e canal P. Note-se que a diferenciação entre as simbologias é feita pelo
terminal de gate. Uma seta apontando para dentro do símbolo indica uma região com dopagem do tipo P.
Assim, um gate canal P significa que o canal é do tipo N. No caso do JFET canal P, a seta representativa
do gate aponta para fora, indicando uma região com dopagem do tipo N.
FIGURA 7-1 – ESTRUTURA INTERNA E SIMBOLOGIA DOS JFETS CANAL N E CANAL P
Source (S)
Dreno (D)
Gate (G)
Source (S)
Dreno (D)
Gate (G)
O desenho da estrutura permite observar que
o coletor de um transistor bipolar,
diferentes, mas se encontram em extremidades opostas de uma mesma região
caso se aplique uma tensão entre o dreno e o source, existe um caminho livre para a circulação da
corrente, não havendo nenhuma barreira representada por uma junção reversamente polarizada (como
ocorre quando se aplica uma tensão entre o coletor e o emissor de
Outro detalhe importante é que a região de gate se localiza mais pró
dreno. Esse fato é expresso na simbologia com a colocação da seta indicativa do gate mais próxima ao
terminal que representa o source. Deve
uma simbologia para o JFET em que a seta do gate se encontra exatamente no centro da distância entre o
dreno e o source. A forma mais segura de identificação dos terminais, portanto, é por meio da
configuração dos circuitos de polarização, que iremos abordar a seguir.
POLARI
A polarização de um JFET requer a aplicação de duas tensões: uma entre o gate e o source (VGS) e
outra entre o dreno e o source (VDS). A correta polarização de um JFET exige que a junção gate
seja reversamente polarizada. É dessa forma que se obtém a alta impedância de entrada do dispositivo.
Com relação à tensão entre dre
canal se desloquem do source para o dreno.
tensão VGS, considerando o source como o terminal de referência.
Tomando como exemplo um JFET de canal N (de uso mais frequente), o gate, que é do tipo P, deve
ter potencial negativo em relação ao source. Conseque
relação ao source. A Figura 7-2
FIGURA
Como visto anteriormente, na zona intermediária de uma junção PN existe uma região desprovida
de cargas móveis (e, assim, isolante), chamada de
reversamente polarizada, a largura
aplicada.
região de depleção
WCH
O desenho da estrutura permite observar que, ao contrário do que ocorre em relação ao emissor e
o coletor de um transistor bipolar, o dreno e o source de um JFET não se encontram em regiões
diferentes, mas se encontram em extremidades opostas de uma mesma região
caso se aplique uma tensão entre o dreno e o source, existe um caminho livre para a circulação da
corrente, não havendo nenhuma barreira representada por uma junção reversamente polarizada (como
quando se aplica uma tensão entre o coletor e o emissor de um transistor bipolar).
Outro detalhe importante é que a região de gate se localiza mais pró
dreno. Esse fato é expresso na simbologia com a colocação da seta indicativa do gate mais próxima ao
terminal que representa o source. Deve-se tomar cuidado, no entanto, porque muitos diagramas utilizam
JFET em que a seta do gate se encontra exatamente no centro da distância entre o
dreno e o source. A forma mais segura de identificação dos terminais, portanto, é por meio da
configuração dos circuitos de polarização, que iremos abordar a seguir.
POLARIZAÇÃO E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO DO JFET
polarização de um JFET requer a aplicação de duas tensões: uma entre o gate e o source (VGS) e
outra entre o dreno e o source (VDS). A correta polarização de um JFET exige que a junção gate
polarizada. É dessa forma que se obtém a alta impedância de entrada do dispositivo.
Com relação à tensão entre dreno e source, ela deve ter polaridade tal que os portadores majoritários do
canal se desloquem do source para o dreno. Para tanto, a polaridade da tensão VDS deve ser
tensão VGS, considerando o source como o terminal de referência.
Tomando como exemplo um JFET de canal N (de uso mais frequente), o gate, que é do tipo P, deve
ter potencial negativo em relação ao source. Consequentemente, o dreno deve ter potencial negativo em
2 ilustra a correta polarização de um JFET canal N.
FIGURA 7-2 – POLARIZAÇÃO DE UM JFET CANAL N
Como visto anteriormente, na zona intermediária de uma junção PN existe uma região desprovida
de cargas móveis (e, assim, isolante), chamada de região de depleção. No caso de uma junção
polarizada, a largura da região de depleção será proporcional ao módulo da tensão
região de depleção
VGS
14
, ao contrário do que ocorre em relação ao emissor e
dreno e o source de um JFET não se encontram em regiões
diferentes, mas se encontram em extremidades opostas de uma mesma região (no caso, o canal). Assim,
caso se aplique uma tensão entre o dreno e o source, existe um caminho livre para a circulação da
corrente, não havendo nenhuma barreira representada por uma junção reversamente polarizada (como
um transistor bipolar).
Outro detalhe importante é que a região de gate se localiza mais próxima ao source do que ao
dreno. Esse fato é expresso na simbologia com a colocação da seta indicativa do gate mais próxima ao
se tomar cuidado, no entanto, porque muitos diagramas utilizam
JFET em que a seta do gate se encontra exatamente no centro da distância entre o
dreno e o source. A forma mais segura de identificação dos terminais, portanto, é por meio da
OPERAÇÃO DO JFET
polarização de um JFET requer a aplicação de duas tensões: uma entre o gate e o source (VGS) e
outra entre o dreno e o source (VDS). A correta polarização de um JFET exige que a junção gate-source
polarizada. É dessa forma que se obtém a alta impedância de entrada do dispositivo.
deve ter polaridade tal que os portadores majoritários do
idade da tensão VDS deve ser oposta à da
Tomando como exemplo um JFET de canal N (de uso mais frequente), o gate, que é do tipo P, deve
ntemente, o dreno deve ter potencial negativo em
ilustra a correta polarização de um JFET canal N.
Como visto anteriormente, na zona intermediária de uma junção PN existe uma região desprovida
. No caso de uma junção
cional ao módulo da tensão
VDS
15
Suponhamos inicialmente que a tensão VGS esteja ajustada em zero (curto-circuito entre gate e
source). Com a aplicação da tensão VDS entre dreno e source, os portadores majoritários do canal
(elétrons livres, no caso de um JFET canal N) passam a fluir através do mesmo, estabelecendo-se a
corrente de dreno ID. A Figura 7-3 ilustra essa situação e mostra o comportamento da corrente de dreno
em função da tensão entre dreno e source.
FIGURA 7-3 – CORRENTE DE DRENO DE UM JFET EM FUNÇÃO DA TENSÃO ENTRE DRENO E SOURCE
Um fato importante a observar é que a tensão VDS também contribui para a polarização reversa
da junção porta-canal. Como o canal é N e possui potencial positivo, enquanto a tensão do gate é zero, a
junção está, de fato, reversamente polarizada. A tensão VDS se distribui linearmente ao longo do
comprimento l do canal. Logo, quanto mais próximo ao dreno, maior será a polarização reversa. Como a
largura da região de depleção é proporcional ao valor da tensão reversa, isso explica porque o canal é
mais estreito nas proximidades do dreno do que nas proximidades do source.
Para pequenos valores de VDS, a região de depleção entre o gate e o canal se mantém
relativamente estreita, e seu efeito sobre a corrente de dreno é desprezível, existindo, portanto, uma
relação linear entre a corrente de dreno e a tensão VDS. Esse é o comportamento na primeira parte da
curva característica, que compreende a região de operação chamada de linear, resistiva ou de triodo.
À medida que a tensão VDS aumenta, a região de depleção avança para o interior do canal,
reduzindo sua largura efetiva. Dessa forma, diminui a variação de corrente devida a uma dada variação
de tensão, isto é, a inclinação da curva, vai diminuindo, até que chega o ponto em que o aumento da
tensão VDS acarreta um aumento na mesma proporção na resistência do canal. A esse fenômeno dá-se o
nome de pinçamento, estrangulamento, constrição ou pinch-off. Como é possível observar através
do gráfico, após o estrangulamento a corrente de dreno varia muito pouco com o aumento da tensão
entre dreno e source, o que caracteriza uma saturação do valor da corrente de dreno. Esse valor
estabilizado de corrente, obtido com VGS = 0 é chamado de máxima corrente de saturação de dreno
(IDss).
Note-se que não é possível fechar totalmente o canal apenas aumentando-se o valor de VDS. Com
o canal totalmente fechado, não circularia corrente por ele e a distribuição de tensão que causou o
pinçamento não mais existiria. Pelas razões expostas acima, essa região de operação do JFET é chamada
de região de pinch-off, de corrente constante ou de saturação. O valor de tensão entre dreno e source
que leva ao pinçamento de canal é chamado de tensão de pinçamento ou tensão de pinch-off (VP).
IDss e VP são os dois parâmetros mais importantes de um JFET.
RD
VDD avalanche
16
Aumentando-se ainda mais a tensão entre dreno e source, a junção porta-canal entra na região de
avalanche, na qual a corrente cresce indefinidamente, podendo danificar o dispositivo caso não existam
elementos limitadores. Trata-se de um processo análogo ao que ocorre nos diodos Zener. A tensão
entre dreno e source que leva o JFET a entrar na região de avalanche é outro parâmetro importante de
um JFET. Esse parâmetro é denominado como BVDSS ou B(VR)DSS nos manuais e folhas de dados, e é
da ordem de algumas dezenas de volts. O projetista de circuitos utilizando JFET deve garantir que este
não entre na região de avalanche.
Utilizando agora uma tensão VGS entre gate e source diferente de zero, essa se soma à tensão VDS
na polarização reversa da junção gate-canal. Com isso, o valor da corrente de dreno será, para cada valor
de VDS, menor do que no caso anterior (em que VGS = 0). Como a junção porta-canal está reversamente
polarizada, a corrente de gate IG é praticamente nula (da ordem de nA), resultando numa impedância de
entrada muito alta para o JFET. Assim, o controle da corrente de dreno é feito basicamente pelo campo
elétrico gerado pela tensão VGS.
Quanto maior (em módulo), o valor da tensão VGS, menor será a largura efetiva do canal, até
chegar ao ponto de seu total fechamento, quando a corrente de dreno terá valor essencialmente nulo. Na
prática, nessas condições circula uma corrente da ordem de nA, chamada de IDoff. Outra forma de definir
a tensão de pinch-off VP é como a tensão entre gate e source que causa o fechamento completo do canal.
Por esse motivo, a tensão de pinch-off é simbolizada também como VGS(off). Quanto maior o módulo da
tensão VGS, menor o valor necessário da tensão VDS para que o JFET atinja a região de avalanche.
A Figura 7-4 mostra o comportamento do JFET para uma tensão VGS diferente de zero e um
gráfico com valores típicos para as curvas características do dispositivo, mostrando claramente as três
regiões de operação.
FIGURA 7-4 – COMPORTAMENTO DO JFET PARA TENSÕES VGS DIFERENTES DE ZERO
O gráfico das curvas características permite observar uma diferença essencial entre o JFET e o
transistor bipolar. Enquanto num transistor bipolar a região de operação depende basicamente da
forma como são polarizadas as duas junções, num JFET a região de operação depende basicamente do
valor da tensão VDS entre dreno e source, sem qualquer alteração na polaridade das tensões de
polarização (VDS e VGS).
A região de depleção se alarga com o aumento de VGS, até o fechamento total do canal, cessando o fluxo da corrente de dreno ID.
linear pinchoff avalanche
17
Para pequenos valores de VDS, o JFET está na região resistiva. Quando a tensão entre dreno e
source aumenta até causar o estrangulamento do canal, o JFET passa para a região de corrente constante,
na qual permanece até que VDS ultrapassa o valor necessário para causar a avalanche da junção gate-
canal. Considerando-se a ação combinada das tensões VDS e VGS (ambas tomadas em módulo, já que
têm polaridades opostas), a região de operação em que um JFET se encontra pode ser determinada pela
seguinte regra:
Para VDS ≤ VP@VGSLL
MM, o JFET se encontra na região linear ou resistiva;
Para VP@VGSLL
MM< VDS ≤ BDVSS@VGS
LL
MM, o JFET se encontra na região de pinch-off ou de
corrente constante;
Para VDS > BDVSS@VGSLL
MM, o JFET se encontra na região de avalanche (o que deve ser evitado).
A Figura 7-5 mostra em detalhes a fronteira entre as regiões resistiva e de corrente constante de
um JFET canal N que possui VP = -3,6 V e IDss = 9 mA. A figura não inclui a região de avalanche.
FIGURA 7-5 – DETALHAMENTO DO LIMITE ENTRE AS REGIÕES LINEAR E DE PINCH-OFF DE UM JFET
EXEMPLO 7-1: UM JFET POSSUI TENSÃO DE PINCH-OFF IGUAL A 3 V E TENSÃO DE AVALANCHE IGUAL A 35 V. EM
QUE REGIÃO ESSE JFET ESTARÁ OPERANDO CASO O GATE E O SOURCE ESTEJAM EM CURTO E A SUA TENSÃO
ENTRE DRENO E SOURCE VALHA:
A) 30 V. B) 2,5 V. C) 5 V. D) 40 V. E) 10 V.
VGS = -3,0 V
VGS = -2,4 V
VGS = -1,8 V
VGS = -1,2 V
VGS = -0,6 V
VGS = 0,0 V
região de corrente constante (VDS > VP – VGS)
Linha indicativa de VDS = VP – VGS
região resistiva (VDS ≤≤≤≤ VP – VGS)
1,2 2,4 3,6 4,8 6,0 7,2 8,4 VDS (V) (VP) VGS ≤≤≤≤ -3,6 V (ID ≈ 0)
ID (mA)
9 (IDss)
8
7
6
5
4
3
2
1
0
18
O JFET OPERANDO NA REGIÃO LINEAR OU RESISTIVA
Na parte inicial das curvas características de um JFET a tensão VDS tem influência desprezível na
polarização reversa da junção. Desse modo, a resistência do canal dependerá apenas do valor da tensão
aplicada entre gate e source, e a corrente variará linearmente em função da tensão VDS entre dreno e
source. Nessas condições, o canal pode ser considerado como um resistor cuja resistência depende de
VGS (quanto maior VGS, maior será a resistência do canal) e é chamada de RDSon. O menor valor
possível para RDSon é chamado de Ro e será obtido, obviamente, quando a tensão entre gate e source for
igual a zero. Os JFETs comerciais possuem valor de Ro situado entre 10 Ω e 100 KΩ.
A Figura 7-6 mostra uma ampliação da parte inicial (VDS na ordem de centenas de milivolts) da
região resistiva para um JFET canal N.
FIGURA 7-6 – DETALHAMENTO DA REGIÃO LINEAR DE OPERAÇÃO DE UM JFET CANAL N
A figura permite visualizar claramente as diferentes inclinações da curva, em função da tensão
entre gate e source. Cada inclinação corresponde a um diferente valor de resistência de canal RDSon. É
possível calcular o valor da resistência de canal através da equação:
RDSON =Ro
1@ VGS
VPffffffffffffffffff
ffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 7-1).
É evidente que para valores de VGS com módulo igual ou superior a VP, o canal estará totalmente
fechado e a sua resistência será “infinita”. A equação nos mostra que a resistência do canal pode ser
variada através da tensão entre gate e source, ou seja, trata-se de uma resistência controlada por
tensão , também conhecida como VDR (Voltage Dependant Resistance).
Como se pode ver, as curvas passam pela origem (VDS = 0 e ID = 0). Isso significa que o JFET não
possui offset, ou seja, não exige uma tensão mínima para iniciar a condução (como é o caso de um diodo
ou de um transistor bipolar). Isso é bastante vantajoso em várias aplicações.
Outra característica que pode ser notada é que na região linear as curvas são praticamente
simétricas em relação à origem, o que indica que a polaridade de VDS pode ser invertida sem que as
características de funcionamento se alterem de modo significativo.
19
EXEMPLO 7-2: O JFET UTILIZADO NO CIRCUITO ABAIXO POSSUI TENSÃO DE PINCH-OFF IGUAL A -2 V E MÁXIMA
CORRENTE DE SATURAÇÃO DE DRENO IGUAL A 6 mA. SABENDO QUE O VALOR DA CORRENTE DE DRENO É 4 mA:
A) CALCULAR O VALOR DA TENSÃO VO CASO A TENSÃO ENTRE GATE E SOURCE SEJA AJUSTADA PARA -1 V.
B) CALCULAR O VALOR DA TENSÃO ENTRE GATE E SOURCE PARA QUE A CORRENTE PASSE PARA 2 mA.
A fórmula genérica que permite o cálculo da corrente de dreno de um JFET operando na região
resistiva em função dos seus parâmetros e das tensões de polarização é:
ID =IDssBVDS
VP2
ffffffffffffffffffffffffffffffffffB 2B VP@VGS
` a@VDS
B C
(EQUAÇÃO 7-2).
Ao se utilizar a equação acima é importante ter em mente que sua validade se limita à região
resistiva de operação (quando VDS ≤ VP@VGSLL
MM) e que todas as tensões envolvidas na equação devem ser
consideradas em módulo. Outro ponto importante é que o dispositivo só obedecerá à equação caso as
condições de polarização (valor da tensão de alimentação e dos resistores associados) assim o
permitirem.
EXEMPLO 7-3: PARA O CIRCUITO DO EXEMPLO 7-2, CALCULAR O VALOR NECESSÁRIO DA TENSÃO DE
ALIMENTAÇÃO PARA QUE A CORRENTE DE DRENO DO JFET CHEGUE A IDss, SEM QUE O MESMO SAIA DA REGIÃO
RESISTIVA.
RD 1 KΩ
VDD 5 V
20
APLICAÇÕES DO JFET NA REGIÃO LINEAR OU RESISTIVA
Como vimos, em sua operação na região linear a resistência de um JFET é controlada pela tensão
aplicada entre gate e source. Esse comportamento proporciona algumas aplicações para o dispositivo,
que veremos a seguir.
CIRCUITOS DE CONTROLE AUTOMÁTICO DE GANHO PARA AMPLIFICADORES
Em algumas situações é importante que se controle o ganho de um amplificador de modo a evitar
alterações bruscas no comportamento quando o sinal de entrada varia subitamente. Um exemplo dessa
situação é quando, numa emissora de TV, o volume aumenta significativamente durante os intervalos
comerciais (prática proibida pela legislação, mas muito utilizada).
Um circuito de controle automático de ganho (AGC – Automatic Gain Control) diminui o ganho do
amplificador quando a intensidade do sinal de entrada aumenta e aumenta o ganho quando a intensiade
do sinal de entrada diminui, mantendo dessa forma o nível do sinal de saída. O diagrama em blocos de
um circuito típico de AGC utilizando JFET é mostrado na Figura 7-7.
FIGURA 7-7 - JFET UTILIZADO EM CONTROLE AUTOMÁTICO DE GANHO
Como sabemos, o módulo do ganho de tensão de um amplificador transistorizado emissor comum
sem capacitância de desvio no emissor é dado, aproximadamente, pela equação: AvLL
MMt
RC
REffffffffffff. No caso do
diagrama da Figura 7-7, a resistência de emissor é dada pela associação paralela entre o resistor RE e a
resistência de canal RDSon do JFET, de maneira que o módulo do ganho de tensão deste circuito
específico será: AvLL
MMt
RCREBRDSon
RE + RDSonffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff. O JFET não influi sobre a polarização DC do amplificador
transistorizado devido à presença do capacitor de desacoplamento CAGC., que faz com que a resistência de
canal só tenha influência sobre o sinal alternado a ser amplificado.
Se, por qualquer razão, o ganho do amplificador aumenta, o valor do sinal de saída vo também
aumenta, bem como o nível DC na saída do filtro. Se o sinal de saída do filtro polariza reversamente a
junção porta-canal, um aumento nessa tensão acarreta um aumento de RDSon, o que, por sua vez, reduz o
valor do ganho.
21
As relações de causa e efeito são: Av ↑↑↑↑ ⇒⇒⇒⇒ vo ↑↑↑↑ ⇒⇒⇒⇒ VGS ↑↑↑↑ ⇒⇒⇒⇒ RDSon ↑↑↑↑ ⇒⇒⇒⇒ Av ↓↓↓↓. Logo, um
aumento do ganho acaba acarretando sua própria diminuição, ou seja, o AGC introduz um efeito
estabilizador sobre o ganho do amplificador. Usando um raciocínio análogo, constata-se que uma
eventual diminuição do ganho também será compensada por esse circuito.
O JFET COMO DISPOSITIVO DE CHAVEAMENTO
Da mesma forma como o transistor bipolar, o JFET também pode ser empregado como dispositivo
de chaveamento, que é uma aplicação binária, ou seja, que envolve dois estados. Para tanto, a tensão de
gate deve ser de tal forma que faça o JFET transitar da condução plena (|VGS| ≈ 0, levando o JFET a se
comportar como uma chave fechada) para a condição de canal fechado (|VGS| ≥≥≥≥ |VP|, levando o JFET a se
comportar como uma chave aberta).
O desempenho do JFET como chave é um pouco inferior ao de um transistor bipolar, pois quando
ligado (|VGS| ≈ 0), a resistência RDSon não é nula, mas possui um valor da ordem de dezenas ou até
mesmo centenas de Ω. Quando desligado |VGS| ≥≥≥≥ |VP|), a resistência do canal é praticamente infinita, e o
comportamento é semelhante ao de uma chave aberta. Com isso em mente, é fácil compreender o
funcionamento de um circuito de chaveamento com JFET, como o mostrado na Figura 7-8.
FIGURA 7-8 - CIRCUITO BÁSICO DE CHAVEAMENTO COM JFET E RESPECTIVAS FORMAS DE ONDA
A tensão de controle vCONTROL, aplicada ao gate do JFET, é um sinal binário. Um dos seus valores
(nível “1”) deve ser levemente positivo e o outro (nível “0”) deve ser mais negativo do que a tensão de
pinch-off. Assim, quando o sinal de controle estiver em nível “1” a resistência entre dreno e source será
mínima e o valor da tensão de saída será:
vo = vRL =viBRL
RDSON + RLfffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 7-3).
Logo, para que o circuito seja eficiente, é necessário que RL >> RDSON. Isso garante que a tensão
sobre RL seja praticamente igual à tensão de entrada e também que a tensão entre dreno e source VDS
seja próxima de zero, o que é essencial para que o JFET apresente um comportamento resistivo (se VDS
>> 0, o JFET entra na região de saturação).
22
Quando o sinal de controle estiver em nível “0”, o canal do JFET estará “fechado”, resultando numa
corrente e numa tensão de saída praticamente nulas.
O gráfico da Figura 7-8 mostra como exemplo uma tensão de entrada vi constante, representada
pela reta pontilhada. Na prática, esse sinal pode ter qualquer forma de onda, inclusive alternada, visto
que na região resistiva o comportamento do JFET é praticamente simétrico, ou seja, funciona
corretamente para qualquer polaridade da tensão VDS. As únicas precauções a serem tomadas dizem
respeito aos limites de corrente e de frequência de operação.
O circuito da Figura 7-8 mostra o JFET como uma chave colocada em série com a carga. Ele pode
ser também colocado em paralelo, como mostra o diagrama da Figura 7-9.
FIGURA 7-9 – JFET COMO CHAVE EM PARALELO
Para este circuito, quando a tensão de controle estiver em nível “0”, a tensão VGS do JFET será
nula e a resistência de canal terá o seu valor mínimo. Supondo que não exista resistência de carga
conectada, a tensão de saída vo valerá:
vo = vRDSON=
viBRDSON
RDSON + RDfffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 7-4).
Sendo RD >> RDSON, a tensão de saída nessa situação será praticamente zero. Caso a tensão de
controle esteja em nível “1” (tensão negativa com módulo igual ou superior a VP), o canal do JFET estará
completamente fechado, não circulará corrente pelo circuito e teremos: vo = vi. Caso seja conectada
uma resistência de carga RL aos terminais de saída, é necessário que RL >> RD, par um bom desempenho
do circuito.
Uma variação interessante da aplicação do JFET como dispositivo de chaveamento é como
multiplexador analógico, conforme mostrado no diagrama da Figura 7-10.
FIGURA 7-10 – DIAGRAMA BÁSICO DE MULTIPLEXADOR ANALÓGICO UTILIZANDO JFET
RD
D
R G
vi vo
vCONTROL
R L
R L
vi1
vi2
vi3
vc1 vc2 vc3
vo
23
O princípio de funcionamento é bastante simples. Supondo que todos os sinais de controle (vc1,
vc2 e vc3) estejam em nível “1” (tensão negativa com módulo igual ou superior a VP), todos os JFETs
estarão cortados e o sinal de saída será nulo. Se uma das tensões de controle for para nível “0”, o JFET
correspondente entra em condução plena e o sinal de saída será aproximadamente igual ao sinal de
entrada aplicado ao source do JFET em questão (observadas as condições comentadas acima). Em geral,
apenas uma das entradas de controle deverá estar em nível “0” num determinado instante. Se houver
mais de uma entrada em nível “0”, o circuito passa a funcionar como misturador de sinais, e não
apresenta um bom desempenho.
Uma última observação é que as análises e descrições acima se referem a JFETs de canal N. Para
JFETs de canal P, a polaridade da tensão de controle tem que ser invertida.
O JFET OPERANDO NA REGIÃO DE PINCH-OFF
Conforme vimos anteriormente, à medida que a tensão entre o dreno e o source aumenta, dois
processos conflitantes passam a ocorrer: com o aumento da tensão VDS, a corrente de dreno tenderia a
aumentar, mas, simultaneamente, a redução da largura do canal aumenta a resistência dessa região, o que
tenderia a diminuir a corrente de dreno. A soma desses dois efeitos leva a uma estabilização do valor da
corrente de dreno - é a chamada corrente de saturação de dreno (IDs). Isso explica a pequena variação
da corrente de dreno em relação à variação de VDS que ocorre na região de pinch-off, como observado no
gráfico da Figura 7-4.
O mesmo gráfico permite constatar que valor da corrente de saturação será dependente da tensão
entre gate e source (VGS). O maior valor para essa corrente será atingido, evidentemente, quando VGS for
igual a zero. Esse valor máximo da corrente de saturação de dreno é chamado de máxima corrente de
saturação de dreno (IDss). Conhecidos os valores de IDss e de VP, é possível calcular o valor da
corrente de saturação de dreno para valores de VGS diferentes de zero através da chamada Equação de
Shockley, que é válida somente quando o JFET se encontra na região de pinch-off:
IDs = IDssB 1@VGS
VPfffffffffffffff g2
(EQUAÇÃO 7-5).
Colocando a Equação 7.5 em forma gráfica, podemos traçar a curva de transferência do JFET
(também conhecida como curva de transcondutância), assim chamada porque relaciona uma grandeza
de saída (IDs) com uma grandeza de entrada (VGS). Essa curva é mostrada na Figura 7-11.
FIGURA 7-11 – CURVA DE TRANSFERÊNCIA DE UM JFET OPERANDO NA REGIÃO DE PINCH-OFF VGS
IDs IDss
VP
24
Como a Equação 7.5 permite deduzir, a curva mostrada no gráfico acima é uma parábola. Está
traçada no segundo quadrante apenas para deixar evidente que a polaridade da tensão entre gate e
source VGS é negativa em relação ao sentido da corrente de dreno IDs. A curva está limitada, na prática,
pelo eixo vertical, à direita, e pelo ponto VGS = VP, IDs = 0, à esquerda. Cruzar o eixo vertical significaria
uma inversão na polaridade da tensão VGS, o que não é permitido na operação de um JFET. Para valores
de VGS superiores (em módulo) a VP, o canal se fecha totalmente e a corrente de dreno cai a zero.
A essa altura, é conveniente enfatizar o significado dos vários termos ligados à corrente de dreno,
para evitar equívocos desnecessários:
ID → Trata-se de qualquer valor da corrente de dreno, em qualquer das regiões de operação de um JFET.
IDs → Trata-se da corrente de saturação de dreno, ou seja, o valor relativamente estabilizado que essa corrente atinge enquanto o JFET se encontra na região de pinch-off.
IDss → Trata-se do máximo valor possível para a corrente de saturação de dreno, que é obtido quando o JFET se encontra na região de pinch-off e está polarizado com VGS = 0.
Estudaremos a seguir os circuitos que permitem polarizar o JFET na região de operação desejada.
CIRCUITOS DE POLARIZAÇÃO PARA O JFET
O conceito de polarização de um JFET é análogo ao já estudado nos casos do diodo semicondutor e
do transistor bipolar. Basicamente trata-se de proporcionar os valores adequados para as tensões entre
dreno e source (VDS) e entre gate e source (VGS) para levar o dispositivo a operar com o valor desejado
de corrente de dreno. Como vimos, a tensão entre dreno e source também tem influência no valor da
corrente de dreno, e essa influência poderá ser grande (caso o JFET esteja na região de triodo) ou
pequena (caso o transistor esteja na região de pinch-off). Logo, assim como num transistor bipolar as
coordenadas do ponto de operação estática são (VCE, IC), num JFET essas coordenadas serão (VDS, ID).
Voltamos a ressaltar a diferença fundamental entre um JFET e um transistor bipolar no que se
refere à região de operação. Enquanto num transistor bipolar diferentes regiões de operação se
estabelecem com diferentes polaridades das tensões entre base e emissor e entre base e coletor, num
JFET as polaridades das tensões entre gate e source e entre dreno e source permanecem inalteradas,
independente da região de operação. O que muda é o valor da tensão entre dreno e source.
Como no caso dos transistores bipolares, as duas tensões (de dreno e de gate) devem
preferencialmente ser obtidas a partir de uma única fonte de alimentação, com o auxílio de resistores de
polarização convenientemente dispostos e dimensionados.
Por suas particularidades construtivas e de princípio de funcionamento, o JFET é bem menos
influenciado pela temperatura do que um transistor bipolar. Por outro lado, a variação dos parâmetros
para uma dada especificação de JFET tende a ser muito grande. Para exemplificar, um JFET canal N
BF245 tem máxima corrente de saturação de dreno variando entre 2 mA (valor mínimo para o tipo A) e
25 mA (valor máximo do tipo C), uma variação de doze vezes e meia. Com relação à tensão de pinch-off,
para esse mesmo JFET os valores vão de -0,25 V até -8 V, uma variação de 32 vezes.
Essa variação nos parâmetros pode ser vista na Figura 7-12, onde se mostram os limites para a
curva de transcondutância de um JFET, em função dos valores máximos e mínimos de VP e IDss.
25
FIGURA 7-12 – LIMITES PARA AS CURVAS DE TRANSCONDUTÂNCIA DE UM JFET
A área hachurada entre as duas curvas-limite representa as possíveis localizações da curva de
transcondutância de um determinado JFET. Isso indica porque um dos requisitos mais importantes para
um circuito de polarização é que ele mantenha o ponto de operação o mais estável possível diante de
variações na temperatura ou nas características do JFET.
CIRCUITO COM POLARIZAÇÃO INDEPENDENTE PARA O GATE
Essa técnica de polarização utiliza uma fonte de tensão independente para fixar o valor de VGS, e
outra para obter o valor desejado para a tensão VDS, como mostra o diagrama da Figura 7-13.
FIGURA 7-13– POLARIZAÇÃO INDEPENDENTE PARA O GATE E EFEITO DA VARIAÇÃO DOS PARÂMETROS DO JFET
O resistor RG tem como única função limitar o valor da corrente de gate, caso a polaridade da
tensão de alimentação VGG seja invertida, evitando dessa forma que o JFET seja danificado. Com a
polaridade correta de VGG, a corrente que circulará por RG será desprezível e a tensão VGS entre gate e
source terá valor praticamente igual a VGG. O valor de RG será, desde que finito, irrelevante.
O gráfico da direita mostra claramente o grande potencial de deslocamento do ponto de operação
devido à variação dos parâmetros do JFET. Como é possível perceber, apesar de VGS ser constante, a
corrente de dreno pode variar significativamente. Escrevendo a equação LKT da malha de dreno:
+ VDD@ IDBRD@VDS = 0[ VDS = VDD@ IDBRD .
VGS
IDs IDssMÁX
IDssMÍN
VPMÁX VPMÍN
VGS
IDs
reta de polarização (equação: VGS = VGG)
VGG
IDsmín
IDsmáx
∆ IDs
R G
IG ≈ 0
VGG
ID R
D
+VDD
+
+ VDS
26
Em conformidade com a premissa de que o JFET opera na região de pinch-off, o valor da corrente
de dreno IDs pode ser calculado em função de VGS (VGG) através da equação de Shockley.
Esse circuito de polarização é útil apenas para fins experimentais, sendo inviável para aplicações
práticas. A razão para isso é que, além de requerer duas fontes de tensão independentes, ainda permite
um grande deslocamento da posição do ponto de operação em função das variações dos parâmetros do
JFET.
EXEMPLO 7-4: UM JFET CANAL P POSSUI COMO CARACTERÍSTICAS VP = 2 V E IDSS = 5 mA. PROJETAR UM
CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO INDEPENDENTE PARA FAZER ESSE JFET OPERAR COM VDS = 3 V E ID = 2 mA,
USANDO UMA FONTE DE ALIMENTAÇÃO DE 9 V.
CIRCUITO DE AUTOPOLARIZAÇÃO
Utiliza uma única fonte de alimentação para obter as duas tensões necessárias para a polarização
do JFET. O diagrama desse circuito é mostrado na Figura 7-14.
FIGURA 7-14 – CIRCUITO DE AUTOPOLARIZAÇÃO E EFEITO DA VARIAÇÃO DOS PARÂMETROS DO JFET
O resistor RS, localizado entre o source e o “terra”, é o responsável pela correta polarização do
gate, como mostra o diagrama. Escrevendo a equação LKT da malha de gate:
+ VGS@ IDBRS + IGBRG = 0[ VGS = IDBRS@ IGBRG . Como IG é praticamente
zero, chega-se a: VGS = IDBRS.
R G
IG ≈ 0
ID
+VDD
+
+ VDS
VGS
ID
R S
+ R D
+
malha de gate
VGS
IDs reta de carga do circuito de polarização independente
(equação: VGS = VGG)
IDsmín
IDsmáx
∆ IDsP.I.
∆ IDsA.P.
reta de carga do circuito autopolarizante
(equação: VGS = -ID × RS)
27
Como a expressão encontrada para VGS possui valor positivo, a polaridade real dessa tensão é
igual à assinalada no diagrama. Conclui-se, portanto, que o gate é negativo em relação ao source, que é a
polaridade correta para a operação do JFET, que é de canal N.
Assim, conhecido o valor necessário para a tensão VGS, a resistência de source RS pode ser
calculada pela equação: RS =VGS
IDffffffffffffff
.
O valor da resistência de dreno RD pode ser obtido através da LKT da malha de dreno:
+ VDD@ IDBRD@VDS@ IDBRS = 0[RD =VDD@VDS
IDfffffffffffffffffffffffffffffffffff
@RS .
Como a corrente de gate tem valor praticamente nulo, a resistência de gate RG pode ter qualquer
valor finito, até mesmo um curto-circuito. No entanto, como veremos adiante, o valor dessa resistência
terá influência direta no valor da impedância de entrada de um circuito amplificador. Por esse motivo,
deve-se escolher um valor elevado para essa resistência, na ordem de 105 a 106 ΩΩΩΩ, de modo a não
desperdiçar a característica de alta impedância de entrada proporcionada pelo JFET.
Ao contrário do circuito de polarização independente, o circuito autopolarizante possui um efeito
estabilizador sobre o ponto de operação do JFET. Se por algum motivo a corrente de dreno tender a
aumentar, aumentará também a tensão sobre RS e, consequentemente, a tensão entre gate e source. Esse
aumento de VGS anula o aumento de ID. Analogamente, quando a corrente de dreno tende a diminuir,
diminui também o valor da tensão entre gate e source, o que eleva o valor da corrente de dreno.
Através da equação ID =1
RSfffffffffffBVGS , pode ser traçada a reta de polarização do circuito, através da
qual é possível determinar graficamente o ponto de operação. Essa reta está traçada no gráfico da Figura
7-14. Para fins de comparação, a reta de polarização do circuito anterior (polarização independente)
está traçada no mesmo gráfico. É fácil perceber que, com relação ao efeito da variação dos parâmetros
do JFET sobre a localização do ponto de operação, o circuito autopolarizante tem um desempenho muito
melhor do que a polarização independente do gate. Como se pode notar através do gráfico, o possível
deslocamento ponto de operação (no gráfico, ΔIDs A. P. - autopolarizante) é muito menor do que no caso
do circuito de polarização independente (no gráfico, ΔIDs P. I. - polarização independente).
Quanto maior for o valor da resistência de source RS, menor será a inclinação da reta (ficará mais
próxima da horizontal) e, portanto, menor o deslocamento do ponto de operação. Conclui-se que a
estabilidade de ponto de operação aumenta quando se aumenta o valor de RS. No entanto, outras
características desejadas para o circuito impedem que o valor da resistência de source seja aumentado
indiscriminadamente.
EXEMPLO 7-5: REFAZER O EXEMPLO 7-4, UTILIZANDO AGORA UM CIRCUITO AUTOPOLARIZANTE.
28
CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO COM DIVISOR DE TENSÃO NO GATE
Para reduzir ainda mais o deslocamento do ponto de operação como resultado da variação dos
parâmetros do JFET, utiliza-se o circuito de polarização com divisor de tensão no gate, cujo diagrama é
mostrado na Figura 7-15.
FIGURA 7-15 – POLARIZAÇÃO COM DIVISOR DE TENSÃO E EFEITO DA VARIAÇÃO DOS PARÂMETROS DO JFET
A equação LKT da malha de gate é: VGS@ IDBRS + VGG = 0[ VGS = IDBRS@VGG .
Para a correta polarização do JFET, é necessário que o resultado da equação acima seja positivo,
indicando que a polaridade assinalada para a tensão VGS esteja correta (isto é, que o gate seja negativo
em relação ao source). Para tanto, é preciso que a tensão VGG seja menor do que o produto ID × RS. Para
traçar a reta de polarização para esse circuito, faz-se VGS = 0, obtendo-se ID =VGG
RSfffffffffffffffffff (1º ponto) e ID = 0,
obtendo-se VGS = -VGG (2º ponto). Com esses dois pontos, é possível traçar a reta.
Pela equação se observa que, ao contrário do que ocorre no circuito de autopolarização, a reta de
carga nesse caso não passa pela origem. Nota-se que, nesse caso, a variação da corrente de dreno em
função dos parâmetros do JFET é um pouco menor do que no circuito autopolarizante, o que significa um
ponto de operação mais estável. Quanto mais longe da origem estiver o ponto VGS = -VGG, maior será a
estabilidade. Entretanto, o valor de VGG, pois, como observado anteriormente, esse valor tem que
permanecer abaixo do produto ID × RS (no limite, igual).
A tensão sobre o resistor RG2, que chamamos de VGG, pode ser calculada de modo muito simples
aplicando-se o princípio do divisor de tensões: VGG = VRG2 =VDDBRG2
RG1 + RG2ffffffffffffffffffffffffffffffffff
.
A resistência de dreno RD será determinada em função do valor desejado para a tensão VDS entre
dreno e source. Da mesma forma como no caso do circuito de polarização anterior, os resistores de gate
RG1 e RG2 devem estar na ordem de grandeza de centenas de KΩ até MΩ.
EXEMPLO 7-6: REFAZER O EXEMPLO 7-4, UTILIZANDO AGORA UM CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO COM DIVISOR DE
TENSÃO NO GATE, COM VGG = 2 V.
R G 2
IG ≈ 0
ID
+VDD
+
+ VDS
VGS
ID
R S
+ R D
+
malha de gate
R G 1
+
+
VRG1
VRG2 =
VGG
VGS
IDs reta de carga do circuito de polarização independente
(equação: VGS = VGG)
VGG
IDsmín
IDsmáx
∆ IDsP.I.
∆ IDsA.P.
reta de carga do circuito autopolarizante
(equação: VGS = ID × RS)
∆ IDsD.T.
reta de carga do circuito com divisor de tensão
(equação:VGS = ID × RS - VGG)
29
O JFET COMO AMPLIFICADOR - MODELO PARA PEQUENOS SINAIS E BAIXAS FREQUÊNCIAS
Por suas características de estabilidade térmica e boa imunidade a ruídos, o JFET é especialmente
indicado para servir como elemento ativo de amplificadores, que precisem de elevada impedância de
entrada. Para servir como amplificador, o JFET deve ser polarizado de modo a operar na região de pinch-
off (corrente constante). Desse modo, uma variação na tensão entre gate e source (∆∆∆∆VGS ou vgs -
grandeza de entrada) ocasiona uma variação percentualmente superior na corrente de saturação de
dreno (∆∆∆∆IDs ou id - grandeza de saída).
Da mesma forma como no estudo dos amplificadores com transistores bipolares, a análise de
amplificadores com transistores de efeito de campo é realizada pela substituição do dispositivo por um
modelo linear que represente o seu funcionamento.
A Figura 7-16 mostra o modelo para pequenos sinais de um JFET operando na região de pinch-off.
Como no caso dos transistores bipolares, “pequenos sinais” são aqueles que não levam o JFET a sair da
região de pinch-off. Como desprezaremos tanto as capacitâncias internas quanto a dos capacitores
utilizados externamente ao JFET, esse modelo permitirá a análise do funcionamento do circuito na faixa
média de frequências (aquela em que tanto os efeitos dos capacitores externos como os da capacitância
entre a porta e o canal são desprezíveis). A curva de resposta em frequência de um amplificador que usa
o JFET como elemento ativo terá um formato semelhante à de um amplificador que utiliza o transistor
bipolar, com a particularidade de apresentar uma banda passante mais estreita, para um mesmo valor
máximo de ganho.
FIGURA 7-16 – MODELO PARA PEQUENOS SINAIS DE UM JFET
Como se pode ver, esse modelo apresenta na saída um circuito de Norton (fonte de corrente em
paralelo com uma resistência). Esse modelo é válido para análise AC, tratando apenas de variações
incrementais de corrente ou tensão (note que as grandezas são representadas com letras minúsculas).
Por isso, ele se aplica igualmente a JFETs canais P ou N, sem qualquer alteração nas polaridades e
sentidos de corrente apresentados.
Como já visto no estudo do princípio de funcionamento do JFET, a corrente de saturação de dreno
IDs inversamente proporcional à tensão entre gate e source VGS. Desse modo, uma variação na tensão
entre gate e source causará uma variação proporcional na corrente de dreno. A constante que relaciona
as dias grandezas é chamada de transcondutância do JFET, que é representada pelo símbolo gm. A
unidade de transcondutância é ampère por volt (A/V). Expressando em forma matemática:
∆ ID = gmB∆VGS[gm =∆ ID
∆VGSfffffffffffffffffff= id
vgsffffffffffff
. No limite: gm =dID
dVGSffffffffffffffffff
(Equação 7-6).
gm × vgs
vgs
+
r d
+
30
Em outras palavras, a transcondutância é a derivada da corrente de dreno em função da tensão
entre gate e source. Como se sabe, a relação entre essas duas grandezas quando o JFET está na região de
pinch-off é dada pela equação de Shockley. Podemos, assim, chegar à equação matemática para a
transcondutância:
gm =dID
dVGSffffffffffffffffff
[ gm =
d IDssB 1@ VGS
VPfffffffffffffffffff g2
h
lj
i
mk
dVGSfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff
[ gm =2B IDSs
VPfffffffffffffffffffffffff
B 1@VGS
VPfffffffffffffff g
LLLLLL
MMMMMM
(EQUAÇÃO 7-7).
Reescrevendo a equação em termos da corrente de dreno, obtém-se:
gm =2B IDSs
VPfffffffffffffffffffffffff
BIDS
IDssffffffffffffffs
wwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwLLLLLL
MMMMMM[ gm =
2
VPfffffffffB IDsB IDsspwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwL
LLLLL
MMMMMM
(EQUAÇÃO 7-8).
Tanto a Equação 7.7 quanto a Equação 7.8 permitem concluir que o valor da transcondutância
depende do ponto de operação do JFET. O valor máximo de transcondutância é obtido quando VGS = 0
e, consequentemente, IDs = IDss. Esse valor máximo, conhecido como gm0, pode ser calculado pela
equação:
gm0
=2B IDSs
VPfffffffffffffffffffffffffLLLLLL
MMMMMM
(EQUAÇÃO 7-9).
Nota-se que, devido ao sentido da corrente id, a polaridade da tensão entre dreno e source tem
polaridade oposta à da tensão entre gate e source. Isso ocorre porque as variações em VGS e IDs
possuem direções contrárias, isto é, quando VGS aumenta, IDs diminui e vice-versa.
A resistência dinâmica de canal (rd) é a relação entre a variação da tensão entre dreno e source
e a variação da corrente de saturação de dreno em função. Matematicamente:
rd =∆VDS
∆ IDffffffffffffffffff= vds
idffffffffffff
. No limite: gm =dVDS
dIDfffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 7-10).
Como sabemos, na região de pinch-off a variação da corrente dreno em relação à tensão entre
dreno e source é muito pequena. Logo, o valor de rd costuma ser bastante elevado (da ordem de dezenas
a centenas de quiloohms).
Pode-se definir também o fator de amplificação de tensão (µµµµ) do JFET, como a relação entre a
variação da tensão entre dreno e source e a variação da tensão entre gate e source. Matematicamente:
µ =∆VDS
∆VGSfffffffffffffffffff= vds
vgsffffffffffff
. No limite: µ =dVDS
dVGSffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 7-11).
O fator de amplificação de tensão µ é, evidentemente, uma grandeza adimensional. gm, rd e µµµµ
são chamados de parâmetros AC do JFET e estão relacionados através da equação:
µ = gmBrd (EQUAÇÃO 7-12).
EXEMPLO 7-7: PARA O JFET DO EXEMPLO 7-4, CALCULAR OS VALORES DA TRANSCONDUTÂNCIA E DO FATOR DE
AMPLIFICAÇÃO DE TENSÃO, SUPONDO QUE O VALOR DA RESISTÊNCIA DINÂMICA DE GATE SEJA 10 KΩ.
31
UM MODELO ALTERNATIVO PARA O JFET
Substituindo-se o circuito de saída do modelo dado acima por um circuito de Thèvenin (fonte de
tensão em série com uma resistência), obtém-se um modelo alternativo para o JFET operando na região
de pinch-off, que é mostrado na Figura 7-17.
FIGURA 7-17 – MODELO ALTERNATIVO PARA PEQUENOS SINAIS DE UM JFET
A utilização desse modelo conduz a resultados numericamente iguais aos obtidos com a utilização
do modelo original, embora com expressões geralmente mais simples. Esse modelo é considerado
alternativo porque representa um dispositivo que tem sua tensão de saída controlada por uma tensão na
entrada e, assim, não descreve com tanta fidelidade o comportamento do JFET na região de pinch-off.
EXEMPLO 7-8: UTILIZANDO OS DOIS MODELOS ESTUDADOS, OBTER O CIRCUITO EQUIVALENTE AC, DETERMINAR
COMO É A FASE DO SINAL DE SAÍDA EM RELAÇÃO AO SINAL DE ENTRADA E OBTER AS EXPRESSÕES
MATEMÁTICAS PARA O GANHO DE TENSÃO DO CIRCUITO ABAIXO E PARA A IMPEDÂNCIA DE ENTRADA DO
CIRCUITO ABAIXO.
µ × vgs vgs
+
rd
+
R S
R D
R G
vi
vo Ci
Co
+VDD
32
CARACTERÍSTICAS DE ALGUNS JFETS COMERCIAIS (TIRADAS DE MANUAIS)
Para consultar um manual ou folha de dados e obter as informações necessárias sobre um
JFET, é necessário conhecer a terminologia geralmente empregada nessas publicações. Os parâmetros
AC são representados por letras minúsculas e os DC por letras maiúsculas. As grandezas que estudamos
são normalmente apresentadas da seguinte forma:
VGS(off) → tensão de pinch-off , ou seja, a tensão reversa entre gate e source que provoca o
fechamento do canal, com VDS = 0 (VP = VGS(off)).
BVGSS ou V(BR)GSS → tensão reversa entre gate e source que leva a junção porta-canal à avalanche, com VDS = 0.
gfs ou yfs → transcondutância ou transadmitância (gm = gfs = yfs).
gos → condutância de saída, o inverso da resistência dinâmica de canal rd =1
gosfffffffffffffh
j
i
k.
RDon → valor mínimo da resistência de canal (entre dreno e source), ou seja, com tensão nula entre gate e source (VGS = 0). Corresponde ao que foi denominado como Ro.
A Tabela 7-2 mostra os valores das principais características de alguns JFETs comerciais. Como
pode ser notado, é comum que os manuais omitam os valores dos parâmetros AC (gfs, gos) caso a
aplicação típica do JFET seja em DC (chaveamento). Nesses casos, é informado o valor de RDSon, muito
mais útil nesse tipo de aplicações.
TABELA 7-2 – CARACTERÍSTICAS DE JFETS COMERCIAIS
33
TRANSISTOR DE EFEITO DE CAMPO DE PORTA ISOLADA - IGFET OU MOSFET
Num JFET, a elevada impedância de entrada é obtida através da polarização reversa de uma
junção PN (junção porta-canal). Para algumas aplicações, uma impedância com essa ordem de grandeza
(1 × 106 Ω) ainda não é suficientemente elevada. Para tais aplicações, o dispositivo mais apropriado é o
transistor de efeito de campo de porta isolada (Insulated Gate Field Effect Transistor - IGFET),
mais conhecido como MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor).
Nesse dispositivo, as características de alta impedância de entrada devem-se ao fato de que o gate
fica eletricamente isolado do canal, através de uma camada de dióxido de silício (SiO2), com espessura da
ordem de 1 × 10-8 m. Desse modo, obtém-se uma impedância virtualmente infinita, com valor efetivo da
ordem de TΩΩΩΩ (1 × 1012 Ω), que, além de ser muito mais elevada do que num JFET, mantém seu valor
qualquer que seja a polaridade da tensão de gate.
Grandes avanços têm sido feitos na tecnologia de fabricação e de utilização do MOSFET. Entre as
características que o tornam especialmente interessante destacam-se: o baixo consumo de energia, a
facilidade de integração e as excelentes características como dispositivo de chaveamento.
Como o JFET, o MOSFET pode ser de canal N ou de canal P. Os dispositivos de canal N são
denominados como NMOS e os de canal P como PMOS. Existem dois tipos de MOSFET: o MOSFET de
indução (também chamado de MOSFET de enriquecimento, de acumulação, ou de intensificação) e o
MOSFET de depleção.
O MOSFET DE INDUÇÃO
A estrutura básica e a simbologia dos MOSFETs de indução de canal N e P são mostradas na Figura
7-18.
FIGURA 7-18 - ESTRUTURA DOS MOSFETS DE INDUÇÃO COM CANAL N E CANAL P
camada de óxido de silício (SiO2)
source (tipo N)
dreno (tipo N)
contato metálico
contato metálico
contato metálico
contato metálico
substrato (tipo P)
Source (S)
Gate (G)
Dreno (D)
Substrato (B)
camada de óxido de silício (SiO2)
source (tipo P)
dreno (tipo P)
contato metálico
contato metálico
contato metálico
contato metálico
substrato (tipo N)
Source (S)
Gate (G)
Dreno (D)
Substrato (B)
34
Com relação ao NMOS (estrutura representada à esquerda), duas regiões N, uma correspondente
ao dreno e outra correspondente ao source, são difundidas sobre uma plataforma do tipo P, à qual se dá o
nome de substrato, e que deverá estar ligada ao potencial mais baixo (referência ou terra). O substrato
normalmente possui um terminal de acesso externo, que é identificado pela letra B (do inglês bulk ou
body, substrato ou corpo). Embora não seja um requisito para o funcionamento do dispositivo, é muito
frequente a interligação entre o substrato e o source de um MOSFET. Trata-se de uma prática tão comum
que muitas vezes essa interligação é feita internamente ao componente, de forma que ele apresenta
apenas três terminais, ao invés de quatro.
O gate, como se pode ver, está eletricamente isolado do restante do conjunto pela camada de
dióxido de silício. Visto que as regiões de dreno e source estão separadas pelo substrato, na ausência de
polarização de gate não existe um canal nesse tipo de MOSFET. A estrutura formada pelas regiões de
dreno, substrato e source assemelha-se a um transistor bipolar NPN.
Aplicando-se uma diferença de potencial entre o dreno e o source, não haverá, a princípio,
circulação de corrente, pois esse “transistor NPN” está polarizado no corte (lembre-se de que o substrato,
que funciona como base do “transistor”, está aterrado). Com a aplicação de uma tensão positiva no gate,
origina-se um campo elétrico entre este e o substrato. Isso leva à indução de cargas elétricas negativas
na região do substrato que faz limite com o gate (exatamente como ocorre nas armaduras de um
capacitor). Quando o acúmulo de cargas negativas nessa região for suficientemente grande, ela passa de
P para N, formando um canal entre dreno e source, que possibilitará a circulação da corrente de dreno.
Esse fenômeno é chamado de inversão de camada. A Figura 7-19 ilustra essa situação.
FIGURA 7-19 - FORMAÇÃO DO CANAL PELA TENSÃO ENTRE O GATE E O SUBSTRATO NUM NMOS DE INDUÇÃO
É necessário um valor mínimo de tensão entre gate e source para que o canal seja induzido e a
corrente de dreno tenha um valor significativo. A esse valor mínimo dá-se o nome de tensão de limiar
(VT). À medida que a tensão aplicada ao gate se torna mais positiva, mais cargas negativas vão se
acumulando na região entre dreno e source, aumentando a condutividade do canal induzido e
proporcionando um maior valor para a corrente de dreno. Assim, tanto VGS quanto VDS colaboram para
o aumento da corrente de dreno ID.
A partir de um determinado valor de VDS, começa o pinçamento do canal, da mesma forma como
ocorre num JFET. Nesse ponto, a corrente de dreno se torna menos sensível à influência de VDS e assume
um valor relativamente estabilizado. Podemos assim compreender o aspecto das curvas características
de transferência e de saída de um MOSFET de indução canal N, mostradas na Figura 7-20.
source (tipo N)
dreno (tipo N)
substrato (tipo P)
S G D
B
VDS ID = 0
source (tipo N)
dreno (tipo N)
++++++++
substrato (tipo P)
S G D
B
VDS ID ≠ 0
VGS IG = 0
“canal” N induzido pela tensão de gate, levando à inversão de
camada no substrato
35
FIGURA 7-20 – CURVAS CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERÊNCIA E DE SAÍDA PARA UM NMOS DE INDUÇÃO
Embora exista bastante similaridade em relação ao funcionamento de um JFET de canal N, notam-
se algumas diferenças significativas:
A tensão de dreno e de gate possuem a mesma polaridade em relação ao source (no caso de um
NMOS, ambas são positivas). Note que a curva de transferência é traçada no primeiro quadrante,
e não no segundo, como no JFET.
Não há nenhuma região semicondutora ligada ao terminal de gate. O gate, portanto, não é P, nem
N; é simplesmente uma região metálica isolada do substrato.
No caso de inversão da polaridade da tensão da tensão entre gate e source, o MOSFET
simplesmente deixa de conduzir. A alta impedância de entrada se mantém, visto que ela é
resultado da isolação elétrica do gate, e não da polarização reversa de uma junção, como ocorre
num JFET.
A corrente de dreno é diretamente proporcional à tensão entre gate e source. Não existe o
conceito de máxima corrente de saturação de dreno (IDss). O valor da corrente de dreno pode
aumentar indefinidamente, sendo limitado pela máxima dissipação permitida pelo MOSFET ou, o
que é mais frequente, pelas condições do circuito de polarização.
No JFET, a corrente de dreno é máxima para VGS = 0, e vai diminuindo com o aumento dessa
tensão. No MOSFET de indução, a corrente de dreno é zero para VGS = 0, e vai aumentando com o
aumento dessa tensão, uma vez que ela tenha ultrapassado o valor de limiar (VT). A tensão de
limiar é definida como o valor de VGS necessário para que a corrente de dreno alcance um valor
pré-definido pelo fabricante do componente (geralmente 10 µA).
Da mesma forma como um JFET, o MOSFET de indução comporta-se aproximadamente como um
resistor para pequenos valores de VDS. A diferença é que nesse caso, o valor da resistência será
inversamente proporcional ao da tensão de controle VGS. Com o aumento de VDS, o MOSFET de indução
também entra numa região de corrente constante (região de pinch-off), já que ocorre um estreitamento
do canal, exatamente como no caso do JFET.
Na região de pinch-off, que corresponde a VDS > VGS – VT, a corrente de dreno obedece
è equação da curva de transferência, que é: ID = KB VGS@VT` a2
(EQUAÇÃO 7-13).
VGS VDS
ID ID VT
valo
res
cres
cen
tes
de
VG
S
36
Na região linear ou resistiva, que corresponde a VDS < VGS – VT, a equação que
descreve a corrente de dreno é: ID = 2BKB VGS@ VT` a
BVDS@ VDS2
D E
(EQUAÇÃO 7-14).
A constante K é específica de cada dispositivo, dependendo da mobilidade dos portadores, da
constante dielétrica do óxido de silício empregado como isolante, da espessura da camada isolante e das
características dimensionais. Os valores dessa constante são da ordem de 1 × 10-4 A/V2.
É óbvio que para o PMOS de indução o funcionamento é totalmente análogo ao descrito acima,
bastando simplesmente inverter as polaridades das tensões e o sentido da corrente de dreno.
Existem diversos símbolos utilizados para representar o MOSFET de indução num diagrama de
circuito. A Figura 7-21 mostra os símbolos mais comuns para o MOSFET de indução de canal N, sendo
que, em nosso texto, adotaremos o primeiro.
FIGURA 7-21 – SÍMBOLOS MAIS COMUNS PARA O NMOS DE INDUÇÃO
No primeiro símbolo, a dopagem do canal é indicada por uma seta no substrato que, apontando
para dentro do símbolo do componente, indica que se trata de uma região com dopagem P. Como a
dopagem do dreno e do source é oposta à do substrato, conclui-se que o canal é do tipo N.
No segundo símbolo, a dopagem do canal é indicada por uma seta no source, que, apontando para
fora do símbolo do componente, indica que se trata de uma região com dopagem N. A dopagem do dreno
é sempre a mesma do source e a dopagem do substrato é oposta à das outras duas regiões.
A diferença entre o terceiro símbolo e o segundo é a supressão do terminal de substrato. Isso
ocorre porque a ligação entre esse terminal e o de source é tão frequente que muitas vezes ela é feita
internamente durante a própria fabricação do dispositivo, e apenas três terminais ficam disponíveis.
No quarto símbolo, a dopagem do canal é indicada por meio do terminal de gate. Não é possível
colocar uma seta nesse terminal, pois como discutido acima, ele não está associado a nenhuma região
semicondutora. A forma de representação utilizada no quart símbolo mostra que se trata de um
dispositivo “ativo em nível 1”, ou seja, que conduzirá quando a tensão de gate for positiva. Essa é uma
característica de um NMOS. Essa representação fica mais clara ao ser comparada com a representação
correspondente para um PMOS, que é o quarto símbolo apresentado na Figura 7-22. O círculo no
terminal de gate indica que se trata de um dispositivo “ativo em nível 0”, ou seja, que conduzirá quando a
tensão de gate for negativa. Nos primeiros três símbolos, a diferença é o sentido das setas.
FIGURA 7-22 – SÍMBOLOS MAIS COMUNS PARA O PMOS DE INDUÇÃO
S
D
G B
S
D
G B
S
D
G B
S
D
G B
S
D
G
S
D
G
S
D
G B
S
D
G
S
D
G
37
CIRCUITOS DE POLARIZAÇÃO PARA O MOSFET DE INDUÇÃO
Para a compreensão dos circuitos apropriados para a polarização de MOSFETs de indução deve-se
ter em mente que as tensões VDS e VGS terão a mesma polaridade (ambas positivas, no caso de canal N
ou ambas negativas, no caso de canal P) e que a corrente de gate será nula, para todos os efeitos práticos.
Utilizando-se as leis de Kirchoff e de Ohm, bem como a equação que descreva adequadamente o
comportamento do MOSFET na região em que se encontra operando, pode-se chegar aos valores
desejados (obter o ponto de operação a partir dos valores das resistências de polarização ou vice-versa).
Em todos os circuitos mostrados a seguir, as resistências ligadas ao gate devem ser escolhidas na faixa de
MΩ, para não neutralizar a característica de alta impedância de entrada proporcionada pelos MOSFETs.
CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO FIXA (TENSÃO VGS CONSTANTE)
Trata-se o circuito mais simples, mas tem pouca aplicação prática. A razão para isso é que esse
circuito requer que a tensão de alimentação seja exatamente igual à tensão VGS necessária para se obter a
corrente de dreno desejada. A probabilidade de que tal situação ocorra na prática é muito reduzida.
Outra desvantagem desse circuito é possuir um valor fixo para a tensão entre gate e source, de modo que,
se ocorrerem variações nos parâmetros do MOSFET, o ponto de operação será deslocado, visto que o
circuito não possui mecanismos de estabilização. O diagrama desse circuito é mostrado na Figura 7-23.
FIGURA 7-23 – CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO FIXA PARA UM NMOS DE INDUÇÃO
EXEMPLO 7-9: PROJETAR UM CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO FIXA PARA FAZER UM PMOS DE INDUÇÃO QUE POSSUI
VT = 2 V E K = 0,8 A/V2 OPERAR COM ID = 2 mA E VDS = 1,5 V.
ID
+VDD
+
+
VDS
+ R G
R D
IG = 0
+ VGS
38
CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO AUTOPOLARIZANTE
Esse circuito utiliza um resistor entre o source e o “terra” do circuito para obter a tensão
adequada entre o gate e o source do MOSFET. A presença desse resistor introduz um efeito estabilizador
que minimiza o deslocamento do ponto de operação em função das variações nos parâmetros do
MOSFET. O diagrama desse circuito é mostrado na Figura 7-24.
FIGURA 7-24 - CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO AUTOPOLARIZANTE PARA UM NMOS DE INDUÇÃO
A partir da equação LKT da malha de gate, é possível observar o efeito estabilizador
proporcionado pelo resistor RS:
+ VDD@ IGBRG@ VGS@ IDBRS = 0[ VGS = VDD@ IGBRG@ IDBRS[ VGS = VDD@ IDBRS
Se, por qualquer razão, a corrente de dreno tender a aumentar, a equação acima mostra que isso
causará a diminuição no valor de VGS, o que, por sua vez, reduzirá a corrente de dreno. De forma
análoga, se a corrente de dreno tender a diminuir, isso acarretará ao aumento de VGS e o consequente
aumento da corrente de dreno.
EXEMPLO 7-10: REFAZER O EXEMPLO 7-9, USANDO DESTA VEZ UM CIRCUITO AUTOPOLARIZANTE E UMA TENSÃO
DE ALIMENTAÇÃO DE 15 V.
ID
+VDD
+
+
VDS
+ R G
R D
IG = 0
+ VGS
R S
ID
+
malha de gate
39
CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO COM DIVISOR DE TENSÃO NO GATE
Neste circuito, um resistor é introduzido entre o gate e o “terra”, formando um divisor de tensão
que tem a propriedade de reforçar o efeito estabilizador da resistência de source sobre o ponto de
operação. É o único circuito que tem exatamente a mesma configuração para o JFET e para o MOSFET de
indução. Seu diagrama é mostrado na Figura 7-25.
FIGURA 7-25 - CIRCUITO DE POLARIZAÇÃO COM DIVISOR DE TENSÃO NO GATE PARA UM NMOS DE INDUÇÃO
A equação LKT para a malha de gate desse circuito é:
@VGS@ IDBRS + VGG = 0[ VGS = VGG@ IDBRS.
Para permitir que o MOSFET conduza, o valor de VGS deve ser, no mínimo, igual à tensão de limiar
VT. Assim, VGG tem que ser maior do que o produto ID × RS. Uma vez observada essa condição, a
equação mostra que também nesse circuito o resistor RS contribui para a estabilidade do ponto de
operação.
EXEMPLO 7-11: REFAZER O EXEMPLO 7-10, USANDO AGORA UM CIRCUITO COM DIVISOR DE TENSÃO NO GATE
COM VGG = 9 V.
ID
+VDD
+
+
VDS
+ R G 1
R D
IG = 0
+ VGS
R S
ID
+ malha
de gate
VRG1
+ VRG2
= VGG
R G 2
40
MOS COMPLEMENTAR (CMOS)
Uma aplicação importante dos MOSFETs de indução é a implementação de circuitos integrados
que combinam dispositivos de canais N e P numa única estrutura. Essa técnica é chamada de MOSFET
com simetria complementar, ou, simplesmente, CMOS. Essa é a principal técnica empregada na
fabricação de circuitos integrados de baixa potência, caracterizados por um baixíssimo consumo de
energia, alta imunidade a ruídos e funcionamento estável numa larga faixa de tensões de alimentação. A
estrutura básica de um dispositivo CMOS é apresentada na Figura 7-26.
FIGURA 7-26 – ESTRUTURA BÁSICA DE UM DISPOSITIVO CMOS
Numa parte do substrato P de um NMOS de indução é difundida uma região N que servirá como
substrato para um segundo MOSFET de indução, desta vez um PMOS. Essa região que abriga o substrato
secundário é conhecida como cavidade ou poço. A espessura da camada isolante de dióxido de silício é
bem maior na região que separa os dois MOSFETs. Isso é feito para reforçar a isolação entre eles.
Os dispositivos CMOS possuem uma extensa gama de aplicações. São utilizados em
amplificadores, em sensores óticos, em interruptores (chaves) de estado sólido e em circuitos osciladores,
para citar apenas algumas aplicações. Mas, sem dúvida, a aplicação mais frequente dos dispositivos
CMOS é na implementação de sistemas lógicos, tanto combinacionais, quanto sequenciais.
A Figura 7-27 mostra o circuito lógico mais simples implementado a partir de uma célula CMOS
básica e seus circuitos equivalentes para os dois valores possíveis para a tensão de entrada vi (nível “0” e
nível “1”, com valor-exemplo de +5 V).
FIGURA 7-27 – CIRCUITO LÓGICO COM CÉLULA CMOS E CIRCUITO EQUIVALENTE PARA vi = “0” E vi = “1”
camada de óxido de silício (SiO2)
dreno (tipo P)
source (tipo P)
contato metálico
contato metálico
contato metálico
substrato secundário (tipo N)
DP
contato metálico
GP SP BP
camada de óxido de silício (SiO2)
source (tipo N)
dreno (tipo N)
contato metálico
contato metálico
contato metálico
Substrato principal (tipo P)
contato metálico
BN SN GN DN
NMOS PMOS
+VSS
GP
GN
SP
DP
DN
SN
vi vo
+5 V
vi = “0” (0 V)
vo = “1” (+5 V)
PMOS (conduzindo)
NMOS (cortado)
vi = “1” (+5 V)
+5 V
PMOS (cortado)
vo = “0” (0 V)
NMOS (conduzindo)
41
O sinal de entrada vi é um sinal binário, com apenas dois valores possíveis: o nível “0” (igual a 0
ou qualquer valor de tensão abaixo da tensão de limiar VT dos MOSFETs) e o nível “1” (igual a VSS - um
valor de tensão suficiente para saturar os MOSFETs).
Nesse circuito, a tensão entre gate e source do NMOS vale: VGSN = vi, enquanto a tensão entre
gate e source do PMOS vale: VGSP = vi – VSS. Se o sinal de entrada estiver em “0”, o NMOS terá VGS nulo,
estando dessa forma cortado e equivalendo a um circuito aberto. Por outro lado, o PMOS terá VGS = -VSS
(negativo) e, de acordo com a premissa feita acima em relação ao valor de VSS, estará na região de
saturação, permitindo a passagem da corrente. O sinal de saída valerá, então:
vo = + VSSBRL
RDSON + RLfffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 7-15).
Para o circuito representado na figura, que possui resistência de carga de valor infinito, obtém-se
vo = +VSS (nível “1”). Nas aplicações práticas, deve-se tomar o cuidado de utilizar resistências de carga
com valores bem superiores ao da resistência do canal.
Quando o sinal de entrada estiver em “1”, o NMOS canal N terá VGS = +VSS (positivo), operará na
região de saturação e permitirá a passagem de corrente. O PMOS, no entanto, terá VGS nulo e se
comportará como um circuito aberto, o que produzirá um sinal de saída nulo (nível “0”). Conclui-se que
o circuito em questão funciona como um inversor lógico.
Como sempre haverá um dos MOSFETs no estado de corte, a corrente no circuito será
nominalmente zero. O circuito consome energia apenas durante um curto espaço de tempo durante as
transições do sinal de entrada. Isso ocorre porque, como cada um dos MOSFETs demora um certo tempo
para passar da condução para o corte, haverá um pequeno intervalo durante as transições em que ambos
estarão conduzindo. Conclui-se, portanto, que o consumo de energia dos dispositivos CMOS é
diretamente proporcional à sua frequência de operação.
O MOSFET DE DEPLEÇÃO
Se numa estrutura semelhante à de um MOSFET de indução for feita a difusão de com a dopagem
do tipo apropriado entre a região de dreno e a região de source, de forma a formar um canal permanente
que permita a circulação de uma corrente de dreno mesmo que não haja tensão aplicada ao gate, obtém-
se o dispositivo denominado MOSFET de depleção. A Figura 7-28 mostra a estrutura e a simbologia de
um MOSFET de depleção Canal P.
FIGURA 7-28 - ESTRUTURA DOS MOSFETS DE DEPLEÇÃO COM CANAL N E CANAL P
camada de óxido de silício (SiO2)
source (tipo N)
dreno (tipo N)
contato metálico
contato metálico
contato metálico
contato metálico
substrato (tipo P)
Source (S)
Gate (G)
Dreno (D)
Substrato (B)
canal camada de óxido de silício (SiO2)
source (tipo P)
dreno (tipo P)
contato metálico
contato metálico
contato metálico
contato metálico
substrato (tipo N)
Source (S)
Gate (G)
Dreno (D)
Substrato (B)
canal
42
A figura permite observar que, ao contrário do que ocorre num MOSFET de indução, no MOSFET
de depleção existe um canal físico ligando as regiões de dreno e source. Por isso, quando se aplica uma
tensão VDS entre os terminais de dreno e source, circula uma corrente de dreno sem a necessidade de
uma tensão VGS aplicada entre gate e source. Em geral, os terminais de gate e substrato são interligados,
exatamente como no MOSFET de indução. A descrição que se segue pressupõe essa interligação.
Para entender o que ocorre quando se aplica uma tensão VGS, vamos tomar como exemplo um
NMOS de depleção. Com a aplicação de uma tensão positiva no gate, induzem-se cargas negativas na
região do canal N, o que resulta num “alargamento” do canal e consequente aumento no valor da corrente
de dreno. Esse é um processo análogo ao que ocorre num NMOS de indução. Por isso, sempre que a
tensão VGS de um MOSFET de depleção possui a mesma polaridade da tensão VDS, diz-se que o
dispositivo opera no chamado modo de indução.
Se o potencial do gate for negativo em relação ao source, cargas positivas serão induzidas na
região de canal, as quais se recombinam com os elétrons livres ali existentes, reduzindo o número de
portadores disponíveis e, com isso, diminuindo a corrente de dreno. É um processo análogo ao que
ocorre num JFET. Por isso, sempre que a tensão VGS de um MOSFET de depleção possui polaridade
oposta à da tensão VDS, diz-se que o dispositivo opera no chamado modo de depleção. No modo de
depleção, existe um valor de VGS que leva ao fechamento completo do canal e à interrupção da corrente
de dreno. Assim como num JFET, essa tensão é conhecida como tensão de pinch-off (VP ou VGSoff).
Outra semelhança com a terminologia empregada para o JFET é que o valor saturado da corrente de
dreno de um MOSFET de depleção quando VGS = 0 também é conhecido como IDss.
A Figura 7-29 ilustra os dois modos de operação de um MOSFET de depleção de canal N. Para um
PMOS, basta inverter em cada caso a polaridade das tensões e o sentido da corrente.
FIGURA 7-29 - MOSFET DE DEPLEÇÃO DE CANAL N NOS MODOS DE INDUÇÃO E DE DEPLEÇÃO
Devido às suas características, o MOSFET de depleção é o mais versátil dos transistores de efeito
de campo. Como demosntrado acima, quando a tensão de gate tem polaridade oposta à da tensão de
dreno, ele opera como um JFET. Nessa condição, terá um modelo de pequenos sinais idêntico ao de um
JFET e será utilizado principalmente como amplificador. Os circuitos para polarizá-lo nesse modo de
operação serão os mesmos já estudados para o JFET.
Com uma tensão de gate com polaridade igual à da tensão de dreno, o MOSFET de depleção
comporta-se como um MOSFET de indução, e é utilizado, como este, em aplicações de chaveamento,
utilizando os mesmos circuitos de polarização utilizados pelo MOSFET de indução.
source (tipo N)
dreno (tipo N)
++++++
substrato (tipo P)
S
B
G D
VDS
VGS
IG = 0
ID (aumenta com VGS: INDUÇÃO)
ID (diminui com VGS: DEPLEÇÃO)
source (tipo N)
dreno (tipo N) ++++++
substrato (tipo P)
S
B
G D
VDS
VGS
IG = 0
43
Como em qualquer transistor de efeito de campo, a região de operação em que um MOSFET de
depleção se encontra depende do valor da tensão entre gate e source. Desconsiderando-se a região de
avalanche, que deve ser evitada, a região de operação de um MOSFET de depleção pode ser determinada
pela seguinte regra, bastante semelhante à usada para o JFET:
Para VDS ≤ VP@VGSLL
MM, o MOSFET se encontra na região linear ou resistiva;
Para VP@VGSLL
MM< VDS ≤ BDVSS@VGS
LL
MM, o MOSFET se encontra na região de pinch-off ou de
corrente constante.
Na região de pinch-off, a relação entre a corrente de dreno e a tensão entre gate e source é dada,
como num JFET, pela Equação de Shockley: IDs = IDssB 1@VGS
VPfffffffffffffffffff g2
. Observando que no modo de
indução VGS e VP possuem sinais opostos e que no modo de depleção essas tensões têm o mesmo sinal, a
equação pode ser desdobrada em duas, aplicáveis, respectivamente, aos modos de indução e depleção:
IDs = IDssB 1 +VGS
VPfffffffffffffff g2
(EQUAÇÃO 7-16) IDs = IDssB 1@VGS
VPfffffffffffffff g2
(EQUAÇÃO 7-17).
A maior faixa de controle que os MOSFETs de depleção possuem sobre a corrente de dreno pode
ser vista através das curvas características de saída e da curva de transferência. A Figura 7-30 mostra
essas curvas para um MOSFET de depleção de canal N hipotético com IDss = 8 mA e VP = -6 V.
FIGURA 7-30 - CURVAS CARACTERÍSTICAS DE TRANSFERÊNCIA E DE SAÍDA PARA UM NMOS DE DEPLEÇÃO
A Figura 7-31 mostra os símbolos mais comuns para a representação dos MOSFETs de depleção
de canal N e P, respectivamente. Eventualmente podem ser empregados símbolos alternativos
semelhantes aos utilizados para representar os MOSFETs de indução.
FIGURA 7-31 – SÍMBOLOS MAIS USADOS PARA REPRESENTAR O NMOS E O PMOS DE DEPLEÇÃO
modo de depleção modo de
indução
S
B G
D
S
B G
D
44
EXEMPLO 7-12: O CIRCUITO ABAIXO UTILIZA UM PMOS DE DEPLEÇÃO CUJAS CARACTERÍSTICAS SÃO: VP = 4 V E
IDss = 2 mA. SABENDO QUE O VALOR DA TENSÃO ENTRE DRENO E SOURCE É DE 7 V: A) CALCULAR VALORES
ADEQUADOS PARA RG1 E RG2. B) CALCULAR UM NOVO VALOR PARA RG2 PARA QUE A CORRENTE DE DRENO
PASSE PARA 1,2 mA.
OBSERVAÇÕES GERAIS SOBRE OS MOSFETS DE INDUÇÃO E DE DEPLEÇÃO
Bidirecionalidade → Diferente do que ocorre com as regiões de coletor e emissor num transistor bipolar
e com os terminais de dreno e source num JFET, as regiões de dreno e source dos MOSFETs são fabricadas
com características semelhantes, de forma que os terminais correspondentes podem ser intercambiados
sem que se altere o desempenho do dispositivo. Em outras palavras, a corrente pode fluir entre o dreno e
o source nos dois sentidos.
Efeito da Polarização do Substrato → Qualquer que seja o tipo de MOSFET, se o substrato for colocado
num potencial diferente do potencial do source, haverá alterações tanto na resistência do canal como na
tensão de limiar VT (no caso de um MOSFET de indução). Desse modo, o substrato pode ser utilizado
como um segundo gate, razão pela qual esse terminal é às vezes chamado de gate2 (G2) ou backgate.
Nesses casos, obviamente, não se faz a interligação entre o substrato e o source.
Máxima Tensão entre Gate e Source → Como vimos, os MOSFETs possuem uma finíssima camada de
óxido de silício (de 0,08 a 0,2 mícrons de espessura), que isola o gate e o canal. Sendo tão fina, essa
camada pode ser facilmente danificada por uma tensão VGS excessiva. Por esse motivo, é de extrema
importância respeitar os limites para essa tensão, estabelecidos pelo fabricante. Até mesmo a
eletricidade estática comum no corpo humano pode ser suficiente para a perfuração da camada isolante.
Essa eletricidade pode ser aplicada ao dispositivo pelo seu simples manuseio. Para evitar danos ao
componente, algumas medidas de proteção podem ser tomadas:
• Na embalagem, alguns MOSFETs possuem um fio fazendo um curto-circuito entre os seus
terminais. Assim, elimina-se qualquer tensão acidentalmente aplicada entre os terminais. Após a
montagem do componente no circuito, quando não haverá mais manuseio, esse fio é retirado.
• Outros MOSFETs possuem na sua estrutura interna um diodo Zener entre o gate e o source. A
tensão de Zener é inferior à máxima tensão VGS permitida. Caso se tente aplicar uma tensão
superior entre os terminais, o diodo entra na região de regulação, impedindo danos. Essa solução
possui a desvantagem de reduzir a impedância de entrada do MOSFET.
-VDD 25 V
R G 1
RD 4,8 KΩ
RS 1,2 KΩ
R G 2
45
MOSFETS DE POTÊNCIA
Até poucas décadas atrás, a melhor opção para uso de semicondutores em aplicações de alta
potência (correntes maiores do que 5 A) eram os transistores bipolares de potência. Esses dispositivos,
no entanto, apresentam uma série de limitações, entre as quais:
Como se tratam de dispositivos controlados por corrente, necessitam de um elevado valor de
corrente de base (até um quinto da corrente de coletor), o que significa um alto valor de potência
de controle.
O tempo de chaveamento dos transistores bipolares de potência é da ordem de décimos de
microssegundos, muito lento para aplicações em frequências elevadas.
Os transistores bipolares estão sujeitos à chamada “avalanche térmica”, devido ao seu coeficiente
térmico negativo (mais corrente → maior temperatura → menor resistência → mais corrente).
Os transistores bipolares são dispositivos relativamente “frágeis”, requerendo componentes
adicionais para sua proteção e quando falham geralmente causam a destruição de toda o estágio
de saída onde se encontram localizados.
Limitações como essas fazem com que os circuitos de controle de potência utilizando transistores
bipolares sejam relativamente complicados. Por este motivo, os transistores de efeito de campo, em
particular os MOSFETs de indução, têm sido cada vez mais utilizados em aplicações de alta potência, em
substituição aos transistores bipolares.
Os MOSFETs apresentam um coeficiente térmico positivo, estando assim livres da avalanche
térmica. Seu tempo de chaveamento é da ordem de nanossegundos e são dispositivos mais robustos do
que os transistores bipolares. Além disso, podem ser facilmente arranjados em paralelo, pois a corrente
total tende a se distribuir uniformemente entre os vários MOSFETs associados.
Como desvantagens em relação aos transistores bipolares, os MOSFETs de potência são
dispositivos mais caros e, no estado de condução, tendem a apresentar uma queda de tensão maior. Por
esse motivo, quando o nível de tensão é mais elevado, os transistores bipolares continuam sendo a opção
preferencial. Outra desvantagem é a capacitância relativamente elevada que esses dispositivos
apresentam, o que impede a sua utilização em frequências de chaveamento superiores a centenas de
MHz. Pesquisas têm sido realizadas no sentido de superar as deficiências dos MOSFETs nesses aspectos.
Existem variadas estruturas construtivas para possibilitar que os MOSFETs operem em regime de
alta tensão e/ou alta corrente. Cada uma dessas estruturas (todas elas diferentes da utilizada num
MOSFET comum) tem como objetivo proporcionar uma característica adequada para aplicações de alta
potência. Há basicamente dois tipos de estruturas: as laterais (semelhantes à de um MOSFET comum),
que proporcionam baixa resistência de canal e capacidade de suportar altas tensões; e as verticais, onde
as regiões de dreno, source e gate se encontram empilhadas, ao invés de lado a lado, que aumentam a
resistência de canal, mas conferem capacidade de suportar altas correntes.
Os fabricantes de semicondutores estão continuamente pesquisando variações sobre essas
estruturas básicas, de forma a obter MOSFETs que operem em regimes cada vez elevados de tensão e
potência. As estruturas assim desenvolvidas são “batizadas” pelos seus fabricantes, tornando-se marcas
registradas. Alguns exemplos são: HEXFET (da International Rectifier), SIPMOS (da Siemens),
MegaMOS (da IXYS) e TrenchMOS (da Philips).
46
Em resumo, pode-se afirmar que em aplicações de média ou baixa tensão que requeiram rápido
chaveamento, os dispositivos mais apropriados são os MOSFETs. Para aplicações de alta tensão,
independente da frequência de chaveamento, a escolha recai sobre os transistores bipolares. Se a
aplicação for de baixa ou média tensão, mas sem grandes exigências quanto ao tempo de chaveamento, a
escolha é indiferente.
TRANSISTOR BIPOLAR DE PORTA ISOLADA
Uma constatação pode ser feita a partir da discussão acima: embora, no geral, os MOSFETs
apresentem melhores características para as aplicações de alta potência, os transistores bipolares
apresentam vantagens em alguns aspectos específicos. Procurando-se combinar as boas características
de cada um desses dispositivos (especialmente a baixa queda de tensão sobre o transistor bipolar e o
curto tempo de chaveamento de um MOSFET), foi desenvolvido o transistor bipolar de porta isolada
(IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistor). A Figura 7-32 mostra a estrutura básica, a simbologia e o
circuito equivalente de um IGBT.
FIGURA 7-32 - ESTRUTURA, SÍMBOLO E CIRCUITO EQUIVALENTE DE UM IGBT
Nota-se que o IGBT possui uma estrutura mista, com a região de coletor situada verticalmente em
relação às regiões de gate e emissor, localizadas lateralmente. Os símbolos N+ e N- representam,
respectivamente, regiões N com maior e menor nível de dopagem. No circuito equivalente, RD e RB
representam as resistências distribuídas ao longo do corpo do dispositivo.
A operação de um IGBT é semelhante à de um MOSFET de potência. Uma tensão positiva aplicada
ao emissor em relação ao gate causa o deslocamento de elétrons livres do emissor para o gate. Se essa
tensão for superior à tensão de limiar VT, forma-se um canal que permite a circulação de corrente entre o
coletor (ligado ao substrato P) e o emissor, num fenômeno similar ao que ocorre num MOSFET de
indução.
Em seu estado de condução, o IGBT possui uma resistência menor do que a do MOSFET. No
entanto, por ser um dispositivo bipolar (condução de corrente baseada nos dois tipos de portadores), seu
tempo de chaveamento é maior, o que limita a máxima frequência de operação. Assim, a escolha do
dispositivo de potência mais adequado depende das características peculiares de cada aplicação.
47
A Tabela 7-3 apresenta um quadro comparativo entre as principais características de transistores
bipolares, MOSFETs e IGBTs. É com base nessas características que se faz a escolha de um desses
dispositivos para uma aplicação específica. A Tabela 7-4 mostra as aplicações mais comuns para cada um
desses dispositivos. Obviamente, a tabela é meramente indicativa, havendo muitas aplicações em que
mais de um (ou qualquer um) dos dispositivos possa ser empregado. Cabe ao projetista examinar todos
os aspectos da situação específica para escolher o dispositivo mais adequado.
TABELA 7-3 – QUADRO COMPARATIVO DAS CARACTERÍSTICAS DOS DISPOSITIVOS DE POTÊNCIA
TABELA 7-4 – APLICAÇÕES TÍPICAS DOS DISPOSITIVOS DE POTÊNCIA
48
CAPÍTULO 8 - AMPLIFICADORES OPERACIONAIS:
FUNDAMENTOS
Durante a década de 1940, o esforço de guerra envolvia a necessidade de se resolver rapidamente
problemas que envolviam equações integrais e diferenciais, sendo essa a origem da computação
analógica. Nessa época desenvolveu-se o conceito de circuitos chamados “amplificadores inversores
realimentados para propósitos gerais, de alto ganho e acoplamento direto entre os estágios”,
denominação que anos mais tarde evoluiu para amplificadores operacionais, assim denominados
devido à sua utilização na solução de operações matemáticas.
Os primeiros amplificadores operacionais foram implementados com válvulas termoiônicas, e
acompanharam o desenvolvimento tecnológico, passando a ser implementados com transistores
bipolares discretos e, a partir da década de 1960, por meio de circuitos integrados (CIs), que é a única
forma em que são atualmente disponíveis. Os amplificadores operacionais (OPerational AMPlifiers -
OPAMPs) são os blocos básicos dos chamados circuitos integrados analógicos ou lineares, em oposição
aos circuitos integrados digitais ou lógicos (portas lógicas, flip-flops, etc.).
Um OPAMP é basicamente um amplificador de tensão de altíssimo ganho, com alta impedância de
entrada e baixa impedância de saída. O acoplamento entre os estágios é direto (sem a utilização de
capacitores ou indutores), com o objetivo de aumentar a banda passante. Dessa forma, um OPAMP é
capaz de amplificar sinais constantes (ou seja, com frequência zero). A Figura 8-1 mostra o diagrama em
blocos genérico de um OPAMP.
FIGURA 8-1 – DIAGRAMA EM BLOCOS DE UM AMPLIFICADOR OPERACIONAL GENÉRICO
O segundo amplificador diferencial é representado em linhas pontilhadas porque nem sempre
está presente nos diagramas dos OPAMPs comerciais. Da saída para a entrada, as funções básicas de
cada estágio são:
Estágio de Saída → Trata-se de um amplificador de potência em Classe AB, com acoplamento direto e alimentação através de fonte simétrica, que permite sinais de saída com qualquer polaridade, além de dar ao OPAMP alguma capacidade de fornecimento de corrente.
Estágio de Deslocamento de Nível → Adapta o sinal proveniente dos estágios amplificadores diferenciais para o nível adequado ao estágio de saída. Além disso, funciona como pré-amplificador e casador de impedâncias.
Estágios Amplificadores Diferenciais → Como será visto com mais detalhes a seguir, são os principais responsáveis por várias das características importantes de um OPAMP.
O diagrama em blocos permite concluir que um amplificador operacional genérico possui dois
terminais de entrada (inversora e não-inversora) e um terminal de saída. Além destes, estão presentes
também dois terminais destinados às tensões de alimentação do operacional. Eventualmente pode existir
um segundo terminal de saída e terminais específicos para o ajuste externo de parâmetros do operacional
Primeiro
Amplificador
Diferencial
Segundo
Amplificador
Diferencial
Estágio de
Deslocamento
de Nível
Estágio de
Saída
(Classe AB)
entrada inversora
entrada não-inversora
saída
49
ou para controle de sua(s) saída(s). A Figura 8-2 mostra o diagrama interno de um amplificador
operacional bastante simples, discriminando os diversos blocos.
FIGURA 8-2 – DIAGRAMA INTERNO DE UM AMPLIFICADOR OPERACIONAL SIMPLES
O símbolo mais comum para a representação de um amplificador operacional é apresentado na
Figura 8-3, juntamente com o aspecto físico e as conexões internas de um OPAMP de uso muito frequente,
o 741.
FIGURA 8-3 – SÍMBOLO DO AMPLIFICADOR OPERACIONAL, ASPECTO FÍSICO E CONEXÕES
O símbolo mostra, além das duas entradas e da saída, a alimentação DC do OPAMP, utilizando
fonte simétrica (+VCC e -VEE). Nos circuitos meramente conceituais (teóricos) não há necessidade de
representar as fontes de alimentação. Existem alguns tipos comerciais de OPAMP que podem ser
alimentados tanto a partir de fonte simétrica como a partir de fonte simples. Quando o OPAMP é
alimentado com fonte simples e/ou quando o conhecimento da(s) tensão(ões) de alimentação é relevante
para a compreensão do funcionamento do circuito, é conveniente não só que ela(s) seja(m)
representada(s), como também assinalar o seu valor.
Um amplificador operacional é caracterizado pelo seu ganho de tensão em malha aberta,
simbolizado por Ao. O sinal de saída do dispositivo é dado pelo produto entre o ganho de tensão em
malha aberta e a diferença entre os sinais aplicados às duas entradas, ou seja:
+ vi+
vi-
vo
+VCC
-VEE
ajuste de offset
ajuste de offset
sem conexão
entrada inversora
entrada não-inversora
-VEE
+VCC
saída
vi+
vi-
vo
+VCC
Primeiro Amplificador Diferencial
Segundo Amplificador Diferencial
Estágio de Deslocamento
de Nível
Estágio de Saída
-VEE
50
vo = AoB vi+@ vi@b c
(EQUAÇÃO 8-1).
Como será visto adiante, tal característica é fundamental para viabilizar a utilização prática de um
dispositivo com elevado valor de ganho de tensão.
O valor da tensão de saída de um amplificador operacional é limitado pelos valores das tensões de
alimentação, isto é, a tensão de saída não pode ser superior a +VCC, nem inferior a –VEE. Quando o sinal
de saída de um amplificador operacional é igual a uma das tensões de alimentação, diz-se que a sua saída
está saturada. Quando vo = +VCC, a saída está saturada “para cima”, e quando vo = -VEE, a saída está
saturada “para baixo”.
AMPLIFICADOR DIFERENCIAL
Entre os estágios que compõem um amplificador operacional pelo menos um é o circuito
conhecido como amplificador diferencial ou amplificador de diferenças. Trata-se de um amplificador
com acoplamento direto com duas entradas que possui como principal característica amplificar a
diferença entre os sinais v1 e v2 aplicados às suas entradas. Isso significa que, se sinais iguais forem
aplicados a essas entradas, o sinal de saída correspondente será nulo. Essa propriedade é conhecida
como rejeição de modo comum, e é de fundamental importância para o correto funcionamento de um
amplificador operacional. O circuito básico de um amplificador diferencial é mostrado na Figura 8-4.
Para uma operação ótima, os transistores devem ter características tanto quanto possível idênticas e os
resistores de coletor devem ter o mesmo valor.
FIGURA 8-4 – AMPLIFICADOR DIFERENCIAL POLARIZADO POR FONTE DE CORRENTE CONSTANTE
Definem-se dois ganhos de tensão distintos para um amplificador diferencial: o ganho comum AC
e o ganho diferencial AD. O ganho comum é aquele obtido quando as tensões de entrada vi1 e vi2 são
iguais. Supondo que os transistores possuam características idênticas, a corrente IF se divide em partes
R C 1
R Z
vo1 vo2
+VCC
-VEE
T3
vi1 vi2
IFtVZ@0,6
REfffffffffffffffffffffffffff
R E fonte de
corrente constante
IE1 ≈ 0,5 × IF IE2 ≈ 0,5 × IF
T1 T2
R C 2
vD vc1 vc2
51
iguais entre os dois transistores, resultando em tensões iguais sobre os resistores de coletor (que
possuem o mesmo valor). Desse modo, vc1 = vc2 ⇒⇒⇒⇒ vD = 0. Em outras palavras, no caso ideal, o ganho
comum é nulo. Por isso, diz-se que os amplificadores diferenciais rejeitam os sinais comuns (aplicados
simultaneamente a ambas as entradas) - é a chamada rejeição de modo comum. Essa é uma das
características mais importantes de um amplificador diferencial.
O ganho diferencial é a relação entre a tensão no coletor dos transistores e a diferença de tensão
entre as entradas do amplificador. O que se deseja é que esse ganho seja o maior possível (no caso ideal,
infinito).
Na prática, um ganho diferencial infinito não pode ser obtido, ente outras razões, pelo fato de o
hFE dos transistores ser finito. Igualmente, um ganho comum nulo não pode ser obtido porque, ainda que
os dois transistores tivessem características absolutamente idênticas, seria necessário que os dois
resistores de coletor tivessem exatamente o mesmo valor, sendo ambas as condições extremamente
improváveis. Os ganhos diferencial e comum podem ser calculados de forma aproximada através das
equações, válidas exclusivamente para o circuito da Figura 8-4:
AD =IFBRC
0,052fffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 8-2) AC =RCBhoe
2B hfe + 1` a
fffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 8-3).
Nas equações acima, hfe e hoe são parâmetros híbridos dos transistores utilizados no circuito. A
polarização do amplificador diferencial por meio de uma fonte de corrente constante colabora para o
aumento da impedância de entrada desse circuito. Caso se deseje uma impedância de entrada ainda mais
alta, os amplificadores diferenciais podem sem implementados a partir de JFETs ou mesmo de MOSFETS.
A qualidade de um amplificador diferencial pode ser avaliada através de sua taxa de rejeição de
modo comum (CMRR - common mode rejection ratio), que pode ser calculada pela fórmula:
CMRR =AD
AC
ffffffffLLLLLL
MMMMMM
(EQUAÇÃO 8-4).
A taxa de rejeição de modo comum é mais frequentemente expressa em decibéis (dB):
CMRR dB` a
= 20B logAD
AC
ffffffffLLLLLL
MMMMMM
(EQUAÇÃO 8-5).
Quanto maior a CMRR, mais eficiente é o amplificador diferencial.
CARACTERÍSTICAS IMPORTANTES DE UM OPAMP REAL
Como fizemos em relação a todos os dispositivos estudados até aqui, faremos a análise dos
circuitos com OPAMP utilizando o modelo ideal para esse elemento. Embora o OPAMP seja o dispositivo
cujo comportamento efetivo é mais acuradamente descrito pelo modelo ideal, ainda assim é necessário
que o projetista tenha uma clara compreensão do significado e da ordem de grandeza de cada um dos
parâmetros de um OPAMP real, para que seja capaz de avaliar o seu impacto no desempenho de circuitos
reais em que o OPAMP seja utilizado.
52
Serão apresentadas a seguir as principais características de um OPAMP real, com uma breve
explanação sobre o seu significado físico.
GANHO DE TENSÃO EM MALHA ABERTA (AO)
É a relação entre o sinal de saída (sem saturação) de um OPAMP não realimentado e o sinal
diferencial de entrada (diferença entre as tensões nas entradas não-inversora e inversora). Vale a
relação:
AO =vo
vi+@ vi@
fffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 8-6).
É desejável que o ganho de tensão em malha aberta tenha o maior valor possível.
TENSÃO DE OFFSET DE ENTRADA (VIO)
Ainda que as tensões nas duas entradas de um OPAMP real tenham exatamente o mesmo valor, a
tensão de saída não será necessariamente nula. Define-se a tensão de offset de entrada como o valor
da diferença de potencial necessária entre as duas entradas de um OPAMP para que a tensão na saída seja
zero. Conclui-se, portanto, que o valor da tensão de saída de um OPAMP é dado, com maior precisão, pela
fórmula:
vo = AOB vi +@vi@@vio
b c
(EQUAÇÃO 8-7).
Na prática, isso significa que mesmo que as tensões nas entradas sejam absolutamente iguais, o
OPAMP irá amplificar um sinal da ordem de milivolts. Caso o valor do ganho de tensão do circuito seja
elevado, isso pode ser suficiente para levar a saída do OPAMP à saturação.
Quando se utiliza a realimentação negativa, o ganho é reduzido e a influência de vio é a introdução
de um nível DC no sinal de saída. Em boa parte das aplicações, esse nível DC pode ser desprezado.
Quando, porém, ele implica num erro significativo, torna-se necessário empregar técnicas de
compensação de offset. Muitos CIs comerciais de amplificadores operacionais possuem terminais
especificamente designados para permitir essa compensação. O circuito mais comum está representado
na Figura 8-5.
FIGURA 8-5 – TÉCNICA DE COMPENSAÇÃO DA TENSÃO DE OFFSET DE ENTRADA DE UM OPAMP REAL
O valor do potenciômetro e o ponto em que seu cursor deve ser ligado (se à alimentação positiva
ou à alimentação negativa) podem variar de um CI para outro. O caso mais comum é o mostrado na figura
(potenciômetro de 10 KΩ com o cursor ligado na alimentaç
Para se fazer a compensação, ambas as entradas devem ser aterradas, o que garante um sinal
diferencial nulo. Qualquer sinal presente na saída, portanto, será devido a
potenciômetro até que se obtenha tensão de saída zero.
Nos casos em que o amplificador operacional não dispõe de pinos específicos pa
do offset, pode ser usada uma das técnicas mostradas na
de entrada seja compensada externamente
proporcionar tensão de saída nula
FIGURA 8-6- TÉCNICAS PARA
CORRENTE DE POLARIZA
Uma vez que as impedâncias das entradas não são na verdade infinitas,
pequenas correntes de polarização
pela entrada inversora do OPAMP.
aritmética dos módulos das duas correntes de polarização, ou seja:
Para avaliar o efeito dessas correntes, consideremos o circuito da
típica de OPAMP, a ser analisada
FIGURA 8-7 – EFEITO DAS CORRENTES
RI
-VEE
RF
+VCC
vi
POT
R
O valor do potenciômetro e o ponto em que seu cursor deve ser ligado (se à alimentação positiva
podem variar de um CI para outro. O caso mais comum é o mostrado na figura
Ω com o cursor ligado na alimentação negativa).
Para se fazer a compensação, ambas as entradas devem ser aterradas, o que garante um sinal
Qualquer sinal presente na saída, portanto, será devido a
potenciômetro até que se obtenha tensão de saída zero.
Nos casos em que o amplificador operacional não dispõe de pinos específicos pa
uma das técnicas mostradas na Figura 8-6, que permitem que a tensão de offset
de entrada seja compensada externamente. Em todos os casos, o potenciômetro
proporcionar tensão de saída nula para uma tensão de entrada também nula.
TÉCNICAS PARA A COMPENSAÇÃO EXTERNA DA TENSÃO DE OFFSET
CORRENTE DE POLARIZAÇÃO DE ENTRADA (I
Uma vez que as impedâncias das entradas não são na verdade infinitas,
pequenas correntes de polarização (IB+ e IB-), drenadas, respectivamente, pela entrada não
pela entrada inversora do OPAMP. Define-se como corrente de polarização de entrada
aritmética dos módulos das duas correntes de polarização, ou seja:
IB =IB +
LLL
MMM+ IB@LLL
MMM
2fffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 8-8).
Para avaliar o efeito dessas correntes, consideremos o circuito da Figura
analisada posteriormente.
EFEITO DAS CORRENTES DE POLARIZAÇÃO DE ENTRADA DE UM OPAMP RE
vo
RI
-VEE
RF
+VCC
vi
vo
POT
R 1
R2
+VCC
vi
53
O valor do potenciômetro e o ponto em que seu cursor deve ser ligado (se à alimentação positiva
podem variar de um CI para outro. O caso mais comum é o mostrado na figura
Para se fazer a compensação, ambas as entradas devem ser aterradas, o que garante um sinal
Qualquer sinal presente na saída, portanto, será devido a vio. Em seguida, ajusta-se o
Nos casos em que o amplificador operacional não dispõe de pinos específicos para a compensação
, que permitem que a tensão de offset
potenciômetro deve ser ajustado para
.
DE OFFSET DE ENTRADA
(IB)
Uma vez que as impedâncias das entradas não são na verdade infinitas, circulam por elas
drenadas, respectivamente, pela entrada não-inversora e
corrente de polarização de entrada (IB) a média
Figura 8-7, que é uma aplicação
TRADA DE UM OPAMP REAL
-VEE CC
vi
vo
POT
R
R I
RF
54
Uma corrente de, por exemplo, 100 nA, percorrendo o resistor de 100 KΩΩΩΩ, dá origem a uma
tensão de offset de entrada de 10 mV, com sua consequente influência sobre o sinal de saída. Conclui-se
que não se devem utilizar resistores de alto valor de resistência em série com os terminais de entrada de
um OPAMP. Como quase sempre se utilizam resistores ligados à entrada inversora (para garantir a
realimentação negativa), é uma boa prática usar também um resistor (representado pelo R pontilhado na
figura) entre a entrada não inversora e a “terra” para que os efeitos de IB+ e IB- se cancelem mutuamente.
Para garantir esse cancelamento, é necessário que a resistência equivalente dos resistores conectados a
uma entrada seja igual à resistência equivalente dos resistores conectados à outra entrada.
CORRENTE DE OFFSET DE ENTRADA (IOS)
Como os circuitos das duas entradas de um operacional real nunca são perfeitamente simétricos, é
intuitivo que as correntes de polarização de entrada IB+ e IB- tenham valores diferentes. O módulo da
diferença entre as correntes de polarização de entrada é chamado de corrente de offset de entrada, ou
seja:
IOS = IB +
LLL
MMM@ IB@LLL
MMM (EQUAÇÃO 8-9).
SLEW RATE (MÁXIMA TAXA DE VARIAÇÃO DO SINAL DE SAÍDA - SR)
Embora os diversos estágios que compreendem um OPAMP sejam diretamente acoplados (isto é,
sem a utilização de capacitores), seu circuito inclui ao menos um capacitor, que é responsável por
garantir a estabilidade do ganho do dispositivo. Além desse “capacitor físico”, um amplificador
operacional, como qualquer dispositivo semicondutor, apresenta capacitâncias internas, que, por terem
valores muito menores, têm influência desprezível sobre o comportamento do dispositivo.
A presença de tais capacitâncias impossibilita variações instantâneas na tensão de saída do
amplificador operacional, existindo uma taxa máxima possível para a variação do sinal de saída - é o
chamado slew rate (SR). Caso algum sinal aplicado ao operacional tente forçar uma variação no sinal de
saída maior do que a determinada pelo slew rate, ocorrerá distorção.
O slew rate de um amplificador operacional é medido pela aplicação de uma onda quadrada à
entrada de um circuito caracterizado por um ganho unitário (isto é, sinal de saída exatamente igual ao
sinal de entrada). A Figura 8-8 ilustra o efeito do slew rate sobre o sinal de saída desse circuito.
FIGURA 8-8 – EFEITO DO SLEW RATE SOBRE O SINAL DE SAÍDA DE UM OPAMP REAL
55
O valo do slew rate é dado por: SR = máx lim∆t Q 0
∆vo
∆tfffffffffffff g
= máxdvo
dtffffffffffff g
(EQUAÇÃO 8-10).
O slew rate constitui uma importante limitação para o desempenho de um OPAMP, ocasionando
apreciável distorção, especialmente no processamento de sinais que possuam simultaneamente alta
frequência e alta amplitude.
No caso de um sinal de entrada senoidal, o sinal de saída tem expressão: vo t` a
=vomáxBsen wt
` a
.
Logo:
SR = máxdvo
dtfffffffffffffff g
= máx ωBvomáxBcos ωBt` ab c
[ SR = ωmáxBvomáx[ fmáx =SR
2BπBvomáx
ffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 8-11).
A Equação 8.11 mostra que, quanto maior a frequência de um sinal processado por um
amplificador operacional real, menor será a amplitude possível para o sinal de saída sem que ocorra
distorção. É necessário, portanto, reduzir a amplitude ou a frequência do sinal para evitar a distorção.
EXEMPLO 8-1: APLICA-SE À ENTRADA DE UM AMPLIFICADOR QUE UTILIZA O OPAMP LF351 UM SINAL SENOIDAL.
SABENDO QUE A AMPLITUDE DO SINAL DE SAÍDA É DE 16 V, CALCULAR A MÁXIMA FREQUÊNCIA DO SINAL PARA
QUE NÃO OCORRA DISTORÇÃO.
PRODUTO GANHO X BANDA PASSANTE (GBW - GAIN X BAND WIDTH)
Constata-se que o ganho de tensão em malha aberta Ao de um OPAMP diminui à medida que a
frequência do sinal processado aumenta. Isso ocorre devido às capacitâncias internas do OPAMP, cujos
efeitos se acentuam nas altas frequências. Utilizando-se o OPAMP sem realimentação e com acoplamento
direto (sem o uso de capacitores), obtém-se em CC (frequência igual a zero) o máximo valor para o ganho
de tensão máximo, que é o ganho de tensão em malha aberta, discutido no Item 1. Aumentando-se a
frequência, atinge-se o ponto em que o ganho de tensão passa a valer Ao
2pwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwfffffffffffff. A frequência angular em que
isso ocorre é chamada de frequência angular de corte em malha aberta do OPAMP, a qual chamaremos
de ωωωωo.
Utilizando-se realimentação negativa, pode-se modificar o valor do ganho máximo para A1 e
teremos uma nova frequência angular de corte ωωωω1, na qual o valor do ganho de tensão é A1
2pwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwfffffffffffff. O mesmo
se pode fazer para os ganhos A2,..., An. Pode-se demonstrar que: Ao × ωωωωo = A1 × ωωωω1 = ... = An × ωωωωn = K.
A Figura 8-9 ilustra essa relação para o OPAMP 741.
FIGURA 8-9 – RELAÇÃO ENTRE GANHO DE TENSÃO E BANDA PASSANTE NUM OPAMP REAL
f (Hz)
Av
56
A constante K é outro parâmetro fundamental de um OPAMP. Esse parâmetro é conhecido como
produto ganho x banda passante (GBW). Conclui-se que, da mesma forma como nos demais
componentes ativos, ganho e banda passante são características conflitantes num OPAMP real.
EXEMPLO 8-2: PARA O MESMO CIRCUITO ANALISADO NO EXEMPLO 8-1, CALCULAR O MÁXIMO VALOR DA
AMPLITUDE DO SINAL DE ENTRADA PARA QUE A LIMITAÇÃO DO OPERACIONAL SEJA DADA PELO PRODUTO
GANHO × BANDA PASSANTE, E NÃO PELO SLEW RATE.
TENSÃO DIFERENCIAL DE ENTRADA (VID)
É a máxima diferença de potencial permitida entre as duas entradas do OPAMP. Esse é um limite
que, ultrapassado, causa danos ao componente.
FAIXA PERMITIDA DE TENSÕES DE ENTRADA (VI)
É o máximo valor permitido para a tensão em qualquer uma das entradas do OPAMP. Ultrapassar
esse limite também causa danos ao componente.
MÁXIMA EXCURSÃO DO SINAL DE SAÍDA (VOM)
É o máximo valor de pico-a-pico que o sinal de saída do OPAMP pode assumir. Esse valor é
limitado basicamente pelas tensões de alimentação, pelas tensões de saturação dos transistores de saída
e pela corrente de saída (que influi sobre a queda de tensão sobre os resistores no estágio de saída do
OPAMP).
DRIFT (DESVIO)
É a variação nos valores das características de um OPAMP real em função da temperatura ou da
tensão de alimentação, que é um fenômeno previsível em semicondutores.
A Tabela 8-1 dá uma ideia sobre os valores numéricos das diversas características relevantes de
um OPAMP real. Constam da tabela os valores típicos constantes das folhas de dados sobre os OPAMPs
LM741, LF351 e CA3140. Esses amplificadores operacionais representam as três principais tecnologias
empregadas na fabricação desse dispositivo. O 741 é implementado totalmente com transistores
bipolares. O LF351 utiliza transistores de efeito de campo de junção (JFET) nas entradas, no que é
conhecido como tecnologia BiFET (Bipolar + JFET). Por fim, o CA3140 utiliza MOSFETs em suas
entradas – e á chamada tecnologia BiMOS (Bipolar + MOSFET).
57
Um fato digno de nota é que esses três amplificadores operacionais são intercambiáveis (qualquer
um deles pode ser diretamente substituído por qualquer dos outros dois), visto que possuem a mesma
pinagem. A exceção é o pino 8, que no CA3140 possui uma função especial, utilizada ocasionalmente, e
que nos outros dois CIs não possui conexão.
TABELA 8-1 – PRINCIPAIS CARACTERÍSTICAS ELÉTRICAIS DE TRÊS TIPOS COMERCIAIS DE OPAMP
58
Os valores constantes da tabela são típicos, variando em função da temperatura, das condições de
utilização do operacional e mesmo de fabricante para fabricante.
AMPLIFICADOR OPERACIONAL IDEAL
Uma vez conhecidas as características reais de um OPAMP, podemos introduzir o conceito de
OPAMP ideal, que será o modelo utilizado em nossas análises de circuitos com amplificadores
operacionais.
As características mais relevantes de um OPAMP ideal são:
Ganho de tensão infinito em malha aberta (Ao = ∞∞∞∞).
Tensão e corrente de offset nulas.
Impedância de entrada infinita (Zi = ∞∞∞∞), o que equivale a correntes de polarização de entrada nulas.
Impedância de saída nula (Zo = 0).
Produto ganho × banda passante infinito (GBW = ∞∞∞∞).
Slew Rate infinito (SR = ∞∞∞∞).
CMRR infinito, ou seja, se aplicados sinais iguais às duas entradas simultaneamente, o sinal de saída é nulo.
Sem limitações quanto à tensão diferencial ou à tensão individual nas entradas.
Comportamento invariável com a temperatura e a tensão de alimentação (drift nulo).
A única limitação do OPAMP ideal se refere aos valores máximo e mínimo que a tensão de saída vo
poderá atingir. Ela não poderá ser superior a +VCC (tensão positiva de alimentação do operacional) nem
inferior a –VEE (tensão negativa de alimentação do operacional). Em outras palavras, a tensão de saída
é limitada pelas tensões de alimentação do amplificador operacional, de modo que a máxima excursão do
sinal de saída vai de –VEE a +VCC.
Uma vez que o ganho de tensão em malha aberta Ao é infinito, conclui-se que se houver qualquer
diferença não nula entre as tensões nas entradas inversora e não inversora, o valor da tensão de saída
também será infinito (+∞∞∞∞ caso a tensão na entrada não-inversora seja superior e -∞∞∞∞ caso a tensão na
entrada inversora seja superior).
Como a tensão de saída tem valores limitados pelas tensões de alimentação, uma saída com valor
+∞∞∞∞ corresponde na prática a +VCC. Em tal situação, diz-se que a saída está saturada positivamente ou
saturada para cima. Analogamente, uma tensão de saída com valor -∞∞∞∞ corresponde na prática a –VEE.
Nesse caso, diz-se que a saída está saturada negativamente ou saturada para baixo.
O modelo ideal para o OPAMP facilita significativamente a análise e a compreensão dos circuitos
que utilizam esse dispositivo. Contudo, ao se utilizarem na prática as conclusões obtidas utilizando-se
esse conceito, deve-se ter em mente que os resultados obtidos são apenas aproximados, devendo-se
tomar as medidas impostas pelas limitações reais do dispositivo (balanceamento de offset, limitação de
slew rate, etc.).
Para que a utilização do modelo ideal produza resultados compatíveis com a realidade, é
necessário que as resistências utilizadas nos circuitos com OPAMP não sejam nem muito pequenas (para
59
que não se exceda a capacidade de fornecimento de corrente do dispositivo) e nem muito grandes (para
que a influência da impedância de entrada do dispositivo seja desprezível). Como uma regra prática, as
resistências devem ficar na faixa entre 500 Ω e 330 KΩ, adequadas para circuitos com o 741.
Outra medida importante é manter-se a frequência em valores que não evidenciem as limitações
do slew rate e do produto ganho × banda passante. Tomando mais uma vez como referência o OPAMP
741, em frequências de até 5 KHz tais limitações não costumam ser perceptíveis. Tomadas tais
providências, o OPAMP é o dispositivo eletrônico cujos resultados obtidos a partir do modelo ideal mais
se aproximam aos obtidos na prática.
PRINCÍPIOS FUNDAMENTAIS NA ANÁLISE DE CIRCUITOS COM OPAMPS IDEAIS
Devido ao seu ganho de tensão infinito, a condição necessária para que a saída de um OPAMP
ideal NÃO esteja saturada é que as tensões nas entradas inversora e não inversora sejam exatamente
iguais. Logo, quando o sinal de saída de um OPAMP ideal não está saturado, podemos ter a certeza de
que a tensão na entrada inversora é igual à tensão na entrada não-inversora. Em outras palavras,
podemos dizer que em tal situação existe um curto-circuito virtual entre as entradas do amplificador
operacional (“curto-circuito” porque a tensão entre elas é zero, e “virtual” porque elas não estão
eletricamente conectadas). Por outro lado, a existência de uma diferença entre as tensões nas duas
entradas é garantia de que a saída se encontra saturada, seja para cima ou para baixo. Esse é o primeiro
princípio fundamental a ser utilizado na análise de circuitos com OPAMPs ideais.
O segundo princípio fundamental para a análise deriva do fato de que a impedância das entradas é
infinita. Isso significa que a corrente drenada (ou fornecida) pelas entradas de um OPAMP ideal é nula.
Utilizando-se esses princípios fundamentais, as leis de Kirchoff e de Ohm e os teoremas de rede, é
possível determinar os ganhos e outras relações de interesse entre as grandezas do circuito.
EXEMPLO 8-3: NO CIRCUITO ABAIXO, QUE UTILIZA UM OPAMP IDEAL, A TENSÃO vo VALE -3 V. A) CALCULAR A
TENSÃO vA. B) CALCULAR O MÁXIMO VALOR PARA vB PARA QUE NÃO OCORRA SATURAÇÃO DE vo.
R1 1 KΩ R2 1,5 KΩ
R3 1 KΩ R4 1,5 KΩ
+VCC (+6 V)
-VEE (-6 V)
vA
VB +4 V
vo
60
CIRCUITOS UTILIZANDO AMPLIFICADORES OPERACIONAIS
Os circuitos de aplicação dos OPAMPs podem ser divididos em duas grandes categorias:
A) Aplicações lineares → São aquelas em que existe uma relação linear entre o(s) sinal(is) de entrada e
o sinal de saída, ou seja: vo =Xi = 1
n
a iBvii + b , com pelo menos um dos ai sendo diferente de zero. Essa
relação, obviamente, deixa de ser linear caso a saída do OPAMP chegue à saturação.
As aplicações lineares são, basicamente, amplificadores. Desse modo, a saída desses circuitos,
em geral, não está saturada. Para se conseguir isso com um sinal de entrada diferente de zero, é
necessário reduzir o ganho de tensão do amplificador operacional, o que é obtido por meio do uso de
realimentação negativa.
Para se aplicar realimentação negativa a um amplificador operacional, basta ligar a sua saída à
entrada inversora por meio de uma rede de componentes (em geral componentes passivos) que
proporcione ao sinal uma defasagem diferente de 180°.
Ainda que se aplique realimentação negativa a um amplificador operacional, é necessário que a
rede de realimentação seja integralmente formada por elementos lineares (resistores, capacitores,
indutores ou um curto-circuito) para que se caracterize a aplicação como linear.
Excepcionalmente, algumas aplicações lineares podem utilizar realimentação positiva em
conjunto com a realimentação negativa. O que caracteriza tais aplicações como lineares é a existência de
uma relação de proporcionalidade entre os sinais de entrada e saída.
B) Aplicações Não-Lineares → São aquelas em que não existe uma relação linear entre o(s) sinal(is) de
entrada e o sinal de saída. Em algumas dessas aplicações, OPAMP opera com a saída saturada, ou seja, o
sinal de saída pode assumir apenas dois valores distintos (+VCC ou –VEE). Quando tal situação ocorre,
pode-se dizer que a saída de tais circuitos tem um comportamento binário (“digital”). Em outros tipos
de aplicações não-lineares, o sinal de saída pode ser oscilante, ou seja um sinal periódico.
Nas aplicações não-lineares, o amplificador operacional pode ser utilizado sem realimentação (e a
saída do OPAMP será saturada), com realimentação positiva (e a saída do OPAMP será saturada ou
oscilante, dependendo da “quantidade” de realimentação positiva) e, eventualmente, utilizar apenas
realimentação negativa, mas com elementos não-lineares (um diodo, por exemplo) na rede de
realimentação. Nesse caso, a saída do OPAMP pode não estar saturada, mas não haverá uma relação
linear entre ela e a(s) entrada(s) do circuito.
Nos capítulos que se seguem, serão analisados os principais circuitos de aplicação dos
amplificadores operacionais.
61
CAPÍTULO 9 - APLICAÇÕES LINEARES DOS AMPLIFICADORES
OPERACIONAIS
Nestas aplicações, utiliza-se realimentação negativa no OPAMP, com o objetivo de reduzir o ganho
de tensão global do circuito em relação ao ganho infinito do dispositivo. A realimentação negativa num
OPAMP é obtida através da conexão entre a saída e a entrada inversora, através de uma rede de
elementos lineares que introduza uma defasagem diferente de 180°. Eventualmente, tais aplicações
podem empregar também realimentação positiva, em conjunto com a negativa.
Há uma grande gama de aplicações lineares dos amplificadores operacionais. Dentre elas,
estudaremos algumas que serão divididas em três categorias: amplificadores, conversores de sinal e
filtros ativos.
AMPLIFICADORES COM OPAMPs
Os amplificadores com OPAMPs são utilizados para a realização das operações matemáticas que
deram origem ao nome do dispositivo. Em geral, a saída de um amplificador não está saturada. A
saturação da saída pode ocorrer eventualmente quando o(s) sinal(ais) de entrada aplicado(s) levam o
sinal de saída a tentar ultrapassar o limite imposto pelas tensões de alimentação. Quando isso ocorre,
obviamente, deixa de existir linearidade entre os sinais de entrada e saída.
Veremos a seguir os principais amplificadores utilizando OPAMP. Em todos os casos,
consideraremos os OPAMPs como ideais, e utilizaremos os princípios básicos apresentados no capítulo
anterior para a análise de circuitos com esse dispositivo.
AMPLIFICADOR INVERSOR
Tem como característica apresentar um sinal de saída com defasagem de 180o em relação ao sinal
de entrada (ou polaridade oposta, no caso de sinal DC). Seu diagrama básico é mostrado na Figura 9-1.
FIGURA 9-1 – DIAGRAMA BÁSICO DO AMPLIFICADOR INVERSOR COM OPAMP
RI
vo
RF vi iRI iRF
i = 0
vd = 0
malha de entrada malha de saída
X
62
Como em todos os demais circuitos que serão analisados, é importante fazer distinção entre a(s)
entrada(s) do circuito e a(s) entrada(s) do OPAMP. Como se trata de um amplificador, supõe-se que a
saída não está saturada. Logo, a tensão diferencial vd entre as entradas do OPAMP e a corrente i drenada
pela entrada inversora serão necessariamente nulas (primeiro e segundo princípios fundamentais de
análise).
Na análise desse circuito e de todos os demais amplificadores, suporemos que os sinais de entrada
e saída são positivos em relação ao terra do circuito. Se essa suposição não for verdadeira, isso será
evidenciado por um sinal negativo na expressão do ganho de tensão do circuito.
Vamos aplicar as leis de Kirchoff e de Ohm ao circuito em questão para determinar a expressão
matemática de seu ganho de tensão Av =vo
viffffffffff g
.
A equação LKT da malha de entrada é: + vi@ iRIBRI@ vd = 0[ iRI =vi@ vd
RIffffffffffffffffffff= vi@ 0
RIffffffffffffffff
[ iRI =vi
RIffffff.
Para a malha de saída: + vo + iRFBRF@ vd = 0[ iRF =vd@ vo
RFffffffffffffffffffffff= 0@ vo
RFffffffffffffffffff
[ iRF =@vo
RFffffffff.
Aplicando a LKC ao nó X: + iRI@ i@ iRF = 0[ iRF = iRI@ i = iRI@ 0[ iRF = iRI . Logo: @vo
RFffffffff= vi
RIffffff[
[vo
viffffffff= Av =@
RF
RIffffffff
(EQUAÇÃO 9-1).
O sinal negativo da equação mostra que o circuito é, de fato, inversor. O módulo do ganho de
tensão é dado pela relação entre dois resistores, sem a influência de qualquer parâmetro do OPAMP. Isso
torna o projeto bastante simples.
EXEMPLO 9-1: DADO O CIRCUITO ABAIXO E O GRÁFICO DO SEU SINAL DE ENTRADA, TRAÇAR O GRÁFICO DO
SINAL DE SAÍDA CORRESPONDENTE. CADA DIVISÃO VERTICAL DO GRÁFICO VALE 3 V.
t
vi
0
RX 600 Ω
vo
RA 1,8 KΩ
vi
+VCC (+12 V)
-VEE (-12 V)
63
AMPLIFICADOR SOMADOR INVERSOR
Caso se modifique o circuito anterior ligando-se n resistores à entrada inversora do OPAMP,
obtém-se a configuração conhecida como amplificador somador inversor, mostrada na Figura 9-2.
FIGURA 9-2 – DIAGRAMA DO AMPLIFICADOR SOMADOR INVERSOR COM OPAMP
A malha de saída é exatamente igual à do amplificador inversor, visto acima. Assim: iRF =@vo
RFffffffff.
A malha de entrada 1 é análoga à malha de entrada do amplificador inversor. Logo: iR1 =vi
R1fffffff.
Estendendo o mesmo raciocínio às demais malhas da entrada: iR2 =vi
R2ffffffff, ..., iRN =
vi
RNfffffffff.
Aplicando a LKC ao nó X: + iR1 + iR2 +… + iRN@ i@ iRF = 0[ iRF = + iR1 + iR2 +… + iRN. Substituindo as
expressões obtidas acima:
@vo
RFffffffff= v 1
R1fffffff+ v 2
R2ffffffff+… +
v N
RNfffffffff[ vo =@ v 1B
RF
R1ffffffff+ v 2B
RF
R2ffffffff+… + v NB
RF
RNffffffffff g
(EQUAÇÃO 9-2).
Essa expressão mostra que o circuito é na realidade um somador ponderado, onde os pesos são as
relações entre a resistência de realimentação e as resistências nas entradas específicas. No caso
particular em que R1 = R2 = ... = RN = RF, teremos: vo =@ v 1 + v 2 +… + v N
b c
Esse circuito pode ser utilizado como base para um misturador de sinais (“mixer”), permitindo
que sinais provenientes de múltiplas fontes sejam processados simultaneamente por meio de um único
amplificador, sendo que cada uma dessas fontes pode ter ganho (“controle de volume”) independente das
demais. O controle individual de ganho é obtido por meio das resistências de entrada (R1 a RN) e o
controle geral de ganho é feito por meio da resistência de realimentação (RF).
EXEMPLO 9-2: PROJETAR E DESENHAR O DIAGRAMA DE UM CIRCUITO UTILIZANDO AMPLIFICADORES
OPERACIONAIS IDEAIS PARA REALIZAR A OPERAÇÃO D =3BA + 2BB + 5BC
10ffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff. A,B E C SÃO TENSÕES QUE VARIAM
ENTRE -10 V E +10 V.
R2
vo
RF v1
iR1 iRF
i = 0
vd = 0
malha de entrada 1
malha de saída
X
RN
R1
v2
vN
iR2
iRN
malha de entrada 2
malha de entrada N
64
AMPLIFICADOR NÃO-INVERSOR
Nesse circuito, o sinal de entrada é aplicado à entrada não-inversora do OPAMP. Logo, seu sinal
de saída está em fase com o sinal de entrada (ou tem a mesma polaridade, no caso de sinal DC). A Figura
9-3 mostra dois aspectos do diagrama básico desse circuito.
FIGURA 9-3 – DIAGRAMA DO AMPLIFICADOR NÃO-INVERSOR COM OPAMP
O ganho de tensão dessa configuração é dado por:
Av =vo
viffffffff= 1 +
RF
RIffffffff
(EQUAÇÃO 9-3).
Conclui-se que o ganho de tensão desse tipo de circuito nunca será inferior à unidade. Essa
configuração tem como vantagem em relação ao amplificador inversor o fato de sua impedância de
entrada ser igual à impedância de entrada do próprio OPAMP utilizado, ou seja, a impedância de entrada
é infinita, caso se considere o OPAMP como ideal. Num amplificador inversor essa impedância é igual à
resistência de entrada RI.
SEGUIDOR DE TENSÃO OU BUFFER ANALÓGICO
Observando a expressão do ganho de tensão do circuito anterior, podemos constatar que, se
desejarmos que o ganho de tensão seja unitário, basta fazer a relação RF/ RI igual a zero. A maneira óbvia
de obter esse resultado é fazer RF = 0, o que resultaria no circuito A da Figura 9-4. Outra forma seria
fazer RI = ∞, o que resultaria no circuito B. A maneira mais prática e econômica de consegui-lo é a adoção
simultânea das duas providências, o que resulta no circuito C, que é a forma final do seguidor de tensão
ou buffer analógico.
FIGURA 9-4 – OBTENDO UM BUFFER ANALÓGICO A PARTIR DE UM AMPLIFICADOR NÃO-INVERSOR
vo vi
RI RF
vo
vi
RF
RI
vo = vi
vi
RF = 0
RI
A
vi
RF
RI = ∞
vo = vi B
vi
vo = vi
C
65
A princípio pode haver dúvidas sobre a utilidade de um circuito cujo sinal de saída é exatamente
igual ao de entrada. No entanto, basta lembrar que, no caso ideal, o seguidor de tensão possui
impedância de entrada infinita e impedância de saída nula, o que o torna perfeito para o casamento de
impedâncias entre dois estágios de um determinado circuito. Em outras palavras, utilizando-se um
seguidor de tensão é possível eliminar a influência que as impedâncias de dois circuitos exercem entre si
quando eles são conectados. A Figura 9-5 ilustra um exemplo prático desse princípio.
FIGURA 9-5 – EXEMPLO PRÁTICO DE UTILIZAÇÃO DO SEGUIDOR DE TENSÃO COM OPAMP
Suponha que seja necessário medir o valor da tensão armazenada no capacitor, que é alimentado
com tensão contínua e constante. Caso seja feita uma conexão direta entre o capacitor e o voltímetro
(que possui baixa impedância), o capacitor se descarrega sobre o voltímetro, o que leva a uma medida
falsa. Em outras palavras, a colocação do instrumento influi sobre o valor da medida realizada, o que é
totalmente inaceitável.
Colocando-se um seguidor de tensão entre o capacitor e o voltímetro, a elevada impedância do
seguidor impede a descarga do capacitor, de forma que a tensão sobre o voltímetro, medida na saída do
seguidor, terá o valor real da tensão no capacitor. A corrente do voltímetro passa a ser fornecida pelo
OPAMP, e não mais pelo capacitor. Assim, a inclusão do seguidor de tensão elimina a influência do
voltímetro sobre a grandeza a ser medida.
AMPLIFICADOR SUBTRATOR OU DIFERENCIAL
Este circuito fornece na saída uma tensão proporcional à diferença entre as duas tensões de
entrada. O diagrama do circuito é mostrado na Figura 9-6.
FIGURA 9-6 – DIAGRAMA BÁSICO DO AMPLIFICADOR SUBTRATOR
V C
R
iRC
vC
vR
V iR
iC
iV
V
i = 0
C
R
iRC
vC
vR
V
iV
R3
R4
R1
vo
R2
vb
va
66
Supondo R2
R1
fffffff= R4
R3
fffffff, o sinal de saída do circuito vale:
vo =R2
R1
fffffffB va@ vb` a
=R4
R3
fffffffB va@ vb` a
(EQUAÇÃO 9-4).
Para o caso especial em que todos os resistores têm o mesmo valor, temos: vo = va@ vb .
AMPLIFICADORES DE INSTRUMENTAÇÃO
Os amplificadores diferenciais são especialmente úteis para o processamento de sinais
provenientes de transdutores como Pontes de Wheatstone ou termopares. A Figura 9-7 mostra um
subtrator utilizado para amplificar o sinal de uma Ponte de Wheatstone, que é um arranjo muito utilizado
em células de carga (“strain gauges”), em transdutores de pressão, em transdutores de temperatura, etc.
Uma característica comum desses transdutores é a pequena amplitude do sinal por eles fornecido
(dezenas de milivolts ou menor).
FIGURA 9-7 – SUBTRATOR UTILIZADO PARA PROCESSAR O SINAL DE UMA PONTE DE WHEATSTONE
O subtrator amplifica a diferença entre as tensões nos pontos X e Y da Ponte de Wheatstone, que
por sua vez será proporcional ao desequilíbrio entra os produtos das resistências opostas da ponte, ou
seja, v XY = KB R ABRC@RBBRD
b c
. Consequentemente, uma vez respeitado o princípio de que R2
R1
fffffff= R4
R3
fffffff, o sinal de saída será: vo =
R2
R1
fffffffBv XY .
Esse circuito apresenta alguns inconvenientes que dificultam a sua aplicação prática. O primeiro,
e mais grave, é que as impedâncias das entradas do subtrator são muito baixas, e acabam influindo sobre
os resistores da ponte, alterando indevidamente o seu equilíbrio. Isso introduz erro nas medidas
realizadas por meio da ponte.
Um segundo problema é que para o ajuste do ganho de tensão do subtrator é necessário ajustar
simultaneamente (e na mesma proporção) os valores de dois resistores (R1 e R3 ou, preferencialmente,
R2 e R4). Tal ajuste é de difícil implementação prática.
R3
R4
vo
R2 RB RA
RC RD
R1 X Y V
67
Para contornar esses inconvenientes, foi desenvolvida uma variação do amplificador subtrator,
que é conhecida como amplificador de instrumentação e cujo diagrama é mostrado na Figura 9-8.
FIGURA 9-8 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTAÇÃO
O inconveniente da baixa impedância de entrada, característica do amplificador subtrator, é
solucionado pela adição do estágio de entrada, formado por dois seguidores de tensão, cada um deles
possuindo impedância de entrada bastante elevada (idealmente infinita).
O estágio de saída é um amplificador subtrator com todos os resistores iguais. Logo:
vo = v A@ v B.
Aplicando-se o primeiro princípio fundamental na análise do circuito acima (diferença nula de
tensão entre as entradas de um OPAMP com saída não saturada), conclui-se que a tensão sobre o resistor
RG será igual à diferença de tensão entre as duas entradas do circuito, ou seja, v RG = v X@ v Y . Pela lei de
Ohm: iRG =v RG
RGfffffffff= v X@ v Y
RGfffffffffffffffffffff.
Aplicando-se o segundo princípio (as correntes drenadas pelas entradas de um OPAMP são nulas)
conclui-se que todos os três resistores localizados entre os pontos A e B são percorridos pela mesma
corrente, isto é: iR = iRG . A tensão entre os pontos A e B pode ser calculada através da lei de Ohm:
v A@ vB = vo = iRGB R + RG + R` a
=v X@ v Y
RGfffffffffffffffffffff
B RG + 2R` a
[ vo = v X@ v Y
b c
B 1 +2BR
RGfffffffffffffff g
(EQUAÇÃO 9-5).
Essa expressão mostra que o ganho de tensão do amplificador de instrumentação pode ser
variado através do ajuste de um único componente (o resistor RG), eliminando-se assim o outro
inconveniente do amplificador subtrator. Se RG for a associação série de um resistor fixo com um
potenciômetro, o ganho de tensão pode ser convenientemente ajustado entre um valor mínimo e um
valor máximo.
SEGUIDOR DE TENSÃO
A
i = 0
vx
R
RG vo
R R
R
R R
vy
i = 0
vD = 0
vD = 0
iRG
iRG
iRG
B
vy
vx
SEGUIDOR DE TENSÃO
SUBTRATOR
68
Devido à grande utilidade prática do amplificador de instrumentação, existem disponíveis no
mercado circuitos integrados que implementam essa função, bastando ao projetista adicionar
externamente o resistor RG para obter o ganho de tensão desejado. Exemplos desse tipo de CI são o
AD620, da Analog Devices e o INA128, da Texas Instruments.
INTEGRAÇÃO E DERIVAÇÃO EM CIRCUITOS ELÉTRICOS
Os elementos reativos de um circuito elétrico (capacitâncias e indutâncias) têm como propriedade
uma relação integral entre a corrente que os percorre e a queda de tensão sobre eles.
Num capacitor: vC t` a
=1
CffffBZ iC t
` adt + vC t0
b c
iC t` a
= CBdvC t
` a
dtfffffffffffffffff.
Num indutor:
vL t` a
= LBdi
dtffffff
iL t` a
=1
LffffBZ v L t
` adt + iL t0
b c
.
Logo, caso sejam necessários circuitos elétricos capazes de realizar as operações de integração e
diferenciação, eles podem ser obtidos utilizando-se indutores ou, preferencialmente, capacitores, em
conjunto com amplificadores operacionais, como veremos a seguir. Para se ter uma ideia da importância
de tais circuitos, basta lembrar que o algoritmo mais utilizado em controle automático de processos é o
PID (proporcional + integral + derivativo).
Os circuitos práticos com OPAMPs dificilmente utilizam indutores, cujo comportamento real é
mais distante do ideal do que no caso dos capacitores. Além disso, a implementação de um indutor na
forma integrada apresenta consideráveis dificuldades técnicas. Por esses motivos, abordaremos apenas
circuitos que utilizam capacitores.
AMPLIFICADOR INTEGRADOR INVERSOR
Esse circuito apresenta na saída um sinal que é a integral do sinal de entrada, com a fase invertida
(polaridade contrária, em caso de sinal contínuo). Seu diagrama é mostrado na Figura 9-9.
FIGURA 9-9 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM INTEGRADOR INVERSOR COM OPERACIONAL
R
vo
vi iR iC
i = 0
vd = 0
malha de entrada malha de saída
X
vC
69
A equação LKT da malha de entrada é: + vi@ iRBR@ vd = 0[ iR =vi@ vd
Rffffffffffffffffffff= vi@ 0
Rffffffffffffffff
[ iR =vi
Rffffff.
Para a malha de saída: + vo + vC@ vd = 0[ vo = vd@ vC[ vo =@ vC =@1
CffffBZ iC t
` adt .
Aplicando a LKC ao nó X: + iR@ i@ iC = 0[ iC = iR =vi
Rffffff. Substituindo na equação anterior:
vo =@1
CffffBZ vi t
` a
Rfffffffffffffdt[ vo =@
1
RBCfffffffffffffff
BZ vi t` a
dt (EQUAÇÃO 9-6).
O produto R×C é chamado de constante de tempo de integração do circuito.
EXEMPLO 9-3: NO INSTANTE t = 0, O CIRCUITO ABAIXO RECEBE O SINAL DE ENTRADA REPRESENTADO PELO
GRÁFICO. SUPONDO QUE A TENSÃO DE ALIMENTAÇÃO DO OPERACIONAL SEJA DE +/-15 V, CALCULAR O TEMPO
NECESSÁRIO PARA QUE A SAÍDA CHEGUE À SATURAÇÃO.
CIRCUITOS PRÁTICOS PARA INTEGRADORES
O resultado obtido para o exemplo numérico anterior mostra que uma vez alcançada a saturação
da saída do integrador tal situação perdurará até que um sinal de polaridade contrária à do sinal original
seja aplicado à entrada. Mesmo que não se atinja a saturação da saída, caso um novo sinal de entrada
seja aplicado, a integração se dará a partir da condição estabelecida pelo sinal de entrada anterior, isto é,
o sinal de saída anterior atua como constante de integração para o novo sinal de entrada. Tal situação
configura um “efeito memória” do circuito, o que nem sempre é desejável.
Além disso, os integradores possuem a tendência à saturação quando operam com sinais DC ou
de baixa frequência. Enxergando o capacitor em termos de sua reatância e, desse modo, analisando o
circuito como se fosse um amplificador inversor, seu ganho seria dado por: Av =@XC
Rfffffff, onde XC é a
reatância capacitiva do capacitor, que vale XC =1
2BπB fBCfffffffffffffffffffffffffffffff, sendo f a frequência do sinal aplicado ao
circuito. Em baixas frequências, a reatância capacitiva terá valor bastante elevado, aumentando o
módulo do ganho e levando à saturação do sinal de saída.
R 100 KΩ
vo
vi
+VCC
-VEE
C = 0,22 µF vi (mV)
t (s)
10
0
70
Para minimizar essas características indesejáveis, utiliza-se um resistor RF em paralelo com o
capacitor, conforme a Figura 9-10.
FIGURA 9-10 – CIRCUITO PRÁTICO DE INTEGRADOR COM OPERACIONAL
Com a inclusão do resistor RF, o ganho de tensão do circuito enxergado como um amplificador
inversor passa a ser: Av =@
XCBRF
XC + RFfffffffffffffffffffffffff
Rffffffffffffffffff. Assim, para XC infinito (o que ocorre na frequência 0), Av =@
RF
Rffffffff.
Em baixas frequências, o resistor RF reduz a impedância de realimentação e seu efeito é
praticamente nulo em altas frequências, nas quais a reatância capacitiva em paralelo tem valor reduzido.
Além disso, o capacitor pode se descarregar através de RF durante os intervalos entre as aplicações de
diferentes sinais de entrada. Isso reduz o “efeito memória”. Para um bom desempenho do circuito, o
valor do resistor RF deve estar entre dez e cem vezes o valor de R. Isso proporcionará um ganho de
tensão com valor máximo entre 10 e 100 (em módulo).
Caso seja necessária uma rápida descarga nos intervalos entre duas integrações consecutivas,
eliminando-se praticamente todo o “efeito memória”, deve-se incluir no circuito uma chave analógica que
descarregue o capacitor em resposta a um sinal de comando. Essa técnica é conhecida como “reset”. A
Figura 9-11 mostra um circuito integrador no qual um MOSFET é usado para a realização do reset. A
razão para o uso de um MOSFET, e não de um transistor bipolar, é a característica bidirecional de
condução do primeiro, que permite descarregar o capacitor qualquer que seja a polaridade da tensão nele
armazenada. A cada pulso positivo aplicado ao gate do NMOS, ele conduz fortemente, descarregando o
capacitor.
FIGURA 9-11 – CIRCUITO INTEGRADOR COM MOSFET PARA A DESCARGA DO CAPACITOR
R
vo
vi
C
RF
pulsos de reset
R
vo
vi
C
RF
71
AMPLIFICADOR DIFERENCIADOR INVERSOR
Trata-se de um circuito cujo sinal de saída tem valor proporcional à derivada do sinal de entrada
em relação ao tempo, com a fase invertida. Seu diagrama é mostrado na Figura 9-12.
FIGURA 9-12 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM DIFERENCIADOR INVERSOR COM OPERACIONAL
A equação LKT da malha de entrada é: + vi@ v C@ vd = 0[ vi = v C@ vd[ vi = v C .
Para a malha de saída: + vo + iRBR@ vd = 0[ iR =vd@ vo
Rffffffffffffffffffffff= 0@ vo
Rffffffffffffffffff
[ iR =@vo
Rffffffff.
Aplicando a LKC ao nó X: + iC@ i@ iR = 0[ iR = iC@ i[ iC = iR =@vo
Rffffffff. Lembrando que vi = vC
e
iC t` a
= CBdvC t
` a
dtfffffffffffffffff
, CBdvi t` a
dtffffffffffffffff= @
vo
RFffffffff[ vo =@RBCB
dvi t` a
dtffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 9-7).
De forma análoga aos integradores, os circuitos diferenciadores também apresentam tendência à
saturação. Neste caso, essa tendência se manifesta quando o circuito opera com sinais de alta frequência.
Enxergando o capacitor em termos de sua reatância e, desse modo, analisando o circuito como se fosse
um amplificador inversor, seu ganho de tensão seria dado por: Av =@R
XC
fffffff. Para altas freqüências, a
reatância capacitiva tende a zero e o ganho de tensão tende ao infinito. Para minimizar esse problema,
coloca-se um resistor RI em série com o capacitor de entrada, de acordo com a Figura 9-13. O valor de RI
deve ficar entre 0,01 × R e 0,1 × R, o que proporciona um ganho de tensão máximo entre 10 e 100 (em
módulo), nas altas frequências.
FIGURA 9-13 – CIRCUITO PRÁTICO DE DIFERENCIADOR COM OPERACIONAL
vo
R vi iC iR
i = 0
vd = 0
malha de entrada malha de saída
X C
vC
RI
vo
R
vi
C
72
CONVERSORES DE SINAL
No processamento eletrônico de informações, muitas vezes é necessário realizar conversões de
uma grandeza elétrica para outra (corrente para tensão, tensão para corrente, frequência para tensão,
tensão para frequência, etc.). Dentre as diversas técnicas empregadas para esse fim, a utilização de
amplificadores operacionais ocupa lugar de destaque. Veremos nessa seção alguns circuitos com OPAMP
usados na conversão de sinais.
CONVERSOR DE CORRENTE PARA TENSÃO
O exemplo mais simples de conversor de corrente para tensão é um resistor, que obedece à lei de
Ohm V = RBI` a
. No entanto, como componente passivo, um resistor apresenta inconvenientes ao
realizar essa conversão, sendo que o principal é ter sua eficiência influenciada pela resistência interna da
fonte de corrente de entrada. A Figura 9-14 ilustra esse inconveniente com valores numéricos. De
forma proposital, foi atribuído um valor relativamente baixo à resistência interna da fonte de corrente, de
modo a tornar mais clara a limitação do circuito.
FIGURA 9-14 – INFLUÊNCIA DA RESISTÊNCIA INTERNA DE UMA FONTE DE CORRENTE
Como se pode observar, no primeiro caso a tensão sobre a resistência de carga RL é
aproximadamente 10% menor que a esperada (9,1 V em vez de 10 V). No segundo caso, esse erro é de
50% (50 V em vez de 100 V). Conclui-se que, quanto menor o valor da resistência interna ri da fonte de
corrente em relação à resistência de carga RL, maior será o erro cometido na conversão.
Com a utilização de um amplificador operacional, é possível obter um conversor de corrente para
tensão cuja resistência de carga seja virtualmente nula, minimizando a influência da resistência interna
da fonte de corrente. Tal circuito é ilustrado na Figura 9-15.
FIGURA 9-15 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM CONVERSOR CORRENTE-TENSÃO
vo ≈ 9,1 V
iRL
I = 1 mA ri
100 KΩ
RL 10 KΩ
iri
FONTE DE CORRENTE
vo = 50 V
iRL
I = 1 mA ri
100 KΩ
RL 100 KΩ
iri
FONTE DE CORRENTE
I
ri iri = 0
FONTE DE CORRENTE
vo
R
vR I iR = I
i = 0
vd = 0
malha de saída
X
73
A equação LKT da malha de saída: + vo + iRBR@ vd = 0[ vo =@ iRBR + vd[ vo =@ iRBR .
Aplicando a LKC ao nó X: + I@ i@ iR = 0[ iR = I@ i[ iR = I . Logo: vo =@ IBR .
Assim, a tensão de saída é diretamente proporcional à corrente de entrada, que é a corrente
nominal da fonte.
Os conversores de corrente para tensão também são conhecidos como amplificadores de
transresistência ou amplificadores de transimpedância.
EXEMPLO 9-4: UM SENSOR PRODUZ UM SINAL DE CORRENTE ENTRE 4 E 20 mA, CORRESPONDENTE AOS VALORES
MÍNIMO E MÁXIMO DA GRANDEZA MEDIDA. PROJETAR UM CIRCUITO USANDO OPAMPs IDEAIS PARA FAZER A
INTERFACE ENTRE ESSE SENSOR E A ENTRADA ANALÓGICA DE UM CLP (ENTRE 0 E 5 V).
CONVERSOR DE TENSÃO PARA CORRENTE
Da mesma forma como observado em relação aos conversores de corrente para tensão, o
dispositivo mais simples para realizar a conversão de tensão para corrente é um resistor, com
inconvenientes semelhantes aos analisados no caso anterior. A Figura 9-16 mostra um circuito para
fazer essa conversão utilizando um amplificador operacional.
FIGURA 9-16 – CONVERSOR DE TENSÃO PARA CORRENTE USANDO OPAMP
A equação LKT da malha de entrada é: + vi@ vd@ iRIBRI = 0[ iRI =vi@ vd
RIffffffffffffffffffff= vi@ 0
RIffffffffffffffff
[ iRI =vi
RIffffff.
Equação LKC do nó X: + iRL@ i@ iRI = 0[ iRL = iRI@ i = iRI@ 0[ iRL = iRI[ iRL =vi
RIffffff
(EQUAÇÃO 9-8).
Como se vê, a corrente na resistência de carga RL independe do valor dessa última e é
diretamente proporcional ao valor da tensão de entrada vi.
vi
iRL RL
iRI = iRL i = 0
vd = 0
malha de entrada
X
RI
74
O circuito da Figura 9-16 apresenta alguns problemas. Um deles é que, uma vez que a corrente na
resistência de carga é fornecida pelo amplificador operacional, seu valor será limitado pela capacidade do
dispositivo. Para um OPAMP 741, por exemplo, a máxima corrente é de 20 mA. Para aumentar a
capacidade de corrente são utilizados transistores, como nos circuitos mostrados na Figura 9-17.
FIGURA 9-17 – CONVERSORES TENSÃO-CORRENTE COM TRANSISTOR BIPOLAR
O circuito da esquerda possui a resistência de carga “flutuante”, ou seja, não conectada ao “terra”.
Como a corrente “sai” da resistência de carga RL e depois “entra” no conversor, esse tipo de conversor é
chamado de “sink” (“ralo”). No circuito da direita, a resistência de carga está aterrada. A corrente “sai”
do conversor e depois “entra” na resistência de carga. Por isso, tal tipo de conversor é chamado de
“source” (“fonte”).
Nos dois casos, supondo que seja utilizado um OPAMP 741 e um transistor com hFE igual a 100, o
circuito pode drenar ou fornecer corrente de até 2 A. Os conversores de corrente para tensão também
são conhecidos como amplificadores de transcondutância ou amplificadores de transadmitância.
REGULADORES DE TENSÃO
A inclusão de amplificadores operacionais e de transistores bipolares ao circuito básico com diodo
Zener permite a implementação de reguladores de tensão muito mais eficazes. A Figura 9-18 apresenta
um exemplo de tal regulador.
FIGURA 9-18 – REGULADOR DE TENSÃO USANDO AMPLIFICADOR OPERACIONAL
RI
iRL ≈ iRI vi
+V
RL
T1
iRL ≈ iRI vi
+V
RL
RI
T1
T1 vi
(entrada não regulada)
R1
RZ
DZ R2
vo (saída
regulada)
75
A tensão de saída pode ser calculada pela expressão:
vo = VZB 1 +R1
R2fffffffff g
(EQUAÇÃO 9-9).
O divisor de tensão formado por R1 e R2 faz uma amostragem da tensão na saída do regulador.
Caso essa varie, o amplificador operacional varia a corrente de base do transistor de passagem T1 no
sentido oposto, de forma a neutralizar a variação inicial da tensão de saída.
O circuito do regulador de tensão pode ser aperfeiçoado com a inclusão de outro transistor, para
proporcionar proteção contra excesso de corrente na saída. A Figura 9-19 mostra essa modificação.
FIGURA 9-19 – REGULADOR DE TENSÃO COM PROTEÇÃO CONTRA SOBRECORRENTE
O resistor RSC deve ser dimensionado de tal forma que, nas condições normais (corrente na
resistência de carga dentro do limite), a tensão sobre ele, que é também a tensão entre base e emissor do
transistor T2, fique abaixo da tensão de limiar desse transistor (VRSC < 0,5 V). Assim, o transistor T2
estará cortado, e sua corrente de coletor (ICT2) será nula.
Caso a corrente iRL aumente, o transistor T2 entra em condução, e ICT2 deixa de ser nula,
“roubando” corrente da base do transistor de passagem T1. Com isso, a corrente de coletor desse
transistor (que é, basicamente, a corrente na resistência de carga) diminui, removendo-se o excesso de
corrente.
Circuitos como esse, acrescidos de elementos para proteção térmica são tão amplamente
utilizados que estão disponíveis na forma de circuitos integrados, cujos exemplares mais simples
possuem encapsulamento com apenas três pinos (entrada, “terra” e saída). Duas famílias populares de
CIs reguladores desse tipo são a 78XX (reguladores de tensão positiva em relação ao “terra”) e a 79XX
(reguladores de tensão negativa em relação ao “terra”). Em ambos os casos, “XX” representam dois
algarismos que indicam a tensão regulada na saída. Assim, o CI 7812 é um regulador para +12 V e o CI
7908 é um regulador para -9 V. A Figura 9-20 mostra o aspecto físico mais comum desses reguladores.
FIGURA 9-20 – ASPECTO FÍSICO E SÍMBOLO DE UM CI REGULADOR DE TENSÃO COM TRÊS TERMINAIS
T1 vi
R1
RZ
DZ R2
RSC
T2
iRL
vRSC =
VBET2
RL
iRSC ≈ iRL
IBT1
ICT2
vo
76
FILTROS ATIVOS
Filtros são circuitos que transferem para a saída os sinais de entrada cuja frequência esteja dentro
de uma faixa conhecida como faixa de passagem ou banda passante, e retêm os sinais cuja frequência
esteja fora dessa faixa. Os filtros necessariamente utilizam capacitores e/ou indutores, que são
componentes cujo comportamento é dependente da frequência de operação.
Quando a faixa de passagem vai de 0 a um determinado valor, o filtro é chamado de filtro passa-
baixas (FPB). Quando a faixa de passagem vai de um determinado valor até o infinito, o filtro é chamado
de filtro passa-altas (FPA). Quando a faixa de passagem fica localizada entre dois valores finitos e
maiores que zero, o filtro é chamado de filtro passa-faixa (FPF). Quando a faixa de passagem fica abaixo
de um valor mínimo e acima de um valor máximo, o filtro é chamado de filtro rejeita-faixa (FRF). A
curva de resposta típica de cada um desses filtros é mostrada na Figura 9-21, com os ganhos em decibéis
(dB). Em todos os casos, as linhas pontilhadas representam a curva de resposta ideal e as linhas
contínuas representam a curva de resposta real.
FIGURA 9-21 – CURVAS DE RESPOSTA DOS DIVERSOS TIPOS DE FILTRO
As frequências que delimitam a faixa de passagem são chamadas de frequências de corte. Nos
filtros que possuem duas frequências de corte (passa-faixa e rejeita-faixa), a menor é chamada de
frequência de corte inferior (fci ou fL - L de “low”) e a maior é chamada de frequência de corte
superior (fcs ou fH - H de “high”). Existe ainda um tipo de filtro que possui faixa de passagem infinita, e
que apenas introduz uma defasagem entre os sinais de entrada e saída – é o filtro passa-tudo (FPT).
Quando, além de componentes reativos, um filtro utiliza apenas resistores, ele é conhecido como
filtro passivo. Os filtros passivos são caracterizados por apresentar um sinal de saída com amplitude
menor do que a do sinal de entrada (ou, na melhor das hipóteses, com a mesma amplitude). Possuem,
portanto, ganho de tensão igual ou menor que a unidade (ou igual ou menor do que zero, se medido em
decibéis). Além disso, os filtros passivos apresentam baixa definição da faixa de passagem, isto é, a
transição entre as frequências aceitas ou rejeitadas pelo filtro é lenta. Essas limitações os tornam
inadequados para aplicações mais sofisticadas.
fL fH filtro passa-faixa
fL fH filtro rejeita-faixa
fH filtro passa-baixas
fL filtro passa-altas
77
A utilização de dispositivos com capacidade de amplificação possibilita o desenvolvimento de
filtros com ganho de tensão superior à unidade e com transição mais definida entre as faixas de passagem
e de rejeição. São os chamados filtros ativos. Os amplificadores operacionais são especialmente
adequados para a implementação desse tipo de filtros.
Dependendo principalmente dos requisitos quanto à definição entre as faixas de passagem e de
retenção, o projeto de filtros ativos pode atingir um nível de complexidade que foge ao escopo do
presente texto. Apresentam-se a seguir exemplos simples de diagramas dos diversos tipos de filtros
ativos com amplificadores operacionais e algumas de suas equações mais importantes. O conhecimento
prévio sobre circuitos RLC em regime senoidal e sobre amplificadores operacionais é suficiente para a
compreensão dos circuitos, de forma que não serão dadas maiores explicações.
FILTRO PASSA-BAIXAS ATIVO COM AMPLIFICADOR OPERACIONAL
O diagrama é mostrado na Figura 9-22.
FIGURA 9-22 – FILTRO ATIVO PASSA-BAIXAS NÃO-INVERSOR
O valor da frequência de corte fH e o valor do ganho máximo de tensão (na faixa de passagem, isto
é, para f < fH) são dados, respectivamente, pelas equações 9-10 e 9-11.
fH =1
2BπBRBCfffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 9-10) AvMÁX
= 1 +RF
RIffffffff
(EQUAÇÃO 9-11).
FILTRO PASSA-BAIXAS ATIVO COM AMPLIFICADOR OPERACIONAL
O diagrama é mostrado na Figura 9-23.
FIGURA 9-23 – FILTRO ATIVO PASSA-ALTAS NÃO-INVERSOR
vo
vi
RF
RI
C
R
vo
vi
RF
RI
C
R
78
O valor da frequência de corte fL e o valor do ganho máximo de tensão (na faixa de passagem, isto
é, para f > fL) são dados, respectivamente, pelas equações 9-12 e 9-13.
fL =1
2BπBRBCfffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 9-12) AvMÁX
= 1 +RF
RIffffffff
(EQUAÇÃO 9-13).
FILTRO PASSA-FAIXA ATIVO COM AMPLIFICADOR OPERACIONAL
O diagrama é mostrado na Figura 9-24.
FIGURA 9-24 – FILTRO ATIVO PASSA-FAIXA NÃO-INVERSOR
O valor das frequências de corte inferior fL, superior fH e o valor do ganho máximo de tensão (na
faixa de passagem, isto é, para fL < f < fH) são dados, respectivamente, pelas equações 9-14, 9-15 e 9-16.
f L =1
2BπBRIBCIfffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 9-14), fH =1
2BπBRFBCFfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 9-15), AvMÁX
= 1 +RF
RIffffffff
(EQUAÇÃO 9-16).
EXEMPLO 9-5: PROJETAR E DESENHAR O DIAGRAMA UM FILTRO PASSA-FAIXA ATIVO COM AMPLIFICADOR
OPERACIONAL QUE POSSUA GANHO DE TENSÃO IGUAL A 25 DENTRO DA FAIXA DE ÁUDIO-FREQUÊNCIA. A
AMPLITUDE MÁXIMA DO SINAL DE ENTRADA É DE 0,5 V.
vo
vi
RF
RI
CI CF
79
FILTRO REJEITA-FAIXA ATIVO COM AMPLIFICADOR OPERACIONAL
O filtro rejeita-faixa é o de projeto mais complexo. Uma maneira simples de implementá-lo é
através da subtração entre o sinal de entrada e a resposta de um filtro passa-faixa a esse mesmo sinal,
conforme esquematizado na Figura 9-25.
FIGURA 9-25 – MÉTODO PARA A IMPLEMENTAÇÃO DE UM FILTRO REJEITA-FAIXA
Uma das entradas do subtrator é a saída de um FPF, enquanto a outra é o próprio sinal a ser
filtrado. Desse modo, na saída do circuito global o sinal será mínimo dentro da faixa de passagem do FPF,
e máximo na sua faixa de rejeição. Conclui-se, portanto, que a função executada pelo circuito é a rejeita-
faixa.
No dimensionamento dos resistores R1 a R4 deve-se levar em conta que o sinal de entrada vi
recebe um determinado ganho ao passar pelo FPF antes de ser aplicado à entrada não-inversora do
subtrator, mas é aplicado diretamente à entrada inversora. Os valores dos resistores devem compensar
essa diferença.
OBSERVAÇÕES FINAIS SOBRE FILTROS ATIVOS
Configurações mais complexas de filtros ativos, que apresentam melhor desempenho, podem
utilizar múltiplas malhas de realimentação, combinando realimentação negativa e/ou positiva. Alguns
circuitos põem utilizar mais de um amplificador operacional, com vários estágios em sequência para que
se atinjam os requisitos de projeto.
Em suma, o projeto de filtros ativos é um tópico muito extenso, que foi abordado aqui apenas em
seus aspectos mais elementares.
R3
R4
R1
vo
R2
vi FILTRO
PASSA
FAIXA
AMPLIFICADOR SUBTRATOR
80
CAPÍTULO 10 - APLICAÇÕES NÃO-LINEARES DOS
AMPLIFICADORES OPERACIONAIS
As aplicações não-lineares são caracterizadas pela ausência de realimentação ou pela
utilização de realimentação positiva, que é obtida pela ligação entre a saída e a entrada não-inversora.
Eventualmente, a realimentação negativa pode ser utilizada nas aplicações não-lineares. Nesses casos,
utilizam-se componentes com características não-lineares na rede de realimentação e/ou a realimentação
negativa é utilizada em conjunto com a realimentação positiva.
Estudaremos nesse capítulo três categorias de aplicações não-lineares de amplificadores
operacionais: os comparadores de tensão, os amplificadores não-lineares e os retificadores ativos.
Num capítulo à parte, estudaremos também os osciladores.
COMPARADORES DE TENSÃO
Como o nome indica, tratam-se de circuitos cujo sinal de saída depende da relação entre os
valores de duas tensões aplicadas às suas entradas. A tensão na saída de um comparador proporciona
informação apenas qualitativa, ou seja, indica se uma tensão de entrada é maior ou menor do que a outra,
mas não dá nenhuma indicação sobre a magnitude da diferença entre elas.
É bastante comum que uma das tensões de entrada de um comparador tenha um valor conhecido,
que pode ser fixo ou ajustável – trata-se da tensão de referência (VREF). A outra entrada do
comparador recebe uma tensão variável cujo valor será comparado com a tensão de referência.
Os amplificadores operacionais possuem características que simplificam significativamente o
projeto de comparadores de tensão. A implementação básica de um comparador a partir de OPAMP é
mostrada na Figura 10-1.
FIGURA 10-1 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM COMPARADOR DE TENSÕES COM OPAMP
O princípio de funcionamento é muito simples: como se trata de um circuito sem realimentação
negativa, seu ganho de tensão será o ganho de tensão em malha aberta do operacional (idealmente
infinito). Logo, se houver qualquer diferença entre as tensões nas entradas inversora e não-inversora do
OPAMP, a saída estará saturada. Assim, caso a tensão de entrada vi seja superior à tensão de referência
vo
vi
+VCC
-VEE
VREF
81
VREF, a saída do OPAMP saturará positivamente (“para cima”) e será igual a +VCC. Caso a tensão de
entrada seja inferior à tensão de referência, a saída estará negativamente saturada (“para baixo”) e será
igual a -VEE.
No caso pouco provável de ambas as entradas terem exatamente o mesmo valor, o valor da tensão
de saída seria indeterminado, no caso de um OPAMP ideal, com ganho de tensão infinito em malha aberta.
No caso de OPAMPs reais, cujo ganho é finito, a tensão de saída seria determinada pelo offset do
operacional, sendo próxima a zero. Como a situação de absoluta igualdade entre as duas tensões é pouco
provável (a não ser em caso de curto-circuito entre as entradas), pode ser descartada na prática.
Desse modo, podemos considerar que os comparadores têm apenas dois valores possíveis de
tensão de saída: +VCC (nível “alto”) ou -VEE (nível “baixo”), sendo, portanto, circuitos com saída digital
(binária, para ser mais exato). Quando a tensão de referência tem valor 0, o comparador recebe o nome
especial de detetor de passagem por zero (DPZ).
O circuito acima possui como característica um sinal de saída com a mesma fase do sinal de
entrada, isto é, quando o sinal de entrada é superior ao nível de referência a saída tem nível “alto” e
quando o sinal de entrada é inferior ao nível de referência a saída tem nível “baixo”. Por esse motivo, o
circuito é chamado de comparador não-inversor ou seguidor. Caso seja necessário que o circuito tenha
um comportamento inversor, ou seja, nível baixo na saída quando a entrada for superior à referência e
nível alto quando a entrada for inferior à referência, basta aplicar a tensão referência à entrada não-
inversora do operacional e utilizar a entrada inversora como entrada do circuito. Um comparador
inversor é mostrado na Figura 10-2.
FIGURA 10-2 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM COMPARADOR INVERSOR
Seja o comparador seguidor ou inversor, em alguns casos é necessário que o módulo da tensão de
saída em nível “alto” seja diferente do módulo da tensão de saída em nível “baixo”. Para se conseguir
esse efeito, podem ser utilizados diodos Zener, como mostrado na Figura 190.
FIGURA 10-3 – COMPARADOR COM NÍVEIS DE TENSÃO DE SAÍDA COM MÓDULOS DIFERENTES
DZ1
vo
vi
+VCC
-VEE
VREF DZ2
RZ
vo
vi
+VCC
-VEE
VREF
82
EXEMPLO 10-1: NO CIRCUITO ABAIXO É UTILIZADO UM SENSOR DE TEMPERATURA QUE TEM A CARACTERÍSTICA
DE RESISTÊNCIA EM FUNÇÃO DA TEMPERATURA DADA PELA TABELA:
PERGUNTA-SE: A) QUAL DEVE SER O AJUSTE DO POTENCIÔMETRO PARA QUE OS DOIS LEDs ESTEJAM APAGADOS
QUANDO T = 80 °C? B) PARA T = 100 °C, QUAL DOS LEDs ESTÁ ACESO?
CIRCUITOS INTEGRADOS ESPECIAIS PARA USO COMO COMPARADORES
Os comparadores de tensão se caracterizam por um sinal de saída com variações bruscas entre os
dois valores de saturação. Desse modo, os operacionais utilizados para a implementação desse tipo de
circuito devem possuir excelentes características de slew rate, sob pena de terem seu desempenho
comprometido.
Por isso, embora OPAMPs comuns, como o 741, possam ser usados no projeto de comparadores,
os requisitos de slew rate típicos dessa aplicação exigem circuitos integrados especialmente designados
para essa função. Alguns exemplos desses circuitos integrados são as séries X39 (139, 239 e 339) e X11
(111, 211 e 311). Essas famílias de integrados têm saída do tipo open collector (coletor aberto), cujo
aspecto é mostrado na Figura 10-4.
vo
RB RA
POT
A B V
100 Ω 560 Ω
RSENSOR
RLED
+15 V
-15 V DZ2
LED1
LED2
83
FIGURA 10-4 – SAÍDA DO TIPO COLETOR ABERTO E LIGAÇÃO DO RESISTOR EXTERNO
Como se pode notar pela figura, os integrados com saída em coletor aberto só funcionam
corretamente se o terminal de saída for ligado a um potencial positivo +V através de um resistor externo
RPU, que é chamado de resistor de elevação ou resistor de pull up. Esse potencial positivo não é
necessariamente a tensão VCC que alimenta o integrado, podendo ser utilizado qualquer outro valor
positivo de tensão, desde que respeitados os limites particulares do integrado. Por esse motivo, os
integrados com saída em coletor aberto são muito utilizados como conversores de nível, podendo servir
de interface, por exemplo, entre famílias lógicas diferentes, como TTL e CMOS. Outra característica dos
integrados com saída em coletor aberto é a possibilidade de conexão entre saídas. Basta que todas elas
sejam ligadas ao mesmo resistor de pull up.
Os circuitos integrados da família X39 possuem quatro comparadores com saída em coletor
aberto, encapsulados numa única pastilha e tendo todos eles alimentação em comum. Uma vantagem
adicional dos comparadores desta família é dispensar a utilização de fonte de alimentação simétrica,
podendo ser alimentados a partir de fonte simples (+VCC e GND). A Figura 10-5 mostra a pinagem dos
comparadores da família X39. A diferença entre os diversos componentes da família (139, 239 e 339)
consiste nos limites de suas características elétricas, que, em geral, são mais próximas do ideal no 139 do
que nos demais.
FIGURA 10-5 – PINAGEM DOS CIRCUITOS INTEGRADOS DA FAMÍLIA X39
Outra família de circuitos integrados especialmente apropriados para uso em comparadores é a
X11 (111, 211 e 311). Essa família, além das características já mencionadas em relação à família X39,
possui terminais para o ajuste do offset e um terminal de controle, conhecido como strobe. Quando se
drena uma corrente de certa intensidade do terminal de strobe (tipicamente entre 3 mA e 5 mA) a saída
do comparador é levada ao nível “0”, independente das outras condições no circuito. No transistor de
saída dos integrados dessa família tanto o coletor como o emissor estão abertos. O funcionamento,
portanto, depende da conexão de ambos os terminais. Assim, há três diferentes formas de fazê-los
funcionar:
vo
saída
do CI
vo
saída
do CI
R P U
+V
84
Conectando um resistor de pull up entre o coletor aberto e um potencial positivo e conectando o
emissor aberto diretamente ao “terra” ou a um potencial negativo. Esse modo é semelhante ao
visto anteriormente para a família X39.
Conectando um resistor de pull down entre o emissor aberto e o “terra” ou um potencial negativo
e conectando o coletor aberto diretamente a um potencial positivo.
Conectando-se simultaneamente um resistor de pull up entre o coletor aberto e um potencial
positivo e um resistor de pull down entre o emissor aberto e o “terra” ou a um potencial negativo.
Uma diferença importante entre as famílias X39 e X11 é que, nesta última, cada pastilha possui
apenas um comparador, e não quatro. A Figura 10-6 mostra a pinagem da família X11 com seu diagrama
de blocos interno e uma aplicação (acionador de relé) em que se utiliza o terminal de strobe.
FIGURA 10-6 – PINAGEM DA FAMÍLIA X11 E CIRCUITO DE APLICAÇÃO USANDO O TERMINAL DE STROBE
Os terminais estão identificados na figura com os números dos rescpectivos pinos do circuito
integrado. Quando o pulso de strobe estiver em nível “1”, a saída irá para nível “0”, independente dos
valores de tensão nas entradas. Com isso, a bobina do relé é energizada e o contato se fecha. A função
do diodo reversamente polarizado é impedir a formação de uma alta tensão induzida nos terminais da
bobina do relé durante as transições no nível da tensão de saída. Essa alta tensão poderia danificar o
circuito integrado. O pino 5, que não aparece no desenho, é utilizado para balanço de offset, em conjunto
com o pino 6. Não se deve aterrar o terminal de strobe. Quando ele não for utilizado, a melhor opção é
deixá-lo desconectado.
DETETOR DE JANELA
Em algumas aplicações, é necessário saber se a tensão de um determinado ponto se encontra
dentro ou fora da faixa compreendida entre dois valores definidos, que chamaremos de LI (limite
inferior) e LS (limite superior). Nesses casos, utiliza-se uma variação do circuito comparador que é
conhecida como detetor de janela, onde “janela” significa a faixa de tensões compreendida entre os dois
limites. O diagrama típico de um detetor de janela utilizando comparadores da família X39 alimentados
com fonte simples é mostrado na Figura 10-7, bem como o gráfico do sinal de saída em função do sinal de
entrada.
OFFSET
OFFSET /
STROBE
SAÍDA
+VCC
-VEE / GND
vi-
vi+
EMISSOR
ABERTO2
vi
+VCC -VEE
R
vi 3 1
6
7
8 4
T1
LM 311
D1
RELÉ
Pulsos de
strobe
85
FIGURA 10-7– DIAGRAMA BÁSICO DE UM DETETOR DE JANELA E COMPORTAMENTO DO SEU SINAL DE SAÍDA
Supondo que o sinal de entrada seja inferior a LI, o comparador CP1 estará saturado para baixo
(saída aterrada, igual a GND). Como a saída do comparador CP2 está ligada com a saída do comparador
CP1, ela também é “arrastada” para baixo, ou seja, o aterramento da saída de CP1 causa o aterramento da
saída de CP2.
Se a tensão de entrada estiver dentro da janela, isto é, for superior a LI e inferior a LS, as saídas de
ambos os comparadores saturam para cima, resultando num sinal de saída e nível “alto” (com valor igual
a +V). No caso de um sinal de entrada com valor superior a LS, é a saída do comparador CP2 que satura
para baixo, fazendo com que o sinal de saída do circuito volte a zero. Note-se que a tensão positiva à qual
o resistor de elevação é ligado não precisa ser a mesma utilizada para a alimentação dos comparadores.
A ligação de duas ou mais saídas em coletor aberto por meio de um único resistor de elevação,
como realizado no circuito acima é chamada de “wired AND”. É um tipo de ligação característico em
todos os integrados com saída em coletor aberto.
Uma implementação de detetor de janela usando amplificadores operacionais com saída
convencional é mostrada na Figura 10-8. No exemplo é utilizado um CI 1458, que possui dois
amplificadores operacionais com alimentação comum, aceitando fonte simples.
FIGURA 10-8 – IMPLEMENTAÇÃO DE DETETOR DE JANELA USANDO OPERACIONAIS CONVENCIONAIS
Quando apenas uma das saídas de comparadores estiver em nível “0”, o diodo ligado a ela fica
reversamente polarizado, uma vez que a outra saída está em nível “1”. Assim, a saída em nível “0” fica
“isolada” e a tensão vo terá nível “1”. Conclui-se que a tensão de saída só estará em nível “0” se os
comparadores estiverem simultaneamente em nível “0”, o que ocorre quando a tensão de entrada está
dentro do intervalo entre LI e LS (note a sequência das entradas dos operacionais). Por isso, o
comportamento da tensão de saída é oposto ao do circuito visto anteriormente.
+V
LI LS
vo
vi
0
vo
vi
+VCC
+V
LI
R P U
LS
CP1
CP2
vi vo
LS
LI
+VCC
+VCC
LI LS
vo
vi
0
86
DETETOR PARA QUATRO NÍVEIS DE TENSÃO
FIGURA 10-9– DETETOR DE JANELA COM QUATRO NÍVEIS DE REFERÊNCIA
As tensões de referência são obtidas sobre por meio do divisor resistivo formado pelos resistores
R1 a R5. À medida que a tensão de entrada vi aumenta, os LEDs vão acendendo sequencialmente, de
baixo para cima. Quanto maior a tensão, maior o número de LEDs acesos. Caso seja necessário um
número maior de níveis de referência, basta adicionar outros comparadores ao circuito. Esse tipo de
sinalização é conhecido como bargraph.
DISPARADOR DE SCHMITT (SCHMITT TRIGGER)
Suponhamos que, num circuito detetor de passagem por zero, a tensão de entrada vi esteja sujeita
a um sinal de ruído. Nesse caso, a saída do circuito poderá mudar de estado indevidamente, como
indicado na Figura 10-10. Note-se que uma tensão de ruído da ordem de mV já será suficiente para
causar a operação inadequada do circuito.
RLED4
RLED3
RLED2
RLED1
R2
R3
R4
R5
+VCC
vi LED1
LED2
LED3
LED4
¼ X39
¼ X39
¼ X39
¼ X39 R1
Com uma combinação apropriada de comparadores, é possível implementar um circuito capaz de
fornecer uma indicação visual sobre a faixa de valores em que se a tensão de entrada. Aproveitando-se o
fato de que um integrado da família X39 possui quatro comparadores, um circuito capaz de discriminar a
posição do sinal de entrada entre quatro níveis de valores de referência é mostrado na Figura 10-9.
87
FIGURA 10-10 – TRANSIÇÕES ESPÚRIAS NA SAÍDA DE UM COMPARADOR, DEVIDAS À PRESENÇA DE RUÍDO
Lembrando que a saída do detetor de passagem por zero pode estar sendo utilizada, por exemplo,
para acionar um motor ou um alarme, é evidente que uma situação como essa é inaceitável, sendo
necessária uma providência para evitá-la.
Como solução para esse problema, acrescenta-se ao comparador uma realimentação positiva,
obtendo-se o circuito chamado de Schmitt trigger ou disparador de Schmitt, cujo diagrama é mostrado
na Figura 196. Deve-se ter cuidado para não confundi-lo com o amplificador não-inversor, que utiliza
realimentação negativa.
FIGURA 10-11 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM DISPARADOR DE SCHMITT
Como se pode notar, a rede de realimentação formada por R1 e R2 faz com que a tensão de
entrada e a tensão de saída tenham sempre a mesma polaridade. Isso tende a manter o estado da tensão
de saída. A realimentação positiva faz com que a saída do circuito esteja saturada (para cima ou para
baixo).
Suponhamos que a tensão de saída seja inicialmente igual a -VEE. A tensão na entrada não-
inversora do OPAMP é determinada pelo divisor de tensões formado por R1 e R2, ou seja:
vi+ =@VEEBR2
R1 + R2ffffffffffffffffffffffffff . Só ocorrerá uma mudança no valor da tensão de saída do circuito quando a tensão
na entrada inversora do OPAMP (que é a entrada do circuito) for menor (mais negativa) do que esse
valor. Quando isso acontece, a saída satura para +VCC e a tensão na entrada não-inversora do OPAMP
passa para vi+ = + VCCBR2
R1 + R2ffffffffffffffffffffffffff.
Assim, só ocorrerá uma nova alteração no valor da tensão de saída quando a tensão de entrada for
superior (mais positiva) que essa nova tensão na entrada não-inversora.
vi
0 t
faixa de
ruído
0 t
vo
+VCC
acionamentos indevidos
acionamento correto
vo
vi
R1
R2
+VCC
-VEE
88
Desse modo, para que ocorra transição no valor da tensão de saída do circuito, temos um limite
superior dado por LS VCCR
R R==== ++++ ××××
++++
2
1 2 (quando a tensão de saída é positiva), e um limite inferior dado
por LI VEER
R R==== −−−− ××××
++++
2
1 2 (quando a tensão de saída é negativa). Chamando a relação R
R R
2
1 2++++ de ββββ,
temos: LS = +VCC ×××× ββββ e LI = -VEE ×××× ββββ.
Como se pode concluir, o comportamento do circuito quando o sinal de entrada aumenta será
diferente de seu comportamento quando o sinal de entrada diminui. Essa característica é chamada de
histerese e é a responsável pela imunidade a ruídos do Schmitt trigger. A diferença LS - LI é chamada de
janela de histerese do circuito. O circuito é insensível a qualquer sinal aplicado à entrada cuja
amplitude esteja dentro da janela de histerese, ou seja, o estado da saída não muda a não ser que o valor
de pico do sinal de entrada seja superior à janela.
Essa característica confere ao circuito um grau de imunidade a ruídos é determinado pelo
projetista através da relação ββββ. A Figura 10-12, que mostra o comportamento do sinal de saída em
função do sinal de entrada, representa de forma gráfica a histerese do disparador de Schmitt.
FIGURA 10-12 – CURVA DE TRANSFERÊNCIA DE UM DISPARADOR DE SCHMITT
A curva de transferência mostra claramente que para determinar o valor do sinal de saída de um
disparador de Schmitt não é suficiente saber apenas o valor do sinal de entrada, mas o conhecimento do
valor anterior do sinal de saída também é necessário. Conclui-se, portanto, que esse circuito exibe
características de memória, com uma leve semelhança em relação ao estudado anteriormente sobre o
amplificador integrador inversor. A diferença fundamental é que, no caso dos disparadores de Schmitt
essa característica é desejável, ao contrário do que ocorre em relação aos integradores.
O disparador estudado acima tem característica inversora, ou seja, saída negativa para entrada
superior a LS e saída positiva para entrada inferior a LI. A Figura 10-13 mostra o diagrama, a curva de
transferência e as equações de um disparador de Schmitt não-inversor.
FIGURA 10-13 - DIAGRAMA, CURVA DE TRANSFERÊNCIA E EQUAÇÕES DE UM SCHMITT TRIGGER NÃO-INVERSOR
LS = βB+ VCC =R2
R1ffffffffBVCC
LI = βB@VEE =R2
R1ffffffffB@VEE
vo
vi R2 R1
+VCC
-VEE
X
vi
vo
+VCC
-VEE
LS LI
X vi
vo
+VCC
-VEE
LS LI
89
AMPLIFICADORES NÃO-LINEARES
Esses circuitos, da mesma forma que os amplificadores lineares abordados no capítulo anterior,
utilizam realimentação negativa com o objetivo de reduzir o ganho global do circuito. A diferença reside
na presença de elementos não–lineares na malha de realimentação, o que impede um relação direta de
proporcionalidade entre os sinais de entrada e saída.
Os amplificadores não-lineares permitem a realização de operações matemáticas mais complexas
do que as obtidas por meio de amplificadores lineares. Entre elas se encontram o logaritmo, a
exponencial, a multiplicação ou divisão de dois sinais e a radiciação. Examinaremos dois tipos de
amplificadores não-lineares: o amplificador logarítmico e o amplificador exponencial.
AMPLIFICADOR LOGARÍTMICO
Como o nome indica, trata-se de um circuito cujo sinal de saída é proporcional ao logaritmo do
sinal de entrada, em geral o logaritmo natural ou neperiano (de base e). Tais amplificadores são bastante
úteis em processamento de sinais. O diagrama básico de um amplificador inversor logarítmico utilizando
amplificador operacional é mostrado na Figura 10-14.
FIGURA 10-14 – DIAGRAMA BÁSICO DE UM AMPLIFICADOR LOGARÍTMICO COM OPERACIONAL
Aplicando os princípios básicos de análise de circuitos com amplificadores operacionais, é
possível obter a expressão do sinal de saída desse circuito. A equação LKT da malha de entrada é:
+ vi@ iRBR@ vd = 0[ iR =vi@ vd
Rffffffffffffffffffff= vi@ 0
Rffffffffffffffff
[ iR =vi
Rffffff.
Para a malha de saída: + vo + vD@ vd = 0[ vo = vd@ v D = 0@ v D[ vo =@ vD.
Aplicando a LKC ao nó X: + iR@ i@ iD = 0[ iD = iR@ i = iR@ 0[ iD = iR .
Como sabemos, a corrente que percorre um diodo diretamente polarizado é dada por:
iD = IsB evd
ηBVT
fffffffffffffffffffffffffff@1
d e
, onde Is é a corrente de saturação reversa do diodo. Desprezando-se a parcela -1
dentro dos parênteses: iD = IsBevD
ηBVT
ffffffffffffffffffff[
vi
Rffffff= IsBe
vD
ηBVT
ffffffffffffffffffff[
vi
RB Isfffffffffffffff= e
vD
ηBVT
ffffffffffffffffffff[ ln
vi
RB Isfffffffffffffffh
j
i
k=vD
ηBV T
ffffffffffffffffff[
[ lnvi
RB Isfffffffffffffffh
j
i
k=@ vo
ηBV T
ffffffffffffffffff[ vo =@ηBV TB ln
vi
RB Isfffffffffffffffh
j
i
k[ vot@ 0,052B lnvi
RB Isfffffffffffffffh
j
i
k (EQUAÇÃO 10-1).
R
vo
vi iR iD
i = 0
vd = 0
malha de entrada malha de saída
X D
vD
90
O circuito pode ser aperfeiçoado substituindo-se o diodo por um transistor bipolar, como
mostrado na Figura 10-15. A presença do transistor, com suas propriedades amplificadoras, aumenta a
faixa de valores possíveis para o sinal de entrada do circuito.
FIGURA 10-15 – AMPLIFICADOR INVERSOR LOGARÍTMICO REALIMENTADO COM TRANSISTOR BIPOLAR
AMPLIFICADORES EXPONENCIAIS
Seu sinal de saída é proporcional a uma base (geralmente a base e) elevada ao sinal de entrada.
Lembrando que a exponencial é a operação inversa do logaritmo, é fácil compreender porque os
amplificadores exponenciais são também conhecidos como amplificadores antilogarítmicos. Fazendo
uma analogia entre os amplificadores integradores e diferenciadores (que também realizam operações
matemáticas inversas), podemos concluir que nos amplificadores exponenciais existe uma inversão dos
elementos de entrada e de realimentação, quando comparados com os amplificadores logarítmicos. Isso
pode ser visto nos diagramas da Figura 10-16.
FIGURA 10-16 – DIAGRAMAS BÁSICOS DE AMPLIFICADOR EXPONENCIAL COM OPERACIONAL
É evidente que os circuitos analisados, tanto para o amplificador logarítmico quanto para o
exponencial, só realizam as operações adequadamente para sinais de entrada positivos. Um sinal de
entrada negativo causaria a polarização reversa do diodo ou do transistor, o que resultaria na saturação
do sinal de saída. Assim, a operação com um sinal de entrada negativo, requereria a troca da polaridade
do diodo ou do tipo de transistor utilizado. Além disso, as expressões para os sinais de saída contêm
termos como Is, VT e ηηηη, que dependem do tipo de componente utilizado e/ou da temperatura.
Para minimizar esses problemas e facilitar a implementação de circuitos mais precisos, versáteis e
independentes da temperatura, os fabricantes de circuitos integrados disponibilizam chips que realizam
tanto a operação de logaritmo quanto a de exponenciação, aceitando sinais de qualquer polaridade e
permitindo o uso combinado dessas operações. Como exemplos desses chips temos o AD538, da Analog
Devices e o 4127, da Burr-Brown.
vo
vi R
T1
vo =@RB IsBevi
ηBVTfffffffffffffffffffff
vi
R
D
vo
vi T1
R
91
RETIFICADORES ATIVOS
Como sabemos, a tensão mínima para que ocorra uma condução efetiva de corrente numa junção
PN diretamente polarizada, conhecida como tensão de limiar (Vγγγγ), é da ordem de 500 mV (silício) ou
200 mV (germânio). Isso significa que os diodos somente permitem a condução para níveis de tensão
superiores a esse valor.
Para a maior parte das aplicações de diodos, o valor de Vγγγγ é muito pequeno em relação ao valor de
pico da tensão a ser retificada, e o diodo pode ser considerado ideal. No entanto, se for necessária a
retificação de tensões com amplitudes na ordem de mV, o uso de diodos comuns pode se tornar inviável,
ou mesmo impossível. A Figura 10-17 ilustra o problema, supondo a utilização de um retificador de
meia-onda com diodo de silício para três diferentes amplitudes de sinal de entrada.
FIGURA 10-17 – EFEITO DA TENSÃO DE LIMIAR DE UM DIODO SOBRE OS SINAIS RETIFICADOS
A figura mostra claramente que quanto menor a amplitude do sinal a ser retificado, maior é a
influência da tensão de limiar do diodo, chegando-se ao ponto em que o sinal de saída do retificador pode
ser nulo, devido à pequena amplitude do sinal de entrada.
Tal problema pode ser significativamente minimizado combinando-se os diodos semicondutores
com amplificadores operacionais, dando origem aos circuitos conhecidos como retificadores ativos ou
retificadores de precisão.
O funcionamento desses circuitos se baseia na divisão a tensão de limiar do diodo pelo ganho de
tensão em malha aberta do amplificador operacional, o que possibilita a retificação de tensões com
amplitudes da ordem de microvolts. Tomando como exemplo um diodo de silício, com tensão de limiar
de 0,5 V e um amplificador operacional 741 com ganho ganho de tensão em malha aberta de pelo menos
200000, a amplitude mínima de um sinal passível de ser processado por um retificador ativo formado por
esses dois componentes seria:
viMÍN
=Vγ
Aofffffffffff= 0,5
200B103
ffffffffffffffffffffffffffffffffff[ vi
MÍN= 2,5 µV .
Considerando-se o amplificador operacional como ideal (ganho em malha aberta infinito), o
retificador ativo seria capaz de processar sinais de qualquer amplitude, sendo limitado apenas pelas
tensões de alimentação do amplificador operacional.
Veremos a seguir os diagramas de retificadores ativos de meia-onda e de onda completa, bem
como o de um circuito derivado desses primeiros e conhecido como detetor de pico.
1 volt
0,4 volts
92
RETIFICADOR ATIVO DE MEIA-ONDA
A Figura 10-18 mostra o diagrama de um retificador ativo de meia-onda. Como é possível
perceber, trata-se de um seguidor de tensão em cuja rede de realimentação foi inserido um diodo.
FIGURA 10-18 – DIAGRAMA DE UM RETIFICADOR ATIVO DE MEIA-ONDA
Para tensões de entrada negativas, a saída voA do operacional (que não é a saída vo do circuito)
satura para baixo, polarizando reversamente o diodo e fazendo com que a tensão de saída do circuito seja
igual a zero.
Para tensões de entrada positivas, a tendência seria a saturação da saída voA do OPAMP “para
cima”, o que contribuiria para polarizar diretamente o diodo D, permitindo a condução. Supondo que o
amplificador operacional é real (ganho em malha aberta Ao finito), valem as relações:
vo = voA@vD (1); voA = AoB vi@vo` a
(2). Substituindo (2) em (1): vo = AoB vi@vo` a
@vD (3). A partir
da expressão (3): vo = AoBvi@AoBvo@vD[ vo + AoBvo = AoBvi@vD[ voB 1 + Ao` a
= AoBvi@vD[
[ vo = viBAo
1 + Aofffffffffffffffffff
@vD
1 + Aofffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 10-2).
A segunda parcela do lado direito da equação acima mostra claramente o efeito do amplificador
operacional sobre a tensão no diodo. Considerando o diodo ideal (ganho Ao infinito), a equação acima se
reduz a vo = vi. Obviamente, a polaridade do diodo pode ser invertida, e o sinal de saída terá apenas os
semiciclos negativos.
O fato de que o circuito opera em malha aberta em um dos semiciclos da tensão de entrada causa
problemas na retificação de sinais de baixa amplitude, devido ao tempo de recuperação reversa do diodo.
A Figura 10-19 mostra uma versão aperfeiçoada do retificador ativo de meia-onda, com a inclusão de
componentes para minimizar o problema citado anteriormente.
FIGURA 10-19 – DIAGRAMA APERFEIÇOADO DE RETIFICADOR ATIVO DE MEIA-ONDA
vi
D vo
vD
voA
D2 vo
D1
R2
vi R1
93
O diodo D1 conduz quando a saída do operacional satura para baixo, impedindo a operação em
malha aberta. Para que não se introduza um ganho de tensão da entrada para a saída, é necessário que
os resistores R1 e R2 tenham o mesmo valor numérico. A principal desvantagem deste circuito é o fato
de apresentar impedâncias de entrada e saída finitas (representadas, respectivamente, por R1 e R2). Isso
pode causar problemas de casamento de impedância com a fonte de sinal e/ou com a resistência de carga
do circuito. Tais problemas, contudo, podem ser resolvidos com o uso de seguidores de tensão.
RETIFICADOR ATIVO DE ONDA COMPLETA
Combinando-se um retificador ativo de meia-onda e um amplificador somador, conforme
mostrado na Figura 10-20, obtém-se um retificador ativo de onda completa. A figura mostra as formas
de onda nos pontos de interesse do circuito, supondo uma tensão de entrada senoidal.
FIGURA 10-20 – DIAGRAMA DE UM RETIFICADOR ATIVO DE ONDA COMPLETA
Para o correto funcionamento do circuito é necessário que R3 = R5 e R4 =R5
2ffffffffff. Assim sendo, do
ponto de vista do somador, o sinal de saída vo será dado por:
vo =@ v YBR5
R3ffffffff+ vXB
R5
R4ffffffffff g
[ vo =@ v Y + 2BvX
b c
[ vo =@ vi + 2BvX
b c
.
Como vX é a tensão de saída de um retificador ativo de meia-onda que permite a passagem apenas
das tensões negativas (note a polaridade dos diodos, que está oposta à do diagrama da Figura 10-19), nos
semiciclos positivos temos vX = -vi. Logo: vo =@ vi + 2BvX
b c
=@ vi + 2B @ vi` aB C
[ vo = vi.
Nos semiciclos negativos, a tensão no ponto X é nula. Lembrando que a tensão de entrada agora é
negativa: vo =@ vi + 2BvX
b c
=@ @ vi + 2B0b c
[ vo = vi.
Devido à sua característica de apresentar um sinal de saída positivo qualquer polaridade do sinal
de entrada, esse circuito é também conhecido como circuito de módulo ou circuito de valor absoluto.
Invertendo-se a polaridade dos diodos, obtém-se na saída o simétrico do valor absoluto do sinal de
entrada.
D2
vo
D1
R2
vi R1
R4
R5 R3
X
vX
t
Y
vY = vi
t
vo
t
94
DETETOR DE PICO
Adicionando-se um capacitor à saída de um retificador ativo de meia-onda, como mostrado na
Figura 10-21, obtém-se um circuito capaz de armazenar na saída o máximo valor absoluto da
tensão aplicada à sua entrada – é o chamado detetor de pico. A figura apresenta também um hipotético
sinal de entrada e o correspondente sinal de saída, levando em conta o fato de que o diodo não é ideal.
FIGURA 10-21– DIAGRAMA BÁSICO E FORMAS DE ONDA DE UM DETETOR DE PICO COM OPAMP
O capacitor se carrega com o valor de pico positivo da tensão de entrada e, como está ligado a uma
carga de alta impedância, por um lado, e tem um diodo reversamente polarizado, por outro lado, não tem
caminho através do qual possa se descarregar e permanece com esse valor de tensão até que seja
aplicado à entrada do circuito um sinal com amplitude maior.
Caso seja necessário que o circuito alimente uma carga de baixa impedância, que possibilitaria
uma rápida descarga do capacitor e o consequente mau funcionamento do circuito, deve-se colocar um
seguidor de tensão entre o capacitor e a carga, como na Figura 10-22. Desse modo, consegue-se eliminar
a influência da baixa impedância da carga sobre a tensão armazenada no capacitor.
O MOSFET colocado em paralelo com o capacitor serve para forçar a sua descarga quando se faz
necessário preparar o circuito para um novo período de amostragem. Para tanto, basta aplicar um sinal
conveniente ao gate base do transistor para levá-lo à condução e fazer um curto-circuito entre as
armaduras do capacitor, causando a sua descarga. Esse processo, semelhante ao já estudado para o
amplificador integrador, é chamado de reset. Para um bom desempenho de um circuito detetor de pico, o
capacitor utilizado deve ter características de baixa corrente de fuga.
FIGURA 10-22 – DETETOR DE PICO COM BUFFER DE SAÍDA E CIRCUITO DE RESET
Os circuitos usados acima são adequados apenas para sinais de entrada contínuos (sem inversão
de polaridade ao longo do tempo). Para sinais de entrada alternados, o detetor de pico deve ser
implementado a partir de um retificador ativo de onda completa. Assim, será armazenado na saída o
maior valor absoluto da tensão de entrada durante o intervalo de amostragem.
vi
D
vo C R L
vi vo
t
pulsos de reset
vi
D vo
C
R L
95
CAPÍTULO 11 – OSCILADORES COM CIRCUITOS INTEGRADOS
Osciladores são circuitos que possuem a propriedade de fornecer um sinal de saída periódico,
sem a necessidade de aplicação de qualquer sinal à sua entrada. Em outras palavras, os osciladores são
geradores de sinais. Obviamente, a energia para a geração desses sinais provém da fonte DC que
alimenta o circuito.
Os osciladores são circuitos com as mais variadas aplicações. Nos circuitos digitais sequenciais,
servem como base de tempo (“clock”), coordenando a operação do sistema; em circuitos de áudio, como
os sintetizadores, são responsável pela geração de sons; em sistemas de radiofrequência, permitem a
transmissão e recepção de informações; etc.
Os osciladores podem ser classificados duas categorias:
Osciladores Harmônicos → São basicamente amplificadores realimentados positivamente que
possuem ganho em malha fechada unitário num determinado valor de frequência (que será a
frequência de oscilação). Nesse tipo de osciladores, o elemento ativo (amplificador) permanece,
em geral, em sua região linear de operação. Sua frequência de oscilação é determinada por um
circuito RLC que constitui sua rede de realimentação. Eventualmente, pode ser utilizado um
cristal piezoelétrico para determinar a frequência com maior precisão. Os osciladores
harmônicos produzem sinal de saída senoidal.
Osciladores de Relaxação → São circuitos que utilizam elementos biestáveis (um disparador de
Schmitt, por exemplo) em conjunto com elementos reativos (indutores ou, no caso mais comum,
capacitores). A partir da energização e desenergização sucessivas do elemento reativo, o
elemento biestável, que opera em sua região não-linear, é levado consecutivamente de um estado
para o outro, o que caracteriza um processo oscilatório. Amplificadores com forte grau de
realimentação positiva também operam como osciladores de relaxação. Os osciladores de
relaxação produzem sinais dente-de-serra, quadrados, pulsos, etc., dependendo do circuito
utilizado e do ponto do circuito adotado como saída.
Apesar da classificação acima, é possível, por meio de artifícios, obter formas de onda senoidais a
partir de osciladores de relaxação ou formas de onda não-senoidais a partir de osciladores harmônicos.
Qualquer dispositivo eletrônico que possua características amplificadoras, ou que possua e sua
curva característica uma região de resistência dinâmica negativa, pode ser utilizado na implementação de
osciladores. A facilidade de se estabelecer com precisão o ganho de tensão em circuitos que possuem
OPAMPs como elementos ativos faz com que esses dispositivos sejam especialmente apropriados para
esse tipo de aplicação, desde que as frequências de oscilação se situem dentro de sua faixa útil (para os
amplificadores operacionais mais comuns, na ordem de dezenas de KHz).
Neste capítulo serão abordados exclusivamente osciladores harmônicos e de relaxação utilizando
OPAMPs e o circuito integrado 555 como elementos ativos.
96
OSCILADORES HARMÔNICOS
Para compreender o princípio de funcionamento dessa classe de osciladores, examinemos o
diagrama de blocos mostrado na Figura 11-1, onde aparecem os dois elementos que constituem um
oscilador harmônico: o amplificador básico, com ganho de tensão Av, e a rede de realimentação
passiva, com ganho de tensão ββββf.
FIGURA 11-1 – PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO DE UM OSCILADOR HARMÔNICO
O sinal de saída do amplificador básico serve como sinal de entrada para a rede passiva, ou seja:
vY = ββββf ×××× vo. Assim, caso o ganho de tensão da rede de realimentação seja exatamente igual ao inverso
do ganho de tensão do amplificador básico βf =1
Avffffffffffff g
, é óbvio que o sinal de saída da rede terá exatamente
o mesmo valor do sinal de entrada do amplificador.
Se, além de ter a mesma amplitude do sinal de entrada do amplificador, o sinal de saída da rede de
realimentação tiver também a mesma fase, a chave S pode passar instantaneamente da posição X para a
posição Y e manter o sistema estável. O sinal de saída vo continua inalterado, mesmo na ausência da
fonte de sinal de entrada vi. Temos assim um circuito que fornece um sinal de saída sem a necessidade
da aplicação de um sinal de entrada, ou seja, um oscilador. Não se trata, é claro, de um “moto contínuo”,
pois a energia que sustenta o funcionamento do circuito é suprida pela(s) fonte(s) DC de alimentação
do(s) elemento(s) ativo(s).
O sistema opera num equilíbrio instável. Se o produto ββββf ×××× Av for inferior à unidade, o sinal na
saída da rede será inferior ao sinal de entrada originalmente aplicado, dando origem a um sinal ainda
menor na saída da rede e assim por diante, resultando numa rápida interrupção da oscilação. Se, por
outro lado, o produto ββββf ×××× Av for superior à unidade, os sinais vão atingindo amplitudes cada vez
maiores, o que leva rapidamente a saída à saturação. A Figura 11-2 ilustra essas situações.
AMPLIFICADOR
BÁSICO
GANHO Av
REDE DE REALIMENTAÇÃO
GANHO ββββf vi
S
X Y
vo
97
FIGURA 11-2 – EFEITO DO PRODUTO DOS GANHOS SOBRE O SINAL DE SAÍDA DO OSCILADOR HARMÔNICO
A figura mostra que quando o produto dos ganhos é inferior à unidade a oscilação não se mantém.
Se, por outro lado, for superior à unidade, a amplitude do sinal de saída aumenta até atingir a região não-
linear de operação do elemento ativo, distorcendo a forma de onda, que deixa de ser senoidal. Assim, a
condição para uma operação ótima é que ββββf ×××× Av = 1, com defasagem nula. Essa condição é conhecida
como critério de Barkhausen. Na prática, para compensar as perdas sempre presentes num circuito
real, é necessário que o produto seja ligeiramente superior à unidade.
Na prática, não é necessário aplicar uma fonte de sinal à entrada de um oscilador harmônico para
dar início às suas oscilações. O estímulo inicial para as oscilações é dado pelo ruído térmico associado a
qualquer dispositivo eletrônico. Esse ruído possui banda passante praticamente infinita, de forma que
abrange, certamente, a frequência de oscilação do circuito. A rede de realimentação ββββf é composta por no
mínimo dois elementos reativos (capacitores e/ou indutores) e é a responsável, em última análise, pela
determinação da frequência de oscilação.
A amplitude do sinal de saída é determinada pela região linear de operação do(s) elemento(s)
ativo(s). Em circuitos em que o elemento ativo é o amplificador operacional, a amplitude será igual à
tensão de saturação do dispositivo (a tensão de alimentação, no caso ideal, e um valor um pouco menor,
no caso de componentes reais). Eventualmente, a amplitude do sinal de saída pode ser artificialmente
modificada pela adição de componentes especialmente designados para esse fim. Como consequência,
obtém-se também um controle sobre a amplitude das oscilações.
Estudaremos a seguir alguns circuitos de osciladores harmônicos que utilizam como componente
ativo o amplificador operacional.
R L
ββββf
ββββf
ββββf
Av
Av
Av
R L
vo t
vo t saturação
ββββf × Av < 1 (oscilações amortecidas até a extinção)
ββββf × Av > 1 (oscilações aumentando até a saturação)
ββββf × Av = 1 (oscilações estáveis) R L
vo t
98
OSCILADOR HARMÔNICO PONTE DE WIEN USANDO OPERACIONAL
A implementação mais simples de osciladores harmônicos com amplificadores operacionais é a
configuração conhecida como Ponte de Wien, cujo diagrama básico é mostrado na Figura 11-3.
FIGURA 11-3 – DUAS DIFERENTES REPRESENTAÇÕES DO OSCILADOR PONTE DE WIEN BÁSICO COM OPAMP
A primeira representação realça a ponte de Wheatstone RC que dá nome ao circuito e a segunda
discrimina os dois blocos que compõem o oscilador: o amplificador básico, que é um amplificador não-
inversor com OPAMP, e a rede de realimentação, que é composta por duas seções RC. Como se pode
observar, o circuito utiliza tanto realimentação positiva (formada por R1, C1, R2 e C2), que irá
determinar a frequência de oscilação; como realimentação negativa (formada por R3 e R4), que serve
para determinar o ganho do amplificador básico.
Como o amplificador é do tipo não-inversor, ele não introduz no sinal de saída nenhuma
defasagem em relação ao sinal de entrada. Logo, para que o critério de Barkhausen seja satisfeito, é
necessário que, na frequência de oscilação, a rede de realimentação também não introduza nenhuma
defasagem no sinal. Para que isso ocorra, é necessário que os produtos dos componentes das duas
seções RC sejam iguais, ou seja: R1BC1 =R2BC2 . Em geral, faz-se R1 =R2 = R e C1 =C2 = C . A frequência
de oscilação pode ser calculada pela expressão:
fo =1
2BπB R1BC1BR2BC2qwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 11-1). Se R1 =R2 = R e C1 =C2 = C , fo =1
2BπBRBCffffffffffffffffffffffffffffffffffff
.
Nessa frequência, o ganho da rede de realimentação vale: β =1
3fffff. Assim, para cumprir o critério
de Barkhausen, é necessário que o ganho do amplificador seja igual a 3. Logo:
Av = 1 +R3
R4
fffffff= 3[R3
R4
fffffff= 2[R3 = 2BR4 (EQUAÇÃO 11-2).
Os osciladores Ponte de Wien tendem a ser muito instáveis, gerando uma senóide com amplitude
variável, o que pode levar à interrupção das oscilações (pela redução do ganho do amplificador) ou à
saturação e consequente distorção do sinal gerado (pelo aumento do ganho do amplificador).
vo
+VCC
-VEE
R3
R4
R1
R2
C1
C2
vo
+VCC
-VEE C2
C1 R1
R2 R3
R4 AMPLIFICADOR
BÁSICO – GANHO:
AV = 1 +R3
R4ffffffffff
REDE DE DEALIMENTAÇÃO RC PASSIVA
99
Essas variações no ganho de tensão podem ocorrer pela não-linearidade do elemento ativo, pela
variação das características dos componentes com a temperatura ou pelo seu envelhecimento natural.
Para minimizar essa tendência e estabilizar a amplitude do sinal gerado por esse tipo de oscilador, é
necessário introduzir no circuito algum tipo de resistência não-linear, que se encarrega de modificar o
valor do ganho do amplificador quando ocorre variação na amplitude das oscilações. Os diagramas da
Figura 11-14 ilustram duas possíveis soluções para esse problema.
FIGURA 11-4 – DIAGRAMAS DE OSCILADOR PONTE DE WIEN COM ESTABILIZAÇÃO DE AMPLITUDE
O princípio de funcionamento é simples: quando a amplitude do sinal de saída ultrapassa um
determinado valor (ganho do amplificador muito alto), um dos diodos conduzirá em cada semiciclo,
fazendo com que o resistor em paralelo com eles “desapareça” (por estar em paralelo com a baixa
resistência do diodo em condução). Isso causa a diminuição da resistência de realimentação do
amplificador e, em consequência, diminuem também o seu ganho de tensão do amplificador e a amplitude
do sinal de saída. Caso a amplitude do sinal de saída caia (ganho do amplificador muito baixo), o diodo
correspondente ao semiciclo corta, elevando o ganho e a amplitude do sinal. O ajuste do potenciômetro
modifica o ponto de equilíbrio, permitindo ajustar a amplitude do sinal de saída.
No circuito da esquerda, os três resistores e o potenciômetro utilizados na rede de realimentação
do amplificador devem ter o mesmo valor nominal.
Existem outras técnicas de estabilização além da mostrada na Figura 11-4. Pode ser utilizada na
rede de realimentação do amplificador básico uma resistência não-linear dependente da tensão aplicada
(em geral, uma lâmpada incandescente). Quando o ganho do amplificador varia, a variação resultante no
valor dessa resistência se encarrega de realizar a compensação. Outra técnica é a utilização de circuitos
de controle automático de ganho baseados em JFET.
Todas essas técnicas de estabilização podem ser utilizadas em qualquer tipo de oscilador
harmônico.
vo
+VCC
-VEE
C2
C1 R1
R2
P O T
R
R
R
D1 D2
vo
+VCC
-VEE
C2
C1 R1
R2
R3 P O T
D2
D1
100
OSCILADOR HARMÔNICO POR DESLOCAMENTO DE FASE (PHASE SHIFT)
Nesse tipo de osciladores senoidais, utiliza-se um amplificador do tipo inversor (saída
defasada de 180o em relação à entrada). Assim, para que o sinal de realimentação tenha a mesma fase do
sinal de entrada, a rede passiva de realimentação também precisa introduzir uma defasagem de 180° no
sinal de saída. A rede é composta por seções RC, cuja característica é introduzir uma defasagem inferior
a 90° no sinal aplicado à sua entrada. Desse modo, para se obter a defasagem necessária de 180°,
requerem-se no mínimo 3 seções RC na rede de realimentação. Os dois circuitos básicos de osciladores
phase shift com o número mínimo de seções na rede de realimentação são mostrados na Figura 11-5.
FIGURA 11-5 – DIAGRAMAS BÁSICOS DOS OSCILADORES POR DESLOCAMENTO DE FASE
Usando-se, como é mais comum, três resistores de igual valor R e três capacitores de igual valor C
na rede de realimentação, é possível demonstrar que, para o circuito da esquerda (conhecido como rede
defasadora passa-altas), a frequência de oscilação fo (aquela em que a defasagem introduzida pela rede
de realimentação será exatamente 180o) é dada pela equação:
fo =1
2BπBRBCB 6pwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 11-3).
Para o circuito da direita (rede defasadora passa-baixas), a frequência de oscilação vale:
fo =6pwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwww
2BπBRBCffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 11-4).
Ambas as equações levam em conta o efeito de “carregamento” que uma seção RC exerce sobre as
seções adjacentes. Quanto maior o número de seções RC, mais complexo e dispendioso será o circuito, e
maior será o valor da frequência de oscilação para os mesmos valores de R e de C. Por outro lado, com
maior número de seções, diminui o deslocamento de fase em cada seção, o que reduz a atenuação da rede
de realimentação. Assim, pode ser usado um amplificador básico com menor ganho. Outra vantagem de
um número maior de seções é o aumento da estabilidade da frequência de oscilação.
Da mesma forma que os osciladores do tipo Ponte de Wien, os osciladores phase shift são
adequados para a faixa de frequências que vai de alguns Hz a dezenas de KHz. Sua maior desvantagem é
a dificuldade para ajuste da frequência de oscilação, que requer a variação simultânea de pelo menos três
componentes.
C3
R2
C2 C1
R3
amplificador inversor
vo
R1
C1
amplificador inversor
vo
R1 R2 R3
C2 C3
101
OSCILADOR PHASE SHIFT UTILIZANDO AMPLIFICADOR OPERACIONAL
A Figura 11-6 apresenta o diagrama básico de um oscilador por deslocamento de fase usando
amplificador operacional. O circuito mostra a opção mais frequentemente utilizada: três seções, com
iguais valores de resistência e capacitância, e configurado com rede defasadora passa-altas.
FIGURA 11-6 – OSCILADOR PHASE-SHIFT COM AMPLIFICADOR OPERACIONAL
Para o circuito mostrado na figura, o terceiro resistor da rede de realimentação serve também
como resistor de entrada para o amplificador básico (esse resistor está “virtualmente” aterrado).
O ganho de tensão da rede de realimentação para esse circuito vale: β =@1
29fffffffff. Assim, para
garantir a oscilação, o ganho do amplificador básico deve ser: Av =1
βffffffff=@29. Como o amplificador
básico é um inversor: Av =@RF
Rfffffffffff=@29[RF = 29BR .
Na prática, deve-se utilizar uma resistência RF com valor um pouco superior ao obtido pela
equação acima, junto com alguma técnica de estabilização de amplitude para o sinal de saída (algumas já
foram apresentadas para o oscilador ponte de Wien). A Figura 11-7 mostra uma das possíveis soluções,
com a possibilidade de ajuste da amplitude do sinal de saída através do potenciômetro.
FIGURA 11-7 – OSCILADOR POR DESLOCAMENTO DE FASE COM ESTABILIZAÇÃO DE AMPLITUDE
C C C
R vo
RF
+VCC
-VEE
R
R
C C C
R vo
+VCC
-VEE
R
R
R3
R4
R1
R2
RF POT
D1
D2
+VCC
-VEE
102
Os osciladores por deslocamento de fase não são adequados para operar em frequências muito
altas (que exigiriam baixos valores de resistência e capacitância) nem em frequências muito baixas (que
exigiriam altos valores de resistência e capacitância). Baixos valores de capacitância seriam afetados
pelas capacitâncias parasitas do circuito. Altos valores de resistência seriam “carregados” pela
impedância de entrada do elemento ativo. A faixa usual de operação para esses osciladores, quando
implementados com amplificadores operacionais comuns, vai de alguns hertz a centenas de quilohertz.
OSCILADOR HARMÔNICO DE QUADRATURA COM OPERACIONAL
Existem alguns sistemas eletrônicos, especialmente na área de Telecomunicações, que necessitam
de dois sinais senoidais em quadratura, ou seja, defasados 90° entre si. Lembrando que a integração de
uma senoide dá origem a uma cossenoide e vice-versa, e que existe uma defasagem de 90° entre esses
dois sinais, podemos compreender o princípio de funcionamento de um oscilador harmônico de
quadratura com amplificadores operacionais, cujo diagrama é mostrado na Figura 11-8.
FIGURA 11-8 – OSCILADOR DE QUADRATURA COM AMPLIFICADORES OPERACIONAIS
O circuito é composto por dois integradores, sendo o da esquerda um integrador inversor e o da
direita um integrador não-inversor. A razão para isto é que a integral do seno é o cosseno com o sinal
invertido, mas a integral do cosseno é o seno, sem inversão de sinal. Desse modo, o uso de apenas um
integrador inversor garante que o sinal de saída do segundo estágio esteja em fase com o sinal de entrada
do segundo estágio.
Os dois diodos Zener em oposição (que devem ter características iguais) constituem mais uma das
técnicas para a estabilização da amplitude das oscilações, em adição àquelas vistas por ocasião do estudo
dos osciladores do tipo ponte de Wien. Caso a amplitude das oscilações tenda a ultrapassar o valor da
tensão de regulação, os diodos entram em condução, estabilizando a amplitude.
Geralmente se utilizam três capacitores de igual valor (C1 = C2 = C3 = C) e três resistores de igual
valor (R1 = R2 = R3 = R). Nestas condições, a frequência de oscilação é dada pela já familiar equação:
fo =1
2BπBRBCffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 11-5).
R1
vo1
+VCC
-VEE
C1 R2
vo2
R3
C2
C3
+VCC
-VEE
DZ2 DZ1
Em circuitos práticos, o
produto ββββf ×××× Av seja um pouco
Figura 11-9 mostra os gráficos das ten
se que no circuito da Figura
regulação dos diodos Zener, e não pelas tensões de alimentação.
FIGURA
Em algumas aplicações é necessária a utilização de sinais periódicos com formas de onda
não senoidal, como quadrada, triangular ou dente de serra. Nesses
chamados osciladores de relaxação
multivibradores astáveis (isto é, sem nenhum estado estável).
osciladores de relaxação que utilizam ci
MULTIVIBRADOR ASTÁVE
Trata-se do tipo mais simples de oscilador de relaxação com
na Figura 11-10. A simplicidade do circuito torna
de multivibrador implementado com transistores bipola
FIGURA 11-10
Em circuitos práticos, o resistor R1 deve ser de valor um pouco menor que o
um pouco superior à unidade, o que garante o início e manutenção da
mostra os gráficos das tensões de saída vo1 e vo2, com a defasagem de 90° entre elas
Figura 11-8, a amplitude dos sinais de saída é determinada pelas tensões de
regulação dos diodos Zener, e não pelas tensões de alimentação.
FIGURA 11-9 – GRÁFICO DOS SINAIS DE SAÍDA vo1 E vo
OSCILADORES DE RELAXAÇÃO
Em algumas aplicações é necessária a utilização de sinais periódicos com formas de onda
não senoidal, como quadrada, triangular ou dente de serra. Nesses casos, devem ser utilizados os
chamados osciladores de relaxação. Os osciladores de relaxação são
(isto é, sem nenhum estado estável). Estudaremos alguns tipos de
osciladores de relaxação que utilizam circuitos integrados (amplificadores operacionais e o CI 555)
MULTIVIBRADOR ASTÁVEL COM OPAMP
se do tipo mais simples de oscilador de relaxação com OPAMP. Seu diagrama é mostrado
A simplicidade do circuito torna-se evidente quando ele é comparado
de multivibrador implementado com transistores bipolares.
10 – DIAGRAMA DE UM MULTIVIBRADOR ASTÁVEL COM
vo2 vo1
t
vo
vC
R2
R1
+VCC
-VEE
R3
C
vR1
103
ser de valor um pouco menor que os demais, para que o
, o que garante o início e manutenção das oscilações. A
defasagem de 90° entre elas. Note-
, a amplitude dos sinais de saída é determinada pelas tensões de
vo2
Em algumas aplicações é necessária a utilização de sinais periódicos com formas de onda
casos, devem ser utilizados os
são também conhecidos como
Estudaremos alguns tipos de
(amplificadores operacionais e o CI 555).
OPAMP. Seu diagrama é mostrado
se evidente quando ele é comparado com o mesmo tipo
VIBRADOR ASTÁVEL COM OPAMP
t
104
É possível observar que o circuito contém um disparador de Schmitt (formado pelo amplificador
operacional e pelos resistores R1 e R2), cuja saída é usada para alimentar o capacitor C (ligado à entrada
inversora) através do resistor R3.
Suponhamos que no instante t = 0 a saída do OPAMP esteja saturada positivamente e o capacitor
esteja descarregado. A tensão na entrada não-inversora do OPAMP valerá v+ = vR1 =+ VCCBR1
R1 + R2ffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff. Assim
sendo, o capacitor começa a se carregar através de R3. Observando que a tensão no capacitor é também
a tensão na entrada inversora do amplificador operacional, chega o momento em que essa tensão
ultrapassa a da entrada não-inversora.
Quando isso ocorre, a saída do OPAMP satura negativamente e a tensão na entrada não-inversora
passa para v+ = vR1 =@VEEBR1
R1 + R2fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff. O capacitor passa agora a se carregar com a polaridade oposta à que
tinha anteriormente, num processo que continua até que a tensão no capacitor se torne menor (mais
negativa) do que a tensão na entrada não-inversora do operacional. Nesse ponto, a saída volta a saturar
positivamente, iniciando-se um novo ciclo. A Figura 11-11 mostra as formas de onda das tensões vC
(onda dente de serra, na entrada inversora do operacional), vR1 (onda quadrada de menor amplitude, na
entrada não-inversora do operacional) e vo (onda quadrada de maior amplitude, na saída do OPAMP).
FIGURA 11-11 – FORMAS DE ONDA NUM MULTIVIBRADOR ASTÁVEL COM OPAMP
A relação entre as amplitudes da tensão no capacitor e a tensão de saída é chamada de ββββ, ou seja:
β =vCmáx
vomáx
ffffffffffffffff= R1
R1 + R2fffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 11-6).
Os intervalos de tempo tH (em que o sinal de saída permanece em +VCC) e tL (em que o sinal de
saída permanece em -VEE) podem ser calculados pela expressão:
tH = tL = R3BCB ln1 + β
1@ βfffffffffffffffh
j
i
k (EQUAÇÃO 11-7).
+VCC
+ VCCBR1
R1 + R2fffffffffffffffffffffffffffffffffffff
@VEEBR1
R1 + R2fffffffffffffffffffffffffffffffffffff
-VEE
vo vC vR1
tH tL
T = tH + tL
t 0
105
Para o circuito analisado, a carga do capacitor, em ambos os sentidos, ocorre através do resistor
R3. Esta é a razão pela qual tH e tL têm valores iguais. A partir da Equação 11-7 é possível obter as
equações para o cálculo do período T e da frequência fo dos sinais:
T = tH + tL[ T = 2BR3BCB ln1 + β
1@ βfffffffffffffffh
j
i
k (EQUAÇÃO 11-8).
fo =1
Tffff[ fo =
1
2BR3BCB ln 1 + β
1@βfffffffffffffffffff g
ffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 11-9).
Como o gráfico mostra, a tensão sobre o capacitor é alternada, o que desaconselha o uso de
capacitores eletrolíticos, a não ser que sejam do tipo não-polarizado. Deve-se lembrar, no entanto, que o
valor médio DC da tensão sobre o capacitor é nulo, o que minimiza a ocorrência de problemas em
frequências que não sejam muito baixas.
GERADOR DE ONDAS TRIANGULARES E QUADRADAS
Como vimos anteriormente, o oscilador harmônico de quadratura utiliza as propriedades dos
circuitos integradores para gerar duas senóides defasadas de 90° entre si. Da mesma forma, é possível
implementar um oscilador no qual uma onda triangular é produzida a partir da integração de uma onda
quadrada. O diagrama e as formas de onda nos pontos de saída desse oscilador são mostrados na Figura
11-12.
FIGURA 11-12 – DIAGRAMA E FORMAS DE ONDA NUM GERADOR DE ONDAS TRIANGULARES E QUADRADAS
Conforme mostra o diagrama, o primeiro estágio do circuito é um disparador de Schmitt não-
inversor e o segundo estágio é um integrador inversor. A saída de um estágio é conectada à entrada do
outro. A saída do disparador de Schmitt (sinal vQ) estará ou saturada para cima (vQ = +VCC) ou saturada
para baixo (vQ = -VEE). Essa tensão é aplicada à entrada do integrador e, como sabemos, a integral de
uma tensão constante é uma rampa linear. Como o integrador é inversor, se a tensão de entrada for
positiva, a rampa será decrescente e, se a tensão de entrada for negativa, a rampa será crescente, como
pode ser observado no gráfico.
C +VCC
-VEE
vQ
+VCC
-VEE
Schmitt trigger não-inversor R3
vT Integrador inversor
R1 R2
vT vQ
0t
vQmáx =
+VCC
vTmáx
106
Quando a tensão de saída vT do integrador (que é também a tensão de entrada do disparador de
Schmitt) atinge algum dos níveis de disparo LS =R1
R2ffffffffffB+ VCC
f
e LI =@VEEBR1
R2fffffffffff g
, inverte-se a polaridade
da tensão vQ e a rampa de tensão vT tem a sua inclinação invertida. Esse processo continua
indefinidamente, de forma que vQ é uma onda quadrada e vT é uma onda triangular.
Chamando a relação entre as amplitudes da onda triangular e da onda quadrada de ββββ, teremos:
ββββ =vTmáx
vQmáx
ffffffffffffffff= R1
R2ffffffff
(EQUAÇÃO 11-10).
A frequência das ondas pode ser calculada pela equação:
fo =1
4BR3BCBβfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 11-11).
Note-se que, ao contrário do que ocorre no circuito estudado anteriormente, neste oscilador o
valor de ββββ não é necessariamente inferior a 1. Se R1 for maior de R2 (ββββ > 1), a amplitude da onda
triangular seria maior que a amplitude da onda quadrada. Ocorre que a onda quadrada já tem a máxima
amplitude permitida pela tensão de alimentação do primeiro OPAMP e, a menos que o segundo OPAMP
seja alimentado com uma tensão maior do que a do primeiro (o que não é usual), a onda triangular será
cortada e terá, na verdade, forma trapezoidal. O problema pode ser evitado utilizando-se um circuito de
limitação para a amplitude da onda quadrada (limitando, consequentemente, a amplitude da onda
triangular). O aspecto do circuito acrescido do limitador é mostrado na Figura 11-13.
FIGURA 11-13 – OSCILADOR COM LIMITAÇÃO DE AMPLITUDE USANDO DIODOS ZENER
O resistor RLIM tem por função limitar a corrente nos diodos Zener. A máxima amplitude na
saída quadrada será igual à tensão de regulação do diodo Zener reversamente polarizado somada à
tensão sobre o diodo diretamente polarizado (vQmáx ≈ VZ + 0,7 V). A amplitude das ondas triangulares,
como visto anteriormente, valerá ββββ vezes a amplitude das ondas quadradas.
EXEMPLO 11-1: PROJETAR E DESENHAR O DIAGRAMA DE UM CIRCUITO COM AMPLIFICADORES OPERACIONAIS
IDEAIS PARA GERAR UMA ONDA QUADRADA COM 9 V DE AMPLITUDE E UMA ONDA TRIANGULAR COM 12 V DE
AMPLITUDE. A FREQUÊNCIA DAS ONDAS DEVE SER AJUSTÁVEL ENTRE 500 HZ E 2000 HZ. AS TENSÕES DE
ALIMENTAÇÃO DISPONÍVEIS SÃO DE ±15 V.
C +VCC
-VEE
vQ
+VCC
-VEE
R3
vT
R1 R2
RLIM
107
O CIRCUITO INTEGRADO 555
A frequente utilização de osciladores e temporizadores em circuitos eletrônicos originou o
desenvolvimento de um circuito integrado especialmente adequado para essas aplicações, o 555. A
utilização desse CI facilita o projeto e reduz o número de componentes do circuito. Além disso, sua
grande flexibilidade permite o seu uso em várias outras aplicações. O diagrama de blocos interno do CI
555 o aspecto físico de três diferentes encapsulamentos (metálico, plástico DIL e plástico SMD) são
apresentados na Figura 11-14.
FIGURA 11-14 - DIAGRAMA EM BLOCOS E ASPECTO FÍSICO DE DIVERSOS ENCAPSULAMENTOS DO C.I. 555
A identificação 555 é precedida por um código de duas letras que indica o fabricante do
dispositivo (LM – National Semiconductors, CA – Motorola, µA – Fairchild, etc.). Além da versão mais
comum, existe também uma versão que engloba dois temporizadores (com alimentação compartilhada)
em uma única pastilha de 14 pinos – é o CI 556.
Como é possível observar na Figura 11-14, o 555 possui um divisor resistivo formado por três
resistores de mesmo valor (5 KΩ cada), um par de comparadores de tensão, um flip-flop do tipo RS e um
transistor bipolar. Sendo a tensão de alimentação aplicada aos dois extremos do divisor de tensão, a
tensão na entrada inversora do comparador superior é mantida em ⅔ de VCC e a tensão na entrada não-
inversora do comparador inferior é mantida em ⅓ de VCC. Esses níveis de tensão podem ser
externamente modificados através do pino 5 (tensão de controle). O círculo na entrada de Reset do flip-
flop indica que a mesma é ativa em “0”, ou seja, irá atuar quando seu nível lógico for baixo.
Para melhor compreensão sobre o funcionamento, é importante relembrar a tabela-verdade de
um flip-flop RS, mostrada na Figura 11-15.
555
5 KΩ
R
S
Q
Q
Reset
5 KΩ
5 KΩ
Divisor resistivo
Comparadores Flip-flop
Transistor de descarga
Pino 8 (+VCC)
Pino 4 (Reset)
Pino 3 (Saída)
Pino 7 (Descarga)
Pino 8 (Terra)
Pino 5 (Controle)
Pino 2 (Disparo)
Pino 6 (Limiar)
108
FIGURA 11-15 – TABELA-VERDADE DE UM FLIP-FLOP RS
Com tensão zero nos terminais de Limiar (pino 6) e Disparo (pino 2), a saída do comparador
superior permanece em nível baixo (“0”) e a do comparador inferior permanece em nível alto (“1”).
Essas saídas correspondem, respectivamente, às entradas R e S do flip-flop. Assim, o pino 3 (saída), que
é a saída Q do flip-flop, permanece em nível alto. A saídaQffffff
, por sua vez, permanece em nível baixo,
mantendo cortado o transistor de descarga (que deve estar convenientemente conectado a um resistor
externo de pull-up).
Caso a entrada Reset (pino 4) seja aterrada, o pino 3 irá para o estado lógico “zero” e o transistor
de descarga será saturado, aterrando qualquer carga que estiver conectada ao pino 7. Isso ocorre
independentemente da condição dos pinos 2 e 6.
O 555 possui a capacidade de fornecer ou drenar uma corrente de até 200 mA, sendo portanto
apropriado para ativar diretamente cargas como lâmpadas, relés, etc. É alimentado com fonte simples,
aceitando tensão de alimentação entre 4,5 V e 18 V.
Embora o 555 seja empregado em diversas aplicações, todas elas são, na verdade, variações sobre
duas configurações básicas: multivibrador astável e temporizador (também conhecido como
multivibrador monoestável).
OPERAÇÃO DO 555 COMO MULTIVIBRADOR ASTÁVEL
Para essa aplicação, devem ser adicionados os componentes externos e feitas as conexões
mostradas nos diagramas da Figura 11-16. O diagrama da direita permite observar a interligação entre
os componentes externos e os blocos internos do 555. Os números correspondem aos pinos do CI.
FIGURA 11-16 – DIAGRAMA DE UM MULTIVIBRADOR ASTÁVEL COM O CI 555
proibido
Reset
CF 10 nF
R
S
Q
Q
5 KΩ
5 KΩ
5 KΩ
CT
R 1
R 2
+VCC 8 4
6
5
2
1
7
3
vo
555
R 2
R 1
CT
CF
vo
+VCC
555 6 5
7 3
8
2 1
4
vCT
109
Suponhamos o capacitor CT inicialmente descarregado. Isso significa que a tensão na entrada
não-inversora do comparador superior e a entrada inversora do comparador inferior (às quais o
capacitor CT está ligado) estão em 0 V.
Devido à ação do divisor resistivo internodo 555, a tensão na entrada inversora do comparador
superior está em ⅔ de VCC (maior que a tensão na outra entrada) e, portanto, sua saída (que é a entrada
R do flip-flop) vai para nível “0”. A entrada não-inversora do comparador inferior, por sua vez, está em
⅓ de VCC (maior que a tensão na outra entrada) e a sua saída (que é a entrada S do flip-flop) vai para
nível “1”.
De acordo coom a tabela-verdade, com “0” na entrada R e “1” na entrada S, a saída Q do flip-flop
vai a “1” (vo = +VCC) e a saídaQffffff
fica em “0”. O transistor de descarga estará, portanto, cortado. Com
isso, o capacitor CT começa a se carregar através de R1 e R2. Quando sua tensão ultrapassa ⅓ de VCC, a
entrada S do flip-flop interno passa para nível baixo, o que mantém a situação anterior das saídas. O
capacitor continua a se carregar até que a tensão sobre ele chega a ⅔ de VCC. Nesse instante, a entrada
R do flip-flop interno passa para “1”, o que leva a saída Q para o nível baixo (vo = 0) e a saída Qffffff
para o
nível alto, saturando o transistor de descarga.
Com o transistor saturado, o resistor R2 é aterrado. Desse modo, o capacitor CT passa a se
descarregar através desse resistor. Quando a tensão em CT atinge ⅓ de VCC, a entrada S do flip-flop
volta para o nível alto, elevando outra vez o nível do sinal de saída e cortando o transistor de descarga. A
partir daí o capacitor volta a se carregar através de R1 e R2, estabelecendo-se um novo ciclo. As formas
de onda vo (pino 3) e vCT (pinos 2 e 6) podem ser vistas na Figura 11-17.
FIGURA 11-17 – FORMAS DE ONDA PRINCIPAIS DE UM MULTIVIBRADOR ASTÁVEL USANDO O CI 555
O tempo tH em que a saída fica em nível alto corresponde ao intervalo em que o capacitor CT está
se carregando. Por outro lado, o tempo tL, durante o qual a saída fica em nível baixo, corresponde ao
intervalo de descarga de CT. Conforme explanado acima, a carga do capacitor se dá através dos
resistores R1 e R2 e sua descarga se dá unicamente através de R2. Essa é a razão pela qual, nesse
circuito, tH sempre será maior do que tL. Essa condição pode ser modificada através da inclusão de
diodos no circuito, de forma a alterar os caminhos de carga e/ou descarga do capacitor, possibilitando tL
igual ou mesmo maior que que tH. T é o período total das formas de onda. É possível demonstrar que:
vo vCT
⅓ VCC
⅔ VCC
VCC
t
tH tL
T = tH + tL
0
110
tH = 0,693B R1 + R2` a
BCT (EQUAÇÃO 11-12); tL = 0,693BR2BCT (EQUAÇÃO 11-13);
T = tH + tL = 0,693B R1 + 2BR2` a
BCT (EQUAÇÃO 11-14).
Logo, a frequência de oscilação vale: fo =1
Tffff= 1,443
R1 + 2BR2` a
BCTfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff
(EQUAÇÃO 11-15).
Deve-se atentar para dois detalhes do circuito da Figura 11-16. O primeiro se refere ao capacitor
CF conectado entre o pino 5 e o “terra”. Sua função é servir como filtro para impedir que uma tensão
espúria (ruído) influa sobre a tensão de referência do comparador inferior. Tal influência produziria
alterações na frequência e no ciclo de trabalho (“duty cycle”) das ondas geradas. O valor recomendado
pelo fabricante para o capacitor CF é de 0,01 µF (10 nF).
O segundo detalhe é a ligação do pino 4 (Reset) a +VCC. Como a entrada de Reset é ativa em
nível “0”, ela deve ser ligada ao polo positivo da tensão de alimentação sempre que NÃO se deseja utilizar
a propriedade desse pino (levar a saída do CI ao nível “0”). Caso seja preciso proporcionar a
possibilidade de reset manual, deve-se ligar um resistor entre o pino 4 e +VCC e uma chave normalmente
aberta entre o pino 4 e o “terra”. Quando for necessário “zerar” a saída, basta manter a chave fechada.
Com relação aos resistores R1 e R2, sua soma não deve ultrapassar 20 MΩΩΩΩ, e nenhum deles,
individualmente, deve ser inferior a 1 KΩΩΩΩ. A máxima frequência de trabalho é em torno de 2 MHz.
OPERAÇÃO DO 555 COMO TEMPORIZADOR (“MULTIVIBRADOR” MONOESTÁVEL - “ONE-SHOT”)
Outra aplicação frequente do 555 é em circuitos temporizadores ou de retardo - é o chamado
modo monoestável de operação. Como o nome indica, esse modo de operação possui um estado estável
(no qual o circuito normalmente permanece) e um estado instável (no qual o circuito permanece apenas
por certo intervalo de tempo, voltando naturalmente ao estado estável). O diagrama do circuito é
apresentado na Figura 11-18.
FIGURA 11-18 – DIAGRAMA DO MULTIVIBRADOR MONOESTÁVEL (TEMPORIZADOR) COM O CI 555
R T
CT
CF
vo
+VCC
555 6 3
7 2
8
5 1
4
R D
S
Reset
CF 10 nF
R
S
Q
Q
5 KΩ
5 KΩ
5 KΩ
CT
R T
+VCC
8 4
6
5
2
1
7
3
vo
555
R D S
111
Através do resistor RD, a tensão na entrada de disparo (pino 2 - entrada inversora do comparador
inferior) permanece em nível “1”, enquanto a chave S estiver aberta. A entrada não-inversora deste
comparador está em ⅓ de VCC (valor imposto pelo divisor resistivo) e, portanto, a saída do comparador
inferior (que é a entrada S do flip-flop) está em “0”. Ao se energizar o circuito, o capacitor CT está,
obviamente, descarregado. Logo, a entrada não-inversora do comparador superior está inicialmente em
“0” e a entrada inversora desse comparador está em ⅔ de VCC (valor imposto pelo divisor resistivo) e,
portanto, a saída do comparador superior (que é a entrada R do flip-flop) também está em “0”. Conclui-
se que não é possível determinar a priori qual é a condição inicial da tensão de saída vo do circuito
(tensão do pino 3).
Suponhamos que a saída esteja inicialmente em nível “1”. Assim sendo, a saída Qffffff
está em nível
“0”, o que mantém o transistor interno de descarga cortado. Nessa condição, o capacitor CT começa a se
carregar através do resistor RT. Quando a tensão nesse capacitor (que está ligado à entrada não-
inversora do comparador superior) ultrapassa ⅔ de VCC, a entrada R do flip-flop passa para nível “1”,
levando a saída do circuito a nível “1” e a saída Qffffff
a nível “1”, saturando o transistor de descarga e
forçando a descarga de CT. Dessa forma, tanto a entrada R quanto a entrada S do flip-flop ficam em nível
“0” e a condição de vo permanecerá inalterada, a menos que se aplique uma tensão de nível “0” na
entrada de disparo (pino 2). Conclui-se que a situação Q = 0 e Qffffff
= 1 é o estado estável do circuito e a
situação Q = 1 e Qffffff
= 0 é o seu estado não-estável. A duração desse estado é determinada pelo tempo
necessário para que a tensão no capacitor atinja os ⅔ de VCC, o que provoca o retorno ao estado estável.
Estando o circuito em seu estado estável, se a tensão na entrada de disparo cai para o nível “baixo”
(qualquer valor abaixo de ⅓ de VCC), a entrada S do flip-flop interno vai momentaneamente para o nível
“1”, levando o circuito para o estado não-estável através do processo descrito acima. Note-se que o
disparo do circuito não precisa ser feito por meio de uma chave normalmente aberta ligada ao “terra”
(disparo manual), conforme ilustrado no diagrama da Figura 11-18. É possível também realizar o
disparo por meio de pulsos de tensão com transição negativa, que levem a tensão do pino 2 a um valor
inferior a ⅓ de VCC.
A Figura 11-19 mostra o comportamento da tensão no pino 3 (tensão de saída vo) e da tensão nos
pinos 6 e 7 (tensão sobre o capacitor CT) em função da tensão aplicada ao pino 2 (entrada de disparo).
FIGURA 11-19 – FORMAS DE ONDA NUM TEMPORIZADOR EM FUNÇÃO DOS PULSOS DE ENTRADA
⅓ VCC
⅔ VCC
VCC
t
tH
v2
0
tH tH
vCT vo
112
O tempo de duração do estado não-estável (tH, tempo em que a saída fica em nível “alto”) pode ser
calculado através da expressão:
tH = 1,1BRTBCT (EQUAÇÃO 11-16).
Algumas conclusões importantes podem ser tiradas a partir da observação dos gráficos da Figura
11-19. Em primeiro lugar, que a entrada de disparo é sensível à transição negativa da tensão a ela
aplicada (diminuição a um valor inferior a ⅓ de VCC). Por isso, os pulsos de disparo devem ter a menor
largura possível, com o retorno da tensão no pino 2 a um valor superior a ⅔ de VCC.
Outra observação importante é que, caso seja aplicado um pulso de disparo quando a saída já se
encontra em sua condição não-estável (nível “ alto”), não há qualquer efeito sobre a duração do pulso de
saída, isto é, pulsos de disparo aplicados quando a saída já se encontra em nível alto são “inúteis”. Esse
tipo de comportamento é conhecido como temporização não-redisparável. Existem circuitos de
temporização redisparável, ou seja, quando recebem um pulso válido de disparo durante o estado
instável, a duração desse estado é estendida.
Da mesma forma como já estudado no caso da operação como multivibrador astável, caso o pino 4
do 555 (Reset) seja colocado em nível “baixo”, a saída irá imediatamente para o nível “baixo”. O pino de
Reset prevalece sobre a entrada de pulsos, ou seja, caso o pino de Reset esteja em nível “baixo”, mesmo
que se aplique uma transição negativa na entrada de pulsos o pino de saída permanecerá em nível
“baixo”.
Entre o pino 5 e o “terra” também deve ser conectado um capacitor de filtragem CF, para evitar
que tensões de ruído influam sobre o intervalo de temporização.
EXEMPLO 11-2: PROJETAR E DESENHAR O DIAGRAMA DE UM CIRCUITO QUE, DEPOIS QUE PRESSIONADA UMA
CHAVE, FAÇA UM LED ALTERNAR ENTRE 4 SEGUNDOS ACESO E 2 SEGUNDOS APAGADO DURANTE 10 VEZES,
VOLTANDO DEPOIS AO ESTADO DE REPOUSO, ATÉ QUE SE PRESSIONE OUTRA VEZ A CHAVE. O CIRCUITO DEVE
PERMITIR A INTERRUPÇÃO DA SEQUÊNCIA ANTES DE SUA CONCLUSÃO NATURAL, CASO O USUÁRIO ASSIM O
DESEJE. A TENSÃO DE ALIMENTAÇÃO DISPONÍVEL É DE 15 V E A CORRENTE DO LED DEVE SER DE 40 mA.
113
CAPÍTULO 12 – TIRISTORES
Chamamos de tiristores a uma família de dispositivos semicondutores que possuem,
basicamente, quatro camadas (P-N-P-N) e que têm características biestáveis de funcionamento, ou seja,
permanecem indefinidamente no estado de condução ou de corte a menos que fatores externos os levem
a uma mudança de estado. Nesses dispositivos, o estado de condução é obtido por meio de um processo
interno de realimentação positiva. A passagem de um tiristor do estado de corte para o de condução é
chamada de disparo e a passagem do estado de condução para o estado de corte é chamada de
comutação.
Os tiristores podem ser classificados quanto ao número de terminais e quanto ao sentido de
condução de corrente elétrica. Desse modo, um tiristor de dois terminais e que permita a passagem de
corrente em ambos os sentidos será chamado de diodo tiristor bidirecional e um tiristor com quatro
terminais e que permite passagem de corrente em apenas um sentido é chamada de tetrodo tiristor
unidirecional ou de tetrodo tiristor de bloqueio reverso.
Dentre os vários tipos de tiristores existentes, focalizaremos nosso estudo no SCR (Silicon
Controlled Rectifier - Retificador Controlado de Silício) e no TRIAC (Triode for Alternating Current
- Triodo para Corrente Alternada), muito utilizados no controle de potência em corrente contínua e
alternada, respectivamente. Além desses, estudaremos outros tipos de tiristores, utilizados
principalmente como dispositivos auxiliares em circuitos com SCR ou TRIAC.
SCR - RETIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO
É o tipo mais largamente utilizado de tiristor. Sua aplicação é tão comum que é corrente
utilizarem-se os termos “SCR” e “tiristor” como sinônimos, embora isso seja, obviamente, um equívoco.
Tendo três terminais e permitindo a passagem da corrente elétrica em apenas um sentido, o SCR é um
triodo tiristor de bloqueio reverso, ou seja, possui três terminais e permite a passagem de corrente
elétrica num único sentido. Seus terminais principais chamam-se, da mesma forma como num diodo
semicondutor, anodo (A) e catodo (K). O terceiro terminal, que serve como eletrodo de controle, é
chamado de porta ou gate (G). Utilizaremos essa segunda denominação.
A Figura 12-1 mostra a estrutura simplificada, a simbologia e os tipos mais comuns de
encapsulamento de um SCR, além de uma analogia com uma conexão entre dois transistores bipolares.
FIGURA 12-1 – ESTRUTURA INTERNA, SIMBOLOGIA E ASPECTOS FÍSICOS DE UM SCR
catodo
anodo
gate
anodo (A)
gate (G)
catodo (K) catodo
anodo
gate
T1
T2
T1 (PNP)
T2 (NPN)
anodo
gate
catodo
114
Seria possível colocar o terminal de gate na primeira camada N, ou mesmo ter dois terminais de
gate, um para disparo com tensões positivas e outro para disparo com tensões negativas. Nesse caso,
teríamos o dispositivo conhecido como SCS (chave controlada de silício). O caso mais comum,
entretanto, e o único que estudaremos, é o representado na figura.
MÉTODOS DE DISPARO DE UM SCR
O disparo, ou passagem de um SCR do estado de corte para o estado de condução, pode se dar
através de diferentes mecanismos, dos quais apenas dois são considerados como “normais”, sendo os
demais, em geral, indesejáveis, devendo ser evitados. Descreveremos a seguir os métodos de disparo de
um SCR, começando por aqueles que são considerados desejáveis.
APLICAÇÃO DE CORRENTE NO GATE
O método de disparo usual de um SCR é através da aplicação de uma corrente adequada no
terminal de gate, estando a tensão do anodo positiva em relação à do catodo (as duas condições devem
ser simultâneas).
Para compreender como uma corrente no gate produz o disparo de um SCR, iremos analisá-lo
usando o modelo de dois transistores bipolares conectados entre si como mostra a Figura 12-2.
FIGURA 12-2 – MECANISMO DE DISPARO DE UM SCR ATRAVÉS DE APLICAÇÃO DE CORRENTE NO GATE
Suponhamos que a chave S1 está fechada e a chave S2 está aberta. Nessas condições, não haverá
corrente no gate, e o “transistor” T2 estará cortado, já que a sua corrente de base é nula. Em
consequência, sua corrente de coletor também será nula. Como a corrente de coletor do “transistor” T2 é
igualmente a corrente de base do “transistor” T1, este também estará cortado. Logo, ambos os
“transistores” serão percorridos apenas por suas correntes de saturação reversa ICBo, que são da ordem
de nanoampères e, portanto, desprezíveis. É possível demonstrar que, em qualquer situação, o valor da
corrente de anodo IA é determinado pela equação:
R L
RG
T2
T1
A
G
K
S2
S1
VG
VT
IA = IET1
IBT1 = ICT2
ICT1 = IBT2
IA = IET2
IG
115
IA =hFET1 + 1b c
B hFET2 + 1b c
B ICBoT1 + ICBoT2
b c
1@hFET1BhFET2
fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 12-1).
O valor do ganho de corrente hFE de um transistor é altamente dependente do valor da corrente
de coletor. Para baixos valores de IC, o valor de hFE também é extremamente baixo. Assim, na condição
de corte, esse valor será praticamente zero, de forma que o valor da corrente de anodo será,
aproximadamente, IA = ICBoT1 + ICBoT2.
Fechando-se a chave S2, passa a circular uma corrente de base no “transistor” T2, levando-o ao
estado de condução. Logo, o “transistor” T1 passa a ter corrente de base e também entra no estado de
condução. Voltando à Equação 12-1, quando a corrente chega ao ponto em que o produto hFE1 × hFE2 se
torna próximo à unidade, ela passa a crescer indefinidamente, sendo limitada apenas pelos componentes
externos (resistência de carga RL e tensão de alimentação VT).
A forma como os dois “transistores” estão conectados caracteriza uma realimentação positiva
entre eles, que os leva quase que imediatamente à saturação. Assim, a queda de tensão entre o anodo e o
catodo cai bruscamente. Na situação de condução, a tensão entre o anodo e o catodo de um SCR é
chamada de VAKon. É fácil constatar que:
VAKon = VBEsatT1 + VBEsatT2 (Equação 12-2).
Uma vez iniciada a condução, o processo de realimentação positiva entre os “transistores” T1 e T2
mantém o SCR conduzindo, mesmo que a corrente externamente aplicada ao gate seja removida. A única
condição necessária para que a condução se mantenha é que o produto entre os ganhos de corrente dos
“transistores” continue próximo de 1. O valor mínimo de corrente para o qual essa condição se mantém
é conhecido como corrente de manutenção (“holding current” - IH), e é outro dos parâmetros
importantes de um SCR. Uma boa estimativa para o valor da corrente de manutenção de um SCR é cerca
de um milésimo da corrente máxima que o dispositivo é capaz de suportar. Dessa forma, um SCR com
capacidade de corrente de 50 A terá uma corrente de manutenção de cerca de 50 mA.
Para que o disparo por aplicação de corrente de gate seja efetivo, é necessário que a o anodo seja
positivo em relação ao catodo e que a corrente de gate permaneça aplicada até que a corrente de anodo
atinja um valor denominado corrente de retenção (“latching current” – IL). O valor da corrente de
retenção é cerca de duas a três vezes o valor da corrente de manutenção.
A Figura 12-3 mostra a curva característica de um SCR, ou seja, o comportamento da corrente de
anodo IA (também conhecida como corrente principal) em função da tensão entre anodo e catodo VAK.
FIGURA 12-3 – CURVA CARACTERÍSTICA DE UM SCR
VBO (máxima tensão de bloqueio direto)
IG = 0
IG1 > IG
IG2 > IG1
IGT > IG2 VRRM (máxima tensão de
bloqueio direto)
IA
VAK
IH
116
A figura permite observar algumas características importantes de um SCR. Em primeiro lugar,
quanto maior o valor da corrente aplicada ao gate, menor o valor necessário da tensão entre anodo e
catodo para que ocorra o disparo. O valor da corrente de gate para disparar um SCR com o mínimo valor
de tensão entre anodo e catodo é chamado de IGT (gate trigger current). Assim, aplicando-se no gate
uma corrente com valor igual ou superior a IGT, o disparo acontece independente do valor da tensão VAK,
desde que, obviamente, o anodo seja positivo em relação ao catodo.
A figura mostra também que, mesmo sem tensão de gate aplicada (IG = 0), o SCR dispara quando a
tensão entre anodo e catodo atinge a máxima tensão de bloqueio direto (VBO ou VDRM). Trata-se do
disparo por sobretensão, que será descrito com mais detalhes adiante.
Pode-se perceber que, uma vez ocorrido o disparo, a tensão sobre o SCR diminui bruscamente, ao
mesmo tempo em que a corrente no dispositivo aumenta. Isso acarreta a existência de uma região de
resistência dinâmica negativa na curva característica, na qual temos ou seja, rd =dv
diffffffffff> 0. Essa é uma
característica comum nos tiristores e que pode ser usada, como será visto adiante, para a implementação
de osciladores de relaxação.
O valor do tempo ton necessário para o disparo de um SCR é inversamente proporcional ao valor
da corrente de gate. Lembrando que a corrente de disparo é necessária apenas para iniciar o processo
que o leva à condução do SCR, sendo desnecessária depois que essa se estabelece, conclui-se que a forma
de onda mais adequada para a corrente (e a tensão) de disparo de um SCR são pulsos, que possuam alta
amplitude (para garantir uma corrente de gate com valor maior do que IGT) e curta duração (apenas o
suficiente para iniciar o processo de condução, de forma a não danificar a junção gate-catodo).
Com tensão negativa entre anodo e catodo, duas das junções que compõem o SCR ficam
reversamente polarizadas. Desta forma, o dispositivo se comporta de modo semelhante a um diodo
reversamente polarizado, com corrente praticamente nula até que se atinge a tensão em que as junções
reversamente polarizadas entram na região de avalanche e passam a conduzir. Esse valor de tensão é
chamado de máxima tensão reversa ou máxima tensão de bloqueio reverso (VRRM). Quando as
junções atingem a região de avalanche, a corrente de anodo adquire valor suficiente para iniciar e manter
o processo de condução.
DISPARO POR RADIAÇÃO LUMINOSA
Outro método utilizado para o disparo de um SCR, embora muito menos usual do o descrito acima,
é o disparo por radiação luminosa.
Neste método, a corrente de disparo, ao invés de ser fornecida pela aplicação de uma tensão ao
gate, origina-se a partir da interação entre a superfície semicondutora do SCR e os fótons da luz incidente
através de uma “janela” aberta no dispositivo, exatamente como ocorre num fotodiodo ou fototransistor.
Os SCRs fabricados para permitir essa forma de disparo são conhecidos como LASCR (Ligth
Activated Silicon Controlled Rectifier - Retificador Controlado de Silício Acionado pela Luz). Sua
simbologia e estrutura são representadas na Figura 12-4.
117
FIGURA 12-4 – SÍMBOLO E ESTRUTURA DO RETIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO FOTO-ATIVADO
Para uma maior sensibilidade à luz, o terminal de gate deve ser deixado aberto (sem conexões). A
sensibilidade pode ser ajustada inserindo-se uma resistência entre o gate e o “terra”. Quando isso ocorre,
parte da corrente gerada pela interação com a luz é desviada do gate, sendo necessária uma maior
incidência de luz para que ocorra o disparo do dispositivo. Quanto menor a resistência conectada ao
gate, menor será a sensibilidade.
DISPARO POR SOBRETENSÃO (OU DISPARO POR VBO)
Analisando a estrutura interna de um SCR, observam-se três junções PN entre o terminal de
anodo e o terminal de catodo (J1, J2 e J3). Com a aplicação de uma tensão positiva entre anodo e catodo,
as junções J1 e J3 ficam diretamente polarizadas e aptas a permitir a passagem de corrente elétrica.
Todavia, a junção intermediária J2 se encontra reversamente polarizada e, consequentemente, a corrente
que flui pelo dispositivo é a corrente de saturação reversa de uma junção PN (ordem de nA). Em outras
palavras, o SCR se encontra no estado de corte.
Caso se aumente o valor da tensão VAK entre o anodo e o catodo, chega-se ao ponto em que se
atinge a tensão de avalanche da junção J2, chamada de tensão de bloqueio direto (VBO ou VDRM). Esse é
um dos parâmetros importantes de um SCR, sendo da ordem de centenas de volts. Quando o disparo por
sobretensão ocorre, a corrente no SCR deixa de ser desprezível e se atinge o ponto em que o processo de
realimentação positiva inicia e mantém o dispositivo no estado de condução.
Embora existam tiristores que disponham apenas desse método de disparo, no caso específico do
SCR, o disparo por sobretensão é indesejável, e deve ser evitado escolhendo-se um SCR adequado para o
nível de tensão utilizado no circuito de aplicação.
DISPARO POR TEMPERATURA
Numa junção PN reversamente polarizada, a corrente de saturação reversa dobra de valor
aproximadamente a cada acréscimo de 10 °C na temperatura da junção. Assim, no caso de um SCR com
tensão positiva entre o anodo e o catodo, caso a temperatura na junção com polarização reversa aumente
de forma significativa, é possível que ela atinja o valor necessário para dar início ao processo de condução
do SCR. Esse método de disparo também é indesejável num SCR.
luz incidente
janela transparente
terminal de catodo selo hermético
terminal de gate
selo hermético
terminal de anodo conectado à
carcaçaregião
fotosensível pastilha de silício
118
DISPARO POR VARIAÇÃO DE TENSÃO (OU DISPARO POR DV/DT)
Essa modalidade de disparo baseia-se em duas propriedades: que uma junção PN apresenta uma
capacitância; e que o valor da corrente através de uma capacitância qualquer pode ser calculado pela
fórmula: i = CBdv
dtffffffffff, onde
dv
dtffffffffff é a taxa de variação da tensão aplicada sobre a capacitância. Com isso em
mente, para compreender como ocorre o disparo de um SCR por variação de tensão, consideremos o
circuito representado na Figura 12-5.
FIGURA 12-5 – MECANISMO DE DISPARO POR VARIAÇÃO DE TENSÃO
Estando a chave S aberta, a tensão sobre a junção J2 é nula. Com o fechamento da chave, o valor
dessa tensão passa rapidamente para VAK (já que essa é a única das três junções que está reversamente
polarizada). Se essa variação de tensão for suficientemente rápida, o produto CBdv
dtffffffffff produzirá uma
corrente capaz de dar início ao processo de condução.
Exemplificando, caso a tensão VAK valha 1000 V, a capacitância de J2 valha 20 pF e a chave feche
em 1 ms, a corrente produzida será de 20 µA, valor suficiente para o disparo do SCR.
O disparo por variação de tensão também é indesejável, e tem probabilidade bem maior de
ocorrer do que o disparo por sobretensão ou o disparo por temperatura. Em aplicações propensas a essa
ocorrência, utilizam-se em conjunto com os tiristores as chamadas redes amortecedoras (“snubber
networks”), que servem para retardar a variação de tensão sobre eles, reduzindo a chance do disparo. A
mostra dois exemplos de redes amortecedoras.
FIGURA 12-6 – EXEMPLOS DE REDES AMORTECEDORAS
P
N
P
N
J1 (DP)
A
G
K
S
VAK J2 (RP)
J3 (DP)
capacitância
da junção
i = CBdv
dtfffffffff
LS +VT
RL
+VT RL
R S
R S
119
COMUTAÇÃO DE UM SCR
Como vimos, qualquer que seja o método utilizado para o disparo de um SCR, uma vez iniciada a
condução ela se mantém, mesmo que a causa do disparo seja removida. Isso ocorre devido ao processo
interno de realimentação positiva, mencionado anteriormente.
A passagem de um tiristor do estado de condução para o estado de corte é chamada de
comutação. Existem basicamente dois métodos para realizar a comutação de um SCR:
Comutação Natural → Consiste na diminuição da corrente de anodo a um valor inferior ao da
corrente de manutenção. Com isso, o processo interno de realimentação positiva que mantém a
condução se desfaz e o corte ocorre. Esse método é conhecido como comutação natural, porque,
nos circuitos alimentados com corrente alternada, ele ocorre sem qualquer tipo de intervenção
externa.
Comutação Forçada → Consiste em tornar a tensão de anodo negativa em relação à de catodo.
Com isso, as duas junções extremas do SCR se tornam reversamente polarizadas, interrompendo a
condução. Esse método é conhecido como comutação forçada por exigir a inclusão de
componentes adicionais no circuito de controle. Em geral, utiliza-se a comutação forçada em
circuitos alimentados com corrente contínua e constante.
O tempo necessário para a comutação de um SCR (que chamaremos de tOFF) varia de alguns
microssegundos a centenas de microssegundos.
O TIRISTOR COMUTÁVEL PELO GATE
A comutação forçada exige a inclusão de componentes para esse fim, o que torna os circuitos mais
complexos e mais caros. Com o objetivo de contornar esse problema, foi desenvolvido, na década de
1960, um tiristor que, além da comutação forçada, pode ser também levado ao estado de corte através da
aplicação de um pulso negativo de corrente no gate, sendo essa a razão do seu nome, GTO (gate turn-off
- desligamento pelo gate). A Figura 12-7 mostra os dois símbolos mais comuns usados para representar
um GTO.
FIGURA 12-7 – SÍMBOLOS PARA UM GTO
A
G
K
A
G
K
120
Um GTO possui estrutura semelhante à de um SCR, mas a dopagem e a geometria das camadas de
gate e catodo são diferentes. Na região de gate são inseridos dopantes com alta mobilidade, o que facilita
a extração de portadores pelo terminal de gate. A região de catodo recebe baixo nível de dopagem, de
forma que a junção gate-catodo seja capaz de suportar uma polarização reversa apreciável sem entrar em
avalanche. Essa junção é feita com muitas reentrâncias, de forma a aumentar a área de contato entre as
duas regiões e facilitar a absorção de portadores.
Em comparação com o SCR, além de dispensar a necessidade de comutação forçada, o que leva a
circuitos de controle mais simples, o GTO possui menor tempo de comutação, permitindo maior
frequência de chaveamento. Como desvantagens, o GTO possui uma menor capacidade de bloqueio de
tensão reversa do que a de um SCR do mesmo porte, maior queda de tensão quando e condução e
necessidade de uma maior corrente de gate para provocar o disparo.
APLICAÇÕES DO SCR
Devido às suas características, o SCR é especialmente adequado para o uso como chave
eletrônica de estado sólido, substituindo com vantagem relés e contatores. Além de não possuir partes
móveis, o que lhe garante maior confiabilidade, o SCR possui uma capacidade de corrente muito maior do
que a de um relé com as mesmas dimensões, além de necessitar de uma corrente de controle
relativamente menor. Uma das desvantagens do SCR em relação aos relés eletromecânicos é que a sua
resistência, quando em condução, é maior que a dos contatos de um relé. Para a grande maioria das
aplicações, no entanto, essa desvantagem é desprezível.
Mas, sem dúvida, a aplicação mais frequente do SCR é no controle de potência de cargas DC e,
eventualmente, AC. Nesse tipo de aplicação, o SCR substitui com grande vantagem dispositivos como
potenciômetros, grupos motores-geradores, transistores de potência e válvulas, devido ao seu menor
custo, menor corrente de controle e menor dimensão física. Para se ter uma ideia, enquanto a corrente
de base mínima para um transistor de potência com corrente de coletor igual a 15 A (tipo D44VH1, da
General Electric) é de 400 mA, a máxima corrente de gate necessária para disparar um SCR de 1000 A de
corrente principal (tipo C431, da General Electric) vale 300 mA.
A Tabela 8 resume algumas vantagens e desvantagens que os tiristores possuem em relação aos
relés:
TABELA 12-1 – COMPARAÇÃO ENTRE CARACTERÍSTICAS DE TIRISTORES E DE RELÉS ELETROMECÂNICOS
121
Embora a tabela mostre que em muitos casos um relé eletromecânico seja mais adequado para o
chaveamento de uma carga do que um tiristor, isso não deve conduzir à conclusão de que a utilidade dos
dois tipos de dispositivo seja semelhante. Na verdade, a aplicação mais nobre dos tiristores não é o seu
uso como simples interruptor, e sim o controle contínuo da potência aplicada a uma determinada carga.
Essa é uma aplicação para a qual os relés eletromecânicos não podem ser utilizados.
Qualquer que seja a aplicação, os circuitos que utilizam SCR podem ser divididos em duas seções:
a parte de potência, que é composta basicamente pela tensão principal de alimentação, a resistência e o
SCR propriamente dito (percurso anodo-catodo) e a parte de controle, que compreende os dispositivos
utilizados para provocar o disparo do SCR e para forçar (quando necessário) a sua comutação. A parte de
controle é a seção mais complexa dos circuitos com SCR ou com qualquer outro tipo de tiristor.
Veremos a seguir as particularidades da utilização do SCR com tensão contínua e constante e com
tensão contínua pulsante. Consideraremos os SCRs utilizados nesses circuitos como ideais, ou seja, com
resistência nula quando em condução e resistência infinita quando em corte. Nesse enfoque inicial, será
analisada exclusivamente a parte de potência, deixando-se o estudo da parte de controle para uma fase
posterior.
UTILIZAÇÃO DO SCR EM REGIME DE TENSÃO CONTÍNUA E CONSTANTE
A Figura 12-8 mostra, à esquerda, um circuito alimentado com tensão contínua e constante no
qual o SCR é utilizado como interruptor e, à direita, um circuito equivalente utilizando uma chave comum.
FIGURA 12-8 – CIRCUITO DE CHAVEAMENTO COM SCR E SEU EQUIVALENTE COM CHAVE COMUM
O princípio de funcionamento é bastante simples. Estando o SCR inicialmente cortado, ao se
fechar a chave SG ele dispara (supondo VG e RG corretamente dimensionados) e a resistência de carga RL
é energizada. No entanto, quando se faz necessário desenergizar a carga, aparece a principal limitação
do SCR operando em regime de tensão contínua e constante: uma vez iniciada a condução, como
interrompê-la?
A Figura 12-9 apresenta dois esquemas que possibilitariam a comutação do SCR. No circuito da
esquerda, abrindo-se a chave S’ a corrente principal IA iria a zero (valor, obviamente, menor do que o da
corrente de manutenção IH), levando à comutação do SCR. No circuito da direita, o mesmo efeito seria
obtido fechando-se momentaneamente a chave S’. Em nenhum dos dois circuitos a comutação pode ser
considerada natural, pois algum tipo de intervenção tem que ser feita para o fechamento da chave.
RG SG
VG
RL
VT
RL
VT
S
122
FIGURA 12-9 – DOIS MÉTODOS PARA PERMITIR A COMUTAÇÃO DO SCR
Os dois circuitos acima são, no entanto, inviáveis. Em ambos os casos, a chave S’ utilizada para
obter a comutação teria que possuir a mesma capacidade de corrente do SCR, ou seja, a presença da chave
S’ tornaria inútil a própria utilização do SCR. Esse exemplo mostra que a utilização em circuitos
alimentados com tensão contínua e constante não é a “vocação natural” do SCR. Para aplicações de
chaveamento nessas condições, é mais comum a utilização de transistores bipolares ou FETs.
Não obstante, é possível contornar esse inconveniente através da adição de componentes que
realizem a comutação forçada do tiristor sempre que for necessário desligar a carga. Existem seis
diferentes categorias de circuitos para executar essa função, com diferentes graus de complexidade e
tendo cada uma suas vantagens e desvantagens.
Uma dessas categorias é conhecida como Classe D, e compreende os circuitos que utilizam um
SCR auxiliar em conjunto com um capacitor ou com uma associação entre capacitor e indutor para forçar
a comutação de um SCR principal. A Figura 12-10 mostra o diagrama de um circuito com essas
características. Note-se que está representada apenas a seção de potência do circuito, omitindo-se a
seção de controle.
FIGURA 12-10 – CIRCUITO DE CHAVEAMENTO UTILIZANDO O MÉTODO DE COMUTAÇÃO FORÇADA
Nesse circuito, o SCR1 é o principal e o SCR2 é auxiliar. Suponhamos que inicialmente ambos os
SCRs estejam cortados. Disparando-se o SCR1 em t = T1, este entra em condução e o capacitor Ccom se
carrega através do resistor Rcom com, a polaridade indicada na Figura 212. O tempo necessário para a
carga completa do capacitor dependerá da constante de tempo do circuito de carga. Com o SCR principal
conduzindo, a resistência de carga RL estará energizada. Após algum tempo, o capacitor Ccom ficará
carregado com a tensão VT, com a polaridade assinalada na figura.
RG SG
VG
RL
VT
S’
RG SG
VG
RL
VT
S’
RG1 SG
R
L
VT
SCR1 (principal)
VG1
R c om
VG2
RG2
Ccom
SCR2 (auxiliar)
123
FIGURA 12-11 – CIRCUITO EQUIVALENTE APÓS O DISPARO DO SCR PRINCIPAL
Se em t = T2 o SCR2 é disparado, ele entra em condução e faz com que a tensão armazenada no
capacitor Ccom polarize reversamente o SCR1, causando a sua comutação forçada e a consequente
inversão no sentido da corrente de carga do capacitor. A Figura 12-12 ilustra essa situação.
FIGURA 12-12 – MECANISMO DE COMUTAÇÃO FORÇADA DO SCR PRINCIPAL
Como a resistência entre o anodo e o catodo do SCR2 é muito baixa, a corrente de descarga do
capacitor é elevada e de curta duração (o capacitor se descarrega rapidamente). Com o corte do SCR1, o
capacitor Ccom começa a se carregar com a polaridade oposta à original. Se, no entanto, a corrente de
anodo iRcom do SCR2 for inferior à sua corrente de manutenção, ele voltará ao estado de corte durante a
descarga do capacitor. Essa é a situação ideal, pois garante que o SCR2 conduza apenas durante o tempo
necessário para que o SCR1 seja cortado, evitando desperdício de energia.
Caso o SCR1 seja novamente disparado e o SCR2 ainda esteja conduzindo (por mau
dimensionamento da resistência Rcom), a tensão no capacitor Ccom ocasionará a sua comutação forçada.
Logo, o disparo do SCR2 leva ao corte do SCR1 e o disparo do SCR1 leva ao corte do SCR2 (caso ainda não
tenha ocorrido).
A Figura 12-13 mostra o diagrama de tempos da tensão sobre a carga em relação aos pulsos de
disparo dos SCRs principal e auxiliar, supondo que eles sejam disparados por pulsos de igual frequência e
que, em t = 0, ambos os SCRs estejam cortados.
R
L
VT SCR1
(conduzindo)
R c om Ccom
SCR2 (cortado)
iRL = IA
iC
R
L
VT SCR1
(conduzindo)
R c om
Ccom
SCR2 (conduzindo)
iRL = IA1
iC
tensão VAK imposta pelo
capacitor
R
L
VT SCR1
(cortado)
R c om
Ccom
SCR2 (conduzindo)
iRcom = IA2 nova corrente de carga do capacitor
124
FIGURA 12-13 – TENSÃO SOBRE A CARGA EM FUNÇÃO DOS PULSOS DE DISPARO DOS SCRS
Sendo T o período dos pulsos de gate, tH é o intervalo em que a carga permanece energizada e tL é
o intervalo em que a carga permanece desligada. Assim, o ciclo de trabalho da tensão sobre a resistência
de carga é dado por:
DC =tH
tH + tL
fffffffffffffffff= tH
Tfffff
(EQUAÇÃO 12-3).
Através do controle do ciclo de trabalho, é possível ajustar o valor médio DC da tensão sobre a
resistência de carga RL. Esse é o princípio de funcionamento da modulação de largura de pulsos
(PWM), técnica utilizada em fontes de tensão chaveadas, amplificadores em Classe D e no controle de
motores DC. O controle do ciclo de trabalho também possibilita o controle do valor RMS (eficaz) da
tensão sobre a carga, e, desse modo, o controle da potência sobre a carga.
Para controlar o ciclo de trabalho, basta variar o intervalo entre o disparo do SCR principal e o
disparo do SCR auxiliar. O intervalo entre o disparo do SCR principal e o disparo do SCR auxiliar
corresponde ao tempo em que a carga permanece energizada (tH).
O valor médio DC e o valor eficaz da tensão sobre a resistência de carga podem ser calculados
através das equações:
VLDC = VTBtH
tH + tL
fffffffffffffffff= VTBtH
Tfffff
(EQUAÇÃO 12-4) VLef = VTBtH
tH + tL
fffffffffffffffffvuutwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwww
= VTBtH
Tfffffs
wwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwww (EQUAÇÃO 12-5).
Os diagramas da Figura 215 ilustram como o ajuste do intervalo entre os pulsos de disparo dos
dois SCRs influi sobre o ciclo de trabalho. Quanto maior o intervalo, maior o ciclo de trabalho.
FIGURA 12-14 – INFLUÊNCIA DO INTERVALO ENTRE OS DISPAROS SOBRE O CICLO DE TRABALHO
vG1
t
vG2
t
T
T
vRL
VT
t
tH tL
T
vG1
t vG2
t vRL
VT
t
vG1
t vG2
t vRL
VT
t
125
UTILIZAÇÃO DO SCR COM TENSÃO CONTÍNUA PULSANTE (TENSÃO SENOIDAL RETIFICADA)
Como sabemos, a tensão senoidal passa periodicamente pelo valor zero. Dessa forma, quando
uma tensão desse tipo é aplicada a um circuito com SCR, a corrente principal IA terá, em algum momento,
um valor inferior ao da corrente de manutenção. Isso garante a comutação do SCR, sem a necessidade de
um circuito para esse fim, sendo essa a razão para o nome comutação natural. Esse fato simplifica
bastante a seção de controle nesse tipo de circuito.
Sendo o SCR um retificador, se a tensão senoidal for aplicada diretamente ao SCR, um dos
semiciclos será cortado e metade da tensão deixará de ser aproveitada. Por esse motivo, é mais
conveniente retificar a senoide em onda completa, para alimentar o circuito com tensão DC pulsante. A
Figura 12-15 ilustra as duas situações.
FIGURA 12-15 – UTILIZAÇÃO DO SCR EM REGIME SENOIDAL, SEM E COM RETIFICAÇÃO PRÉVIA
Existem duas possibilidades para a utilização do SCR:
Simplesmente permitir ou interromper a passagem de corrente pela resistência de carga, ou seja, como um mero interruptor. Para tanto, é necessário que a corrente de gate seja mantida durante todo o tempo em que se deseja energizar a carga. Removendo-se a corrente de gate, a tensão senoidal de entrada vi irá atingir o valor zero após, no máximo, um semiciclo, submetendo o SCR à comutação natural e desenergizando a carga. Esse método é ilustrado na Figura 12-16.
FIGURA 12-16 – SCR COMO INTERRUPTOR (COM RETIFICAÇÃO PRÉVIA DA TENSÃO DE ENTRADA)
SG vi
Circuito de
controle
RL
iG
RL
SG Circuito de
controle
vi
iG
vi
t
viMÁX
0
vRL
t
viMÁX
0
iG
t 0
comutação natural
comutação natural
126
Dentro dos intervalos em que a corrente de gate está aplicada, o SCR passa pela comutação
natural sempre que a tensão de entrada chega a zero. No entanto, ele volta a conduzir logo que a tensão
de entrada atinge um certo valor, uma vez que a corrente de gate continua presente. Apenas quando essa
corrente é removida o SCR permanece em corte depois de passar pela comutação natural. No gráfico de
vRL acima, considera-se o SCR como ideal, ou seja, basta um valor muito pequeno de tensão positiva entre
anodo e catodo para que seja possível realizar o seu disparo e, uma vez em condução, a tensão entre
anodo e catodo se torna nula..
Controle do nível de potência dissipado pela carga. Essa é a aplicação mais “nobre” do SCR. Para
tanto, é necessário que a frequência dos pulsos de gate seja sincronizada com a frequência da rede
senoidal e que sua posição no tempo seja ajustável. Esse tipo de controle é chamado de controle
de potência por fase, e é utilizado no controle de velocidade de motores, de intensidade de
lâmpadas (“dimmers”), da temperatura de fornos, etc. A Figura 12-17 ilustra esse tipo de
controle, tomando como base uma entrada senoidal sem retificação prévia.
FIGURA 12-17 – UTILIZAÇÃO DO SCR COMO CONTROLADOR DE POTÊNCIA
A figura deixa claro que a frequência dos pulsos de disparo é exatamente igual à frequência do
sinal de entrada senoidal. A corrente de gate está na forma de pulsos, que. Como discutido
anteriormente, devem ser de alta amplitude e curta duração.
Como no caso ilustrado na figura não há retificação prévia, é óbvio que o circuito só funcionará
caso os pulsos de disparo sejam aplicados durante os semiciclos positivos do sinal de entrada.
vi
t
viMÁX
vRL
t
viMÁX
0
iG
t 0
comutação natural
0
comutação natural
comutação natural
comutação natural
ββββ αααα
∆∆∆∆t ∆∆∆∆t ∆∆∆∆t ∆∆∆∆t ∆∆∆∆t
127
O intervalo angular entre o início de um semiciclo positivo da tensão de entrada e o disparo do
SCR é chamado de ângulo de disparo (αααα). Em termos de tempo, o ângulo de disparo é equivalente ao
intervalo ∆∆∆∆t que vai desde o início do semiciclo positivo até o momento de disparo do SCR. O intervalo
angular entre o disparo do SCR e a sua comutação natural é chamado de ângulo de condução (ββββ). Fica
evidente através do gráfico que, para um SCR ideal alimentado com tensão senoidal, vale a relação:
α + β = π = 180o (EQUAÇÃO 12-6).
Quanto maior o ângulo de disparo, menor será o ângulo de condução e, consequentemente,
menores serão a tensão sobre a carga e a potência dissipada sobre ela.
O ângulo de disparo αααα se relaciona com o intervalo de tempo ∆∆∆∆t através da equação:
α =πB∆t
T
2ffffff
fffffffffffffffff[ α = 2BπB fB∆t (EQUAÇÃO 12-7).
Nesta equação, T é o período da tensão senoidal de entrada e f é a sua frequência. Para o valor
usual de frequência (60 Hz), teremos αt 377B∆t . O máximo valor possível para ∆∆∆∆t para que o disparo
ocorra durante o semiciclo positivo é a metade do período do sinal de entrada, o que, para o caso de
senoides de 60 Hz, equivale aproximadamente a 8,33 ms.
No caso em questão (sem retificação prévia do sinal de entrada), os valores médio DC e eficaz da
tensão sobre a carga são calculados pelas equações:
VLDC =vi
MÁX
2Bπfffffffffffffff
B 1 + cos α` a
(EQUAÇÃO 12-8) VLef = viMÁXB
β + 0,5Bsen 2Bα` a
4Bπfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffs
wwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwww (EQUAÇÃO 12-9).
Quando se faz a retificação prévia, as equações passam a ser:
VLDC =vi
MÁX
πfffffffffffffff
B 1 + cos α` a
(EQUAÇÃO 12-10) VLef = viMÁXB
β + 0,5Bsen 2Bα` a
2Bπfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffs
wwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwwww(EQUAÇÃO
12-11).
TRIAC - TRIODO DE CORRENTE ALTERNADA
Suponhamos que seja necessário realizar o controle de potência por fase de uma carga de
corrente alternada. Para tanto, poderiam ser utilizados dois SCRs conectados entre si na ligação
chamada de anti-paralelo, como mostrado na Figura 12-18. Nessa ligação, cada semiciclo da tensão
alternada de entrada será controlado por um dos SCRs.
SCR1
vi Circuito
de
controle
RL
SCR2
128
FIGURA 12-18 – LIGAÇÃO ANTIPARALELA DE DOIS SCRS
Tal configuração seria dispendiosa, além de necessitar de um circuito de disparo mais complexo
para lidar adequadamente com os dois SCRs. A solução para esse problema consistiu na criação de um
dispositivo que funciona de modo bastante semelhante a dois SCRs ligados em anti-paralelo e
encapsulados em conjunto. Tal dispositivo, cujo símbolo e estrutura interna estão representados na
Figura 12-19, é conhecido como TRIAC (Triode AC - triodo de corrente alternada).
FIGURA 12-19 – SIMBOLOGIA E ESTRUTURA INTERNA DE UM TRIAC
Os nomes dos terminais de um TRIAC são terminal principal 2 (MT2 – main terminal 2), que
corresponderia ao anodo de um SCR, terminal principal 1 (MT1 – main terminal 1), que
corresponderia ao catodo de um SCR, e gate (G). O terminal principal 1 e o terminal principal 2 também
são chamados, respectivamente de anodo 1 (A1) e anodo 2 (A2). O terminal principal 1 serve como
referência, ou seja, é o terminal normalmente aterrado.
O TRIAC possui basicamente os mesmos mecanismos de disparo já estudados para o SCR. A
principal particularidade diz respeito ao disparo por aplicação de corrente o gate. Sendo um dispositivo
bidirecional, o TRIAC pode ser disparado qualquer que seja a polaridade da tensão entre os seus
terminais principais e qualquer que seja a polaridade dos pulsos aplicados ao gate. Existem, portanto,
quatro situações possíveis, que são classificadas de acordo com a polaridade do MT2 e do gate em relação
ao MT1. Em cada uma dessas situações, denominadas quadrantes, algumas das regiões P e N da
estrutura interna do dispositivo trabalharão em conjunto para estabelecer um “SCR efetivo”, que será o
responsável pela condução da corrente.
1°°°° Quadrante → Tanto o MT2 quanto o gate são positivos em relação ao MT1. Nesse caso, o “SCR
efetivo” é formado pela regiões P1, N1, P2 e N2, com a região P2 funcionando como gate. É o
modo de disparo em que o TRIAC é mais sensível, isto é, em que existe menor possibilidade de
ocorrer uma falha ao se tentar dispará-lo.
2°°°° Quadrante → O MT2 é positivo e o gate é negativo em relação ao MT1. Nesse caso, teremos o
mesmo “SCR efetivo” do 1° quadrante. A diferença é que o início da condução ocorre de modo
indireto, através da corrente que flui pela junção N3-P2. Por esse motivo, o TRIAC é menos
sensível nesse modo de operação do que no 1º quadrante.
3°°°° Quadrante → O MT2 e o gate são negativos em relação ao MT1. O “SCR efetivo” desta vez é
formado pela regiões P2, N1, P1 e N4. O início da condução também ocorre indiretamente,
através da corrente da junção N3-P2. Nesse modo de operação, o TRIAC é quase tão sensível
quanto no 1º quadrante.
MT2
MT1
G
P1 N4
N1
P2 N3 N2
MT2
MT1 G
129
4°°°° Quadrante → O MT2 é negativo e o gate é positivo em relação ao MT1. Possui o mesmo “SCR
efetivo” do 3° quadrante, mas o processo de início de condução é mais complicado, começando a
partir da junção P2-N2. É o modo de operação em que o TRIAC é menos sensível, sendo maior a
probabilidade de ocorrer uma falha no disparo.
A Figura 12-20 ilustra os quatro quadrantes de operação de um TRIAC.
FIGURA 12-20 – QUADRANTES DE DISPARO DE UM TRIAC
Para garantir o disparo do TRIAC, devem-se aplicar pulsos de corrente cujo valor seja, no mínimo,
o requerido pela operação no quarto quadrante, que pode ser até 5 vezes maior do que o exigido no
primeiro quadrante.
CURVA CARACTERÍSTICA DE UM TRIAC
Devido às particularidades da sua fabricação, o TRIAC tem uma curva característica simétrica e
semelhante à característica direta de um SCR, como se pode ver na Figura 12-21. Da mesma forma como
ocorre com o SCR, quanto maior a corrente de gate, menor o módulo da tensão necessária entre os
terminais principais para que ocorra o disparo do TRIAC.
-VBO
+VBO
+IH
-IH
IA
vMT2-MT1
130
FIGURA 12-21 – CURVA CARACTERÍSTICA DE UM TRIAC
COMUTAÇÃO DE UM TRIAC
Como o TRIAC admite ambas as polaridades de tensão entre os terminais principais, ele não pode
ser levado ao corte pelo processo de comutação forçada. Logo, uma vez disparado, a única maneira de
interromper a condução de um TRIAC é a comutação natural, ou seja, a redução do módulo da corrente
principal a um valor inferior ao da corrente de manutenção IH.
Logo, em regime de corrente alternada senoidal, o TRIAC tem apenas um pequeno intervalo em
torno dos pontos de passagem da tensão por zero para que ocorra a comutação. No caso de cargas
resistivas, isso é relativamente simples, mas quando a carga é altamente indutiva (como um motor, por
exemplo) a comutação do TRIAC pode tornar-se extremamente problemática. Isso ocorre devido à
defasagem entre a tensão e a corrente característica nas cargas indutivas, que faz com que, enquanto a
tensão é zero, a corrente seja diferente de zero. Nesses casos, ao invés de um TRIAC, pode ser mais
recomendável utilizar dois SCRs em anti-paralelo.
CIRCUITOS DE DISPARO PARA TIRISTORES
A seção de controle, que inclui os circuitos específicos para a tensão de disparo, é a parte mais
complexa de um sistema tiristorizado. Veremos a seguir os principais tipos de circuito de disparo,
utilizando como padrão sua utilização com o SCR. Os princípios que estudaremos, no entanto, aplicam-
se igualmente ao disparo de TRIACs, fazendo-se as devidas adaptações.
CIRCUITO RESISTIVO
É o tipo mais simples de circuito de disparo. Embora seu desempenho seja inferior ao de outros
tipos de circuito, possuem como vantagens o menor custo e um funcionamento mais estável diante de
variações de temperatura. A Figura 12-22 mostra diagramas de circuitos resistivos de disparo para SCR
e TRIAC, operando, em ambos os casos, em regime de corrente alternada senoidal.
vi
RL
S
R G TRIAC
POT
vi
RL
S
R G
D
SCR
POT
IG
131
FIGURA 12-22 – CIRCUITOS RESISTIVOS PARA O DISPARO DE TIRISTORES
O princípio de funcionamento é muito simples. A única exigência é que o resistor RG e o
potenciômetro POT sejam dimensionados de forma a permitir que, pelo menos no máximo valor de
tensão (do semiciclo positivo, no caso do SCR, ou dos dois semiciclos, no caso do TRIAC), a corrente de
gate (que circula uma vez fechada a chave S) atinja um valor igual ou superior a IGT, o que garante o
disparo do tiristor. No caso do circuito para SCR, o diodo D serve para impedir polarização reversa na
junção gate-catodo.
Uma vez disparado, o tiristor permanece conduzindo até que ocorra a comutação natural, com a
diminuição do valor de vi no final do semiciclo. Se a chave S continuar fechada, o tiristor volta a conduzir
quando a tensão de entrada voltar a atingir o valor adequado. Esse valor adequado depende do ajuste
do potenciômetro POT, o que proporciona o controle do ângulo de disparo do tiristor e,
consequentemente, da potência dissipada sobre a resistência de carga RL.
No circuito da esquerda da Figura 12-22, considerando o SCR inicialmente cortado e analisando a
malha percorrida pela corrente de gate IG, chega-se à equação:
+ vi@ IGBRL@ IGBPOT@ IGBRG@ vD@ vGK = 0[vi = IGB RL + POT + RG` a
+ vD + vGK (EQUAÇÃO
12-12).
Sendo a tensão de entrada senoidal, temos vi = VimáxBsen ω Bt` a
. No ângulo de disparo αααα do SCR,
temos vi = VimáxBsen α . Substituindo na Equação 12-12 e objetivando uma corrente de gate igual a IGT,
posso obter o valor do ângulo de disparo:
VimáxBsenα = IGTB RL + POT + RG` a
+ vD + vGK[ α = arc senIGTB RL + POT + RG
` a+ vD + vGK
Vimáx
fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 12-13).
Para simplificar a equação, consideramos RG >> RL (o que sempre ocorrerá, na prática) e
desprezamos os valores de vD e vGK, que são muito pequenos quando comparados aos valores das outras
tensões envolvidas. Assim, chega-se a:
α = arc senIGTB POT + RG
` a
Vimáx
fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 12-14).
O maior de ângulo de disparo possível de ser obtido com esse circuito é de 90°. Isso é evidente,
pois se a corrente necessária para o disparo não é atingida quando a tensão de entrada chega ao seu valor
máximo, não o atingirá com nenhum outro valor. Logo, a potência sobre a carga poderá ser ajustada
entre Pmáx
2ffffffffffffffff e
Pmáx
4ffffffffffffffff (no caso de circuitos com SCR) ou entre Pmáx e
Pmáx
2ffffffffffffffff (no caso de circuitos com TRIAC).
EXEMPLO 12-1: NO CIRCUITO ABAIXO, O VALOR DA RESISTÊNCIA DE CARGA É DESPREZÍVEL EM RELAÇÃO AO DAS
DEMAIS RESISTÊNCIAS. CALCULAR OS VALORES DE RG E POT PARA QUE O ÂNGULO DE DISPARO POSSA SER
AJUSTADO ENTRE 15° E 75°, SABENDO QUE O TRIAC NECESSITA DE 5 mA DE CORRENTE PARA DISPARAR.
220 V
60 Hz
RL
S
R G
POT
132
CIRCUITO CAPACITIVO
A limitação no ângulo de disparo entre 0° e 90°, inerente ao circuito resistivo de disparo, além da
dissipação de potência sobre as resistências na malha de gate, exige a utilização de circuitos de disparo
mais elaborados nas aplicações com maior nível de exigência. O passo seguinte em termos de
complexidade dos circuitos de disparo é a adição de um capacitor, conforme mostrado na Figura 12-23.
FIGURA 12-23 – CIRCUITO DE DISPARO CAPACITIVO PARA SCR
Nos semiciclos negativos, o capacitor se carrega rapidamente com -Vimáx através do capacitor C.
Assim, quando começam os semiciclos positivos, a tensão inicial do capacitor será sempre a mesma.
Através de RG e P, o capacitor começa a se carregar positivamente, até que a tensão de disparo do SCR é
alcançada. O tempo em que isso ocorre depende da constante de tempo ττττ = RG + POT` a
BC . A defasagem
entre corrente e tensão, proporcionada pela presença do capacitor, permite um ajuste mais amplo do
ângulo de disparo, que pode chegar a 180°, desde que corretamente dimensionados os componentes.
Com isso, a potência sobre a carga poderá ser ajustada entre 0 e Pmáx
2ffffffffffffffff (no caso de circuitos com SCR) ou
entre 0 e Pmáx (no caso de circuitos com TRIAC).
As desvantagens comuns aos dois tipos de circuito examinados até aqui são:
Característica de funcionamento altamente não-linear (as variações na potência sobre a carga não
são proporcionais à variação no ajuste do potenciômetro);
Operação altamente dependente do valor da corrente de gate necessária para o disparo do
tiristor, que varia com a temperatura, com a tensão de alimentação, e mesmo entre exemplares
diferentes de uma mesma especificação de tiristor;
Alta potência dissipada na seção de controle, já que a corrente de gate tem que percorrer uma
resistência relativamente elevada formada pela associação do resistor de gate com o
potenciômetro.
Por isso, tais circuitos de disparo são apropriados apenas para aplicações com requisitos de
desempenho pouco exigentes. Em situações mais complexas, é necessário incluir no circuito de disparo
vi
RL
C
R G
D1
SCR
PO T
D2
componentes auxiliares que permita
comportamento do circuito menos dependente das características peculiares do tiristor utilizado.
CIRCUITOS DE DISPARO
Os dispositivos de resistência ne
que apresentam em sua curva característica alguma região em que o aumento da tensão corresponde a
uma diminuição da corrente, ou vice
possuem essa particularidade,
Os DRN, de uma forma geral, apresentam elevada impedância (praticamente infinita) até que a
tensão entre dois de seus terminais atinja um determinado valor. A part
bruscamente (praticamente zero). O DRN permanece nessa condição enquanto a corrente que o
percorre estiver acima de um valor mínimo (chamado, normalmente, de corrente de manutenção).
Quando a corrente cai abaixo desse v
Os DRN podem ser unilaterais
quando conduzem em ambos os sentidos. O aspecto típico da curva característica de um DRN unilateral
é mostrado na Figura 12-24. A figura está fora de escala, para ressaltar os detalhes relevantes.
FIGURA 12-24 – CURVA CARACTERÍSTICA
A figura ressalta em tom mais escuro a região da curva em que o dispositivo
dinâmica negativa. O ponto dessa região que apresenta o maior valor de tensão é chamado de
coordenadas VP e IP, e o ponto que apresenta o menor valor de tensão é chamado de
coordenadas são VV e IV. O pico corresponde ao disparo do dispositivo e o vale corresponde ao seu
corte.
Note-se a semelhança entre essa curva e a curva característica de um SCR ou TRIAC. No
um SCR, a corrente de vale corresponde ao que chamamos de
pico corresponde à tensão de bloqueio direto
e VV-IV podem ser representados por outros símbolos, mas seu significado físico é o mesmo: são os
pontos de disparo e comutação do dispositivo, respectivamente.
Os circuitos de disparo baseados em DRN são basicamente
trabalham com carga e descarga de capacitores). Como veremos a seguir, esses osciladores
componentes auxiliares que permitam um controle mais preciso do ângulo de disparo e que tornem o
comportamento do circuito menos dependente das características peculiares do tiristor utilizado.
CIRCUITOS DE DISPARO COM DISPOSITIVOS DE RESISTÊNCIA NEGATIVA
dispositivos de resistência negativa (que chamaremos em diante
que apresentam em sua curva característica alguma região em que o aumento da tensão corresponde a
uma diminuição da corrente, ou vice-versa. Vimos anteriormente que os tiristores, de uma forma gera
possuem essa particularidade, mas ela é compartilhada por outros tipos de dispositivo
Os DRN, de uma forma geral, apresentam elevada impedância (praticamente infinita) até que a
tensão entre dois de seus terminais atinja um determinado valor. A partir desse ponto, a impedância cai
bruscamente (praticamente zero). O DRN permanece nessa condição enquanto a corrente que o
percorre estiver acima de um valor mínimo (chamado, normalmente, de corrente de manutenção).
Quando a corrente cai abaixo desse valor mínimo, o DRN volta para o estado de alta impedância.
unilaterais, quando conduzem corrente num único sentido, ou
quando conduzem em ambos os sentidos. O aspecto típico da curva característica de um DRN unilateral
A figura está fora de escala, para ressaltar os detalhes relevantes.
CURVA CARACTERÍSTICA DE UM DISPOSITIVO UNILATERAL DE RESISTÊNCIA NEGAT
figura ressalta em tom mais escuro a região da curva em que o dispositivo
dessa região que apresenta o maior valor de tensão é chamado de
o ponto que apresenta o menor valor de tensão é chamado de
. O pico corresponde ao disparo do dispositivo e o vale corresponde ao seu
se a semelhança entre essa curva e a curva característica de um SCR ou TRIAC. No
corresponde ao que chamamos de corrente de manu
tensão de bloqueio direto (VBO). Assim, dependendo do tipo de DRN
podem ser representados por outros símbolos, mas seu significado físico é o mesmo: são os
pontos de disparo e comutação do dispositivo, respectivamente.
circuitos de disparo baseados em DRN são basicamente osciladores de relaxação
rga e descarga de capacitores). Como veremos a seguir, esses osciladores
vale
pico
VP VV
IV
IV
i
v
rd < 0
133
m um controle mais preciso do ângulo de disparo e que tornem o
comportamento do circuito menos dependente das características peculiares do tiristor utilizado.
RESISTÊNCIA NEGATIVA
em diante de DRN) são componentes
que apresentam em sua curva característica alguma região em que o aumento da tensão corresponde a
os tiristores, de uma forma geral,
tipos de dispositivo.
Os DRN, de uma forma geral, apresentam elevada impedância (praticamente infinita) até que a
ir desse ponto, a impedância cai
bruscamente (praticamente zero). O DRN permanece nessa condição enquanto a corrente que o
percorre estiver acima de um valor mínimo (chamado, normalmente, de corrente de manutenção).
alor mínimo, o DRN volta para o estado de alta impedância.
, quando conduzem corrente num único sentido, ou bilaterais,
quando conduzem em ambos os sentidos. O aspecto típico da curva característica de um DRN unilateral
A figura está fora de escala, para ressaltar os detalhes relevantes.
DE RESISTÊNCIA NEGATIVA
figura ressalta em tom mais escuro a região da curva em que o dispositivo apresenta resistência
dessa região que apresenta o maior valor de tensão é chamado de pico, com
o ponto que apresenta o menor valor de tensão é chamado de vale, com
. O pico corresponde ao disparo do dispositivo e o vale corresponde ao seu
se a semelhança entre essa curva e a curva característica de um SCR ou TRIAC. No caso de
manutenção (IH) e a tensão de
). Assim, dependendo do tipo de DRN, os pontos VP-IP
podem ser representados por outros símbolos, mas seu significado físico é o mesmo: são os
osciladores de relaxação (que
rga e descarga de capacitores). Como veremos a seguir, esses osciladores são usados
134
para gerar pulsos de alta amplitude e curta duração, especialmente adequados para o disparo de um
tiristor. O diagrama básico de um oscilador de relaxação utilizando DRN é mostrado na Figura 12-25.
FIGURA 12-25 – DIAGRAMA GENÉRICO DE UM OSCILADOR DE RELAXAÇÃO COM DRN
Supondo o DRN inicialmente cortado, não passa corrente por ele e o capacitor C se carrega através
do resistor R. Sendo a tensão de alimentação Vcontrol superior à tensão de disparo VP do DRN, chegará
um momento em que a tensão no capacitor será suficiente para disparar o DRN. Quando isso ocorrer, ele
passa para a condição de baixa impedância, o que leva à rápida descarga do capacitor sobre o próprio
DRN e sobre RG. É gerado então um pico de tensão sobre RG, que é adequado para disparar um tiristor.
Ao final da descarga do capacitor, quando a corrente no DRN cai abaixo da corrente de vale IV, ele
é levado de volta ao corte. O capacitor começa a se carregar outra vez, iniciando um novo ciclo. O
diagrama de tempos da Figura 12-26 mostra as formas de onda sobre o capacitor C e sobre o resistor RG.
FIGURA 12-26 – FORMAS DE ONDA NO OSCILADOR DE RELAXAÇÃO COM DRN
Note-se que a presença do resistor RG não é necessária para o funcionamento do oscilador. Ele é
incluído no circuito apenas para que sobre ele se produzam os pulsos de tensão que dispararão o tiristor.
Para garantir a oscilação é necessário que o ponto de operação do DRN fique localizado na região
de resistência negativa. A localização do ponto de operação é determinada pela tensão de alimentação do
circuito e pelo valor da resistência R. A condição necessária para a oscilação é que o valor de R se situe
dentro da faixa:
VCONTROL@VV
IV
fffffffffffffffffffffffffffffffffffffff< R <VCONTROL@VP
IP
ffffffffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 12-15).
Estudaremos a seguir dois exemplos de dispositivos de resistência negativa: o transistor de
unijunção (UJT – unijunction transistor) e o DIAC (Diode for Alternating Current). Esses
C
R
R G
DRN Vcontrol
vC
t
t vRG
135
dispositivos são usados como elementos auxiliares em circuitos de disparo de SCRs e TRIACs,
respectivamente.
TRANSISTOR DE UNIJUNÇÃO (UJT)
Como o próprio nome indica, trata-se de um dispositivo semicondutor formado por uma única
junção PN. O corpo do UJT é composto por uma barra de material N em cujas extremidades são ligados
terminais chamados de bases (base 1 - B1 e base 2 - B2). Na parte intermediária da barra, mais
próximo à extremidade chamada de base 2, é difundida uma região P. O terminal ligado à região P é
chamado de emissor (E). A Figura 12-27 apresenta a estrutura interna, a simbologia e o circuito
equivalente de um UJT, além do aspecto físico e a identificação dos terminais para um dos exemplares
mais comuns de UJT, o 2N2646. No diagrama do circuito equivalente, VBB e VE não representam
características intrínsecas do dispositivo, e sim fontes de alimentação externas utilizadas para a
polarização do UJT.
FIGURA 12-27 – ESTRUTURA, SÍMBOLO, CIRCUITO EQUIVALENTE E ASPECTO FÍSICO DE UM UJT
Note-se a semelhança entre os símbolos do UJT e do JFET. A diferença é a inclinação no terminal
que representa o emissor de um UJT (que corresponde ao terminal que representa o gate de um JFET).
A região compreendida entre as bases 2 e 1 pode ser vista como um resistor com derivação
central. A resistência dessa região, chamada de resistência interbases (RBB), é da ordem de KΩ, à
temperatura de 25 °C. A resistência interbases é “dividida” em duas partes: uma que vai da base 2 até o
emissor (RB2) e outra que vai do emissor até a base 1 (RB1).
Utilizando o princípio do divisor de tensões no circuito equivalente, vemos que a tensão sobre o
“resistor” RB1 vale: vRB1 =VBBBRB1
RB2 + RB1fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff
[ vRB1 =VBBBRB1
RBBfffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff.
Enquanto a tensão VE for menor do que VRB1, o diodo D estará reversamente polarizado, sendo
percorrido por uma corrente praticamente nula. Se a tensão VE ultrapassar a soma de VRB1 com a tensão
de limiar Vd do diodo, este fica diretamente polarizado e sua corrente cresce rapidamente, sendo limitada
apenas pelos componentes externos.
Essa elevação brusca de corrente no diodo leva a uma forte injeção de portadores na região entre
o emissor e a base 1, o que reduz consideravelmente o valor de RB1 e, consequentemente, o valor da
tensão entre os dois terminais. Logo, a um aumento da corrente corresponde uma redução da tensão,
caracterizando assim uma região de resistência negativa. Isso é o disparo do UJT. Quando a corrente
P
N
B2
B1
E
B2
B1
E
D
RB 2
RB 1
E
B2
B1
R B B
VBB
VE
136
na junção cair abaixo do valor de manutenção, o dispositivo passa pela comutação, ou seja, volta à
condição de corte.
A relação RB
RB RB
1
2 1++++ é chamada de relação intrínseca de corte e é representada pela letra grega
ηηηη (eta) e é uma característica de fabricação do UJT. Os valores típicos para estão na faixa entre 0,5 e 0,9.
O valor da tensão VE que produz o disparo do UJT é chamado de tensão de pico (VP) e seu valor pode ser
calculado pela equação:
VP = ηBVBB + vD(EQUAÇÃO 12-16), onde VD é a tensão de limiar do diodo (cerca de 0,5 V).
Oscilador de Relaxação com UJT
Aplicando ao UJT o diagrama genérico dos osciladores de relaxação baseados em DRN,
visto anteriormente, chegamos ao circuito da Figura 12-28.
FIGURA 12-28 – OSCILADOR DE RELAXAÇÃO COM UJT
Supondo o capacitor inicialmente descarregado e o UJT cortado, quando a tensão de alimentação é
ligada, começa a carga do capacitor CE através de RE (RE = FIX + POT). Quando a tensão no capacitor
atinge o valor da tensão de disparo VP, a junção passa a conduzir e o capacitor se descarrega através dela,
gerando sobre R1 um pulso de tensão que pode ser usado no disparo de um tiristor. R1 também serve
para limitar a corrente de descarga do capacitor.
Quando o capacitor se descarrega, a corrente através da junção cai abaixo da corrente de
manutenção e o UJT volta ao estado de corte, reiniciando o ciclo. A função do resistor R2 é dar
estabilidade térmica ao circuito. As formas de onda sobre o capacitor e sobre R1 são aquelas já
mostradas no diagrama de tempos do oscilador genérico com DRN. A frequência de oscilação pode ser
calculada pela equação:
+VBB
CE
RE
R 2
R 1
F I X
P O T
pulsos de tensão que podem ser usados no disparo de tiristores
137
fo =1
REBCEB ln 1
1@ηffffffffffffffffff
ffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff (EQUAÇÃO 12-17).
No circuito analisado, o valor de RE varia em função do ajuste do potenciômetro POT, resultando
assim numa frequência de oscilação também ajustável. É importante que, em toda a faixa de variação do
potenciômetro, os valor da resistência equivalente RE se situe dentro da faixa que garanta a polarização
do UJT na região de resistência negativa. Se isso não ocorrer, como vimos acima, o circuito não irá
oscilar.
Existem fórmulas que auxiliam na determinação de valores ótimos para os resistores R1 e R2. No
entanto, é preferível utilizar a regra prática: utilizar R1 na faixa de dezenas de ohms (entre 22 Ω e 68 Ω)
e R2 na faixa de centenas de ohms (entre 470 Ω e 820 Ω).
DIODO DE CORRENTE ALTERNADA (DIAC - DIODE FOR ALTERNATING CURRENT)
O DIAC pode ser compreendido basicamente como um “TRIAC sem gate”, cujo disparo ocorre
somente por sobretensão (VBO). A fabricação do DIAC é de tal forma que o disparo ocorre quando a
tensão entre os seus terminais atinge cerca de 30 V, independente da polaridade. Sua estrutura interna é
um pouco mais simples do que a de um TRIAC. Como ele pode ser utilizado de modo análogo para ambas
as polaridades de tensão, por ser totalmente simétrico, não é possível e nem necessário fazer qualquer
diferenciação entre os seus dois terminais. No entanto, é costume chamá-los de anodo 1 (A1) e anodo 2
(A2). A Figura 12-29 mostra a estrutura interna e os diversos símbolos utilizados para representar um
DIAC.
FIGURA 12-29 – ESTRUTURA INTERNA E SIMBOLOGIA DE UM DIAC
Utilizando raciocínio análogo ao adotado em relação ao UJT, um oscilador de relaxação com DIAC
terá o diagrama mostrado na Figura 12-30. O funcionamento do circuito, da mesma forma como
abordado anteriormente, depende da polarização do DIAC em sua região de resistência dinâmica
negativa, o que é basicamente determinado pelo valor da resistência R.
P1 N3
N1
P2 N2
R
R G
DIAC
VT
C
138
FIGURA 12-30 – DIAGRAMA DE UM OSCILADOR DE RELAXAÇÃO UTILIZANDO DIAC
MÉTODOS DE SINCRONISMO DOS CIRCUITOS DE DISPARO COM A FREQUÊNCIA DA REDE
O correto funcionamento dos circuitos de controle de potência por fase depende da geração de
pulsos de disparo sincronizados com a frequência da rede de alimentação. Veremos agora dois métodos
para obter esse sincronismo, utilizando como exemplo um circuito de disparo baseado em UJT. Os
princípios que veremos podem igualmente ser utilizados para sincronizar circuitos de disparo com outros
tipos de dispositivo.
SINCRONISMO DIRETO
A técnica de sincronismo direto com a rede consiste em alimentar o circuito de disparo com uma
tensão que caia a zero todas as vezes em que se iniciar um semiciclo da tensão da rede. No caso de se
utilizar um TRIAC ou um SCR com retificação prévia da tensão principal, o sincronismo deve ser realizado
tanto nos semiciclos positivos como nos negativos. Caso se utilize um SCR sem retificação prévia, o
sincronismo precisa ser feito apenas nos semiciclos positivos. O circuito da Figura 12-31 utiliza essa
técnica. No lado direito da figura estão representadas as formas de onda nos pontos mais relevantes do
circuito.
FIGURA 12-31– CIRCUITO COM SINCRONISMO DIRETO COM A REDE E ALGUMAS FORMAS DE ONDA
O diagrama destaca as duas seções de que se compõe o circuito: a seção de controle, responsável
pelo disparo do SCR, e a seção de potência, responsável pela alimentação da resistência de carga RL. O
diodo D1 retifica a tensão da rede e o resistor RZ limita a corrente para o diodo Zener DZ. Como o valor
t
VZ
vB
t
vA
vimáx
VZ
PONTO A PONTO B
CE
RE
R 2
R 1
F I X
P O T
vi (tensão
da rede)
SCR
RZ
DZ
D1 RL
SEÇÃO DE CONTROLE SEÇÃO DE POTÊNCIA
139
de pico vimáx da tensão da rede, via de regra, é muito maior do que o da tensão de regulação VZ do diodo
Zener, o tempo necessário para a tensão no ponto B ir de zero até VZ é desprezível. Logo, cada vez que
se inicia um semiciclo positivo da tensão da rede, o circuito de controle é alimentado e, após um intervalo
de tempo ∆∆∆∆t, será gerado um pulso na base 1 do UJT, o qual será usado para disparar o SCR. O valor
desse intervalo de tempo está relacionado com a operação de um oscilador com UJT, ou seja:
∆t = REBCEB ln1
1@ ηfffffffffffffffh
j
i
k (EQUAÇÃO 12-18).
O intervalo de tempo e, consequentemente, o ângulo de disparo do SCR, podem ser ajustados pelo
do potenciômetro P. Como se trata de um circuito com SCR e sem retificação prévia, o valor máximo do
intervalo de tempo deve ser igual à metade do período da tensão da rede (∆∆∆∆t ≤≤≤≤ 8,3 ms, para a frequência
de 60 Hz). Um intervalo superior a esse ocasiona a geração dos pulsos de disparo durante os semiciclos
negativos da tensão da rede, o que impede na prática o disparo do SCR.
Com o disparo do SCR, a tensão na seção de controle cai a zero e, enquanto o SCR não voltar à
condição de corte, não serão gerados novos pulsos de disparo. Logo, a frequência dos pulsos gerados
será necessariamente igual à frequência da rede. Este é o motivo pelo qual não se define a frequência
(fo) dos pulsos gerados pelo UJT, e sim o intervalo de tempo (∆∆∆∆t) entre o início dos semiciclos positivos e
a geração desses pulsos. Como apenas um pulso é gerado a cada ciclo, conclui-se que essa técnica não
gera pulsos de disparo desnecessários.
O circuito da Figura 12-31 aproveita apenas os semiciclos positivos da tensão da rede, mas é óbvio
que, desejando-se se aproveitar os dois semiciclos da tensão de alimentação, a mesma técnica pode ser
aplicada no caso da retificação prévia da tensão da rede. O sincronismo direto pode ser aplicado também
nos circuitos destinados ao controle de cargas AC, nos quais se utiliza o TRIAC. Nestes casos, o elemento
auxiliar mais apropriado ao disparo do tiristor, ao invés do UJT, é o DIAC, que é bidirecional da mesma
forma como o TRIAC. A Figura 12-32 mostra o diagrama básico de um circuito de sincronização direta
utilizando TRIAC e DIAC. Caso a resistência de carga seja uma lâmpada incandescente, o circuito atua
como variador de luminosidade (“dimmer”).
FIGURA 12-32 – CIRCUITO PARA CONTROLE DE POTÊNCIA SOBRE CARGAS AC
Quando a tensão no capacitor atinge o valor da tensão de disparo do DIAC, esse conduz, aplicando
um pulso de corrente no gate do TRIAC, que também entra em condução, energizando a carga. O disparo
C
R F I X
P O T
DIAC
RL
vi (tensão da rede)
TRIAC
140
do TRIAC deixa o divisor de tensão formado por R, P e C sem energia, causando o corte imediato do DIAC.
O TRIAC permanece em condução até cerca do final do semiciclo, quando a corrente diminui, causando a
sua comutação natural. No semiciclo seguinte, repete-se o processo. A potência dissipada sobre a carga é
inversamente proporcional ao tempo necessário para que o capacitor atinja a tensão suficiente para o
disparo dos tiristores. Esse tempo, por sua vez, é determinado pelo ajuste do potenciômetro P.
O circuito da Figura 12-32 apresenta um problema de histerese, especialmente para baixos
valores de ângulo de disparo (alta potência sobre a carga). Esse problema é ocasionado pela diferença na
tensão do capacitor antes e depois do disparo do DIAC. Isso faz com que o comportamento do circuito
seja diferente quando se aumenta a potência (diminuindo-se o ajuste do potenciômetro) e quando se
diminui a potência (aumentando-se o ajuste do potenciômetro). Isto torna o ajuste menos preciso e mais
instável. Um método para minimizar esse problema é a utilização de duas redes RC ao invés de apenas
uma, como mostra a Figura 12-33.
FIGURA 12-33 - CIRCUITO DE CONTROLE DE POTÊNCIA COM DUPLA REDE RC, FILTRO E AMORTECEDOR
Nesse circuito, qualquer perda de tensão sofrida pelo capacitor C2 em razão do disparo do DIAC é
reposta pela tensão armazenada no capacitor C1. O capacitor CF e o indutor LF formam um filtro para as
harmônicas geradas pelo “recorte” da tensão senoidal, típico dos circuitos de controle de potência que
utilizam tiristores. Valores típicos para CF e LF são, respectivamente, 0,1 µF e 0,1 mH. Esse filtro deve
ser utilizado para minimizar interferências do circuito sobre outros que estejam ligados à mesma rede de
alimentação. O diagrama inclui também o resistor RS e o capacitor CS, que formam a rede amortecedora
(“snubber”) com o objetivo de reduzir a probabilidade de um disparo indesejado do TRIAC por variação
de tensão.
CIRCUITOS DE DISPARO USANDO CIRCUITOS INTEGRADOS ESPECIAIS
Neste método, o circuito responsável pela geração dos pulsos de disparo do tiristor tem o seu
funcionamento harmonizado com a rede de alimentação através da aplicação de pulsos de sincronismo,
que são gerados a partir dessa própria rede, tendo, portanto, a mesma frequência que ela.
C2
R3 F I X
P O T
DIAC
RL
vi (tensão da rede)
TRIAC R 1
C1
R2
LF
CF
R S
CS
141
A obtenção desses pulsos de sincronismo requer a utilização de circuitos razoavelmente
complexos. Em virtude da utilidade e da relativa frequência com que esses circuitos são empregados,
eles são disponibilizados na forma de circuitos integrados, que contêm as funcionalidades para a
geração dos pulsos, exigindo do usuário apenas a adição de um pequeno número de componentes
externos.
Um circuito integrado que possui essa característica é TCA785, cuja pinagem e diagrama em
blocos são mostrados na Figura 12-34, incluindo alguns dos componentes externos normalmente usados .
FIGURA 12-34 – PINAGEM E DIAGRAMA EM BLOCOS DO CIRCUITO INTEGRADO TCA785
A função de cada pino é descrita abaixo:
1. Terra do circuito integrado (GND).
2. Saída complementar dos pulsos gerados nos semiciclos positivos (Q2
fffffff).
3. Saída de pulsos com duração constante de 180° (QU).
4. Saída complementar dos pulsos gerados nos semiciclos negativos ( Q1
fffffff).
5. Entrada de amostragem da tensão de rede, para fins de sincronismo (VSync).
6. Inibidor de pulsos. Quando aterrado, bloqueia a geração de pulsos ( Inhibitffffffffffffffffff
).
7. Saída de pulsos com equação lógica Q Q1 2++++ (QZ).
8. Tensão de referência interna de 3,1 V (VREF). Para proteção contra ruídos, pode-se ligar a esse pino um capacitor para a filtragem dessa tensão interna.
R 9
C10
Circuito
de
Sincronismo
Fonte de
Corrente
Constante
Circuito
de
Formação
dos
Pulsos
de
Disparo
14
4
15
2
3
7
6 13
5
8
9 10 1 11 12
Regulador
de Tensão
(3,1 V)
16 Q1
fffffff
Q2
fffffff
Q1
Q2
QU
QZ
GND RX CX
+VCC
VSync
VControl
TCA 785
VRef
POT11 +VCC
Inhibitffffffffffffffffff
CPE
LP
Detetor de passagem por zero
Comparador de
descarga
Comparador detetor de disparo
Transistor de
descarga
C12
142
9. Ligação externa para o resistor que determina o valor da corrente do gerador interno (RX).
10. Ligação externa para o capacitor gerador da rampa de temporização (CX).
11. Tensão externa de controle do nível de disparo (VControl). Esse pino possui uma impedância interna de 15 KΩ.
12. Ligação externa para o capacitor que determina a largura dos pulsos de disparo fornecidos pelas
saída “normais” (CPE).
13. Mesma função do pino 12, em relação às saídas complementares (LP).
14. Saída “normal” dos pulsos gerados nos semiciclos negativos (Q1).
15. Saída “normal” dos pulsos gerados nos semiciclos positivos (Q2).
16. Polo positivo da tensão DC de alimentação do CI (+VCC).
Devidamente complementado com o uso de transformadores de pulsos e outros componentes
externos, um único CI TCA 785 pode ser utilizado para o disparo simultâneo de vários tiristores. É
possível, por exemplo, utilizar apenas um TCA 785 para controlar o disparo dos quatro SCRs necessários
para a implementação de um retificador monofásico totalmente controlado. Isso representa uma
significativa economia em relação a um circuito de disparo similar implementado a partir de
componentes discretos, sem falar no aumento da confiabilidade.
Conectando-se um capacitor externo ao pino 10, ele será carregado a partir da fonte de corrente
constante interna ao CI. Logo, a tensão nesse capacitor será uma rampa linear. O valor IF da corrente
fornecida pela fonte é dado por: IF =V REFB1,1
R9
fffffffffffffffffffffffff[ IF =
3,41
R9
fffffffffff, onde R9 é o valor da resistência externa
conectada ao pino 9 do CI e 1,1 é o valor de uma constante peculiar ao integrado. Logo a variação da
tensão ao longo do tempo será dada por: dv
dtfffffff= IF
C10
ffffffff, onde C10 é o valor do capacitor conectado ao pino 10
do integrado.
Conhecendo-se os valores de C10, R9 e da tensão de controle aplicada ao pino 11 (VControl), é
possível calcular o tempo necessário para que o valor da tensão sobre o capacitor ultrapasse a tensão no
pino 11: ∆t =V ControlBC10
IF
fffffffffffffffffffffffffffffffff[ ∆t =
V ControlBC10BR9
3,41fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff.
Após esse intervalo de tempo, a saída do comparador de descarga muda de estado, ocasionando a
geração de um conjunto de pulsos de disparo. A carga do capacitor continua até que a tensão senoidal
passa por zero. Quando isso ocorre, o circuito de sincronismo aplica um pulso na base de T1, levando-o à
saturação, o que causa a descarga do capacitor C10. Assim, garante-se que a carga do capacitor e o início
da contagem do tempo para a geração dos pulsos de disparo sempre coincidam com a passagem pelo
zero.
O valor da corrente IF deve ser limitado entre 10 µA e 1 mA, o que significa que o resistor R9 deve
ter valores entre 3 KΩ e 300 KΩ. A capacitância do capacitor C10 deve estar entre 500 pF e 1 µF. A
tensão da rampa sobre esse capacitor atinge o valor máximo de VCC - 2 V.
143
Os pinos 14 e 15 são, respectivamente as saídas “normais” de pulsos 1 e 2. O pino 14 é acionado
nos semiciclos negativos da tensão senoidal e o pino 15 é acionado nos semiciclos positivos. A duração d
dos pulsos nesses pinos é determinada pelo capacitor externo conectado ao pino 12, através da equação:
d = 0,62BC12 , onde d é dado em segundos e C12 é dado em microfarads. Se o pino 12 estiver aberto, a
duração dos pulsos será constante e igual a 30 µµµµs. Se o pino 12 estiver aterrado, os pulsos duram até o
início do próximo semiciclo, isto é, teremos β = π@α .
Os gráficos da Figura 12-35 representam os pulsos nos pinos 15 e 14 em duas situações
diferentes: com o pino 12 e aberto e com o pino 12 aterrado.
FIGURA 12-35 – INFLUÊNCIA DO PINO 12 SOBRE A DURAÇÃO DOS PULSOS DE DISPARO
Além das duas saídas de pulsos “normais” Q1 e Q2, o TCA 785 possui as saídas auxiliares Q1
fffffff,
Q2
fffffff, QU e QZ. Q1
fffffffe Q2
fffffff são, respectivamente, as saídas complementares a Q1 e Q2. Essas saídas
auxiliares são do tipo coletor aberto, de forma que para a sua utilização é necessário conectá-las a uma
tensão positiva através de um resistor de elevação.
A saída QU é acionada ao mesmo tempo em que a saída Q1, mas sua duração do pulso é igual a
180°, independente da situação do pino 12. A saída QZ é igual à função NOR entre as saídas Q1 e Q2, ou
eja: QZ = Q1 + Q2
fffffffffffffffffff. Essa saída é útil no disparo de TRIACs.
Aplicando-se uma tensão inferior a 2,5 V ao pino 6, todas as saídas de pulsos ficam bloqueadas.
Para garantir a liberação das saídas de pulsos, a tensão no pino 6 deve ser superior a 4 V. Logo, deve-se
evitar a aplicação de tensões entre 2,5 V e 4 V ao pino 6, pois nessa faixa “cega” de tensões o
comportamento das saídas é imprevisível.
Pino 12 aberto: pulsos com duração de30 µs
Pino 12 aterrado: pulsos duram até o início do próximo semiciclo
144
O TCA 785 típico pode fornecer pulsos com até 55 mA de corrente, e a versão mais robusta do
integrado fornece pulsos de até 250 mA. Para aplicações que necessitem de correntes mais elevadas,
devem ser utilizados amplificadores com transistores bipolares.
UM CIRCUITO TÍPICO DE DISPARO UTILIZANDO O TCA 785
O diagrama da Figura 12-36 representa uma aplicação típica do TCA 785 no circuito de
disparo de um SCR. Atenção para os cruzamentos de linhas que não têm ligação.
FIGURA 12-36 – CIRCUITO DE DISPARO TÍPICO UTILIZANDO O CI TCA785
O conjunto formado por R1, D1, DZ1 e C1 é responsável pela redução, retificação, estabilização e
filtragem da tensão senoidal da rede, originando a tensão DC para a alimentação do integrado. O
conjunto formado por R2, D2 e D3 proporciona a amostragem da tensão da rede necessária para o
sincronismo dos pulsos gerados pelo integrado.
O capacitor C8 faz uma filtragem adicional da tensão de alimentação interna do TCA 785, que vale
3,1 V. A chave S1 serve para aterrar o pino 6, inibindo dessa forma a geração de pulsos. Quando a chave
está aberta, o resistor R3 serve para garantir uma tensão superior a 4 V no pino 6, permitindo a saída de
pulsos. O potenciômetro P em série com o resistor R permite a variação da corrente fornecida pelo
gerador interno, variando dessa forma o ângulo de disparo. O capacitor C10 também colabora na
determinação da inclinação da rampa de carga.
8
7
6
5
4
3
2
1
9
10
11
12
13
14
15
16
D3 D2
C8
R9 R 4
P 1
R 6
C10
R 5
SCR
R 2
R 3
D1
R 1
S1
C1
DZ
R L
vi (rede)
TCA
785
P 2
145
R5 e P2 determinam a tensão no pino 11, que também influencia o ângulo de disparo. Como o
pino 12 está em aberto, os pulsos gerados terão duração de 30 µs. O resistor R4 tem por objetivo manter
o pino 13 não aterrado, para não influenciar na duração dos pulsos nas saídas complementares.
EXEMPLO 12-2: NO CIRCUITO DA FIGURA 12-36, SUPONDO A TENSÃO NO PINO 11 IGUAL A 5 V, C3 = 470 nF, R1 =
10 KΩ E P1 = 150 KΩ , CALCULAR OS VALORES MÍNIMO E MÁXIMO DE ÂNGULO DE DISPARO QUE PODERÃO SER
OBTIDOS. A FREQÜÊNCIA DA REDE É DE 60 HZ. QUE MODIFICAÇÕES DEVEM SER FEITAS NO CIRCUITO PARA:
a) Gerar pulsos com duração de 100 µs ?
b) Permitir a inibição dos pulsos a partir de um sinal TTL (pulso de 5 V) ?
c) Disparar um TRIAC ?
CIRCUITOS DE DISPARO COM ATUAÇÃO ON/OFF
Muitas vezes é necessário manter uma carga energizada apenas durante o tempo durante o qual
uma determinada grandeza física preencher certas condições. Nesses casos, o tiristor utilizado para o
controle da carga deve ser disparado de acordo com essas condições. O princípio desse tipo de circuito é
fazer com que a tensão no gate do tiristor seja suficiente para dispará-lo apenas quando existir a condição
de interesse. Para tanto, é necessária a utilização de um transdutor, elemento que será responsável para
transformar a grandeza física de controle numa grandeza elétrica (tensão ou corrente). O circuito cujo
diagrama está representado na Figura 12-37 utiliza um LDR (Ligth Dependant Resistor - resistor com
resistência dependente da iluminação) como transdutor. Esse dispositivo possui como característica
uma resistência inversamente proporcional à iluminação (maior iluminação, menor resistência, e vice-
versa).
R1 F I X
P O T
DIAC
RL
vi (tensão da rede)
TRIAC
L D R
LF
CF
R S
CS
146
FIGURA 12-37 – CIRCUITO DE DISPARO FOTO-ATIVADO
Quando a luminosidade sobre o LDR é baixa, sua resistência aumenta, juntamente com a tensão
sobre ele. Assim essa tensão é suficiente para disparar o DIAC, que por sua vez permite o disparo do
TRIAC, energizando a carga. O potenciômetro POT, em conjunto com o resistor FIX, permite ajustar o
nível de luminosidade em que o TRIAC irá disparar. Com o aumento da luminosidade sobre o LDR, sua
resistência diminui e a tensão sobre ele torna-se insuficiente para o disparo do DIAC, impedindo o
disparo do TRIAC e desenergizando a carga.
Caso a carga seja uma lâmpada, esse circuito poderá ser utilizado como interruptor crepuscular,
ou seja, para acender a lâmpada automaticamente quando estiver escuro e apagá-la quando estiver claro.
É óbvio que o LDR não poderá ser exposto à luminosidade da lâmpada, mas somente à iluminação
natural.
Note que, também nesse circuito, a seção de controle (formada pelo resistor FIX, pelo
potenciômetro POT, pelo LDR e pelo DIAC) fica desenergizada quando o TRIAC está conduzindo. Com o
uso de outros tipos de transdutores, diferentes grandezas físicas podem ser monitoradas por este tipo de
circuito.
As funções dos componentes LF, CF, RS e CS já foram explanadas na análise do circuito da Figura
12-33.
Assim como o circuito da Figura 12-37 fez uso conjunto de um dispositivo de resistência dinâmica
negativa (no caso, um DIAC) para efetuar o disparo do tiristor, os circuitos de disparo com atuação
ON/OFF podem ser combinados com outras técnicas, como um circuito integrado TCA785.