diseÑo de un instrumento para la adquisiciÓn
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DISEÑO DE UN INSTRUMENTO PARA LA ADQUISICIÓN,
ALMACENAMIENTO, PROCESADO Y REPRODUCCIÓN DE
SEÑALES ECG.
PROYECTO DE GRADO
BRAYAN ALEXIS ARIAS MARTINEZ
ASESOR: JORDI PRAT TASIAS
UNIVERSIDAD DE LOS ANDES
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA
JUNIO DE 2003
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TABLA DE CONTENIDO
1 INTRODUCCIÓN........................................................................................................ 4
2 OBJETIVOS ................................................................................................................. 5 2.1 OBJETIVOS GENERALES .................................................................................. 5 2.2 OBJETIVOS ESPECÍFICOS ................................................................................. 5
3 DESCRIPCIÓN DEL PROBLEMA........................................................................... 6
4 SOLUCIÓN PLANTEADA......................................................................................... 7
5 MEDICIÓN DE BIOPOTENCIALES ....................................................................... 8 5.1 INTRODUCCIÓN A LOS BIOPOTENCIALES .................................................. 8 5.2 ELECTRODOS .................................................................................................... 10 5.3 ECG ...................................................................................................................... 13 5.4 CONEXIÓN PARA LA LECTURA DE LA SEÑAL ECG ................................ 18 5.5 PROBLEMÁTICA ASOCIADA A LA CAPTACIÓN DE LA SEÑAL ECG 21
6 INSTRUMENTO VIRTUAL .................................................................................... 26 6.1 INTRODUCCIÓN................................................................................................ 26 6.2 ACERCA DE LABVIEW 6.1 ............................................................................... 28 6.3 COMPOSICIÓN DEL IV..................................................................................... 29
7 SUBSISTEMA HARDWARE ................................................................................... 31 7.1 ELECTRÓNICA DE ACONDICIONAMIENTO DE LA SEÑAL ECG .31
7.1.1 AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACIÓN.............................................. 32 7.1.2 AMPLIFICADOR DE AISLAMIENTO......................................................... 34 7.1.3 FILTRO PASA-ALTAS.................................................................................. 36 7.1.4 FILTRO NOTCH .......................................................................................... 37 7.1.5 FILTRO PASA-BAJAS.................................................................................. 37
7.2 TARJETA DE ADQUISICIÓN ........................................................................... 38
8 SUBSISTEMA SOFTWARE .................................................................................... 40 8.1 DESCRIPCIÓN.................................................................................................... 40 8.2 INTRODUCCIÓN................................................................................................ 41 8.3 MÓDULOS PRINCIPALES ................................................................................ 41
8.3.1 MÓDULO DE ADQUISICIÓN .................................................................... 42 8.3.2 MÓDULO DE REPRODUCCIÓN ............................................................... 46 8.3.3 MÓDULO DE CONFIGURACIÓN.............................................................. 50
8.4 SEGURIDAD DEL PROGRAMA....................................................................... 53
9 COMPARACIÓN CON OTROS SISTEMAS DESARROLLADOS.................... 54 9.1 VENTAJAS Y DESVENTAJAS ......................................................................... 54
10 CONCLUSIONES Y RESULTADOS .................................................................. 56
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11 APÉNDICES ........................................................................................................... 58 A. ESQUEMA GENERAL ........................................................................................... 59 B. DISEÑO DE LA PLACA......................................................................................... 62 C. LISTADO DE LABVIEW ........................................................................................ 65 D. ESPECIFICACIONES TÉCNICAS DEL EQUIPO ................................................ 91 E. ESPECIFICACIONES DE LOS COMPONENTES................................................ 93 F. LISTA DE COMPONENTES, PRESUPUESTO .................................................. 133 G. BIBLIOGRAFÍA.................................................................................................... 137
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1 INTRODUCCIÓN
Son tantas las incógnitas que rodean al ser humano, que tratamos de estudiar a fondo todas
y cada una de las áreas que ha creado el hombre para tratar de esclarecerlas. La
biomedicina es una de estas áreas y trata de mejorar la calidad de vida de las personas
estudiando el cuerpo, aprendiendo de sus reacciones y desarrollando sistemas tratando de
sacar el máximo provecho para satisfacer a sus usuarios, ya sea como médico, o como
paciente. En este trabajo se da una solución a un problema hospitalario, desarrollando un
instrumento virtual para la adquisición, almacenamiento, procesamiento y reproducción de
señales ECG. Al comienzo se dará una introducción a lo que son los biopotenciales, una
vista rápida a la función principal de los electrodos y el cómo medir los potenciales del
corazón, o señales ECG. Después se hará una introducción al problema resuelto,
esclareciendo la idea de instrumento virtual y viendo en detalle las partes hardware y
software de la solución. Espero entonces que el trabajo sea del agrado del lector para ser
reproducido y mejorado en tanto aumente el interés en ésta área.
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2 OBJETIVOS
2.1 OBJETIVOS GENERALES
• Presentar de forma clara y concisa el diseño y desarrollo de un instrumento para la
adquisición, almacenamiento, procesado y reproducción de datos procedentes de
señales biopotenciales.
• Lograr la buena aceptación del instrumento por parte del lector para que sea
utilizado y difundido.
2.2 OBJETIVOS ESPECÍFICOS
• Dar una posible solución económica al problema de monitoreo y almacenamiento
de datos en las salas de cuidados intensivos.
• Desarrollar un instrumento virtual capaz de adquirir, visualizar, procesar, almacenar
y reproducir datos representativos de parámetros fisiológicos.
• Acondicionar las señales análogas del paciente para que puedan ser adquiridas y
procesadas por un computador.
• Describir cada uno de los subsistemas necesarios para el desarrollo del instrumento
diseñado.
• Describir cada uno de los módulos realizados.
• Comparar este sistema con sistemas ya existentes.
• Consolidar los resultados obtenidos con opiniones médicas.
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3 DESCRIPCIÓN DEL PROBLEMA
En la actualidad los monitores de soporte vital en pacientes de cuidados intensivos quedan
limitados en dar información del estado del paciente por el instante de tiempo que se
encuentre un observador, dado que son instrumentos que dan información en tiempo real.
Sin embargo, se pierde toda la información que dicho monitor está dando a conocer
referente a los parámetros fisiológicos que esta midiendo dado que no se guarda ningún
dato para la posteridad, que podría ser interesante para estudiar ciertas patologías o incluso
para diagnósticos a distancia, entre otras utilidades posibles. Y aunque bien es cierto que
existen en la actualidad muchas empresas que proporcionan soluciones de
acondicionamiento, procesado y almacenamiento de señales dentro del ámbito hospitalario,
pueden adquirirse a costos muy elevados para ser asequibles a cualquier institución
hospitalaria.
El problema, finalmente, es la falta de un sistema hospitalario, de costo asequible, que
facilite el almacenamiento y procesamiento de señales procedentes de los pacientes, pero
dado que las mediciones que se le pueden hacer a un paciente son muchas, se restringe el
problema al almacenamiento de señales ECG.
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4 SOLUCIÓN PLANTEADA
La solución planteada y desarrollada fue un instrumento virtual. Este instrumento virtual
tiene dos partes claramente diferenciables: una parte hardware y la otra parte software. La
primera consiste en toda el hardware necesario para hacer posible la adquisición de la señal
y la segunda es un programa que permitirá la adquisición y almacenamiento de la señal. El
programa será la interfaz GUI (Graphical User Interface) y CUI (Compurer User Interface)
o Interface gráfica para el usuario e interfaz usuario-computador respectivamente. Es decir
que el programa será el vínculo existente entre el operario y el instrumento.
La solución planteada se hizo con base en cuatro conceptos principales: el primero, el poder
guardar la información sin ningún problema en archivos portátiles. El segundo, poder
visualizar la señal en tiempo real. El tercero es la fácil interacción que debería tener el
programa con el usuario, pues hay que tener en cuenta que los operadores finales no son
ingenieros, sino médicos y enfermeros, por lo cual los controles complicados, los cálculos y
la ingeniería avanzada no se dejan a la vista del usuario. Y por último, el bajo costo que la
solución debería implicar su desarrollo, esto en comparación de sistemas existentes en el
mercado, haciendo el instrumento virtual asequible a los hospitales.
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5 MEDICIÓN DE BIOPOTENCIALES
5.1 INTRODUCCIÓN A LOS BIOPOTENCIALES
Los potenciales bioeléctricos son producidos debido a la actividad de ciertas clases de
células llamadas células excitables, que son componentes de tejido nervioso, muscular o
glandular. Eléctricamente, ellos exhiben un potencial de reposo y cuando son estimulados
apropiadamente, una acción potencial. Esto es debido a los fluidos del cuerpo que
contienen cargas atómicas conocidas como iones. Los iones principales son sodio (NA+),
potasio (K+), y cloro (CL-). Las células excitables individuales mantienen un potencial de
diferencia estable entre el medio interno y externo. Este potencial de reposo en su medio
interior esta en el rango de menos 60 a menos 100 mV, relativo al medio externo(ver figura
5.1).
El potencial en reposo se mantiene hasta que exista un disturbio que desequilibre las cargas.
Una célula en estado de reposo se le conoce como polarizada.
La membrana celular es muy delgada (7-15nm) lipoproteína compleja que es esencialmente
impermeable a proteína intracelular y otros organismos. La membrana en estado de reposo
es un poco permeable a Na+ y prácticamente libre de permeabilidad a K+ y Cl-.
Se presentan entonces dos situaciones: la primera es la concentración de sodio (NA+) en el
interior de la célula, que es mucho menor que el líquido externo, es decir que el exterior es
-70mV
Figura 5.1: Célula polarizada con su potencial en reposo.
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mas positivo que el interior. La segunda situación es que entran cargas de potasio para
tratar de equilibrar las cargas de concentración y queda mas positivo el interior que el
exterior. Al entrar iones de sodio a la célula, la barrera para los iones de sodio de la
membrana disminuye y las cargas de sodio logran entrar en el interior. Las cargas de
potasio tratarán entonces de salir dado que estaban en mayor concentración, pero no lo
hacen tan rápido como los iones de sodio. Así habrá una diferencia de potencial en el
interior positiva referente con el exterior de aproximadamente 20mV (Ver figura 5.2). A
este potencial se le llama potencial de acción.
Al proceso de pasar del potencial de reposo el potencial de acción se le llama
depolarización. El efecto inverso se le llama repolarización. La figura 5.3 muestra la
sección transversal de una célula despolarizada.
Na+
Na+ Na+
Na+Na+
Na+
K+
K+ K+
Figura 5.3: Depolarización de una celular. Iones Na+ entran en la célula rápidamente, mientras los iones K+ tratan de salir.
20mV
Figura 5.2: Célula depolarizada durante un potencial de acción.
V
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Una vez la entrada de iones de sodio en la célula ha parado, dado que la corriente ionica
que disminuyó la barrera permeable de la membrana ha parado, la membrana vuelve a su
estado original, siendo nuevamente permeable a los iones de sodio, alcanzando un nuevo
estado de equilibrio.
Cuando una célula es excitada y genera un potencial de acción, se genera una corriente
iónica que podría excitar a su vez células vecinas. La velocidad a la cual un potencial de
acción se mueve por una fibra se le llama velocidad de propagación. La velocidad de
propagación varía ampliamente, dependiendo n el tipo y diámetro del tejido o fibra
nerviosa. A continuación se presenta una tabla para tener una idea de las velocidades de
propagación:
Velocidad de propagación Medio de
propagación Mínimo Máximo
Nervios 20m/s 140m/s
Músculos cardiacos 0.2m/s 0.4m/s
Fibras de retardo
especializadas
0.03m/s 0.05m/s
Tabla 5.1: Velocidades de propagación
5.2 ELECTRODOS
Los electrodos son los sensores encargados de convertir el potencial iónico a potencial
eléctrico dado que la corriente en el cuerpo se lleva a cabo por los iones, mientras que en el
cable (conectado al electrodo) es llevado a cabo por electrones. Los electrodos tienen un gel
en su superficie que permiten la medición de dichos potenciales por medio de electrolitos
contenidos en él. La internase electrodo-electrolito, esta ilustrada en la figura 5.4.
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La corriente neta que pasa la interfase, pasando del electrodo al electrolito, consiste en (1)
electrones moviéndose en la dirección opuesta a la corriente en el electrodo, (2) cationes
(denotados con C+) moviéndose en la misma dirección que la corriente, y (3) aniones
(denotados con A-) moviéndose en la dirección opuesta a la corriente en el electrolito. No
existen electrones libres en el electrolito, y no hay cationes o aniones libres en el electrodo
para que ocurra alguna transferencia de cargas. Lo que sucede en realidad es una reacción
química que podría ser representada por la siguiente ecuación:
C ↔ Cn+ + ne- (5.1) An- ↔ A + me- (5.2)
Donde n es la valencia de C y m es la valencia de A. En la primera ecuación (5.1) se asume
que el electrodo esta hecho de algunos átomos del mismo material que los cationes y que
este material en el electrodo en la interfaz puede oxidarse para formar un catión y uno o
mas electrones libres. El catión se descarga en el electrolito; el electrodo permanece como
una carga en el electrodo.
La reacción llevada a cabo por los aniones, se presenta en la segunda ecuación (5.2). En
este caso, un anión va a la interfaz electrodo-electrolito y puede ser oxidado a un átomo
neutral, dando como resultado uno o más electrones libres al electrodo.1
1 Medical Instrumentation, application and Design. John Webster, Ed. Wiley. 3da edición. 1998.
C
C
C
C+
C+
C+
A-
A-
e-
e-
e-
Figura 5.4: Interfase electrodo-electrolito la corriente pasa de izquierda a derecha. El electrodo consiste enátomos que componen el metál C. El electrolito es una solución acuosa que contiene cationes del metal delelectrodo C+ y aniones A-.
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Son muchos los electrodos que pueden ser usados para medir eventos bioeléctricos, pero en
esencia, se pueden clasificar en uno de tres tipos básicos:
1. Microelectrodo: Electrodos usados para medir potenciales bioeléctricos cerca o
entre una sola célula.
2. Electrodos de piel o superficie: Electrodos usados para medir potenciales tales como
señales ECG, EEG, y EMG desde la superficie de la piel.
3. Electrodos de aguja: Electrodos usados para penetrar la piel para medir potenciales
EEG desde una región local del cerebro o potenciales EMG desde un grupo
específico de músculos.
En los electrodos de piel existe un problema y es la sensibilidad al movimiento del paciente
y puede causar deterioro en la señal leída. Aún el menor movimiento cambia el ancho del
electrolito entre el metal y la piel, lo cual causa un cambio en el potencial del electrodo y la
impedancia.
Dado que los potenciales bioeléctricos requieren dos electrodos, el voltaje medido es en
realidad la diferencia entre los potenciales instantáneos de los dos electrodos. Si los dos
electrodos son esencialmente del mismo tipo, la diferencia es usualmente pequeña y
depende esencialmente en la diferencia actual del potencial iónico entre los dos puntos del
cuerpo desde donde se están tomando las mediciones. Si los dos electrodos son diferentes,
se podría producir un voltaje DC significante que puede causar un flujo de corriente a los
electrodos, al igual que al circuito electrónico al que están conectados. El voltaje DC
producido por la diferencia en los potenciales de los electrodos es llamado voltaje de offset
(a) (b) (c)
Figura 5.5: Ejemplos de tipos de electrodos. Microelectrodos (a), electrodos de superficie (b) y electrodosde aguja (c).
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del electrodo. Aún dos electrodos del mismo material pueden producir un pequeño voltaje
de offset.2
5.3 ECG
El corazón sirve como una bomba para el sistema circulatorio. La función de bombeo es
suplida por los ventrículos, y las aurículas son recamaras para almacenar la sangre durante
el tiempo en que los ventrículos la están bombeando(ver figura 5.6).
La fase de descanso del corazón y en el cual se llena de sangre en llamado diástole,
mientras la contracción o fase de bombeo es llamada sístole. El corazón comprime
diferentes tipos de tejidos, el tejido de los nodos sino-auricular (SA) y auro-ventricular
(AV), aurícular, Purkinje y el tejido ventricular. Estos tejidos son excitados eléctricamente
y cada tipo de células exhibe sus propias características de potencial de acción (ver figura
2 Biomedical Instrumentation and Measurements, Leslie Cromwell. Ed. Prentice Hall, 1ra edición, 1973.
Figura 5.6: Distribución de tejidos especializados conductores en la aurícula derecha y ventrículos. (Gráfica tomada del libro Medical Instrumentation, Application and Design de John Webster)
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5.7). El nodo SA oscila, o late, a una velocidad de 70 a 80 latidos por minuto (bpm); el
nodo auro-ventricular late un poco mas lento, entre 40 a 60 bpm.
Normalmente el nodo SA determina el latido cardiaco, dado que es el mas rápido y
estimula otros tejidos antes de que alcance el estado de reposo. Así, el nodo SA puede ser
considerado como el marcapasos.
El impulso eléctrico empieza entonces en el nodo SA, también conocido como nodo sino-
auricular o nodo seno, causado por unas células especializadas que se descargan cada
determinado tiempo. Cuando el impulso eléctrico se mueve a través del corazón, éste se
contrae según donde se encuentre dicho impulso eléctrico.
Figura 5.7: Actividad eléctrica representativa de varias regiones del corazón. (Gráfica tomada del libro Medical Instrumentation, Application and Design de John Webster)
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Las aurículas y los ventrículos están separados por un disco fibroso que no es muscular y el
cual previene el paso del pulso eléctrico, sino fuera así, el corazón actuaría como una
esponja contrayéndose y relajándose totalmente sin pasos intermedios.
El funcionamiento del corazón al paso de este impulso eléctrico es entonces así: El impulso
eléctrico se origina, como se dijo anteriormente, en el nodo SA. Desde aquí se desplaza a
través de las dos aurículas causando la contracción de las mismas. Mientras el impulso
eléctrico pasa a través de las aurículas, se genera la onda conocida como P en el ECG (ver
figura 5.8). Si se presenta anomalías en la onda P, es usualmente una anomalía en las
aurículas derecha y/o izquierda.
Cuando el pulso eléctrico alcanza el disco AV, éste prácticamente se anula, excepto en el
sistema AV especializado, el cual consiste en el nodo AV (AVN), el bulto His, y las ramas
derecha e izquierda. El nodo AV conduce el impulso eléctrico muy despacio y lo pasa al
bulto his. Éste penetra el disco AV y la señal pasa a las ramas derecha e izquierda y estas a
su vez pasan la señal al ventrículo derecho e izquierdo respectivamente. Como el pulso
pasa muy lento en el nodo AV, hay una pausa en la actividad eléctrica en el ECG referido
al intervalo PR. Después el impulso eléctrico se expande a los ventrículos causando la
contracción de los mismos y generando el complejo QRS en el ECG. Si se presentan
anomalías en esta onda, es usualmente un problema en el músculo ventricular que podría
producir un ataque cardiaco.
Finalmente, hay un pequeño impulso conocido como onda T, que es debida a la
repolarización lenta de los músculos papilares de los ventrículos, para tener una señal que
es la que estamos acostumbrados a ver en un ECG.
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Figura 5.8: Pulso eléctrico y generación de la onda ECG. (a) El impulso eléctrico empieza en el nodo SA,desplazándose y contrayendo las aurículas. (b) Pasa por el Bulto de His retardando el impulso. (c) Seexpande a los ventrículos causando su contracción y generando el complejo QRS en la señal ECG. (d)Repolarización lenta de los músculos papilares de los ventrículos.
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Las amplitudes en un corazón normal difieren dependiendo de la onda. La onda onda T
suele ser la mas pequeña, teniendo un voltaje que oscila entre 0.1 a 0.5 mV. La onda R es la
mas grande debido a que es la que causa la contracción de los ventrículos, con un voltaje de
1.6mV. La onda P tiene un voltaje aproximado de 0.25mV y la onda Q es aproximadamente
un 25% de la onda R. Anomalías en las amplitudes de onda, pueden significar problemas
cardiacos, el cual se puede enfocar un poco localizando la onda afectada. A continuación se
presenta una tabla resumiendo las amplitudes de la onda ECG:
Onda Amplitud [mV]
P 0.25
R 1.60
Q 25% de la onda R
T 0.1 a 0.5 Tabla 5.2: Amplitudes de la onda ECG
Los intervalos de la señal ECG también pueden indicar anomalías en el funcionamiento del
corazón. Los intervalos de un corazón normal están dentro de los rangos presentados en la
tabla 5.3:
Onda, intervalo o segmento Duración [segundos]
Intervalo P-R 0.12 a 0.2
Intervalo Q-T 0.35 a 0.44
Segmento S-T 0.05 a 0.15
Onda P 0.11
Intervalo QRS 0.09 Tabla 5.3: Duraciones de los intervalos, ondas o segmentos de la onda ECG.
Estos rangos, claro esta, varían con la edad de la persona, el estado físico y anomalías que
pueda tener el corazón, sin embargo estos son los valores comunes de una persona adulta
con una corazón normal. Según la American Heart Association recomienda que el equipo
de medida tenga como mínimo un ancho de banda de 0.1 a 100Hz para el registro normal
de la onda ECG. Esto evita deformaciones mayores del 10% en los registros. Aunque
normalmente el ancho de banda está entre 0.01 a 250Hz.
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5.4 CONEXIÓN PARA LA LECTURA DE LA SEÑAL ECG Los voltajes de la señal ECG son medidos de las extremidades del cuerpo humano. Existen
varias conexiones de los electrodos para medir estos voltajes, las más comunes son: las
conexiones estándar, las conexiones aumentadas, y las seis (6) derivaciones con la conexión
de Wilson. Cada derivación da una información diferente del corazón, por lo cual es tan
importante obtener información de diferentes puntos, si se desea obtener mayor detalle de
su estado.
En la figura 5.9 y 5.10 se pueden observar las diferentes conexiones. En las conexiones
estándar, se colocan tres electrodos: dos para medir la diferencia de potencial, y uno mas
para referenciar la tierra. En la primera derivación estándar (VI) se coloca un electrodo en
el brazo izquierdo que va a la entrada invertida del amplificador diferencial, otro en el
brazo derecho que va a la entrada no invertida, y el pie derecho va a tierra como en todas
las derivaciones estándar. En la derivación estándar VII la entrada del amplificador
diferencial invertida va al brazo derecho y la entrada no invertida va a la pierna izquierda.
Y en la derivación estándar VIII se tiene el brazo izquierdo conectado a la entrada
invertida, y el pie izquierdo a la entrada no invertida del amplificador diferencial.
Las conexiones aumentadas son tres y se llaman voltaje del brazo derecho aumentado o
aVR (augmented voltage right arm), voltaje del brazo izquierdo aumentado o aVL
(augmented voltage left arm) y voltaje de pies aumentado o aVF (augmented voltage foot).
Para las derivaciones aumentadas se coloca una resistencia entre una extremidad y un nodo
común A (solo por colocarle un nombre) y una resistencia igual entre otra extremidad y el
mismo nodo común A. Este nodo A va a la entrada invertida del amplificador diferencial y
la pierna derecha va conectada a tierra nuevamente por un electrodo similar a los
conectados en cada una de las extremidades. Así, aVR es la diferencia de potencial medido
entre el brazo derecho y el nodo A que está entre el brazo y la pierna izquierda. aVL es la
diferencia de potencial medido entre el brazo izquierdo y el nodo A que está entre el brazo
derecho y la pierna izquierda. Y aVF que es tomada entre la pierna izquierda y el nodo A
que está entre el brazo derecho y el brazo izquierdo.
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Figura 5.9: Derivaciones estándar bipolares (superior) y aumentadas (inferiores). (Gráfica tomada del libro Biomedical Instrumentation and Measurements de Leslie Cromwell.
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Por último se tienen las seis derivaciones que van, cada una, en el pecho, mientras las
extremidades van conectadas a un nodo común, por medio de resistencias iguales,
conocido como el terminal central de Wilson. Se conocen como V1, V2, V3, V4, V5 y V6.
En la tabla 5.4 se presenta la ubicación de cada una de éstas derivaciones. Lo que se hace
con estas derivaciones es básicamente tener un electrodo explorador del corazón, que es el
que va a ir leyendo cada una de las seis derivaciones.
Derivación Ubicación
V1 Cuarto espacio intercostal, en el margen derecho del esternón.
V2 Cuarto espacio intercostal, en el margen izquierdo del esternón.
V3 Entre V2 y V4
V4 Quinto espacio intercostal, en la mitad de la línea clavicular.
V5 Mismo nivel de V4, n la línea axilar anterior
V6 Mismo nivel de V4, en la mitad de la línea axilar. Tabla 5.4: Ubicación de las derivaciones unipolares del pecho.
Figura 5.10: Derivaciones unipolares del pecho. (Gráfica tomada del libro Biomedical Instrumentation and Measurements de Leslie Cromwell.
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5.5 PROBLEMÁTICA ASOCIADA A LA CAPTACIÓN DE LA SEÑAL ECG
Como ya se ha visto, ciertas células del cuerpo humano desarrollan continuamente
potenciales de acción que se pueden transmitir hasta la piel dando origen a señales como el
ECG. Sin embargo, éstas son del orden de milivoltios y necesitan ser amplificadas para su
posterior adquisición o tratamiento o lo que se desee hacer con ella. El problema no solo
consiste en elevar el nivel de la señal a un voltaje apropiado (del orden de voltios), sino en
reducir al mínimo las interferencias que se puedan presentar en la señal y que podrían
producir un deterioro apreciable. Estas interferencias pueden llegar a ser incluso de mayor
amplitud que la misma señal ECG y tener frecuencias dentro de su rango de operación.
Las interferencias en la señal pueden ser internas o externas al equipo. Internamente pueden
ser provocadas por el transformador de la fuente de alimentación, al rizado de la fuente de
alimentación y a ruido generado por los componentes electrónicos. En la tabla 5.5 se
presentan las interferencias mas importantes.
Tabla 5.5: Interferencias internas y externas al equipo, en la señal ECG.
INTERFERENCIA DESCRIPCIÓN Fuente de alimentación Generalmente causado por el rizado de la fuente
de alimentación..
INTERNA Componentes electrónicos Componentes pasivos y activos generan ruido
de forma aleatoria. Capacitivas Debido al conjunto cuerpo-aire-red. El aire hace
las veces de dieléctrico. Inductivas Generalmente por campos magnéticos
inducidos en el bucle formado por el paciente, los conductores y el propio equipo.
Contacto electrodo-piel Causada por el movimiento del electrodo con respecto al electrólito.
Cargas electrostáticas Circulación a través de los electrodos a tierra, de las cargas electrostáticas almacenadas en el cuerpo del paciente.
Otros potenciales bioeléctricos Son otras señales (como el EMG) que interfieren en la señal. Ej: El ECG materno en el ECG fetal.
EXTERNA
Otros sistemas fisiológicos Interferencia causada por otros sistemas fisiológicos. Por ejemplo la respiración en la señal ECG.
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Las interferencias externas que se pueden presentar en la captación de señales ECG,
teniendo en cuenta que se consideran interferencias externas a todas aquéllas que son
provocadas por fuentes exteriores al sistema de amplificación.
La fuente principal de interferencia externa es la red de distribución de energía eléctrica,
que provoca una señal de interferencia alterna de 60 Hz. También existen otras
interferencias como las debidas a la electricidad estática con la que puede estar cargado el
paciente, y/o personas u objetos con los que puede estar en contacto.
Los buses de alimentación están en nuestro alrededor, y dado que entre el cuerpo humano y
los buses de alimentación hay aire que puede hacer las veces de dieléctrico, se generan
capacitancias estáticas. El valor de esta capacitancia puede ser estimado a partir de la
siguiente formula, sabiendo que un capacitor esta compuesto por dos placas y un dieléctrico
entre ellas:
C = ε0 A/d (5.3)
Cuerpo aislado de tierra
+ V1 -
+ V2 -
Vout
Figura 5.11: Interferencia de la línea de alimentación en un biopotencial medido.
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donde ε0 = 8.85 x 10-12, A es el área en metros cuadrados, y d es la distancia en metros
entre las placas de área A. Si suponemos que el área es de un metro cuadrado y la distancia
entre el cuerpo y el bus de alimentación es de un metro, la capacitancia sería de 8.85pF. Si
tomáramos como ejemplo una impedancia de entrada al amplificador diferencial, conectado
a los electrodos, de 10MΩ, con una capacitancia Cs de 50pF, se tiene un voltaje V2:
Figura 5.12: Circuito equivalente de un paciente acoplado a un bus de alimentación de 120V a 60Hz por
medio de una capacitancia de 5pF.
Haciendo un divisor de voltaje para hallar V2, tenemos:
V2 = (107 MΩ x 120V ) / (107 MΩ - j 5.305 (108)) = 2.26 ∠ +88.9V
que es un voltaje mucho mayor a la amplitud del biopotencial, que es del orden de 1mV.
V2 representa el voltaje existente entre el punto de conexión del electrodo 2 y tierra. El
mismo voltaje sería para el electrodo 1 en condiciones ideales. Este voltaje en modo común
es uno de los valores que se desean eliminar y de ahí que se utilicen amplificadores
diferenciales. Si los voltajes V1 y V2 no son iguales, se presenta un ruido en el voltaje de
diferencia que no es deseado. De ahí que sea aconsejable tomar las precauciones necesarias
para que esto no se presente, por ejemplo entorchar los cables de los electrodos puede
funcionar, pues también disminuye el efecto (ruido) inductivo que produce el bus de
alimentación en ellos.
Zc=(j 2Π f Cs)-1
10MΩ V2120V
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Dado que una de las funciones del amplificador diferencial en el rechazo de la señal en
modo común, se define una figura de mérito, el CMRR (common mode rejection ratio), el
cual mide que tan bien es el rechazo.
El CMRR esta definido como la magnitud de la diferencia de la ganancia en modo
diferencial y la ganancia en modo común. Es decir:
CMRR = |Vout| cuando V2 esta conectado a tierra ÷ |Vout| cuando V2=V1 (5.4)
El CMRR también se puede dar en decibeles (dB):
CMRdB = 20 log CMRR (5.5)
A continuación se da un cuadro de ayuda en el momento de tener problemas en la
visualización de la señal ECG:
FUENTES DE INTERFERENCIA EN LA SEÑAL ECG
Posible visualización Revise lo siguiente:
Línea base sin ninguna onda
• Dispositivo prendido y la ganancia lo suficientemente alta. • Cables del dispositivo apropiadamente conectados. • Revisar si existe algún cable dañado, chequear continuidad.
Línea base fluctuante
• El paciente se mueve demasiado? Asegure los cables de los electrodos. • Causada por la respiración del paciente? Reposicione los electrodos. • Los electrodos están secos? Re-prepare la piel y aplique gel en los electrodos. • Potenciales estáticos alrededor del paciente? Chequee la ingeniería y cambie de sitio o disminuya los potenciales.
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FUENTES DE INTERFERENCIA EN LA SEÑAL ECG
(continuación)
Posible visualización Revise lo siguiente:
Ruido a.c
• Ganancia muy alta? Reajuste. • Electrodos secos? Re-prepare la piel y aplique gel en los electrodos. • Cables de los electrodos o del sistema, enredados con los de otro dispositivo eléctrico? Separe los cables del paciente de los otros.
Señal intermitente
• Las conexiones están seguras? Asegúrese de una conexión apropiada. • Electrodos secos? Re-prepare la piel y aplique gel en los electrodos. • Cables dañados? Chequee continuidad. • Fuente de alimentación baja? Reemplace la batería.
Señal ECG con baja amplitud
• Ganancia demasiado baja? Reajuste. • Piel apropiadamente preparada? Humecte la piel. • El paciente tiene un complejo normal? Chequee con el electrocardiógrafo de 12 derivaciones.
Tabla 5.6: Posibles fuentes de interferencia en la señal ECG. (Tomado de Principles of Biomedical Instrumentation and Measuremnt, Aston Richard. Ed, Merrill. 1ra edición, 1990.)
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6 INSTRUMENTO VIRTUAL
6.1 INTRODUCCIÓN
Es necesario explicar lo que es un instrumento virtual, para lo cual se debe entender
primero lo que es un instrumento de medición real.
Un instrumento de medida normalmente consta de un panel frontal en donde se tienen
controles como perillas, switches, botones, pulsadores entre otros, y visualizadores como
bombillos, leds, pantallas, impresiones en papel, etc. Los elementos del panel frontal se
conectan físicamente por medio de dispositivos electrónicos y otros elementos que no se
ven, pues están detrás del panel frontal dentro del instrumento. La electrónica que no está a
la vista del usuario, es capaz de procesar la señal y devolver un resultado a los
visualizadores en función de los controles. De esta forma, el usuario puede manipular la
señal adquirida, con tan solo mover los controles del panel frontal, e inmediatamente (o casi
inmediatamente) se ve un cambio en la visualización de la onda. Esta manipulación de la
onda, puede ser tan sencilla como una ampliación, o tan complicada como se imagine, la
verdad es que es un proceso que se hace de la señal para que pueda ser visualizada.
Ahora, teniendo en cuenta lo que es un instrumento de medición real, podemos entrar a
definir lo que es un instrumento de medición virtual:
Figura 6.1: Esquema de un instrumento real.
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27
Un instrumento virtual, también conocido como IV o VI (del inglés virtual instrument), es
una simulación del panel frontal del instrumento de medición real en un módulo software,
con todas las conexiones que ello implica, apoyándose en elementos hardware accesibles
por un computador. Es decir que un instrumento virtual esta compuesto por un programa
que simula el panel frontal y los elementos electrónicos que hagan posible el
acondicionamiento (de ser necesario) y la adquisición de la señal a capturar. Estos
elementos pueden ser: tarjetas de adquisición, instrumentos accesibles vía GPIB, RS-232,
etc.
De modo que un instrumento virtual puede cumplir las funciones de un instrumento real,
solo que su panel frontal es simulado y la señal es adquirida en un computador, lo cual hace
un poco más flexible el instrumento y se adapta fácilmente a las necesidades del usuario.
También existen los llamados subvi que son instrumentos virtuales que hacen parte de un
instrumento virtual mas grande, como una caja dentro de otra. Esto permite ahorrar espacio
en el diagrama del diseño y tiempo de diseño. Los subvi, no necesariamente deben contar
con un panel frontal pues pueden estar realizando tareas para facilitar procesos que no ve el
usuario y con los cuales nunca opera, pero sí debe existir un subvi con un panel frontal que
los contenga y con el cual interactúa con el usuario.
Existen varias plataformas para desarrollar instrumentos virtuales, una de ellos es
LabVIEW 6.1 desarrollado por la National Instruments el cual parte del concepto de
programación orientada a objetos (OOP). Este tipo de lenguaje es gráfico, también
Figura 6.2: Esquema de un instrumento virtual
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conocido como lenguaje G, lo cual disminuye el tiempo de diseño haciéndolo mas
eficiente.
6.2 ACERCA DE LabVIEW 6.1
Hasta hace poco, la construcción de un IV se llevaba a cabo con paquetes software que
ofrecían facilidades como funciones de alto nivel y la incorporación de elementos gráficos,
que simplificaban la elaboración del panel frontal y la tarea de programación. Sin embargo,
el cuerpo del programa seguía basada en texto, por lo cual se tomaba mucho tiempo en
detalles que no involucran la finalidad de un IV. Con la llegada software de programación
gráfica, LabVIEW de National Instruments, Visual Designer de Burr Brown o VEE de
Agilent Technology, el proceso de creación de un VI se ha simplificado, minimizándose el
tiempo de desarrollo de las aplicaciones.
Al crear un IV en LabVIEW se trabaja con dos ventanas: la ventana donde se implementará
el panel frontal, y otra que soportará el nivel de programación (ver figuras 6.3 y 6.4
respectivamente). Tanto la ventana del panel frontal, como la del diagrama (la que soporta
el nivel de programación) contienen librerías que facilitan el diseño, cabiendo la posibilidad
de crear más creados por el usuario.
Figura 6.3: Panel frontal de un Instrumento Virtual que visualiza la temperatura.
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29
Figura 6.4: Diagrama de bloques de un Instrumento Virtual que visualiza la temperatura.
Cuando un control es colocado desde la librería en el panel frontal se acaba de crear una
variable cuyos valores son determinados por lo que el usuario ajuste desde el panel;
inmediatamente, aparece un terminal en la ventana de programación representándolo. El
nivel de programación del IV consistirá en conectar estos terminales a bloques funcionales,
hasta obtener un resultado que se desee visualizar.
Se puede comparar la ventana de programación con una placa de circuito impreso, donde
los terminales del panel frontal se cablean a bloques funcionales que se interconectan para
generar los datos que se desean visualizar. A su vez, estos bloques funcionales contienen
bloques conectados entre sí. La programación gráfica permite diseñar un IV de manera
intuitiva, vertiendo las ideas directamente a un diagrama de bloques3.
6.3 COMPOSICIÓN DEL IV
El instrumento virtual se puede dividir claramente en dos, una parte hardware y una parte
software. La parte hardware comprende: La electrónica de acondicionamiento de la señal
ECG, una tarjeta de adquisición y un computador. La parte software es el programa que va
en el computador y con el cual interactuará el usuario.
3 LabVIEW 6i, Programación Gráfica para el Control de Instrumentación, Antonio Mánuel Lázaro. Ed Paraninfo, 2001. pag 2.
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30
El acondicionador de la señal ECG permite hacer un proceso previo a la señal de forma que
a la salida del mismo se tenga una señal ECG lista para ser adquirida. La tarjeta de
adquisición permite la captura de ésta señal, con un conversor análogo a digital que tiene
internamente. El computador contiene el software que es el encargado de guardar la señal,
procesarla y reproducirla con los datos necesarios para que el médico pueda visualizarla ya
sea en tiempo real, o en una reproducción posterior.
Los dos subsistemas, hardware y software se verán en detalle a continuación.
INSTRUMENTO VIRTUAL
Paciente
Acondicionador De la señal ECG
Tarjeta de adquisición Computador
Médico
Figura 6.3: Diagrama esquemático del instrumento virtual.
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31
7 SUBSISTEMA HARDWARE
7.1 ELECTRÓNICA DE ACONDICIONAMIENTO DE LA SEÑAL ECG
El acondicionamiento de la señal ECG tiene dos funciones principales, la primera es la
amplificación de la señal biopotencial y el aislamiento del paciente, y la segunda es el
filtrado de la señal.
Electrónica para el acondicionamiento de la señal ECG
Tarjeta de adquisición Computador
Figura 7.1: Esquema del subsistema hardware.
E1
E2
Vg
A.I A.A
Filtro Pasa-altas (0.03Hz)
Filtro Notch (60Hz)
Filtro Pasa-bajas(100Hz)
Salida A la tarjeta de adquisición
Figura 7.2: Diagrama de bloques del acondicionador de la señal ECG.
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El hardware de acondicionamiento de la señal ECG, como se puede ver en la figura
anterior, se compone de cinco bloques bien diferenciados. Cada uno fue probado por
separado para comprobar su funcionamiento y fiabilidad, así se corrigieron a tiempo los
errores encontrados. E1 y E2 son la diferencia de potencial a medir, E3 va a tierra y Vg es
el voltaje de guarda que va conectado al blindaje de los cables de los electrodos. A
continuación se ve cada uno de los bloques con el esquema del circuito implementado.
7.1.1 AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACIÓN
Para captar la diferencia de biopotenciales es necesario utilizar amplificadores
diferenciales. Además debe tener un CRM alto, pues ya se vio la interferencia que puede
causar. La impedancia de entrada ha de ser alta, ya que la impedancia interna del cuerpo
humano no supera los 1000Ω, pero los electrodos utilizados para medir biopotenciales
presentan impedancias de hasta 10KΩ si utilizan gel en la interfase piel-electrodo, y si no
se utiliza dicho gel pueden llegar a ser superiores a 1MΩ. Expuesto lo anterior, se considera
aceptable una impedancia de entrada del equipo de medida igual o superior a 100MΩ para
que no exista efecto de carga sobre el sujeto de medida, aunque se aconseja una impedancia
de entrada aún mayor4.
El amplificador utilizado para dicho propósito fue el INA 101 de BURR-BROWN, que
tiene un CMRR típico de 110dB para una ganancia entre 100 a 1000, y una impedancia de
entrada de 100GΩ.
El diseño implementado se muestra en la figura 7.3. En el esquema se aprecia la entrada
diferencial al amplificador (E1 y E2) y la tierra que va conectada al electrodo 3 (E3) y un
terminal para la tensión en modo común (E4).
La ganancia se puede ajustar variando la resistencia Rg=R1, pues este amplificador tiene
una ganancia G que cumple con la siguiente ecuación:
G = 1 + 40KΩ/Rg (7.1) 4 BIOCAP 2: Equipo para la Captación de Biopotenciales, Miguel Garrido González, José Ramón Gimeno Clavero, Departamento de Ingeniería Electrónica, Escuela Universitaria Politécnica de Vilanova i La Geltrú, septiembre 1998.
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La ganancia deseada esta entre 800 y 1000, para lo cual se necesitará un Rg entre 50 y 40
ohmios. La resistencia que se utilizó finalmente es de 47Ω, obteniendo una ganancia de
852.
Figura 7.3: Esquema del amplificador de instrumentación.
Los electrodos E1 y E2 son los que van a la entrada del amplificador diferencial, mientras
el electrodo E3 va conectado a un punto de referencia, que debe ser el mismo que el del
circuito al que van conectados los cables de los electrodos. E4 simboliza el blindaje al cual
va conectada la salida del LM311, es decir que a E4 va conectado el voltaje de guarda.
La tensión en modo común se obtiene promediando las dos resistencias de 10KΩ (R3 y R4)
la tensión existente en las respectivas salidas de los dos amplificadores operacionales de la
primera etapa del amplificador de instrumentación (ver las especificaciones del componente
para mas detalle, en el anexo E). Esta tensión en moco común va conectada al blindaje de
los cables que van conectados a los electrodos (ver figura 7.4).
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34
Electrodo(+)
Blindaje
Electrodo(-)
Vguarda Figura 7.4: Blindaje de los cables de los electrodos.
Esta conexión disminuye el acoplamiento capacitivo producido por la diferencia de
potencial existente entre ellos y su blindaje dado que el potencial entre los cables de los
electrodos y su blindaje es aproximadamente igual, dejando la señal ECG intacta.
7.1.2 AMPLIFICADOR DE AISLAMIENTO
La etapa de aislamiento cumple el papel fundamental de dar seguridad al paciente. Este
amplificador lo que hace básicamente es aislar la alimentación y la tierra del circuito
conectado al paciente, que en nuestro caso es el amplificador de instrumentación, del resto
del hardware. El amplificador de aislamiento utilizado fue el AD210, que tiene dos etapas
totalmente aisladas, para conectar en cada una una parte del circuito: la parte conectada al
paciente y el resto del hardware. En la figura 7.5 se muestra un diagrama de éste
amplificador.
Alimentación
+V Tierra
+Vi +Vo
Alimentación Tierra i Tierra o Alimentación
Módulo 1 -Vi -Vo Módulo 2
IN OUT Figura 7.5: Diagrama del dispositivo AD210.
Los módulos 1 y 2 están aislados eléctricamente a partir de una fuente de alimentación
común. También toma la señal que se coloca en la entrada IN (del módulo 1) y la acopla al
módulo de salida (módulo 2) para que pueda ser procesada más adelante.
+ A.I__
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En la figura 7.6 se muestra el esquema de la conexión realizada. Como se puede apreciar, el
módulo de salida no fue conectado al resto del circuito dado que introducía un ruido
apreciable en la señal. Este ruido es causado porque la fuente de alimentación del
amplificador de aislamiento es intercala a una frecuencia de 10KHz entre los dos módulos,
lo que causa una perturbación en la alimentación de los dispositivos conectados a la
alimentación del módulo de salida que se ve reflejada en la señal ECG. Sin embargo, esta
perturbación no se presenta en el módulo de entrada (módulo uno).
Figura 7.6: Esquema del amplificador de aislamiento.
En el esquema, VDD y VSS es la alimentación del circuito conectado al paciente con
GNDINT de tierra. La fuente de 12 voltios y su tierra PE es la que alimenta el resto del
circuito, aunque también se utiliza una fuente de 12V para la alimentación negativa de los
dispositivos TL084 que se utilizaron para los filtros. Observe que la tierra de la fuente está
en corto con la tierra del módulo de salida. El voltaje Vin está en la parte derecha del
esquema y el voltaje Vout en la parte izquierda.
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7.1.3 FILTRO PASA-ALTAS
Este filtro permite eliminar las componentes de voltaje continuas que se puedan presentar
en la interfase electrodo-piel. Su frecuencia de corte está en 0.03Hz con lo cual se logra una
filtración bastante buena y no invertida, es decir que el filtro no invierte la señal de entrada.
Además la ganancia del filtro es 1 por lo cual no se presenta ni un aumento, ni una
disminución en la amplitud de la señal ECG de entrada. En la figura 7.7 se muestra el
esquema de este filtro.
Figura 7.7: Esquema del filtro pasa-altas con frecuencia de corte en 0,03Hz.
El dispositivo utilizado fue el TL084 dado que tiene un poco de refinamiento en
comparación de otros amplificadores y su costo es económico. El voltaje de salida está
ubicado en el pin 11, y el voltaje de entrada (parte superior del esquema) va conectado a
una capacitancia de 1uF. La ganancia de este filtro es de 1, por lo que se utilizó únicamente
para filtrar la señal y no para aumentar o disminuir la amplitud del ECG.
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7.1.4 FILTRO NOTCH
Como ya se ha dicho reiteradamente, uno de los factores que mas intervienen en nuestros
sistemas en la red de alimentación eléctrica, la cual está a una frecuencia de 60Hz. Este
filtro notch permite eliminar las frecuencias de 60Hz presentes en la señal ECG que son
principalmente causadas por la red eléctrica. En la figura 7.8 se muestra el esquema de este
filtro:
Figura 7.8: Esquema del filtro Notch de 60Hz.
Este filtro utiliza dos amplificadores, pues cada dispositivo TL084 contiene 4 en su interior.
El voltaje de entrada es el que esta más a la derecha, y el voltaje de salida se obtiene del pin
8 del componente electrónico. Las capacitancias C7 y C8 tienen valores de 22nF y 100nF
respectivamente. Este filtro tiene un factor de calidad Q de 3,5.
7.1.5 FILTRO PASA-BAJAS
Las frecuencias que perturban o introducen ruido en la señal ECG no solamente son las de
la red eléctrica y los voltajes en modo común, sino también frecuencias de un valor mayor
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producidos por sistemas, máquinas, etc, que abundan hoy en día. Por lo tanto es necesario
eliminar las frecuencias que no sean de interés y que estén por encima de la frecuencia
máxima en la señal ECG. Esta frecuencia es 250Hz en los equipos profesionales, aunque la
frecuencia de corte para el acondicionador de la señal ECG está en 100Hz, cumpliendo con
los requerimientos de la American Heart Association evitando deformaciones mayores al
10% de la señal.
Al igual que en los filtros anteriores, el amplificador utilizado fue el TL084. El filtro tiene
una ganancia de 1. El esquema del filtro pasa-bajas se puede observar en la figura 7.9.
Figura 7.9: Esquema del filtro pasa-bajas a una frecuencia de 100Hz.
Este es el último módulo del acondicionamiento de la señal ECG, de modo que la salida de
éste es el que va conectado a uno de los canales de la tarjeta de adquisición. Se debe
recordar que las tierras del acondicionamiento y de la tarjeta deben estar acopladas para su
correcto funcionamiento.
7.2 TARJETA DE ADQUISICIÓN
La tarjeta de adquisición utilizada fue la Lab PC 1200. Esta tarjeta fue desarrollada por
National Instruments y se ubica entre las tarjetas económicas para sus prestaciones.
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La familia 1200 la conforman: PCI-1200, DAQcard-1200, Lab-PC-1200, Lab-PC-1200AI,
y la DAQPad-1200.
Figura 7.10: Tarjetas de adquisición. En orden de arriba a abajo está la Lab-PC-1200AI, Lab-PC-1200 y la
DAQcard1200.
Sus características más sobresalientes son:
• Ocho (8) canales de entrada independientes, o cuatro (4) de forma diferencial.
• Amplitud máxima de entrada, de 10V unipolar, ±5V bipolar.
• Frecuencia de muestreo, hasta 100 kilo muestras por segundo.
• Resolución de 12 bits.
• 2 canales de salida de 12 bits de resolución, excepto para la Lab-PC-1200AI.
• Triggering digital.
• Funciona en Windows 2000/NT/9x y en Mac OS.
También contiene un buffer que difiere del dispositivo utilizado: PCI 4,096 muestras;
DAQCard 1,024 muestras; Lab PC 512 muestras; DAQPad 2,048.
Para mayor información referirse al apéndice E, en el listado de los componentes el
apartado para la tarjeta de adquisición.
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8 SUBSISTEMA SOFTWARE
8.1 DESCRIPCIÓN
El subsistema software está encargado de adquirir, almacenar, reproducir y procesar los
datos de la señal ECG. La adquisición de esta señal se hace por medio de la tarjeta de
adquisición Lab PC 1200 que fue descrita anteriormente y el programa fue desarrollado en
LabVIEW 6.1 desarrollado también por National Instruments.
El sistema software fue pensado para que un médico sin conocimiento alguno en ingeniería,
pudiera manejar el IV sin ningún problema. Se tuvo en cuenta, no solamente el
desenvolvimiento de cada uno de los módulos, es decir eficiencia, sino también, el gusto
que se debía sentir cuando un operador hiciera uso del IV. Por esto se tomaron colores
claros pastel, de forma que los ojos no se cansaran tanto al hacer uso del instrumento
durante un largo rato. Por otro lado, los controles se dispusieron para que fuera de fácil
acceso al usuario, sin tener que adivinar donde se encuentran, y sin tener que mover la
pantalla con los cursores (scroll bar) para buscar opciones, controles o visualizadores. Y no
existen, en ninguno de los módulos, opciones ocultas que se hayan dispuesto para el uso
adecuado del IV.
El programa desarrollado ocupa 3.76 Megabytes con 46 subvis desarrollados. Hay
dispuestos para el usuario varios paneles frontales, como lo son: el panel frontal de
adquisición, de reproducción, de configuración, de impresión, de ajustes de visualización,
y para guardar archivos.
El programa mantiene las proporciones con las diferentes resoluciones. Se puede cambiar el
tamaño de la ventana de cada panel frontal y es top-modal es decir que el panel frontal
que se abra queda encima de todos los demás.
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El programa está habilitado para tomar información hasta dos canales de la tarjeta de
adquisición, razón por la cual se presentan dos visualizadores en el módulo de adquisición
y en el módulo de reproducción.
8.2 INTRODUCCIÓN
Al ingresar el programa tiene una pequeña introducción que muestra el nombre que se le
dio al instrumento virtual, la persona por la que fue desarrollado, su asesor, el nombre de la
universidad y el semestre y año en que se desarrolló. Esta introducción toma 8 segundos y
se puede cancelar si el usuario así lo desea pasando al menú principal.
Figura 8.1: Introducción del programa.
8.3 MÓDULOS PRINCIPALES
El programa se subdivide básicamente en tres (3) módulos principales, que son:
Configuración, Adquisición y Reproducción. Cada uno cumple una función clara y
específica.
En la figura 8.2 se puede visualizar el menú principal que muestra las tres opciones
principales del programa, mostrando al usuario la ventana de la opción a la que quiera
ingresar.
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42
Figura 8.2: Menú Principal.
Por supuesto cada módulo tiene una opción para salir del panel frontal visualizado y volver
al menú anterior, o salir del programa en caso de que se encuentre en el menú principal. A
continuación se presenta cada uno de ellos.
8.3.1 MÓDULO DE ADQUISICIÓN
La adquisición de datos es realizada constantemente mientras el usuario se encuentre en
éste módulo, pero solo se visualiza y se guarda la información, cuando el usuario así lo
decida, haciendo uso de uno de los tres controles en pantalla (ver figura 8.3).
Se puede hacer la adquisición del canal 1, canal 2 o de los dos al tiempo. La adquisición se
hace en tiempo real, mostrando en la parte inferior de cada visualizador la hora en que están
siendo adquiridos y concuerda con la hora del computador. Así, la primera configuración
que se debe realizar es la hora del computador para que sea correcta y no se adquieran
señales en un tiempo que no es real.
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Figura 8.3: Módulo de adquisición.
Observe en la figura 8.3, que cada ventana de visualización tiene a su lado izquierdo la
ficha técnica del paciente, que se puede llenar en cualquier momento. También existe en la
parte superior de cada visualizador, un número indicando las pulsaciones por minuto del
paciente, el cual no es habilitado si el canal no está adquiriendo, pues no tendría sentido.
Este módulo habilita o deshabilita automáticamente los controles de adquisición, si en el
módulo de configuración se habilitan o no los dos canales de adquisición. Es decir, que si
en el módulo de configuración no se han habilitado los dos canales, en el módulo de
adquisición tampoco se habilitarán los controles correspondientes. Si solo hay un canal
habilitado, el control de adquisición del canal uno será el único habilitado.
Cada canal tiene un subvi asociado que guardará la información a medida que va siendo
mostrada en pantalla, estos son: temporal1.vi y temporal2.vi para el canal uno y dos
respectivamente. Estos subvis almacenan los datos en forma de texto, pues aunque
LabVIEW da facilidades para guardar datos adquiridos de diferentes formas, la que menos
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ocupa espacio es ésta. En la figura 8.4 se muestra el tamaño de los archivos en kilobits
versus el número de puntos guardados. Observe que la mejor forma de guardar los datos es
en formato de texto.
Figura 8.4: Comparación de las diferentes formas de guardar archivos.
Los archivos temporales son: BIODAQtemp1.txt y BIODAQtemp2.txt (para el canal 1 y 2
respectivamente) y se dividen principalmente en tres partes (ver figura 8.5). El primer
renglón da el tiempo de iniciación, el cual es un tiempo en segundos transcurridos desde el
1 de junio de 1904 dado que así está definido por LabVIEW. En el segundo renglón se
presenta el tiempo entre muestras, también conocido como dt, el cual indica la separación
entre cada uno de los puntos de los datos adquiridos en el tiempo. Por ultimo están todos
los valores que representan las amplitudes de los datos adquiridos.
Figura 8.5: Formato de los archivos temporales de la adquisición de la señal ECG.
Tamaño de archivos
0
500
1000
1500
2000
2500
3000
3500
40002 10 18 26 34 42 50 58 66 74 82 90 98
Número de puntos (x1000)
Tam
año
en K
ilobi
ts Exportar onda alarchivoEscribir onda enarchivoEscribir en formade texto
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45
El tamaño de estos archivos dependerá de la configuración que se le haya dado a la tarjeta,
mas específicamente a los parámetros Número de Muestras y Muestras por Segundo (ver el
módulo de configuración). De aquí que es tan importante escoger un número razonable para
estos dos parámetros, pues si se escogen muy grandes, se obtendrá una buena señal, pero el
archivo a guardar será muy grande, y si por el contrario se escogen muy pequeños, se
estaría perdiendo información de la señal ECG.
Una vez el usuario decide terminar la adquisición, se abre una ventana donde se le pregunta
al usuario si desea guardar los datos. Si decide hacerlo, se abre un panel frontal donde se
pide el nombre del paciente, un comentario para la ficha técnica, y el nombre del archivo
donde desea guardar los datos. Además de esto, también se guarda la hora y la fecha de
cuando se guarda el archivo (ver figura 8.7).
Figura 8.6: Decisión para guardar el canal que se acaba de apagar.
Figura 8.7: Panel frontal para guardar archivo.
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8.3.2 MÓDULO DE REPRODUCCIÓN
Este módulo permite la reproducción de archivos guardados, su impresión en papel y su
procesamiento. Este módulo es la presentación real de los datos, pues los presenta en
tiempo real permitiendo parar en cualquier instante de tiempo para lograr un estudio
médico de la parte de la forma de onda que más interese observar.
Figura 8.8: Panel frontal del módulo de Reproducción.
Como se puede observar en la figura anterior, este módulo tiene dos visualizadores
principales, cada una independiente del canal por el que halla sido adquirido. Un archivo
puede ser cargado en una o las dos ventanas de visualización, haciendo posible las
comparaciones en diferentes instantes de tiempo (por ejemplo). Cada ventana de
visualización tiene una ficha técnica al lado izquierdo, que muestra el nombre del paciente,
la hora y fecha en que se guardó el archivo, y un comentario que se halla hecho a la hora de
guardar la señal ECG. Encima de ésta ficha técnica se visualiza el pulso cardiaco de la
señal visualizada (ver figura 8.9).
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Figura 8.9: Ficha técnica.
En la parte inferior de la ficha técnica hay un submenú que se despliega cuado se hace un
click sobre él. Este menú cambia la gráfica visualizada, con lo cual el usuario puede
escoger Muestreo Normal para ver la señal ECG original, Espectro para ver su espectro
en frecuencia, o Derivada para ver la derivada de la señal ECG.
Figura 8.10: Derivada de una señal ECG original.
Cada ventana de visualización tiene sus controles propios de reproducción, para manejar la
reproducción de la señal ECG guardada según como se quiera. En la figura 8.11 se
muestran estos controles.
Reproducir Pausa Avance Rápido Parar Retroceso Ir al final Rápido Sacar gráfica
del visualizador Ir al inicio
Figura 8.11: Controles de reproducción.
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Además de los controles de reproducción, las ventanas de visualización tienen, a
disposición del usuario, dos cursores cada una. Estos cursores cuando se habilitan,
muestran la amplitud y el tiempo del punto de la gráfica donde se encuentren. Si los dos
cursores de la misma ventana son habilitados, aparecerá la diferencia de amplitud y tiempo
existente entre los dos, la figura 8.12 muestra un ejemplo de esto.
Figura 8.12: Cursores habilitados.
Si se desea cargar un archivo, se mostrará un directorio donde se guardan los archivos,
como la mostrada en la figura 8.13
Figura 8.13 Cargar archivo.
Si se escoge la opción para imprimir un archivo, se abrirá un panel frontal el cual guiará al
usuario para su correcta impresión (ver figura 8.14). Lo primero que se pregunta en la
impresión es el canal, o ventana d visualización a imprimir, y si desea imprimirlo todo. Si
decide imprimirlo todo, va directamente al último paso que es la impresión como tal, pero
sino decide imprimirlo todo, va a una ventana donde le muestra al usuario el tiempo inicial
del archivo y el tiempo final del archivo para que decida desde donde hasta donde desea
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49
imprimir. Una vez se escoja el tiempo de impresión pasa al último paso, es decir, la
impresión.
Figura 8.14 Imprimir.
1
2
3
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La opción Ajustes de Visualización da la posibilidad de cambiar el número de segundos
visualizados en cada una de las ventanas. Entre más segundos se coloquen en la ventana,
mas datos (puntos archivados) se verán, y por ende más complejos QRS de la señal ECG
que esta siendo reproducida.
Figura 8.15: Ajuste de visualización.
8.3.3 MÓDULO DE CONFIGURACIÓN
El módulo de configuración permite configurar tanto la tarjeta de adquisición, como una
fuente virtual diseñada específicamente para un trabajo futuro de un programador o
ingeniero especializado. Este módulo no es diseñado para personal médico, sino para
ingenieros especializados, dado que deben saber donde esta ubicada la tarjeta y los canales
habilitados.
La fuente virtual interna tiene como propósito la depuración del programa, sirviendo como
simulador antes de ser conectada la tarjeta de adquisición. Esta fuente virtual no tiene un
uso práctico mayor a éste, pero dado que este instrumento virtual (todo el IV) puede ser un
subvi de otro instrumento, se prefirió dejar para que en el futuro, cuando se haga uso de
este vi, no sea necesaria (en un comienzo) la tarjeta de adquisición, facilitando la
depuración del instrumento virtual que llama al que se está presentando aquí.
Los parámetros de configuración de la fuente interna son: amplitud, fase, frecuencia y
offset, al igual que la frecuencia de muestreo Fs y el número de muestras Ns. Así el usuario
se puede sentir en la libertad de hacer amplio uso de la señal.
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Figura 8.16: Configuración de la fuente virtual.
La tarjeta de adquisición se configura desde éste módulo. Si no se encuentra una tarjeta de
adquisición conectada al computador, generará un aviso advirtiendo de la falta de ésta. Los
parámetros que se deben llenar aquí son los más básicos para configurar la tarjeta de
adquisición. Están nombrados así: Dispositivo, Canal(es), Ganancia, Limites de Entrada,
Número de Muestras y Muestras por Segundo (Ver figura 8.17).
El dispositivo, es el número con el que está referenciada la tarjeta de adquisición.
Canal(es) son el número o los números donde se encuentran los canales, éstos
dependerán de como se hayan configurado, a la hora de la instalación, los canales de
entrada. Ganancia es la ganancia que se le quiere dar a cada canal, pues la parte hardware
podría tener una ganancia muy pequeña que se quiere aumentar, o se podría estar haciendo
uso de otros dispositivos que disminuya, en amplitud, los datos de entrada. Estos son tales
como los autoacopladores que son dispositivos de protección para el computador y que
atenúan las señales de entrada para este fin. Limites de Entrada es un parámetro que no
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52
hay necesidad de llenar, pues al colocarlo en cero (0,00) toma la señal de entrada en
defecto, pero si se coloca un limite, se limita la entrada al número especificado. Este limite
no tiene en cuenta la ganancia.
Figura 8.17: Configuración de la tarjeta de adquisición.
Número de Muestras se refiere, como su nombre lo indica, al número de muestras que se
desea realizar por cada lectura de la tarjeta. Y Muestras por Segundo es el barrido que se
hace cuando se adquieren los datos. Estos dos parámetros de configuración definen la
frecuencia del reloj y el tamaño del buffer, que por efectos prácticos se hizo dos veces mas
grande que el número de muestras.
Un buen número para estos dos parámetros está entre 200 y 500 muestras por segundo para
Muestras por Segundo y el doble para Número de Muestras.
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53
8.4 SEGURIDAD DEL PROGRAMA
Aparte de los subvis que se han mostrado hasta ahora, también existen un par a modo de
seguridad del programa. El primero se encuentra en el módulo de configuración, se trata de
un observador que chequea si en el computador hay instalada una tarjeta de adquisición.
De no encontrarla, da un aviso de alerta diciendo que no se ha encontrado tarjeta de
adquisición alguna. La figura 8.18 muestra ésto:
Figura 8.18: Aviso al no encontrar una tarjeta de adquisición.
El segundo previene la perdida de información por una terminación abrupta del programa,
Si el programa llegara a interrumpirse, se guarda la información de la onda adquirida en
uno de los archivos temporales, según el canal que estuviera siendo adquirido. En la figura
8.19 se muestra un ejemplo. Da la hora y la fecha en que se interrumpió el programa y el
canal por donde se estaba haciendo la adquisición.
Figura 8.19: Aviso al encontrar un archivo no guardado.
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54
9 COMPARACIÓN CON OTROS SISTEMAS DESARROLLADOS
Han sido muchos los sistemas desarrollados al respecto, por ejemplo National Instruments
cuenta con todo un sistema llamado BioBench. Este sistema existe ya desde hace varios
años y esta desarrollado en la ultima generación de LabVIEW, hasta ahora labVIEW 6.1,
aunque no dudo que en la versión número 7 de éste programa ya lo estén desarrollando, si
no lo han hecho ya.
Pero también es cierto que no solamente las grandes compañías hacen desarrollo de
programas para prestaciones biomédicas, pues el BIOCAP 2 es el resultado de dos
estudiantes del departamento de ingeniería electrónica de la Escuela Universitaria
Politécnica de Vilanova i La Geltrú. Este programa fue desarrollado en ésta ciudad en 1998
y presenta prestaciones bastante buenas.
El sistema aquí propuesto se le ha llamado BioDAQ y se tratará de comparar con los dos
sistemas, BioBench y BIOCAP 2..
9.1 VENTAJAS Y DESVENTAJAS
BIOBENCH: Puede costar desde 2.415 dólares, hasta 2.635 dólares, contando el hardware
y el kit de los buses, lo cual, pasándolo a pesos colombianos, equivale a un valor entre
$6´762.000 a $7´378.000.
Presenta un sistema completo para cualquier señal biopotencial, no solo para la señal ECG,
sino para EEG, entre otras. Compatibles con monitores desarrollados en Nacional
Instruments e instrumentos de la misma compañía.
BIOCAP 2: Su presentación podría ser mejor. Presenta flexibilidad, manejando la parte
hardware (filtros) desde el computador.
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55
Permite capturar diferentes tipos de señales biopotenciales. El costo del acondicionamiento
de las señales biopotenciales esta alrededor de los 149 dólares por canal, es decir unos
417.200 pesos. Su tiempo de adquisición están por debajo del minuto.
Presenta también un detector de complejos QRS de las señales ECG, lo cual permite
estudiar un poco mas a fondo la señal.
El instrumento virtual aquí presentado, nombrado BIODAQ, presenta la ventaja de que es
especializado en señales ECG, para hacer tomas por tiempo indefinido y esta alrededor de
los $4´500.000 en pesos colombianos contando con el computador para la instalación del
software, con un costo en la parte de acondicionamiento de la señal ECG de $300.000
pesos por canal, lo cual es un precio mucho menor al primer sistema y solo un poco de
BIOCAP 2. Es una posible solución al problema hospitalario planteado en un comienzo y
aun costo que es asequible a los hospitales.
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10 CONCLUSIONES Y RESULTADOS
Se realizaron pruebas a diferentes frecuencias de muestreo, a continuación se presentan dos
de ellas:
Figura 10.1: Muestra de una señal ECG en derivación estándar VI, con una frecuencia de muestreo de 50 muestras por segundo.
Figura 10.2: Muestra de una señal ECG en derivación estándar VI, con una frecuencia de muestreo de 200 muestras por segundo.
Al igual que se realizaron con diferentes derivaciones. Se hicieron pruebas con las
derivaciones estándar VI, VII y VIII. En la figura 10.3 se presenta un ejemplo de la
derivación estándar VIII.
Las señales en general son buenas, sin embargo el paciente debe estar en reposo, pues de
moverse demasiado se comienza a presentar ruido debido a la tensión de los músculos. Esto
es normal en todo ECG tomado, no solo es problema de éste sistema.
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57
Figura 10.3: Señal ECG en la derivación estándar VIII a 200 muestras por segundo.
Podemos concluir entonces que:
• El instrumento virtual desarrollado es una solución aceptable al problema.
• Es relativamente económico.
• Sus archivos pueden ser almacenados por tiempo indefinido.
• Las señales ECG son acordes a otros sistemas similares de adquisición.
• Su adquisición se realiza en tiempo real.
• No se necesita un conocimiento avanzado en computación para usar el IV
desarrollado.
• El sistema es eficiente para la toma de señales ECG.
Como un comentario final quiero anotar que hace falta en los hospitales, monitores de
cuidado vital de los que se pueda extraer una señal ECG análoga o digital sin necesidad de
comprar el sistema completo ofrecido por la misma compañía que fabrica los monitores.
Esto hace que los sistemas sean cerrados y no accesibles para una mejora que se pudiera
ofrecer como el IV aquí ofrecido, el cual podría ser utilizado con un monitor que cumpliera
los requisitos previos.
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58
11 APÉNDICES
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A. ESQUEMA GENERAL
En este apéndice se presenta el esquema general de la electrónica de acondicionamiento de la señal ECG. El esquema esta dividido en dos dado el tamaño del circuito, que sin ser grande, se desea mostrar claramente al lector. Dado que es conveniente presentar un esquema claro, se prefirió dividir en dos todo el esquema dado el hecho que no cabía en una sola hoja, así, la segunda gráfica es la continuación de la primera. E-1, E-2 y E-3 son los electrodos, con E3 como referencia para el paciente. E4 va conectado al blindaje de los cables conectados a los electrodos. V-1 va conectado a una fuente de –12V, V-2 a tierra, y V-3 a +12V. La salida del circuito de acondicionamiento de la señal ECG es Vout-1 y Vout-2, siendo éste ultimo el mismo V-2, es decir la conexión a tierra de la fuente.
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60
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Las resistencias R13 y R14 tienen el mismo valor de 6.8MΩ.
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B. DISEÑO DE LA PLACA
A continuación se presenta la placa de conexión para cada uno de los canales de adquisición. La placa que a continuación se presenta es la que muestra la mayor parte de las conexiones, pues no se logró realizar todas las conexiones en un solo layout. Por esto, se presenta el layout implementado y luego se da una vista de la cara superior de la placa por si se desea hacer una placa de dos caras, pero la cara de arriba (la última que se muestra) se puede reemplazar conectando adecuadamente unos conectores o soldando algo de cable. Estas conexiones se presentan de color rojo. La primera gráfica esta invertida para poder implementar el layout en la placa, directamente de ella.
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64
IEL2-I-2003-21
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C. LISTADO DE LabVIEW
En las páginas siguientes se presentan los diagramas de los módulos principales del subsistema software desarrollado en LabVIEW 6.1. Se hacen algunos comentarios para que se haga más fácil su entendimiento, de modo que si se desea implementar no tenga mayores problemas al hacerlo. Se omiten todos los casos (“Cases”) vacíos, es decir que no tienen nada en su interior, y subvi’s pertenecientes propiamente a LabVIEW, como lo son, los tomados de la librería del programa.
IEL2-I-2003-21
66
Menu_Principal.vi:
R e p ro d u c ir:
C o n f ig u ra c ió n :
A d q u ir ir :
S a lid a :
re c u p e ra rt e m p o ra le s . v i
v a r_ t a r
F u e n t e V irt u a l
A d q / V I
G a n a n c ia C a n a l 1
G a n a n c ia C a n a l 2
0 , D e f a u lt
A d q u is ic io n B 2 .v i
1 [0 . .1 ]
1
IEL2-I-2003-21
67
AdquisicionB2.vi:
Reproducir.vi
2
M e n u _ c o n f ig u ra c io n . v i
3
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IEL2-I-2003-21
69
Dentro de sequense:1 existe otro while ( ) donde se encuentran lo siguiente:
Con sus diferentes opciones:
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Lo mismo funciona para la adquisición del segundo canal. Y para la adquisición conjunta
se tiene:
Los otros casos no se colocan, pues se dan por entendido. El número 0 en falso, se cambia
por 2 en verdadero. Este número va conectado al siguiente caso:
IEL2-I-2003-21
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2
1
Reproducir.vi:
2
IEL2-I-2003-21
72
Aquí existen 4 whiles continuos. A continuación se muestra cada uno de ellos:
1)
IEL2-I-2003-21
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Para este ultimo caso tenemos:
IEL2-I-2003-21
74
Este caso es igual que el de la figura anterior, excepto que es para la onda 2.
IEL2-I-2003-21
75
2)
IEL2-I-2003-21
76
1 2
0
F a ls e
0
F a ls e
IEL2-I-2003-21
77
3) Este while es igual al anterior ( 2) ) excepto que es para la onda 2, con sus controles
respectivos.
4)
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78
IEL2-I-2003-21
79
La lógica booleana que se encuentra en la parte inferior de este caso va conectada a las
siguientes propiedades del control maestro:
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80
Menu_configuración.vi:
Conf_tarjeta.vi:
1
5
D ire c t o rio P re s io n e 'S e le c C u r D ir ' c u a n d o t e rm in e
P a t h
* . t x t
P a t h
F a ls e
2
IEL2-I-2003-21
81
v a r_ ta r
F u e n t e V ir tu a l
A d q / V I
G a n a n c ia C a n a l 1
G a n a n c ia C a n a l 2
0 [ 0 . .3 ]
V a lu e
O K
V a lu e
A d q / V I
A d q / V I
V a lu e
G a n a n c ia C a n a l 2
V a lu e
G a n a n c ia C a n a l 1
G a n a n c ia C a n a l 1
G a n a n c ia C a n a l 2
V a lu e
I n fo rm a c ió n d e M u e s t re o
V a lu e
F a s e
V a lu e
A m p litu d
V a lu e
F re c u e n c ia
V a lu e
O f fs e t
F u e n te V irt u a l
V a lu e
L im it e in fe r io r (0 .0 )
V a lu e
L im it e s u p e rio r (0 .0 )
V a lu e
M u e s t ra s p o r s e g u n d o
V a lu e
N ú m e ro d e m u e s t ra s
V a lu e
D is p o s it iv o
v a r_ ta r
V a lu e
C a n a l
V a lu e
G U A R D A R
1 [ 0 . .3 ]
IEL2-I-2003-21
82
D e s e a
a c tu a liz a r lo s
A c tu a liz a r
I g n o ra r
D is p o s it iv o
N ú m e ro d e m u e s t ra s
M u e s t ra s p o r s e g u n d o
L im ite s u p e rio r (0 . 0 )
L im ite in f e rio r (0 .0 )
G a n a n c ia C a n a l 1
G a n a n c ia C a n a l 2
G a n a n c ia C a n a l 1
G a n a n c ia C a n a l 2
C a n a l
v a r_ ta r
G U A R D A R
T ru e
T ru e
V a lu e
A d q / V I
T ru e
V a lu e
T a b C o n t ro l
T ru e
" T a rje ta d e A d q u is ic ió n " , D e fa u lt
2 [ 0 . . 3 ]
IEL2-I-2003-21
83
G U A R D A R
v a r_ t a r
F u e n t e V irt u a l
A d q / V I
G a n a n c ia C a n a l 1
G a n a n c ia C a n a l 2
T ru e
3 [ 0 . . 3 ]
IEL2-I-2003-21
84
C :\ B I O C o n f . b a q
A d q / v i O U T
F u e n t e V irt u a l O U T
T a rje t a O U T
T
F
0 , 0 0
0
L im it e in f e rio r (0 . 0 )
L im it e s u p e rio r (0 . 0 )
M u e s t ra s p o r s e g u n d o
N ú m e ro d e m u e s t ra s
C a n a l
D is p o s it iv o
T a rje t a I N
In f o rm a c ió n d e M u e s t re o
F a s e
A m p lit u d
F re c u e n c ia
O f f s e t
F u e n t e V irtu a l I N
0G a in 1 O U T
G a in 2 O U T1
2
F a ls e
R / W
recuperartemporales.vi:
sav_config:
F a ls e
T ru e S e e n c o n t ró u n a rc h iv o
n o g u a rd a d o d e l c a n a l
u n o (1 )
t o m a d o e l d ia :
S I
N O
1
T ru e
0
a la
1
0
0
B IO D A Q t e m p 2 . t x t
B IO D A Q te m p 1 . t x t
F a ls e
T ru e
S e
e n c o n t
S I
N O
F a ls e
0
a la
2
0
0
B IO D A Q t e m p 2 . t x t
B IO D A Q te m p 1 . t x t
IEL2-I-2003-21
85
T a r je t a I N
1
% c
F u e n t e V irt u a l I N
A d q / v i IN
T
F
4
4
0
1
4
G a in 1 IN
G a in 2 IN
4
4
1 [ 0 . . 1 ]
T ru e
0 [ 0 . . 1 ]
T ru e
IEL2-I-2003-21
86
Ruta_de_archivo.vi:
V is ib le
F e c h a :
V is ib le
H o ra :
V is ib le
P a c ie n te :
V is ib le
C o m e n t a rio :
V is ib le
e s p e ra
V is ib le
C a n a l:
0 [ 0 . .1 ]
C o m e n ta r io :
P a c ie n t e :
A rc h iv o :
P a t h
Paciente:out
Comentario:out
% s
T e m p o ra l 2
T e m p o ra l 1
2
G U A R D A N D O . . .
V is ib le
N o E rro r
C a n a l:
P a t h
* . tx tG u a rd a r c o m o
T ru e
1F e c h a :
H o ra :
O K ?
S i re g re s a s in h a b e r
g u a rd a d o la
in f o rm a c ió n , la p e rd e rá p o r
c o m p le t o .
S I
N O
T ru e
1 [ 0 . .1 ]
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87
Temporal1.vi:
E rro r
4
40
F a ls e
% s
Y
d t
t 0
e rro r o u tA p p e n d ? (N e w F ile : F )
o f f s e t o u t
w a v e f o rm
P a t h
N o E rro r
4
o f f s e t
T ru e
IEL2-I-2003-21
88
error out
error in (no error)
A d q / V I
E rro r: N o s e h a n d e te c ta d o t a r je t a s d e A d q u is ic ió n .
P u e d e u t il iz a r la F u e n t e V irt u a l, o ig n o ra r e s t e m e n s a je
F u e n t e V irtu a l
I g n o ra r
T ru e
information string
T a s k
E rro r
T ru e
F a ls e
I n f o rm a c io n d e g ra f ic a 1
A c e le ra c io n ?
XY pairs
M a x im u m
Inicio
Fin
in d e x
index o u t p u t w a v e f o rm
O n d a
N o h a y n a d a p re s io n a d o
V a lu e
output waveform
V a lu e
Inicio
0 , D e f a u lt
V a lu e
P A U S E
V a lu e
P L A Y
V a lu e
in d e x
0
E x p u ls a r
T ru e
detect_tarj.vi:
miniplay.vi:
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89
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90
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D. ESPECIFICACIONES TÉCNICAS DEL EQUIPO
Se presentan aquí las características más destacadas de todo el instrumento virtual, en especial las características funcionales. Estas especificaciones describen primero la parte hardware del instrumento, en especial la electrónica de acondicionamiento de la señal ECG, pues es de la que depende la buena lectura de la señal y protección para el paciente. Luego un poco sobre el subsistema software.
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• 2 canales de entrada.
• Ganancia para el canal 1 y el canal 2 de 852.
• Frecuencia inferior de corte: 0.03Hz.
• Frecuencia superior de corte: 100Hz.
• Rechazo a la frecuencia de 60Hz.
• CMRR a la entrada de 110dB.
• Alimentación de ±12V, 60mA.
• Consumo de la parte aislada: ±10V a 23mA.
• Consta de una etapa de aislamiento galvánico del paciente y el resto del equipo.
• Temperatura de funcionamiento: entre 0 y 70 oC.
• Adquisición de datos a través de la tarjeta de adquisición Lab PC 1200.
• Velocidad de adquisición máxima: 100 kilomuestras/segundo.
• Velocidad de adquisición típica: 500 muestras/segundo.
• Subsistema software desarrollado en LabVIEW 6.1.
• Subsistema software compatible con: Windows NT/2000/9X y Mac OS
• Requerimientos mínimos del computador: Pentium con 64Mbyte de memoria RAM.
Placa controladora de video de 1Mbyte de RAM y disco duro con 350Mb aprox.
libres.
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E. ESPECIFICACIONES DE LOS COMPONENTES
A continuación se presentan las especificaciones de los componentes hardware utilizados para una futura referencia que podría ser de utilidad. Se presentan las especificaciones completas para los componentes del acondicionamiento de la señal ECG. Para la tarjeta de adquisición no es necesaria verla de lleno, por lo cual se adjuntan solo las especificaciones mas relevantes.
One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A.
Tel: 617/329-4700 Fax: 617/326-8703
FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAM
INPUTPOWERSUPPLY
19
14
15
16
17
18
VO
30 29
T2 POWER
POWEROSCILLATOR
INPUT OUTPUT
MOD DEMODFILTER
1
2
OUTPUTPOWERSUPPLY
3
4
OCOM
+VOSS
–VOSS
AD210
PWR COMPWR
T3
T1
–VISS
+VISS
ICOM
+IN
–IN
FB
a Precision, Wide Bandwidth 3-Port Isolation Amplifier
AD210*FEATURES
High CMV Isolation: 2500 V rms Continuous
63500 V Peak Continuous
Small Size: 1.00" 3 2.10" 3 0.350"
Three-Port Isolation: Input, Output, and Power
Low Nonlinearity: 60.012% max
Wide Bandwidth: 20 kHz Full-Power (–3 dB)
Low Gain Drift: 625 ppm/8C max
High CMR: 120 dB (G = 100 V/V)
Isolated Power: 615 V @ 65 mA
Uncommitted Input Amplifier
APPLICATIONS
Multichannel Data Acquisition
High Voltage Instrumentation Amplifier
Current Shunt Measurements
Process Signal Isolation
GENERAL DESCRIPTIONThe AD210 is the latest member of a new generation of lowcost, high performance isolation amplifiers. This three-port,wide bandwidth isolation amplifier is manufactured with sur-face-mounted components in an automated assembly process.The AD210 combines design expertise with state-of-the-artmanufacturing technology to produce an extremely compactand economical isolator whose performance and abundant userfeatures far exceed those offered in more expensive devices.
The AD210 provides a complete isolation function with bothsignal and power isolation supplied via transformer coupling in-ternal to the module. The AD210’s functionally complete de-sign, powered by a single +15 V supply, eliminates the need foran external DC/DC converter, unlike optically coupled isolationdevices. The true three-port design structure permits theAD210 to be applied as an input or output isolator, in single ormultichannel applications. The AD210 will maintain its highperformance under sustained common-mode stress.
Providing high accuracy and complete galvanic isolation, theAD210 interrupts ground loops and leakage paths, and rejectscommon-mode voltage and noise that may other vise degrademeasurement accuracy. In addition, the AD210 provides pro-tection from fault conditions that may cause damage to othersections of a measurement system.
PRODUCT HIGHLIGHTSThe AD210 is a full-featured isolator providing numerous userbenefits including:
High Common-Mode Performance: The AD210 provides2500 V rms (Continuous) and ± 3500 V peak (Continuous) common-
mode voltage isolation between any two ports. Low inputcapacitance of 5 pF results in a 120 dB CMR at a gain of 100,and a low leakage current (2 µA rms max @ 240 V rms, 60 Hz).
High Accuracy: With maximum nonlinearity of ±0.012% (BGrade), gain drift of ±25 ppm/°C max and input offset drift of(±10 ±30/G) µV/°C, the AD210 assures signal integrity whileproviding high level isolation.
Wide Bandwidth: The AD210’s full-power bandwidth of20 kHz makes it useful for wideband signals. It is also effectivein applications like control loops, where limited bandwidthcould result in instability.
Small Size: The AD210 provides a complete isolation functionin a small DIP package just 1.00" × 2.10" × 0.350". The lowprofile DIP package allows application in 0.5" card racks andassemblies. The pinout is optimized to facilitate board layoutwhile maintaining isolation spacing between ports.
Three-Port Design: The AD210’s three-port design structureallows each port (Input, Output, and Power) to remain inde-pendent. This three-port design permits the AD210 to be usedas an input or output isolator. It also provides additional systemprotection should a fault occur in the power source.
Isolated Power: ±15 V @ 5 mA is available at the input andoutput sections of the isolator. This feature permits the AD210to excite floating signal conditioners, front-end amplifiers andremote transducers at the input as well as other circuitry at theoutput.
Flexible Input: An uncommitted operational amplifier is pro-vided at the input. This amplifier provides buffering and gain asrequired and facilitates many alternative input functions asrequired by the user.
Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate andreliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for itsuse, nor for any infringements of patents or other rights of third partieswhich may result from its use. No license is granted by implication orotherwise under any patent or patent rights of Analog Devices.
REV. A
*Covered by U.S. Patent No. 4,703,283.
AD210 PIN DESIGNATIONS
Pin Designation Function
1 VO Output2 OCOM Output Common3 +VOSS +Isolated Power @ Output4 –VOSS –Isolated Power @ Output14 +VISS +Isolated Power @ Input15 –VISS –Isolated Power @ Input16 FB Input Feedback17 –IN –Input18 ICOM Input Common19 +IN +Input29 Pwr Com Power Common30 Pwr Power Input
AD210–SPECIFICATIONS(typical @ +258C, and VS = +15 V unless otherwise noted)
Model AD210AN AD210BN AD210JN
GAINRange 1 V/V – 100 V/V * *Error ± 2% max ± 1% max *vs. Temperature(0°C to +70°C) +25 ppm/°C max * *
(–25°C to +85°C) ± 50 ppm/°C max * *vs. Supply Voltage ± 0.002%/V * *Nonlinearity1 ± 0.025% max ± 0.012% max *
INPUT VOLTAGE RATINGSLinear Differential Range ± 10 V * *Maximum Safe Differential Input ± 15 V * *Max. CMV Input-to-Output *
ac, 60 Hz, Continuous 2500 V rms * 1500 V rmsdc, Continuous ± 3500 V peak * ±2000 V peak
Common-Mode Rejection *60 Hz, G = 100 V/V *
RS ≤ 500 Ω Impedance Imbalance 120 dB * *Leakage Current Input-to-Output *
@ 240 V rms, 60 Hz 2 µA rms max * *
INPUT IMPEDANCEDifferential l012 Ω * *Common Mode 5 GΩi5 pF * *
INPUT BIAS CURRENTInitial, @ +25°C 30 pA typ (400 pA max) * *vs. Temperature (0°C to +70°C) 10 nA max * *
(–25°C to +85°C) 30 nA max * *
INPUT DIFFERENCE CURRENTInitial, @ +25°C 5 pA typ (200 pA max) * *vs. Temperature(0°C to + 70°C) 2 nA max * *
(–25°C to +85°C) 10 nA max * *
INPUT NOISEVoltage (l kHz) 18 nV/√Hz * *
(10 Hz to 10 kHz) 4 µV rms * *Current (1 kHz) 0.01 pA/√Hz * *
FREQUENCY RESPONSEBandwidth (–3 dB) *
G = 1 V/V 20 kHz * *G = 100 V/V 15 kHz * *
Settling Time (±10 mV, 20 V Step) *G = 1 V/V 150 µs * *G = 100 V/V 500 µs * *
Slew Rate (G = 1 V/V) 1 V/µs * *
OFFSET VOLTAGE (RTI)2
Initial, @ +25°C ± 15 ± 45/G) mV max (±5 ±15/G) mV max *vs. Temperature (0°C to +70°C) (± 10 ± 30/G) µV/°C * *
(–25°C to +85°C) (± 10 ± 50/G) µV/°C * *
RATED OUTPUT3
Voltage, 2 kΩ Load ± 10 V min * *Impedance 1 Ω max * *Ripple (Bandwidth = 100 kHz) 10 mV p-p max * *
ISOLATED POWER OUTPUTS4
Voltage, No Load ± 15 V * *Accuracy ± 10% * *Current ± 5 mA * *Regulation, No Load to Full Load See Text * *Ripple See Text * *
POWER SUPPLYVoltage, Rated Performance +15 V dc ± 5% * *Voltage, Operating +15 V dc ± 10% * *Current, Quiescent 50 mA * *Current, Full Load – Full Signal 80 mA * *
TEMPERATURE RANGERated Performance –25°C to +85°C * *Operating –40°C to +85°C * *Storage –40°C to +85°C * *
PACKAGE DIMENSIONSInches 1.00 × 2.10 × 0.350 * *Millimeters 25.4 × 53.3 × 8.9 * *
NOTES*Specifications same as AD210AN.1Nonlinearity is specified as a % deviation from a best straight line..2RTI – Referred to Input.3A reduced signal swing is recommended when both ± VISS and ± VOSS supplies are fullyloaded, due to supply voltage reduction.
4See text for detailed information. _Specifications subject to change without notice.
REV. A–2–
OUTLINE DIMENSIONSDimensions shown in inches and (mm).
AC1059 MATING SOCKET
CAUTIONESD (electrostatic discharge) sensitive device. Elec-trostatic charges as high as 4000 V readily accumu-late on the human body and test equipment and candischarge without detection. Although the AD210features proprietary ESD protection circuitry, per-manent damage may occur on devices subjected tohigh energy electrostatic discharges. Therefore,proper ESD precautions are recommended to avoidperformance degradation or loss of functionality.
WARNING!
ESD SENSITIVE DEVICE
AD210
REV. A –3–
INSIDE THE AD210The AD210 basic block diagram is illustrated in Figure 1.A +15 V supply is connected to the power port, and±15 V isolated power is supplied to both the input andoutput ports via a 50 kHz carrier frequency. The uncom-mitted input amplifier can be used to supply gain or buff-ering of input signals to the AD210. The fullwavemodulator translates the signal to the carrier frequency forapplication to transformer T1. The synchronous demodu-lator in the output port reconstructs the input signal. A20 kHz, three-pole filter is employed to minimize outputnoise and ripple. Finally, an output buffer provides a lowimpedance output capable of driving a 2 kΩ load.
INPUTPOWERSUPPLY
19
14
15
16
17
18
VO
30 29
T2 POWER
POWEROSCILLATOR
INPUT OUTPUT
MOD DEMODFILTER
1
2
OUTPUTPOWERSUPPLY
3
4
OCOM
+VOSS
–VOSS
AD210
PWR COMPWR
T3
T1
–VISS
+VISS
ICOM
+IN
–IN
FB
Figure 1. AD210 Block Diagram
USING THE AD210The AD210 is very simple to apply in a wide range of ap-plications. Powered by a single +15 V power supply, theAD210 will provide outstanding performance when usedas an input or output isolator, in single and multichannelconfigurations.
Input Configurations: The basic unity gain configura-tion for signals up to ±10 V is shown in Figure 2. Addi-tional input amplifier variations are shown in the followingfigures. For smaller signal levels Figure 3 shows how toobtain gain while maintaining a very high input impedance.
19
14
15
16
17
18
VOUT(±10V)
30 29
+VOSS
VSIG±10V AD210
+VISS
–VISS
+15V
2
3
4–VOSS
1 VOUT
Figure 2. Basic Unity Gain Configuration
The high input impedance of the circuits in Figures 2 and3 can be maintained in an inverting application. Since theAD210 is a three-port isolator, either the input leads orthe output leads may be interchanged to create the signalinversion.
19
14
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18
30 29
+VOSS
VSIG
AD210
+VISS
–VISS
+15V
2
3
4–VOSS
1
VOUT= VSIG 1+( )RF
RG
RG
RF
Figure 3. Input Configuration for G > 1
Figure 4 shows how to accommodate current inputs or sum cur-rents or voltages. This circuit configuration can also be used forsignals greater than ±10 V. For example, a ±100 V input spancan be handled with RF = 20 kΩ and RS1 = 200 kΩ.
19
14
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18
30 29
+VOSS
AD210
+VISS
–VISS
+15V
2
3
4–VOSS
1
RS1
IS
VS2 VS1
RS2
RF
VOUT
VOUT = –RF
VS1
RS1( )
VS2
RS2+ + IS + ...
Figure 4. Summing or Current Input Configuration
AdjustmentsWhen gain and offset adjustments are required, the actual cir-cuit adjustment components will depend on the choice of inputconfiguration and whether the adjustments are to be made atthe isolator’s input or output. Adjustments on the output sidemight be used when potentiometers on the input side wouldrepresent a hazard due to the presence of high common-modevoltage during adjustment. Offset adjustments are best done atthe input side, as it is better to null the offset ahead of the gain.
Figure 5 shows the input adjustment circuit for use when the in-put amplifier is configured in the noninverting mode. This offsetadjustment circuit injects a small voltage in series with the
19
15
16
17
18
30 29
+VOSS
AD210
+VISS
–VISS
+15V
2
3
4–VOSS
RGHI
VOUT
VSIG
14200Ω
47.5kΩ
5kΩ
100kΩ50kΩ
LO
GAIN
OFFSET
1
Figure 5. Adjustments for Noninverting Input
AD210
REV. A–4–
low side of the signal source. This will not work if the source hasanother current path to input common or if current flows in thesignal source LO lead. To minimize CMR degradation, keep theresistor in series with the input LO below a few hundred ohms.
Figure 5 also shows the preferred gain adjustment circuit. Thecircuit shows RF of 50 kΩ, and will work for gains of ten orgreater. The adjustment becomes less effective at lower gains(its effect is halved at G = 2) so that the pot will have to be alarger fraction of the total RF at low gain. At G = 1 (follower)the gain cannot be adjusted downward without compromisinginput impedance; it is better to adjust gain at the signal sourceor after the output.
Figure 6 shows the input adjustment circuit for use when theinput amplifier is configured in the inverting mode. The offsetadjustment nulls the voltage at the summing node. This is pref-erable to current injection because it is less affected by subse-quent gain adjustment. Gain adjustment is made in the feedbackand will work for gains from 1 V/V to 100 V/V.
19
15
16
17
18
30 29
+VOSS
AD210
+VISS
–VISS
+15V
2
3
4–VOSS
VOUT
VSIG
14
200Ω
47.5kΩ
5kΩ
100kΩ
GAIN
OFFSET
50kΩ
RS
1
Figure 6. Adjustments for Inverting Input
Figure 7 shows how offset adjustments can be made at the out-put, by offsetting the floating output port. In this circuit, ±15 Vwould be supplied by a separate source. The AD210’s outputamplifier is fixed at unity, therefore, output gain must be madein a subsequent stage.
19
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18
30 29
+VOSS
AD210
+VISS
–VISS
+15V
2
3
4–VOSS
VOUT
14
200Ω
1
0.1µF
100kOFFSET
50kΩ
+15V –15V
Figure 7. Output-Side Offset Adjustment
PCB Layout for Multichannel Applications: The uniquepinout positioning minimizes board space constraints for multi-channel applications. Figure 8 shows the recommended printedcircuit board layout for a noninverting input configuration withgain.
RFRG RFRG RFRG
POWER
CHANNEL INPUTS
1 2 3
0.1"GRID
CHANNEL OUTPUTS
1 2 3
Figure 8. PCB Layout for Multichannel Applications with
Gain
Synchronization: The AD210 is insensitive to the clock of anadjacent unit, eliminating the need to synchronize the clocks.However, in rare instances channel to channel pick-up mayoccur if input signal wires are bundled together. If this happens,shielded input cables are recommended.
PERFORMANCE CHARACTERISTICSCommon-Mode Rejection: Figure 9 shows the common-mode rejection of the AD210 versus frequency, gain and inputsource resistance. For maximum common-mode rejection ofunwanted signals, keep the input source resistance low and care-fully lay out the input, avoiding excessive stray capacitance atthe input terminals.
180
140
4010 20 50 60 100 200 500 1k 2k 5k 10k
160
100
120
60
80
FREQUENCY – Hz
RLO = 0Ω
RLO = 500ΩRLO = 0Ω
RLO = 10kΩRLO = 10kΩ
G = 100
G = 1
CM
R –
dB
Figure 9. Common-Mode Rejection vs. Frequency
AD210
REV. A –5–
+0.04
+0.03
+0.02
+0.01
0
–0.01
–0.02
–0.03
–0.04 –10 –8 –6 –4 –2 0 +2 +4 +6 +8 +10
OUTPUT VOLTAGE SWING – Volts
+8
+6
+4
+2
0
–2
–4
–6
–8
ER
RO
R –
mV
ER
RO
R –
%
Figure 12. Gain Nonlinearity Error vs. Output
0.01
0.009
0.008
0.007
0.006
0.005
0.004
0.003
0.002
0.001
0.000
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20
TOTAL SIGNAL SWING – Volts
ER
RO
R –
% o
f S
ign
al S
win
g
ER
RO
R –
pp
m o
f S
ign
al S
win
g
Figure 13. Gain Nonlinearity vs. Output Swing
Gain vs. Temperature: Figure 14 illustrates the AD210’sgain vs. temperature performance. The gain versus temperatureperformance illustrated is for an AD210 configured as a unitygain amplifier.
400
200
0
–200
–400
–600
–800
–1000
–1200
–1400
–1600 –25 0 +25 +50 +70 +85
TEMPERATURE – °C
GA
IN E
RR
OR
– p
pm
of
Sp
an
G = 1
Figure 14. Gain vs. Temperature
Phase Shift: Figure 10 illustrates the AD210’s low phase shiftand gain versus frequency. The AD210’s phase shift and widebandwidth performance make it well suited for applications likepower monitors and controls systems.
60
20
–80100 100k10k1k10
40
–20
0
–60
–40
FREQUENCY – Hz
0
–20
–40
–60
–80
–100
–120
–140
PH
AS
E S
HIF
T –
Deg
rees
GA
IN –
dB
φG = 1
φG = 100
Figure 10. Phase Shift and Gain vs. Frequency
Input Noise vs. Frequency: Voltage noise referred to the inputis dependent on gain and signal bandwidth. Figure 11 illustratesthe typical input noise in nV/√Hz of the AD210 for a frequencyrange from 10 to 10 kHz.
60
40
0100 10k1k10
50
20
30
10
FREQUENCY – Hz
NO
ISE
– n
V/√
Hz
Figure 11. Input Noise vs. Frequency
Gain Nonlinearity vs. Output: Gain nonlinearity is defined as thedeviation of the output voltage from the best straight line, and isspecified as % peak-to-peak of output span. The AD210B providesguaranteed maximum nonlinearity of ±0.012% with an output span of±10 V. The AD210’s nonlinearity performance is shown in Figure 12.
Gain Nonlinearity vs. Output Swing: The gain nonlinearityof the AD210 varies as a function of total signal swing. Whenthe output swing is less than 20 volts, the gain nonlinearity as afraction of signal swing improves. The shape of the nonlinearityremains constant. Figure 13 shows the gain nonlinearity of theAD210 as a function of total signal swing.
AD210
REV. A–6–
Isolated Power: The AD210 provides isolated power at theinput and output ports. This power is useful for various signalconditioning tasks. Both ports are rated at a nominal ±15 V at5 mA.
The load characteristics of the isolated power supplies areshown in Figure 15. For example, when measuring the loadrejection of the input isolated supplies VISS, the load is placedbetween +VISS and –VISS. The curves labeled VISS and VOSS arethe individual load rejection characteristics of the input and theoutput supplies, respectively.
There is also some effect on either isolated supply when loadingthe other supply. The curve labeled CROSSLOAD indicates thesensitivity of either the input or output supplies as a function ofthe load on the opposite supply.
30
205 100
25
CURRENT – mA
VO
LT
AG
E
VOSS
VOSS
VISS
VISS
SIMULTANEOUS
SIMULTANEOUS
CROSSLOAD
30
Figure 15. Isolated Power Supplies vs. Load
Lastly, the curves labeled VOSS simultaneous and VISS simulta-neous indicate the load characteristics of the isolated power sup-plies when an equal load is placed on both supplies.
The AD210 provides short circuit protection for its isolatedpower supplies. When either the input supplies or the outputsupplies are shorted to input common or output common,respectively, no damage will be incurred, even under continuousapplication of the short. However, the AD210 may be damagedif the input and output supplies are shorted simultaneously.
100
50
10
75
LOAD – mA
RIP
PL
E –
mV
p-p
–VOSS
+VISS
30
25
0
+VOSS
–VISS
2 3 4 5 6 7
Figure 16a. Isolated Supply Ripple vs. Load
(External 4.7 µF Bypass)
Under any circumstances, care should be taken to ensure thatthe power supplies do not accidentally become shorted.
The isolated power supplies exhibit some ripple which varies asa function of load. Figure 16a shows this relationship. TheAD210 has internal bypass capacitance to reduce the ripple to apoint where performance is not affected, even under full load.Since the internal circuitry is more sensitive to noise on thenegative supplies, these supplies have been filtered more heavily.Should a specific application require more bypassing on the iso-lated power supplies, there is no problem with adding externalcapacitors. Figure 16b depicts supply ripple as a function ofexternal bypass capacitance under full load.
1V
10mV
0.1µF
100mV
1mV
CAPACITANCE
RIP
PL
E –
Pea
k-P
eak
Vo
lts
1µF 10µF 100µF
( )+VISS+VOSS
( )–VISS–VOSS
Figure 16b. Isolated Power Supply Ripple vs. Bypass
Capacitance (Volts p-p, 1 MHz Bandwidth, 5 mA Load)
APPLICATIONS EXAMPLESNoise Reduction in Data Acquisition Systems: Transformercoupled isolation amplifiers must have a carrier to pass both acand dc signals through their signal transformers. Therefore,some carrier ripple is inevitably passed through to the isolatoroutput. As the bandwidth of the isolator is increased more of thecarrier signal will be present at the output. In most cases, theripple at the AD210’s output will be insignificant when com-pared to the measured signal. However, in some applications,particularly when a fast analog-to-digital converter is used fol-lowing the isolator, it may be desirable to add filtering; other-wise ripple may cause inaccurate measurements. Figure 17shows a circuit that will limit the isolator’s bandwidth, therebyreducing the carrier ripple.
VOUT
15
30 29
+VOSS+VISS
–VISS
+15V
2
4–VOSS
14
1
0.001µF 0.002µF
R (kΩ) = ( )112.5fC (kHz)
AD542
+VOSS
–VOSS
3
VSIG19
18
AD210
R R16
17
Figure 17. 2-Pole, Output Filter
Self-Powered Current SourceThe output circuit shown in Figure 18 can be used to create aself-powered output current source using the AD210. The 2 kΩresistor converts the voltage output of the AD210 to an equiva-
AD210
REV. A –7–
lent current VOUT/2 kΩ. This resistor directly affects the outputgain temperature coefficient, and must be of suitable stability forthe application. The external low power op amp, powered by+VOSS and –VOSS, maintains its summing junction at outputcommon. All the current flowing through the 2 kΩ resistor flowsthrough the output Darlington pass devices. A Darlington con-figuration is used to minimize loss of output current to the base.
IOUT
15
+VOSS+VISS
–VISS
+15V
2
–VOSS
14
1LF441
+VOSS
–VOSS
3
VSIG
0-10V 19
18
AD210
2kΩ 2N3906(2)
16
17
4
FDH333
IOUTRETURN30 29
Figure 18. Self-Powered Isolated Current Source
The low leakage diode is used to protect the base-emitter junc-tion against reverse bias voltages. Using –VOSS as a currentreturn allows more than 10 V of compliance. Offset and gaincontrol may be done at the input of the AD210 or by varyingthe 2 kΩ resistor and summing a small correction currentdirectly into the summing node. A nominal range of 1 mA–5 mA is recommended since the current output cannot reachzero due to reverse bias and leakage currents. If the AD210 ispowered from the input potential, this circuit provides a fullyisolated, wide bandwidth current output. This configuration islimited to 5 mA output current.
Isolated V-to-I ConverterIllustrated in Figure 19, the AD210 is used to convert a 0 V to+10 V input signal to an isolated 4–20 mA output current. TheAD210 isolates the 0 V to +10 V input signal and provides aproportional voltage at the isolator’s output. The output circuitconverts the input voltage to a 4–20 mA output current, whichin turn is applied to the loop load RLOAD.
RLOAD
15
+VOSS+VISS
–VISS
+15V
2
–VOSS
14
1 +VS
–VS
3
VSIG19
18
AD210
500Ω
2N2907
16
17
4 CURRENTLOOP
143Ω3.0k
ADJUSTTO 4mAWITH 0V IN
+28VCURRENT
LOOP
2N2219
576Ω
1N4149
SPANADJ 100Ω
30 29
AD308
Figure 19. Isolated Voltage-to-Current Loop Converter
Isolated Thermocouple AmplifierThe AD210 application shown in Figure 20 provides amplifica-tion, isolation and cold-junction compensation for a standard Jtype thermocouple. The AD590 temperature sensor accurately
monitors the input terminal (cold-junction). Ambient tempera-ture changes from 0°C to +40°C sensed by the AD590, are can-celled out at the cold junction. Total circuit gain equals 183;100 and 1.83, from A1 and the AD210 respectively. Calibrationis performed by replacing the thermocouple junction with plainthermocouple wire and a millivolt source set at 0.0000 V (0°C)and adjusting RO for EOUT equal to 0.000 V. Set the millivoltsource to +0.02185 V (400°C) and adjust RG for VOUT equal to+4.000 V. This application circuit will produce a nonlinearizedoutput of about +10 mV/°C for a 0°C to +400°C range.
+VOSS+VISS
–VISS
+15V
2
–VOSS
3
18
AD210
16
17
4
13.7k
30 29
10k
RG5k
A1 19
–VISS
10k
220pF
100k
THERMALCONTACT
52.3ΩCOLD
JUNCTION
–VISS +VISS
1k
-20k-
"J"
15
14
1000pF
1 VOUT
AD590
AD OP-07
RG
Figure 20. Isolated Thermocouple Amplifier
Precision Floating Programmable ReferenceThe AD210, when combined with a digital-to-analog converter,can be used to create a fully floating voltage output. Figure 21shows one possible implementation.
The digital inputs of the AD7541 are TTL or CMOS compat-ible. Both the AD7541 and AD581 voltage reference are pow-ered by the isolated power supply + VISS. ICOM should be tied toinput digital common to provide a digital ground reference forthe inputs.
The AD7541 is a current output DAC and, as such, requires anexternal output amplifier. The uncommitted input amplifierinternal to the AD210 may be used for this purpose. For bestresults, its input offset voltage must be trimmed as shown.
The output voltage of the AD210 will go from 0 V to –10 V fordigital inputs of 0 and full scale, respectively. However, sincethe output port is truly isolated, VOUT and OCOM may be freelyinterchanged to get 0 V to +10 V.
This circuit provides a precision 0 V–10 V programmable refer-ence with a ±3500 V common-mode range.
+VOSS+VISS
–VISS
+15V
–VOSS
AD210200Ω
1kΩ
+VISS
VOUT
0 - –10V
100kΩ
50kΩ
17
1
3
2
18
16
12-BITDIGITALINPUT A
D75
41
2kΩGAIN
HP5082-2811OR EQUIVALENT
+VISS
AD581
OFFSET
17
15 4
1
3
218
164
1519
14
30 29
Figure 21. Precision Floating Programmable Reference
AD210
REV. A–8–
MULTICHANNEL DATA ACQUISITION FRONT-ENDIllustrated in Figure 22 is a four-channel data acquisition front-end used to condition and isolate several common input signalsfound in various process applications. In this application, eachAD210 will provide complete isolation from input to output aswell as channel to channel. By using an isolator per channel,maximum protection and rejection of unwanted signals isobtained. The three-port design allows the AD210 to beconfigured as an input or output isolator. In this application theisolators are configured as input devices with the power portproviding additional protection from possible power sourcefaults.
Channel 1: The AD210 is used to convert a 4–20 mA currentloop input signal into a 0 V–10 V input. The 25 Ω shunt resistorconverts the 4-20 mA current into a +100 mV to +500 mV signal.The signal is offset by –100 mV via RO to produce a 0 mV to+400 mV input. This signal is amplified by a gain of 25 to producethe desired 0 V to +10 V output. With an open circuit, the AD210will show –2.5 V at the output.
Channel 2: In this channel, the AD210 is used to condition andisolate a current output temperature transducer, Model AD590. At+25°C, the AD590 produces a nominal current of 298.2 µA. Thislevel of current will change at a rate of 1 µA/°C. At –17.8°C (0°F),the AD590 current will be reduced by 42.8 µA to +255.4 µA. The
AD580 reference circuit provides an equal but opposite current,resulting in a zero net current flow, producing a 0 V output fromthe AD210. At +100°C (+212°F), the AD590 current output willbe 373.2 µA minus the 255.4 µA offsetting current from theAD580 circuit to yield a +117.8 µA input current. This current isconverted to a voltage via RF and RG to produce an output of+2.12 V. Channel 2 will produce an output of +10 mV/°F over a0°F to +212°F span.
Channel 3: Channel 3 is a low level input channel configured witha high gain amplifier used to condition millivolt signals. With theAD210’s input set to unity and the input amplifier set for a gain of1000, a ±10 mV input will produce a ± 10 V at the AD210’s output.
Channel 4: Channel 4 illustrates one possible configuration forconditioning a bridge circuit. The AD584 produces a +10 Vexcitation voltage, while A1 inverts the voltage, producing negativeexcitation. A2 provides a gain of 1000 V/V to amplify the low levelbridge signal. Additional gain can be obtained by reconfigurationof the AD210’s input amplifier. ± VISS provides the complete powerfor this circuit, eliminating the need for a separate isolated excita-tion source.
Each channel is individually addressed by the multiplexer’s chan-nel select. Additional filtering or signal conditioning should followthe multiplexer, prior to an analog-to-digital conversion stage.
+VOSS+VISS
–VISS –VOSS
AD210
RO50k
17
15
18
16
19
14
4
3
29
COM+V
TO A/D
+VOSS+VISS
–VISS –VOSS
OFFSET50k
17
15
18
16
19
14
4
3
2
30 29
+VISS
–VISS15
+VOSS
–VOSS
AD210
18
19
14
4
3
2
1
30
+VOSS
–VOSS
AD210
17
18
16
19
4
3
1
30 29
RG 1kΩ
1
200kΩ8.25k
AD210
1
10T
4-20mA 25Ω
50k
1kΩ
RG 5k
10TRF
15.8k
10T
50k
30
16
17
100Ω
AD590
AD580
–VISS
+VISS
RO1kΩ
10T
9.31k
AD OP-07+VISS
–VISS
+VISS
–VISS15
14
0.47µF
50kΩ50Ω
1.0µF
39k
EIN
1M1k
20k
20k
20k
20k
+VISS
–VISS
29
+VISS
–VISS
A2
A1
AD584
+VISS
COM+15V
DC POWERSOURCE
2
2
AD7502MULTIPLEXER
–V
CHANNELSELECT
CHANNEL 3
CHANNEL 1
CHANNEL 2
CHANNEL 4
+10V
A1; A2 = AD547
Figure 22. Multichannel Data Acquisition Front-End
C1
00
5–9
–9
/86
PR
INT
ED
IN
U.S
.A.
International Airport Industrial Park • Mailing Address: PO Box 11400, Tucson, AZ 85734 • Street Address: 6730 S. Tucson Bl vd., Tucson, AZ 85706 • Tel: (520) 746-1111 • Twx: 910-952-1111Internet: http://www.burr-brown.com/ • FAXLine: (800) 548-6133 (US/Canada Only) • Cable: BBRCORP • Telex: 066-6491 • FA X: (520) 889-1510 • Immediate Product Info: (800) 548-6132
FEATURES LOW DRIFT: 0.25µV/°C max
LOW OFFSET VOLTAGE: 25 µV max
LOW NONLINEARITY: 0.002%
LOW NOISE: 13nV/ √Hz
HIGH CMR: 106dB AT 60Hz
HIGH INPUT IMPEDANCE: 1010Ω 14-PIN PLASTIC, CERAMIC DIP,
SOL-16, AND TO-100 PACKAGES
High AccuracyINSTRUMENTATION AMPLIFIER
APPLICATIONS STRAIN GAGES
THERMOCOUPLES
RTDs
REMOTE TRANSDUCERS
LOW-LEVEL SIGNALS
MEDICAL INSTRUMENTATION
The INA101 is packaged in TO-100 metal, 14-pinplastic and ceramic DIP, and SOL-16 surface-mountpackages. Commercial, industrial and military tem-perature range models are available.
®
DESCRIPTIONThe INA101 is a high accuracy instrumentation ampli-fier designed for low-level signal amplification andgeneral purpose data acquisition. Three precision opamps and laser-trimmed metal film resistors are inte-grated on a single monolithic integrated circuit.
INA101
A1
A2
A38
710kΩ10kΩ
10kΩ10kΩ
2
9
5
4
1
10
–Input
+Input
RG
OffsetAdj.
+VCC
INA101
Common
Output
20kΩ
20kΩ
3
–VCC
6
TO-100 PACKAGE
A1
A2
A31
1410kΩ10kΩ
10kΩ10kΩ
6
2
12
11
4
3–Input
+Input
RG
OffsetAdj.
+VCC
INA101
Common
Output
20kΩ
20kΩ
7
–VCC
13
DIP PACKAGE
A1 Output
8
A2 Output
9
10
5
Gain Sense 1
Gain Set 1
Gain Set 2
Gain Sense 2
1kΩ
1kΩ
1kΩ
1kΩ
©1981 Burr-Brown Corporation PDS-454K Printed in U.S.A. July, 1998
®
INA101 2
SPECIFICATIONSELECTRICALAt +25°C with ±15VDC power supply and in circuit of Figure 1, unless otherwise noted.
INA101AM, AG INA101SM, SG INA101CM, CG INA101HP, KU
PARAMETER MIN TYP MAX MIN TYP MAX MIN TYP MAX MIN TYP MAX UNITS
GAINRange of Gain 1 1000 * * * * * * V/VGain Equation G = 1 + (40k/RG) * * * V/VError from Equation, DC(1) ±(0.04 + 0.00016G ±(0.1 + 0.0003G * * * * ±(0.1 + ±(0.3 + %
–0.02/G) –0.05/G) 0.00015G) 0.0002G)–0.05/G –0.10/G
Gain Temp. Coefficient(3)
G = 1 2 5 * * * * * * ppm/°CG = 10 20 100 * * 10 * * * ppm/°CG = 100 22 110 * * 11 * * * ppm/°CG = 1000 22 110 * * 11 * * * ppm/°C
Nonlinearity, DC(2) ±(0.002 + 10–5 G) ±(0.005 + 2 x 10–5 G) ±(0.001 ±(0.002 ±(0.001 ±(0.002 * * % of p-p FS+10–5 G) +10–5 G) +10–5 G) +10–5 G)
RATED OUTPUTVoltage ±10 ±12.5 * * * * * * VCurrent ±5 ±10 * * * * * * mAOutput Impedance 0.2 * * * ΩCapacitive Load 1000 * * * pF
INPUT OFFSET VOLTAGEInitial Offset at +25°C ±(25 + 200/G) ±(50 + 400/G) ±10+ ±(25 ±(10+ ±(25 + ±(125 + ±(250 + µV
100/G) +200/G) 100/G) 200/G) 450/G) 900/G)vs Temperature ±(2 + 20/G) ±(0.75 ±(0.25 + ±(2 + 20/G) µV/°C
+ 10/G) 10/G)vs Supply ±(1 + 20/G) * * * µV/Vvs Time ±(1 + 20/G) * * * µV/mo
INPUT BIAS CURRENTInitial Bias Current
(each input) ±15 ±30 ±10 * ±5 ±20 * * nAvs Temperature ±0.2 * * * nA/°Cvs Supply ±0.1 * * * nA/V
Initial Offset Current ±15 ±30 ±10 * ±5 ±20 * * nAvs Temperature ±0.5 * * * nA/°C
INPUT IMPEDANCEDifferential 1010 || 3 * * * Ω || pFCommon-mode 1010 || 3 * * * Ω || pF
INPUT VOLTAGE RANGERange, Linear Response ±10 ±12 * * * * * * VCMR with 1kΩ Source Imbalance
DC to 60Hz, G = 1 80 90 * * * * 65 85 dBDC to 60Hz, G = 10 96 106 * * * * 90 95 dBDC to 60Hz, G = 100 to 1000 106 110 * * * * 100 105 dB
INPUT NOISEInput Voltage Noise
fB = 0.01Hz to 10Hz 0.8 * * * µV, p-pDensity, G = 1000
fO = 10Hz 18 * * * nV/√HzfO = 100Hz 15 * * * nV/√HzfO = 1kHz 13 * * * nV/√Hz
Input Current NoisefB = 0.01Hz to 10Hz 50 * * * pA, p-p
DensityfO = 10Hz 0.8 * * * pA/√HzfO = 100Hz 0.46 * * * pA/√HzfO = 1kHz 0.35 * * * pA/√Hz
DYNAMIC RESPONSESmall Signal, ±3dB Flatness
G = 1 300 * * * kHzG = 10 140 * * * kHzG = 100 25 * * * kHzG = 1000 2.5 * * * kHz
Small Signal, ±1% FlatnessG = 1 20 * * * kHzG = 10 10 * * * kHzG = 100 1 * * * kHzG = 1000 200 * * * Hz
Full Power, G = 1 to 100 6.4 * * * kHzSlew Rate, G = 1 to 100 0.2 0.4 * * * * * * V/µsSettling Time (0.1%)
G = 1 30 40 * * * * * * µsG = 100 40 55 * * * * * * µsG = 1000 350 470 * * * * * * µs
Settling Time (0.01%)G = 1 30 45 * * * * * * µsG = 100 50 70 * * * * * * µsG = 1000 500 650 * * * * * * µs
POWER SUPPLYRated Voltage ±15 * * * VVoltage Range ±5 ±20 * * * * * * VCurrent, Quiescent(2) ±6.7 ±8.5 * * * * * * mA
TEMPERATURE RANGE(5)
Specification –25 +85 –55 +125 * * 0 +70 °COperation –55 +125 * * * * –25 +85 °CStorage –65 +150 * * * * –40 +85 °C
* Specifications same as for INA101AM, AG.NOTES: (1) Typically the tolerance of RG will be the major source of gain error. (2) Nonlinearity is the maximum peak deviation from the best straight-line as a percentage of peak-to-peak full scale output. (3) Not including the TCR of RG. (4) Adjustableto zero at any one gain. (5) θJC output stage = 113°C/W, θJC quiescent circuitry = 19°C/W, θCA = 83°C/W.
®
INA1013
PIN CONFIGURATIONS
Top View
101
5
3
4
–In
+In
GainSet
OffsetAdjust
OffsetAdjust
Gain Set
2
9
8
7
6–VCC
Common
Output
+VCC
1
2
3
4
5
6
7
14
13
12
11
10
9
8
Output
+VCC
–Input
Gain Sense 1
Gain Set 1
Offset Adj.
Offset Adj.
Common
–VCC
+Input
Gain Sense 2
Gain Set 2
A2 Output
A1 Output
1
2
3
4
5
6
7
8
16
15
14
13
12
11
10
9
Output
+VCC
–Input
Gain Sense 1
Gain Set 1
Offset Adj.
Offset Adj.
NC
Common
–VCC
+Input
Gain Sense 2
Gain Set 2
A2 Output
A1 Output
NC
DIPG and P Package
SOICU Package
TO-100M Package
ORDERING INFORMATION
PRODUCT PACKAGE TEMPERATURE RANGE
INA101AM 10-Pin Metal TO-100 –25°C to +85°CINA101CM 10-Pin Metal TO-100 –25°C to +85°CINA101AG 14-Pin Ceramic DIP –25°C to +85°CINA101CG 14-Pin Ceramic DIP –25°C to +85°CINA101HP 14-Pin Plastic DIP 0°C to +70°CINA101KU SOL-16 Surface-Mount 0°C to +70°CINA101SG 14-Pin Ceramic DIP –55°C to +125°CINA101SM 10-Pin Metal TO-100 –55°C to +125°C
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Supply Voltage ................................................................................... ±20VPower Dissipation .......................................................................... 600mWInput Voltage Range .......................................................................... ±VCC
Output Short Circuit (to ground) ............................................... ContinuousOperating Temperature M, G Package ........................... –55°C to +125°C
P, U Package ................................................................. –25°C to +85°CStorage Temperature M, G Package .............................. –65°C to +150°C
P, U Package ................................................................. –40°C to +85°CLead Temperature (soldering, 10s) M, G, P Package ................... +300°CLead Temperature (wave soldering, 3s) U Package ...................... +260°C
PACKAGE INFORMATION
PACKAGE DRAWINGPRODUCT PACKAGE NUMBER (1)
INA101AM 10-Pin Metal TO-100 007INA101CM 10-Pin Metal TO-100 007INA101AG 14-Pin Ceramic DIP 169INA101CG 14-Pin Ceramic DIP 169INA101HP 14-Pin Plastic DIP 010INA101KU SOL-16 Surface-Mount 211INA101SG 14-Pin Ceramic DIP 169INA101SM 10-Pin Metal TO-100 007
NOTE: (1) For detailed drawing and dimension table, please see end of datasheet, or Appendix D of Burr-Brown IC Data Book.
The information provided herein is believed to be reliable; however, BURR-BROWN assumes no responsibility for inaccuracies or omissions. BURR-BROWN assumesno responsibility for the use of this information, and all use of such information shall be entirely at the user’s own risk. Prices and specifications are subject to changewithout notice. No patent rights or licenses to any of the circuits described herein are implied or granted to any third party. BURR-BROWN does not authorize or warrantany BURR-BROWN product for use in life support devices and/or systems.
ELECTROSTATICDISCHARGE SENSITIVITY
This integrated circuit can be damaged by ESD. Burr-Brownrecommends that all integrated circuits be handled with ap-propriate precautions. Failure to observe proper handling andinstallation procedures can cause damage.
ESD damage can range from subtle performance degradationto complete device failure. Precision integrated circuits maybe more susceptible to damage because very small parametricchanges could cause the device not to meet its publishedspecifications.
®
INA101 4
STEP RESPONSE
Time (µs)
Out
put (
V)
0
+10
+5
0
–5
–10
100 200 300 400 500 600
G = 1000
G = 1
QUIESCENT CURRENT vs SUPPLY
Supply Voltage (V)
Qui
esce
nt C
urre
nt (
mA
)
0
±9
±8
±7
±6
±5±5 ±10 ±15 ±20
WARM-UP DRIFT vs TIME
Time (Minutes)
Cha
nge
in In
put O
ffset
Vol
tage
(µV
)
0
10
8
6
4
2
01 2 3 4 5
CMR vs FREQUENCY
Frequency (Hz)
CM
R (
dB)
1
120
100
80
60
10 100 1k 10k
G = 100, 1000
G = 10
G = 1
BalancedSource
GAIN vs FREQUENCY
Frequency (Hz)
Gai
n (d
B)
100
60
40
20
0
1k 10k 100k 1M
1% Error
G = 1000
G = 100
G = 10
G = 1
GAIN NONLINEARITY vs GAIN
Gain (V/V)
Gai
n N
onlin
earit
y (%
p-p
, FS
)
1 100 100010
0.01
0.003
0.001
0.0003
Max
Typ
TYPICAL PERFORMANCE CURVESAt +25°C, VCC = ±15V unless otherwise noted.
®
INA1015
INPUT NOISE VOLTAGEvs FREQUENCY (100 ≤ GAIN ≤ 1000)
Frequency (Hz)
Inpu
t Noi
se V
olta
ge (
nV/√
Hz)
0
1000
100
10
110 100 1000
OUTPUT NOISE vs GAIN
Gain (V/V)
Out
put N
oise
Vol
tage
(m
V, r
ms)
0
30
20
10
010 100 1000
RS = 1MΩ
RS = 1000kΩRS = 10kΩ
RS = 0
SETTLING TIME vs GAIN
Gain (V/V)
Set
tling
Tim
e (µ
s)
1 100 100010
1000
100
10
1%
RL = 2kΩCL = 1000pF
0.01%
0.1%
(1)G = 1 +
TYPICAL PERFORMANCE CURVES (CONT)At +25°C, VCC = ±15V unless otherwise noted.
40kΩR
G
APPLICATION INFORMATIONFigure 1 shows the basic connections required for operationof the INA101. (Pin numbers shown are for the TO-100metal package.) Applications with noisy or high impedancepower supplies may require decoupling capacitors close tothe device pins as shown.
The output is referred to the output Common terminal whichis normally grounded. This must be a low-impedance con-nection to assure good common-mode rejection. A resis-tance greater than 0.1Ω in series with the Common pin willcause common-mode rejection to fall below 106dB.
SETTING THE GAIN
Gain of the INA101 is set by connecting a single externalresistor, RG:
The 40kΩ term in equation (1) comes from the sum of thetwo internal feedback resistors. These are on-chip metal filmresistors which are laser trimmed to accurate absolute val-ues. The accuracy and temperature coefficient of theseresistors are included in the gain accuracy and drift specifi-cations of the INA101.
The stability and temperature drift of the external gainsetting resistor, RG, also affects gain. RG’s contribution togain accuracy and drift can be directly inferred from the gainequation (1). Low resistor values required for high gain canmake wiring resistance important. Sockets add to the wiringresistance which will contribute additional gain error (possi-bly an unstable gain error) in gains of approximately 100 orgreater. The gain sense connections on the DIP and SOL-16packages (see Figure 2) reduce the gain error produced bywiring or socket resistance.
®
INA101 6
A1
A2
A3
1410kΩ10kΩ
10kΩ10kΩ
2
12
11
4
3
RG
+15V
INA101
Common
VO = G (E1 – E2) +VCOM
20kΩ
20kΩ
–15V
13
DIP PACKAGE
A1 Output
A2 Output
10
5
OPA177
1kΩ
1MΩ
+15V
–15V
Approximately±15mV Range
Pinout shownis for DIP packages.
E1
E2
G = 1 + 40kΩRG
Input Offset AdjustmentDo not use to null source or system
offset (see text).
100kΩ
+15V
Output OffsetAdjustment
1
VCOM
100kΩ
6 7
OFFSET TRIMMING
The INA101 is laser trimmed for low offset voltage anddrift. Most applications require no external offset adjust-ment. Figure 2 shows connection of an optional potentio-meter connected to the Offset Adjust pins for trimming theinput offset voltage. (Pin numbers shown are for the DIPpackage.) Use this adjustment to null the offset voltage inhigh gain (G ≥ 100) with both inputs connected to ground.Do not use this adjustment to null offset produced by thesource or other system offset since this will increase theoffset voltage drift by 0.3µV/°C per 100µV of adjustedoffset.
Offset of the output amplifier usually dominates when theINA101 is used in unity gain (G = 1). The output offset
voltage can be adjusted with the optional trim circuit con-nected to the Common pin as shown in Figure 2. The voltageapplied to Common terminal is summed with the output.Low impedance must be maintained at this node to assuregood common-mode rejection. The op amp connected as abuffer provides low impedance.
THERMAL EFFECTS ON OFFSET VOLTAGE
To achieve lowest offset voltage and drift, prevent aircurrents from circulating near the INA101. Rapid changes intemperature will produce a thermocouple effect on thepackage leads that will degrade offset voltage and drift. Ashield or cover that prevents air currents from flowing nearthe INA101 will assure best performance.
FIGURE 2. Optional Trimming of Input and Output Offset Voltage.
A1
A2
A38
710kΩ10kΩ
10kΩ10kΩ
2
9
5
4
1
10
RG
NoConnection
+15V
INA101
Output20kΩ
20kΩ
3
–15V
6
TO-100 PACKAGE
E1
VO = G (E1 – E2)
Tantalum
1µF+
Tantalum
1µF
+
E2
G = 1 + 40kΩRG
FIGURE 1. Basic Connections.
LM111/LM211/LM311Voltage Comparator1.0 General DescriptionThe LM111, LM211 and LM311 are voltage comparators thathave input currents nearly a thousand times lower thandevices like the LM106 or LM710. They are also designed tooperate over a wider range of supply voltages: from standard±15V op amp supplies down to the single 5V supply used forIC logic. Their output is compatible with RTL, DTL and TTLas well as MOS circuits. Further, they can drive lamps orrelays, switching voltages up to 50V at currents as high as50 mA.
Both the inputs and the outputs of the LM111, LM211 or theLM311 can be isolated from system ground, and the outputcan drive loads referred to ground, the positive supply or thenegative supply. Offset balancing and strobe capability areprovided and outputs can be wire OR’ed. Although slowerthan the LM106 and LM710 (200 ns response time vs 40 ns)
the devices are also much less prone to spurious oscilla-tions. The LM111 has the same pin configuration as theLM106 and LM710.
The LM211 is identical to the LM111, except that its perfor-mance is specified over a −25˚C to +85˚C temperature rangeinstead of −55˚C to +125˚C. The LM311 has a temperaturerange of 0˚C to +70˚C.
2.0 Featuresn Operates from single 5V supplyn Input current: 150 nA max. over temperaturen Offset current: 20 nA max. over temperaturen Differential input voltage range: ±30Vn Power consumption: 135 mW at ±15V
3.0 Typical Applications (Note 3)
Offset Balancing
DS005704-36
Strobing
DS005704-37
Note: Do Not Ground Strobe Pin. Output is turned off when current ispulled from Strobe Pin.
Increasing Input Stage Current (Note 1)
DS005704-38
Note 1: Increases typical common mode slew from 7.0V/µs to 18V/µs.
Detector for Magnetic Transducer
DS005704-39
January 2001LM
111/LM211/LM
311Voltage
Com
parator
© 2001 National Semiconductor Corporation DS005704 www.national.com
3.0 Typical Applications (Note 3) (Continued)
Digital Transmission Isolator
DS005704-40
Relay Driver with Strobe
DS005704-41
*Absorbs inductive kickback of relay and protects IC from severe voltagetransients on V++ line.Note: Do Not Ground Strobe Pin.
Strobing off Both Input and Output Stages (Note 2)
DS005704-42
Note: Do Not Ground Strobe Pin.
Note 2: Typical input current is 50 pA with inputs strobed off.
Note 3: Pin connections shown on schematic diagram and typical applications are for H08 metal can package.
Positive Peak Detector
DS005704-23
*Solid tantalum
Zero Crossing Detector Driving MOS Logic
DS005704-24
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 2
4.0 Absolute Maximum Ratings forthe LM111/LM211 (Note 10)
If Military/Aerospace specified devices are required,please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications.
Total Supply Voltage (V84) 36VOutput to Negative Supply Voltage (V74) 50VGround to Negative Supply Voltage (V14) 30VDifferential Input Voltage ±30VInput Voltage (Note 4) ±15VOutput Short Circuit Duration 10 sec
Operating Temperature RangeLM111 −55˚C to 125˚CLM211 −25˚C to 85˚C
Lead Temperature (Soldering, 10 sec) 260˚CVoltage at Strobe Pin V+−5VSoldering Information
Dual-In-Line PackageSoldering (10 seconds) 260˚C
Small Outline PackageVapor Phase (60 seconds) 215˚CInfrared (15 seconds) 220˚C
See AN-450 “Surface Mounting Methods and Their Effecton Product Reliability” for other methods of solderingsurface mount devices.
ESD Rating (Note 11) 300V
Electrical Characteristics (Note 6)for the LM111 and LM211
Parameter Conditions Min Typ Max Units
Input Offset Voltage (Note 7) TA=25˚C, RS≤50k 0.7 3.0 mV
Input Offset Current TA=25˚C 4.0 10 nA
Input Bias Current TA=25˚C 60 100 nA
Voltage Gain TA=25˚C 40 200 V/mV
Response Time (Note 8) TA=25˚C 200 ns
Saturation Voltage VIN≤−5 mV, IOUT=50 mA 0.75 1.5 V
TA=25˚C
Strobe ON Current (Note 9) TA=25˚C 2.0 5.0 mA
Output Leakage Current VIN≥5 mV, VOUT=35V 0.2 10 nA
TA=25˚C, ISTROBE=3 mA
Input Offset Voltage (Note 7) RS≤50 k 4.0 mV
Input Offset Current (Note 7) 20 nA
Input Bias Current 150 nA
Input Voltage Range V+=15V, V−=−15V, Pin 7 −14.5 13.8,-14.7 13.0 V
Pull-Up May Go To 5V
Saturation Voltage V+≥4.5V, V−=0 0.23 0.4 V
VIN≤−6 mV, IOUT≤8 mA
Output Leakage Current VIN≥5 mV, VOUT=35V 0.1 0.5 µA
Positive Supply Current TA=25˚C 5.1 6.0 mA
Negative Supply Current TA=25˚C 4.1 5.0 mA
Note 4: This rating applies for ±15 supplies. The positive input voltage limit is 30V above the negative supply. The negative input voltage limit is equal to thenegative supply voltage or 30V below the positive supply, whichever is less.
Note 5: The maximum junction temperature of the LM111 is 150˚C, while that of the LM211 is 110˚C. For operating at elevated temperatures, devices in the H08package must be derated based on a thermal resistance of 165˚C/W, junction to ambient, or 20˚C/W, junction to case. The thermal resistance of the dual-in-linepackage is 110˚C/W, junction to ambient.
Note 6: These specifications apply for VS=±15V and Ground pin at ground, and −55˚C≤TA≤+125˚C, unless otherwise stated. With the LM211, however, alltemperature specifications are limited to −25˚C≤TA≤+85˚C. The offset voltage, offset current and bias current specifications apply for any supply voltage from a single5V supply up to ±15V supplies.
Note 7: The offset voltages and offset currents given are the maximum values required to drive the output within a volt of either supply with a 1 mA load. Thus, theseparameters define an error band and take into account the worst-case effects of voltage gain and RS.
Note 8: The response time specified (see definitions) is for a 100 mV input step with 5 mV overdrive.
Note 9: This specification gives the range of current which must be drawn from the strobe pin to ensure the output is properly disabled. Do not short the strobe pinto ground; it should be current driven at 3 to 5 mA.
Note 10: Refer to RETS111X for the LM111H, LM111J and LM111J-8 military specifications.
Note 11: Human body model, 1.5 kΩ in series with 100 pF.
LM111/LM
211/LM311
www.national.com3
5.0 Absolute Maximum Ratings forthe LM311 (Note 12)
If Military/Aerospace specified devices are required,please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications.
Total Supply Voltage (V84) 36VOutput to Negative Supply Voltage (V74) 40VGround to Negative Supply Voltage (V14) 30VDifferential Input Voltage ±30VInput Voltage (Note 13) ±15VPower Dissipation (Note 14) 500 mWESD Rating (Note 19) 300VOutput Short Circuit Duration 10 sec
Operating Temperature Range 0˚ to 70˚CStorage Temperature Range −65˚C to 150˚CLead Temperature (soldering, 10 sec) 260˚CVoltage at Strobe Pin V+−5VSoldering Information
Dual-In-Line PackageSoldering (10 seconds) 260˚C
Small Outline PackageVapor Phase (60 seconds) 215˚CInfrared (15 seconds) 220˚C
See AN-450 “Surface Mounting Methods and Their Effecton Product Reliability” for other methods of solderingsurface mount devices.
Electrical Characteristics (Note 15)for the LM311
Parameter Conditions Min Typ Max Units
Input Offset Voltage (Note 16) TA=25˚C, RS≤50k 2.0 7.5 mV
Input Offset Current(Note 16) TA=25˚C 6.0 50 nA
Input Bias Current TA=25˚C 100 250 nA
Voltage Gain TA=25˚C 40 200 V/mV
Response Time (Note 17) TA=25˚C 200 ns
Saturation Voltage VIN≤−10 mV, IOUT=50 mA 0.75 1.5 V
TA=25˚C
Strobe ON Current (Note 18) TA=25˚C 2.0 5.0 mA
Output Leakage Current VIN≥10 mV, VOUT=35V
TA=25˚C, ISTROBE=3 mA 0.2 50 nA
V− = Pin 1 = −5V
Input Offset Voltage (Note 16) RS≤50K 10 mV
Input Offset Current (Note 16) 70 nA
Input Bias Current 300 nA
Input Voltage Range −14.5 13.8,−14.7 13.0 V
Saturation Voltage V+≥4.5V, V−=0 0.23 0.4 V
VIN≤−10 mV, IOUT≤8 mA
Positive Supply Current TA=25˚C 5.1 7.5 mA
Negative Supply Current TA=25˚C 4.1 5.0 mA
Note 12: “Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur. Operating Ratings indicate conditions for which the device isfunctional, but do not guarantee specific performance limits.”
Note 13: This rating applies for ±15V supplies. The positive input voltage limit is 30V above the negative supply. The negative input voltage limit is equal to thenegative supply voltage or 30V below the positive supply, whichever is less.
Note 14: The maximum junction temperature of the LM311 is 110˚C. For operating at elevated temperature, devices in the H08 package must be derated basedon a thermal resistance of 165˚C/W, junction to ambient, or 20˚C/W, junction to case. The thermal resistance of the dual-in-line package is 100˚C/W, junction toambient.
Note 15: These specifications apply for VS=±15V and Pin 1 at ground, and 0˚C < TA < +70˚C, unless otherwise specified. The offset voltage, offset current andbias current specifications apply for any supply voltage from a single 5V supply up to ±15V supplies.
Note 16: The offset voltages and offset currents given are the maximum values required to drive the output within a volt of either supply with 1 mA load. Thus, theseparameters define an error band and take into account the worst-case effects of voltage gain and RS.
Note 17: The response time specified (see definitions) is for a 100 mV input step with 5 mV overdrive.
Note 18: This specification gives the range of current which must be drawn from the strobe pin to ensure the output is properly disabled. Do not short the strobepin to ground; it should be current driven at 3 to 5 mA.
Note 19: Human body model, 1.5 kΩ in series with 100 pF.
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 4
6.0 LM111/LM211 Typical Performance Characteristics
Input Bias Current
DS005704-43
Input Bias Current
DS005704-44
Input Bias Current
DS005704-45
Input Bias Current
DS005704-46
Input Bias Current
DS005704-47
Input Bias Current
DS005704-48
LM111/LM
211/LM311
www.national.com5
6.0 LM111/LM211 Typical Performance Characteristics (Continued)
Input Bias CurrentInput Overdrives
DS005704-49
Input Bias CurrentInput Overdrives
DS005704-50
Input Bias Current
DS005704-51
Response Time for VariousInput Overdrives
DS005704-52
Response Time for VariousInput Overdrives
DS005704-53
Output Limiting Characteristics
DS005704-54
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 6
6.0 LM111/LM211 Typical Performance Characteristics (Continued)
7.0 LM311 Typical Performance Characteristics
Supply Current
DS005704-55
Supply Current
DS005704-56
Leakage Currents
DS005704-57
Input Bias Current
DS005704-58
Input Offset Current
DS005704-59
LM111/LM
211/LM311
www.national.com7
7.0 LM311 Typical Performance Characteristics (Continued)
Offset Error
DS005704-60
Input Characteristics
DS005704-61
Common Mode Limits
DS005704-62
Transfer Function
DS005704-63
Response Time for VariousInput Overdrives
DS005704-64
Response Time for VariousInput Overdrives
DS005704-65
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 8
7.0 LM311 Typical Performance Characteristics (Continued)
Output Saturation Voltage
DS005704-66
Response Time for VariousInput Overdrives
DS005704-67
Response Time for VariousInput Overdrives
DS005704-68
Output Limiting Characteristics
DS005704-69
Supply Current
DS005704-70
Supply Current
DS005704-71
LM111/LM
211/LM311
www.national.com9
7.0 LM311 Typical Performance Characteristics (Continued)
8.0 Application Hints
8.1 CIRCUIT TECHNIQUES FOR AVOIDINGOSCILLATIONS IN COMPARATOR APPLICATIONS
When a high-speed comparator such as the LM111 is usedwith fast input signals and low source impedances, the out-put response will normally be fast and stable, assuming thatthe power supplies have been bypassed (with 0.1 µF disccapacitors), and that the output signal is routed well awayfrom the inputs (pins 2 and 3) and also away from pins 5 and6.
However, when the input signal is a voltage ramp or a slowsine wave, or if the signal source impedance is high (1 kΩ to100 kΩ), the comparator may burst into oscillation near thecrossing-point. This is due to the high gain and wide band-width of comparators like the LM111. To avoid oscillation orinstability in such a usage, several precautions are recom-mended, as shown in Figure 1 below.
1. The trim pins (pins 5 and 6) act as unwanted auxiliaryinputs. If these pins are not connected to a trim-pot, theyshould be shorted together. If they are connected to atrim-pot, a 0.01 µF capacitor C1 between pins 5 and 6will minimize the susceptibility to AC coupling. A smallercapacitor is used if pin 5 is used for positive feedback asin Figure 1.
2. Certain sources will produce a cleaner comparator out-put waveform if a 100 pF to 1000 pF capacitor C2 isconnected directly across the input pins.
3. When the signal source is applied through a resistivenetwork, RS, it is usually advantageous to choose an RS'of substantially the same value, both for DC and fordynamic (AC) considerations. Carbon, tin-oxide, andmetal-film resistors have all been used successfully incomparator input circuitry. Inductive wirewound resistorsare not suitable.
4. When comparator circuits use input resistors (eg. sum-ming resistors), their value and placement are particu-larly important. In all cases the body of the resistorshould be close to the device or socket. In other wordsthere should be very little lead length or printed-circuitfoil run between comparator and resistor to radiate orpick up signals. The same applies to capacitors, pots,etc. For example, if RS=10 kΩ, as little as 5 inches oflead between the resistors and the input pins can result
in oscillations that are very hard to damp. Twisting theseinput leads tightly is the only (second best) alternative toplacing resistors close to the comparator.
5. Since feedback to almost any pin of a comparator canresult in oscillation, the printed-circuit layout should beengineered thoughtfully. Preferably there should be agroundplane under the LM111 circuitry, for example, oneside of a double-layer circuit card. Ground foil (or, posi-tive supply or negative supply foil) should extend be-tween the output and the inputs, to act as a guard. Thefoil connections for the inputs should be as small andcompact as possible, and should be essentially sur-rounded by ground foil on all sides, to guard againstcapacitive coupling from any high-level signals (such asthe output). If pins 5 and 6 are not used, they should beshorted together. If they are connected to a trim-pot, thetrim-pot should be located, at most, a few inches awayfrom the LM111, and the 0.01 µF capacitor should beinstalled. If this capacitor cannot be used, a shieldingprinted-circuit foil may be advisable between pins 6 and7. The power supply bypass capacitors should be lo-cated within a couple inches of the LM111. (Some othercomparators require the power-supply bypass to be lo-cated immediately adjacent to the comparator.)
6. It is a standard procedure to use hysteresis (positivefeedback) around a comparator, to prevent oscillation,and to avoid excessive noise on the output because thecomparator is a good amplifier for its own noise. In thecircuit of Figure 2, the feedback from the output to thepositive input will cause about 3 mV of hysteresis. How-ever, if RS is larger than 100Ω, such as 50 kΩ, it wouldnot be reasonable to simply increase the value of thepositive feedback resistor above 510 kΩ. The circuit ofFigure 3 could be used, but it is rather awkward. See thenotes in paragraph 7 below.
Leakage Currents
DS005704-72
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 10
8.0 Application Hints (Continued)
7. When both inputs of the LM111 are connected to activesignals, or if a high-impedance signal is driving thepositive input of the LM111 so that positive feedbackwould be disruptive, the circuit of Figure 1 is ideal. Thepositive feedback is to pin 5 (one of the offset adjust-ment pins). It is sufficient to cause 1 to 2 mV hysteresisand sharp transitions with input triangle waves from afew Hz to hundreds of kHz. The positive-feedback signalacross the 82Ω resistor swings 240 mV below the posi-
tive supply. This signal is centered around the nominalvoltage at pin 5, so this feedback does not add to theVOS of the comparator. As much as 8 mV of VOS can betrimmed out, using the 5 kΩ pot and 3 kΩ resistor asshown.
8. These application notes apply specifically to the LM111,LM211, LM311, and LF111 families of comparators, andare applicable to all high-speed comparators in general,(with the exception that not all comparators have trimpins).
DS005704-29
Pin connections shown are for LM111H in the H08 hermetic package
FIGURE 1. Improved Positive Feedback
DS005704-30
Pin connections shown are for LM111H in the H08 hermetic package
FIGURE 2. Conventional Positive Feedback
LM111/LM
211/LM311
www.national.com11
8.0 Application Hints (Continued)
9.0 Typical Applications (Pin numbers refer to H08 package)
DS005704-31
FIGURE 3. Positive Feedback with High Source Resistance
Zero Crossing Detector Driving MOS Switch
DS005704-13
100 kHz Free Running Multivibrator
DS005704-14
*TTL or DTL fanout of two
LM11
1/LM
211/
LM31
1
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9.0 Typical Applications (Pin numbers refer to H08 package) (Continued)
10 Hz to 10 kHz Voltage Controlled Oscillator
DS005704-15
*Adjust for symmetrical square wave time when VIN = 5 mV†Minimum capacitance 20 pF Maximum frequency 50 kHz
Driving Ground-Referred Load
DS005704-16
*Input polarity is reversed when using pin 1 as output.
Using Clamp Diodes to Improve Response
DS005704-17
TTL Interface with High Level Logic
DS005704-18
*Values shown are for a 0 to 30V logic swing and a 15V threshold.†May be added to control speed and reduce susceptibility to noise spikes.
LM111/LM
211/LM311
www.national.com13
9.0 Typical Applications (Pin numbers refer to H08 package) (Continued)
Crystal Oscillator
DS005704-19
Comparator and Solenoid Driver
DS005704-20
Precision Squarer
DS005704-21
*Solid tantalum†Adjust to set clamp level
LM11
1/LM
211/
LM31
1
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9.0 Typical Applications (Pin numbers refer to H08 package) (Continued)
Low Voltage Adjustable Reference Supply
DS005704-22
*Solid tantalum
Positive Peak Detector
DS005704-23
*Solid tantalum
Zero Crossing Detector Driving MOS Logic
DS005704-24
Negative Peak Detector
DS005704-25
*Solid tantalum
LM111/LM
211/LM311
www.national.com15
9.0 Typical Applications (Pin numbers refer to H08 package) (Continued)
Precision Photodiode Comparator
DS005704-26
*R2 sets the comparison level. At comparison, the photodiode has less than 5 mV across it, decreasing leakages by an order of magnitude.
Switching Power Amplifier
DS005704-27
LM11
1/LM
211/
LM31
1
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9.0 Typical Applications (Pin numbers refer to H08 package) (Continued)
Switching Power Amplifier
DS005704-28
LM111/LM
211/LM311
www.national.com17
10.0 Schematic Diagram (Note 20)
DS005704-5
Note 20: Pin connections shown on schematic diagram are for H08 package.
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 18
11.0 Connection Diagrams
Note 21: Also available per JM38510/10304
Metal Can Package
DS005704-6
Note: Pin 4 connected to case
Top ViewOrder Number LM111H, LM111H/883 (Note 21) , LM211H or LM311H
See NS Package Number H08C
Dual-In-Line Package
DS005704-34
Top ViewOrder Number LM111J-8, LM111J-8/883 (Note 21),
LM311M, LM311MX or LM311NSee NS Package Number J08A, M08A or N08E
Dual-In-Line Package
DS005704-35
Top ViewOrder Number LM111J/883 (Note 21)
See NS Package Number J14A or N14A
DS005704-33
Order Number LM111W/883 (Note 21), LM111WG/883See NS Package Number W10A, WG10A
LM111/LM
211/LM311
www.national.com19
12.0 Physical Dimensions inches (millimeters) unless otherwise noted
Metal Can Package (H)Order Number LM111H, LM111H/883, LM211H or LM311H
NS Package Number H08C
Cavity Dual-In-Line Package (J)Order Number LM111J-8, LM111J-8/883
NS Package Number J08A
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 20
12.0 Physical Dimensions inches (millimeters) unless otherwise noted (Continued)
Dual-In-Line Package (J)Order Number LM111J/883NS Package Number J14A
Dual-In-Line Package (M)Order Number LM311M, LM311MX
NS Package Number M08A
LM111/LM
211/LM311
www.national.com21
12.0 Physical Dimensions inches (millimeters) unless otherwise noted (Continued)
Dual-In-Line Package (N)Order Number LM311N
NS Package Number N08E
Order Number LM111W/883, LM111WG/883NS Package Number W10A, WG10A
LM11
1/LM
211/
LM31
1
www.national.com 22
Notes
LIFE SUPPORT POLICY
NATIONAL’S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORTDEVICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF THE PRESIDENT AND GENERALCOUNSEL OF NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used herein:
1. Life support devices or systems are devices orsystems which, (a) are intended for surgical implantinto the body, or (b) support or sustain life, andwhose failure to perform when properly used inaccordance with instructions for use provided in thelabeling, can be reasonably expected to result in asignificant injury to the user.
2. A critical component is any component of a lifesupport device or system whose failure to performcan be reasonably expected to cause the failure ofthe life support device or system, or to affect itssafety or effectiveness.
National SemiconductorCorporationAmericasTel: 1-800-272-9959Fax: 1-800-737-7018Email: [email protected]
National SemiconductorEurope
Fax: +49 (0) 180-530 85 86Email: [email protected]
Deutsch Tel: +49 (0) 69 9508 6208English Tel: +44 (0) 870 24 0 2171Français Tel: +33 (0) 1 41 91 8790
National SemiconductorAsia Pacific CustomerResponse GroupTel: 65-2544466Fax: 65-2504466Email: [email protected]
National SemiconductorJapan Ltd.Tel: 81-3-5639-7560Fax: 81-3-5639-7507
www.national.com
LM111/LM
211/LM311
VoltageC
omparator
National does not assume any responsibility for use of any circuitry described, no circuit patent licenses are implied and National reserves the right at any time without notice to change said circuitry and specifications.
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
SLOS081C – FEBRUARY 1977 – REVISED SEPTEMBER 1996
1POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
24 DEVICES COVER COMMERCIAL, INDUSTRIAL, AND MILITARY TEMPERATURE RANGES Low Power Consumption
Wide Common-Mode and DifferentialVoltage Ranges
Low Input Bias and Offset Currents
Output Short-Circuit Protection
Low Total Harmonic Distortio n . . . 0.003% Typ
High Input Impedanc e . . . JFET-Input Stage
Latch-Up-Free Operation
High Slew Rat e . . . 13 V/µs Typ
Common-Mode Input Voltage RangeIncludes V CC+
description
The TL08x JFET-input operational amplifier family is designed to offer a wider selection than any previouslydeveloped operational amplifier family. Each of these JFET-input operational amplifiers incorporateswell-matched, high-voltage JFET and bipolar transistors in a monolithic integrated circuit. The devices featurehigh slew rates, low input bias and offset currents, and low offset voltage temperature coefficient. Offsetadjustment and external compensation options are available within the TL08x family.
The C-suffix devices are characterized for operation from 0°C to 70°C. The I-suffix devices are characterizedfor operation from –40°C to 85°C. The M-suffix devices are characterized for operation over the full militarytemperature range of –55°C to 125°C.
symbols
+
–
+
–
OFFSET N1
IN+
IN–OUT
IN+
IN–OUT
TL082 (EACH AMPLIFIER)TL084 (EACH AMPLIFIER)
TL081
OFFSET N2
Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications ofTexas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.
Copyright 1996, Texas Instruments IncorporatedPRODUCTION DATA information is current as of publication date.Products conform to specifications per the terms of Texas Instrumentsstandard warranty. Production processing does not necessarily includetesting of all parameters.
On products compliant to MIL-PRF-38535, all parameters are testedunless otherwise noted. On all other products, productionprocessing does not necessarily include testing of all parameters.
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
SLOS081C – FEBRUARY 1977 – REVISED SEPTEMBER 1996
2 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
NC – No internal connection
1
2
3
4
5
6
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12
11
10
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8
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VCC+2IN+2IN–
2OUT
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(TOP VIEW)
3 2 1 20 19
9 10 11 12 13
4
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17
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14
4IN+NCVCC–NC3IN+
1IN+NC
VCC+NC
2IN+
TL084M . . . FK PACKAGE(TOP VIEW)
1IN
–1O
UT
NC
3OU
T3I
N –
4OU
T4I
N –
2IN
–2O
UT
NC
3 2 1 20 19
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16
15
14
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NCIN–NCIN+NC
TL081M . . . FK PACKAGE(TOP VIEW)
NC
OF
FS
ET
N1
NC
OF
FS
ET
N2
NC
NC
NC
NC
NC
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14
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NC1IN–
NC1IN+
NC
TL082M . . . FK PACKAGE(TOP VIEW)
NC
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TN
C2I
N +
NC
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NC
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OFFSET N1IN–IN+
VCC–
NCVCC+OUTOFFSET N2
TL081, TL081A, TL081BD, JG, P, OR PW PACKAGE
(TOP VIEW)
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(TOP VIEW)
VC
C –
VC
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(TOP VIEW)
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TL082, TL082A, TL082BU PACKAGE
(TOP VIEW)
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265• 3
AVA
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axA
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5°C
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CH
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IP (N)
PLA
ST
ICD
IP (P)
TS
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W)
FLA
TPA
CK
(U)
FLA
TPA
CK
(W)
CH
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OR
M(Y
)
0°C
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V6
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3 m
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81C
DT
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0°C
to
70°C
15 m
V6
mV
3 m
V
TL0
82C
DT
L082
AC
DT
L082
BC
D—
——
——
TL0
82C
PT
L082
AC
PT
L082
BC
P
TL0
82C
PW
——
TL0
82Y
15 m
V6
mV
3 m
V—
TL0
84C
DT
L084
AC
DT
L084
BC
D—
——
TL0
84C
NT
L084
AC
NT
L084
BC
N—
TL0
84C
PW
——
TL0
84Y
–40
°Cto
85°C
6 m
V6
mV
6 m
V
TL0
81ID
TL0
82ID
TL0
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TL0
84ID
——
—T
L084
IN
TL0
81IP
TL0
82IP
——
——
–55
°Cto
12
5°C
6 m
V6
mV
9 m
V—
—T
L081
MF
KT
L082
MF
KT
L084
MF
KT
L084
MJ
TL0
81M
JGT
L082
MJG
——
—T
L081
MU
TL0
82M
UT
L084
MW
—
The
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e.g.
, TL0
81C
DR
).
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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4 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
schematic (each amplifier)
C1
VCC+
IN+
VCC–
OFFSET N1
1080 Ω 1080 Ω
IN–
TL081 Only
64 Ω
128 Ω
64 Ω
OUT
Component values shown are nominal.
OFFSET N2
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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5POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TL082Y chip information
These chips, when properly assembled, display characteristics similar to the TL082. Thermal compression orultrasonic bonding may be used on the doped-aluminum bonding pads. Chips may be mounted with conductiveepoxy or a gold-silicon preform.
BONDING PAD ASSIGNMENTS
CHIP THICKNESS: 15 TYPICAL
BONDING PADS: 4 × 4 MINIMUM
TJmax = 150°C
TOLERANCES ARE ±10%.
ALL DIMENSIONS ARE IN MILS.
PIN (4) IS INTERNALLY CONNECTEDTO BACKSIDE OF CHIP.
+
–1OUT
1IN+
1IN–
VCC+(8)
(6)
(3)
(2)
(5)
(1)
–
+(7) 2IN+
2IN–2OUT
(4)
VCC–
61
61
(7) (6) (5)
(4)(8)
(3)(2)(1)
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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6 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TL084Y chip information
These chips, when properly assembled, display characteristics similar to the TL084. Thermal compression orultrasonic bonding may be used on the doped-aluminum bonding pads. Chips may be mounted with conductiveepoxy or a gold-silicon preform.
BONDING PAD ASSIGNMENTS
CHIP THICKNESS: 15 TYPICAL
BONDING PADS: 4 × 4 MINIMUM
TJmax = 150°C
TOLERANCES ARE ±10%.
ALL DIMENSIONS ARE IN MILS.
PIN (11) IS INTERNALLY CONNECTEDTO BACKSIDE OF CHIP.
+
–1OUT
1IN+
1IN–
VCC+(4)
(6)
(3)
(2)
(5)
(1)
–
+(7) 2IN+
2IN–2OUT
(11)VCC–
+
–3OUT
3IN+
3IN–
(13)
(10)
(9)
(12)
(8)
–
+(14)4OUT
4IN+
4IN–
105
62
(13) (12) (11) (10) (9)
(8)
(7)
(6)(4)(3)(2)
(1)
(14)
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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7POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
absolute maximum ratings over operating free-air temperature range (unless otherwise noted) †
TL08_CTL08_ACTL08_BC
TL08_I TL08_M UNIT
Supply voltage, VCC+ (see Note 1) 18 18 18 V
Supply voltage VCC– (see Note 1) –18 –18 –18 V
Differential input voltage, VID (see Note 2) ± 30 ± 30 ± 30 V
Input voltage, VI (see Notes 1 and 3) ±15 ±15 ±15 V
Duration of output short circuit (see Note 4) unlimited unlimited unlimited
Continuous total power dissipation See Dissipation Rating Table
Operating free-air temperature range, TA 0 to 70 – 40 to 85 – 55 to 125 °C
Storage temperature range, Tstg – 65 to 150 – 65 to 150 – 65 to 150 °C
Case temperature for 60 seconds, TC FK package 260 °C
Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 60 seconds J or JG package 300 °C
Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 10 secondsD, N, P, orPW package
260 260 °C
† Stresses beyond those listed under “absolute maximum ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, andfunctional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under “recommended operating conditions” is notimplied. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability.
NOTES: 1. All voltage values, except differential voltages, are with respect to the midpoint between VCC+ and VCC–.2. Differential voltages are at IN+ with respect to IN–.3. The magnitude of the input voltage must never exceed the magnitude of the supply voltage or 15 V, whichever is less.4. The output may be shorted to ground or to either supply. Temperature and/or supply voltages must be limited to ensure that the
dissipation rating is not exceeded.
DISSIPATION RATING TABLE
PACKAGETA ≤ 25°C
POWER RATINGDERATINGFACTOR
DERATEABOVE TA
TA = 70°CPOWER RATING
TA = 85°CPOWER RATING
TA = 125°CPOWER RATING
D (8 pin) 680 mW 5.8 mW/°C 32°C 460 mW 373 mW N/A
D (14 pin) 680 mW 7.6 mW/°C 60°C 604 mW 490 mW N/A
FK 680 mW 11.0 mW/°C 88°C 680 mW 680 mW 273 mW
J 680 mW 11.0 mW/°C 88°C 680 mW 680 mW 273 mW
JG 680 mW 8.4 mW/°C 69°C 672 mW 546 mW 210 mW
N 680 mW 9.2 mW/°C 76°C 680 mW 597 mW N/A
P 680 mW 8.0 mW/°C 65°C 640 mW 520 mW N/A
PW (8 pin) 525 mW 4.2 mW/°C 25°C 336 mW N/A N/A
PW (14 pin) 700 mW 5.6 mW/°C 25°C 448 mW N/A N/A
U 675 mW 5.4 mW/°C 25°C 432 mW 351 mW 135 mW
W 680 mW 8.0 mW/°C 65°C 640 mW 520 mW 200 mW
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Template Release Date: 7–11–94
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
8 POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265•
elec
tric
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hara
cter
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s, V
CC
± =
±15
V (
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TL0
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TY
PM
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MIN
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PM
AX
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VV
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ΩF
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11–
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12 to 15±
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12 to 15V
VM
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RL
= 1
0 kΩ
25°C
±12
±13
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12±
13.5
±12
±13
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12±
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VV
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L ≥
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±12
±12
±12
±12
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RL
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±12
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±12
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VO
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L ≥
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200
5020
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VIC
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RS
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CC
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15 V
to ±
9 V,
25°C
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8086
8086
8086
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/∆V
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25°C
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42.
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42.
81.
42.
81.
42.
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012
012
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for
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C,
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.
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
SLOS081C – FEBRUARY 1977 – REVISED SEPTEMBER 1996
9POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
electrical characteristics, V CC ± = ±15 V (unless otherwise noted)
PARAMETER TEST CONDITIONS† TATL081M, TL082M TL084M
UNITPARAMETER TEST CONDITIONS† TA MIN TYP MAX MIN TYP MAXUNIT
VIO Input offsetvoltage VO = 0 RS = 50 Ω25°C 3 6 3 9
mVVIO Input offsetvoltage VO = 0, RS = 50 Ω–55°C to 125°C 9 15
mV
αVIO
Temperature coefficient of input offset voltage
VO = 0, RS = 50 Ω –55°C to 125°C 18 18 µV/°C
IIO Input offset current‡ VO = 025°C 5 100 5 100 pA
IIO Input offset current‡ VO = 0125°C 20 20 nA
IIB Input bias current‡ VO = 025°C 30 200 30 200 pA
IIB Input bias current‡ VO = 0125°C 50 50 nA
VICRCommon-mode inputvoltage range
25°C ±11±12to15
±11± 12to15
V
VMaximum peak
RL = 10 kΩ 25°C ±12 ±13.5 ±12 ±13.5
VVOMMaximum peakoutput voltage swing
RL ≥ 10 kΩ–55°C to 125°C
±12 ±12 VOM output voltage swingRL ≥ 2 kΩ
–55°C to 125°C±10 ±12 ±10 ±12
AVD
Large-signal differentialvoltage
VO = ±10 V,RL ≥ 2 kΩ 25°C 25 200 25 200
V/mVAVD voltageamplification VO = ±10 V,
RL ≥ 2 kΩ –55°C to 125°C 15 15
V/mV
B1 Unity-gain bandwidth 25°C 3 3 MHz
ri Input resistance 25°C 1012 1012 Ω
CMRRCommon-moderejection ratio
VIC = VICRmin,VO = 0, RS = 50 Ω 25°C 80 86 80 86 dB
kSVR
Supply voltagerejection ratio(∆VCC± /∆VIO)
VCC = ±15 V to ±9 V,VO = 0, RS = 50 Ω 25°C 80 86 80 86 dB
ICCSupply current(per amplifier)
VO = 0, No load 25°C 1.4 2.8 1.4 2.8 mA
VO1/VO2 Crosstalk attenuation AVD = 100 25°C 120 120 dB
† All characteristics are measured under open-loop conditions with zero common-mode input voltage unless otherwise specified.‡ Input bias currents of a FET-input operational amplifier are normal junction reverse currents, which are temperature sensitive as shown in
Figure 17. Pulse techniques must be used that maintain the junction temperatures as close to the ambient temperature as is possible.
operating characteristics, V CC± = ±15 V, TA = 25°C (unless otherwise noted)PARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNIT
SR Sl i i
VI = 10 V, RL = 2 kΩ, CL = 100 pF, See Figure 1 8∗ 13
V/SR Slew rate at unity gain VI = 10 V, RL = 2 kΩ,TA = – 55°C to 125°C,
CL = 100 pF,See Figure 1
5∗ V/µs
tr Rise timeVI = 20 mV RL = 2 kΩ CL = 100 pF See Figure 1
0.05 µs
Overshoot factorVI = 20 mV, RL = 2 kΩ, CL = 100 pF, See Figure 1
20%
Vn Equivalent input noise voltage RS = 20 Ωf = 1 kHz 18 nV/√Hz
Vn Equivalent input noise voltage RS = 20 Ωf = 10 Hz to 10 kHz 4 µV
In Equivalent input noise current RS = 20 Ω, f = 1 kHz 0.01 pA/√Hz
THD Total harmonic distortion VO(rms) = 10 V, RS ≤ 1 kΩ, RL ≥ 2 kΩ, f = 1 kHz 0.003%
∗On products compliant to MIL-PRF-38535, this parameter is not production tested.
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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10 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
electrical characteristics, V CC± = ±15 V, TA = 25°C (unless otherwise noted)
PARAMETER TEST CONDITIONS†TL082Y, TL084Y
UNITPARAMETER TEST CONDITIONS†MIN TYP MAX
UNIT
VIO Input offset voltage VO = 0, RS = 50 Ω, 3 15 mV
αVIO Temperature coefficient of input offset voltage VO = 0, RS = 50 Ω, 18 µV/°C
IIO Input offset current‡ VO = 0, 5 200 pA
IIB Input bias current‡ VO = 0, 30 400 pA
VICR Common-mode input voltage range ±11–12
to15
V
VOM Maximum peak output voltage swing RL = 10 kΩ, ±12 ±13.5 V
AVD Large-signal differential voltage amplification VO = ±10 V, RL ≥ 2 kΩ 25 200 V/mV
B1 Unity-gain bandwidth 3 MHz
ri Input resistance 1012 Ω
CMRR Common-mode rejection ratioVIC = VICRmin, VO = 0, 70 86 dB
CMRR Common-mode rejection ratioVIC VICRmin, VO 0,RS = 50 Ω 70 86 dB
kSVR Supply voltage rejection ratio (∆VCC± /∆VIO)VCC = ±15 V to ± 9 V, 70 86 dB
kSVR Supply voltage rejection ratio (∆VCC± /∆VIO)VCC ±15 V to ± 9 V,VO = 0, RS = 50 Ω 70 86 dB
ICC Supply current (per amplifier) VO = 0, No load 1.4 2.8 mA
VO1/VO2 Crosstalk attenuation AVD = 100 120 dB
† All characteristics are measured under open-loop conditions with zero common-mode voltage unless otherwise specified.‡ Input bias currents of a FET-input operational amplifier are normal junction reverse currents, which are temperature sensitive as shown in
Figure 17. Pulse techniques must be used that maintain the junction temperature as close to the ambient temperature as possible.
operating characteristics, V CC± = ±15 V, TA = 25°CPARAMETER TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNIT
SR Slew rate at unity gain VI = 10 V, RL = 2 kΩ, CL = 100 pF, See Figure 1 8 13 V/µs
tr Rise timeVI = 20 mV RL = 2 kΩ CL = 100 pF See Figure 1
0.05 µs
Overshoot factorVI = 20 mV, RL = 2 kΩ, CL = 100 pF, See Figure 1
20%
Vn Equivalent input noise voltage RS = 20 Ωf = 1 kHz 18 nV/√Hz
Vn Equivalent input noise voltage RS = 20 Ωf = 10 Hz to 10 kHz 4 µV
In Equivalent input noise current RS = 20 Ω, f = 1 kHz 0.01 pA/√Hz
THD Total harmonic distortion VO(rms) = 10 V, RS ≤ 1 kΩ, RL ≥ 2 kΩ, f = 1 kHz 0.003%
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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11POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION
Figure 1
Figure 3
VI
CL = 100 pF RL = 2 kΩ
+
–
OUT
100 kΩ
C2
C1
N1
500 pF
+
–
OUT
IN–
Figure 2
VI
10 kΩ
1 kΩ
RL CL = 100 pF
+
–
OUT
Figure 4
TL081
N2
N1
100 kΩ
1.5 kΩ
VCC–
+
–
OUT
IN–
IN+
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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12 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TYPICAL CHARACTERISTICS
Table of Graphs
FIGURE
V M i k l
vs Frequency 5, 6, 7
VOM Maximum peak output voltage
vs Frequencyvs Free-air temperature
5, 6, 78
VOM Maximum peak output voltagevs Free air temperaturevs Load resistance
89
vs Supply voltage 10
ALarge-signal differential voltage amplification
vs Free-air temperature 11
AVDLarge-signal differential voltage amplification
vs Free air temperaturevs Frequency
1112VD
Differential voltage amplification vs Frequency with feed-forward compensation 13
PD Total power dissipation vs Free-air temperature 14
ICC Supply currentvs Free-air temperature 15
ICC Supply currentvs Free air temperaturevs Supply voltage
1516
IIB Input bias current vs Free-air temperature 17
Large-signal pulse response vs Time 18
VO Output voltage vs Elapsed time 19
CMRR Common-mode rejection ratio vs Free-air temperature 20
Vn Equivalent input noise voltage vs Frequency 21
THD Total harmonic distortion vs Frequency 22
Figure 5
±15
±12.5
±10
±7.5
±5
±2.5
0
f – Frequency – Hz
100 1 k 10 k 100 k 1 M 10 M
RL = 10 kΩTA = 25°CSee Figure 2
VCC± = ±15 V
VCC± = ±10 V
VCC± = ±5 V
– M
axim
um P
eak
Out
put V
olta
ge –
V
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREQUENCY
VO
M
Figure 6
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREQUENCY
VCC± = ±5 V
VCC± = ±10 V
VCC± = ±15 V
RL = 2 kΩTA = 25°C
±15
±12.5
±10
±7.5
±5
±2.5
0
f – Frequency – Hz
100 1 k 10 k 1 M 10 M
See Figure 2
100 k
– M
axim
um P
eak
Out
put V
olta
ge –
VV
OM
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
SLOS081C – FEBRUARY 1977 – REVISED SEPTEMBER 1996
13POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TYPICAL CHARACTERISTICS †
Figure 7
Figure 9
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
0
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
±15
10 k 40 k 100 k 400 k 1 M 4 M 10 M
VCC± = ±15 VRL = 2 kΩSee Figure 2
TA = –55°C
TA = 25°C
TA = 125°C
f – Frequency – Hz
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREQUENCY
– M
axim
um P
eak
Out
put V
olta
ge –
VV
OM
0.10
RL – Load Resistance – k Ω10
±15
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
VCC± = ±15 VTA = 25°CSee Figure 2
0.2 0.4 0.7 1 2 4 7
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
LOAD RESISTANCE
– M
axim
um P
eak
Out
put V
olta
ge –
VV
OM
Figure 8
±12.5
±10
±7.5
±5
±2.5
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREE-AIR TEMPERATURE
– 75 – 50 – 25 0 25 50 75 100 125
±15
0
ÎÎÎÎÎÎÎÎ
RL = 10 kΩ
ÎÎÎÎRL = 2 kΩ
VCC± = ±15 VSee Figure 2
– M
axim
um P
eak
Out
put V
olta
ge –
VV
OM
TA – Free-Air Temperature – °C
Figure 10
00
|VCC± | – Supply Voltage – V
16
±15
2 4 6 8 10 12 14
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
RL = 10 kΩTA = 25°C
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
SUPPLY VOLTAGE
– M
axim
um P
eak
Out
put V
olta
ge –
VV
OM
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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14 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TYPICAL CHARACTERISTICS †
700
70
7
–751
TA – Free-Air Temperature – °C125
1000
–50 –25 0 25 50 75 100
2
4
10
20
40
100
200
400
VCC± = ±15 VVO = ±10 VRL = 2 kΩ
LARGE-SIGNALDIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION
vsFREE-AIR TEMPERATURE
– L
arge
-Sig
nal D
iffer
entia
lA
VD
Volta
ge A
mpl
ifica
tion
– V
/mV
Figure 11
180°
135°
90 °
45 °
0 °
Phase Shift(right scale)
TA = 25°CRL = 10 kΩVCC± = ±5 V to ±15 V
Differential VoltageAmplification
(left scale)
105
104
103
102
101
1 M100 k10 k1 k10010
106
10 M
f – Frequency – Hz
11
LARGE-SIGNALDIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION
vsFREQUENCY
Pha
se S
hift
– L
arge
-Sig
nal D
iffer
entia
lA
VD
Volta
ge A
mpl
ifica
tion
– V
/mV
Figure 12
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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15POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TYPICAL CHARACTERISTICS †
Figure 13
Figure 15
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
See Figure 3TA = 25°CC2 = 3 pF
VCC± = ±15 V
105
104
103
102
10
1 M100 k10 k1 k
106
10 M
f – Frequency With Feed-Forward Compensation – Hz
1100
DIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATIONvs
FREQUENCY WITH FEED-FORWARD COMPENSATION
– D
iffer
entia
l Vol
tage
Am
plifi
catio
n –
V/m
VA
VD
– S
uppl
y C
urre
nt –
mA
–750
TA – Free-Air Temperature – °C125
2.0
–50 –25 0 25 50 75 100
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
1.6
1.8VCC± = ±15 VNo SignalNo Load
SUPPLY CURRENT PER AMPLIFIERvs
FREE-AIR TEMPERATURE
I CC
±
Figure 14
–750
– To
tal P
ower
Dis
sipa
tion
– m
W
TA – Free-Air Temperature – °C125
250
–50 –25 0 25 50 75 100
25
50
75
100
125
150
175
200
225VCC± = ±15 VNo SignalNo Load
TL084, TL085
TL082, TL083
TL081
TOTAL POWER DISSIPATIONvs
FREE-AIR TEMPERATURE
PD
Figure 16
00
|VCC± | – Supply Voltage – V
16
2.0
2 4 6 8 10 12 14
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
1.6
1.8 TA = 25°CNo SignalNo Load
SUPPLY CURRENTvs
SUPPLY VOLTAGE
– S
uppl
y C
urre
nt –
mA
I CC
±
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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TYPICAL CHARACTERISTICS †
Figure 17
Figure 19
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
– 500.01
– In
put B
ias
Cur
rent
– n
A
TA – Free-Air Temperature – °C125
100
– 25 0 25 50 75 100
0.1
1
10
VCC± = ± 15 V
INPUT BIAS CURRENTvs
FREE-AIR TEMPERATURE
I IB
– 4
– O
utpu
t Vol
tage
– m
V
t – Elapsed Time – µs
1.2
28
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
0
4
8
12
16
20
24
OUTPUT VOLTAGEvs
ELAPSED TIME
VO
VCC± = ±15 VRL = 2 k ΩCL = 100 pFTA = 25°CSee Figure 1
Figure 18
VCC± = ±15 VRL = 2 k ΩCL = 100 pFTA = 25°C
Output
4
2
0
– 2
– 4
32.521.510.50
6
3.5
t – Time – µs
Inpu
t and
Out
put V
olta
ges
– V
– 6
VOLTAGE-FOLLOWERLARGE-SIGNAL PULSE RESPONSE
Input
Figure 20
RL = 10 kΩVCC± = ±15 V
88
87
86
85
84
1007550250– 25– 50
89
125
TA – Free-Air Temperature – °C
CM
RR
– C
omm
on-M
ode
Rej
ectio
n R
atio
– d
B
83– 75
COMMON-MODE REJECTION RATIOvs
FREE-AIR TEMPERATURE
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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TYPICAL CHARACTERISTICS †
Figure 21
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
APPLICATION INFORMATION
Figure 23
100
– E
quilv
alen
t Inp
ut N
oise
Vol
tage
–
f – Frequency – Hz
100 k
50
10
20
30
40
VCC± = ±15 VAVD = 10RS = 20 ΩTA = 25°C
40 100 400 1 k 4 k 10 k 40 k
EQUIVALENT INPUT NOISE VOLTAGEvs
FREQUENCY
Vn
nV/
Hz
+
–
–15 V
15 VOutput
1 kΩ
9.1 kΩ3.3 kΩ
CF = 3.3 µF
RF = 100 kΩ
3.3 kΩ
TL081
f =2π RF CF
1
Figure 22
0.001T
HD
– T
otal
Har
mon
ic D
isto
rtio
n –
%
1VCC± = ±15 VAVD = 1VI(RMS) = 6 VTA = 25°C
40 k10 k4 k1 k400 100 k
f – Frequency – Hz
10
0.004
0.01
0.04
0.1
0.4
TOTAL HARMONIC DISTORTIONvs
FREQUENCY
Figure 24
+
–
R1
C1 C2R3
C3 VCC–
VCC+
TL081OutputInput
R2
R1 = R2 = 2(R3) = 1.5 MΩ
fo =2π R1 C1
1= 1 kHz
C1 = C2 = = 110 pFC32
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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APPLICATION INFORMATION
Input
–
+
+
–
TL084 Output C
Output BTL084
–
+
VCC+
Output ATL084
–
+VCC+
TL084
VCC+100 kΩ
100 µF
1 µF
1 MΩ
100 kΩ
100 kΩ 100 kΩ
VCC+
VCC+
Figure 25. Audio-Distribution Amplifier
+
–
+
–
88.4 kΩ
18 pF
VCC+
VCC–
18 pF
18 pF
88.4 kΩ
88.4 kΩ
1N4148
1N4148
VCC–
VCC+
1 kΩ
– 15 V
6 cos ωt
15 V18 kΩ
(see Note A)
1 kΩ
6 sin ωt
1/2TL082 1/2
TL082
18 kΩ (see Note A)
NOTE A: These resistor values may be adjusted for a symmetrical output.
Figure 26. 100-KHz Quadrature Oscillator
TL081, TL081A, TL081B, TL082, TL082A, TL082BTL082Y, TL084, TL084A, TL084B, TL084YJFET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIERS
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APPLICATION INFORMATION
1/41/4
Output BOutput A
+
–
1.5 kΩ VCC–
43 kΩ
220 pF
43 kΩ
VCC+
30 kΩ
VCC+43 kΩ
VCC–
+
–
16 kΩ
43 kΩ
Input220 pF 220 pF
16 kΩ
+
–
VCC–
VCC+
30 kΩ
VCC+
43 kΩ
220 pF
43 kΩ
VCC–
+
–
1.5 kΩ
1/4TL084
TL084
1/4TL084
TL084
2 kHz/divSecond-Order Bandpass Filterfo = 100 kHz, Q = 30, GAIN = 4
2 kHz/divCascaded Bandpass Filter
fo = 100 kHz, Q = 69, GAIN = 16
Output A
OutputB
Figure 27. Positive-Feedback Bandpass Filter
IMPORTANT NOTICE
Texas Instruments (TI) reserves the right to make changes to its products or to discontinue any semiconductorproduct or service without notice, and advises its customers to obtain the latest version of relevant informationto verify, before placing orders, that the information being relied on is current.
TI warrants performance of its semiconductor products and related software to the specifications applicable atthe time of sale in accordance with TI’s standard warranty. Testing and other quality control techniques areutilized to the extent TI deems necessary to support this warranty. Specific testing of all parameters of eachdevice is not necessarily performed, except those mandated by government requirements.
Certain applications using semiconductor products may involve potential risks of death, personal injury, orsevere property or environmental damage (“Critical Applications”).
TI SEMICONDUCTOR PRODUCTS ARE NOT DESIGNED, INTENDED, AUTHORIZED, OR WARRANTEDTO BE SUITABLE FOR USE IN LIFE-SUPPORT APPLICATIONS, DEVICES OR SYSTEMS OR OTHERCRITICAL APPLICATIONS.
Inclusion of TI products in such applications is understood to be fully at the risk of the customer. Use of TIproducts in such applications requires the written approval of an appropriate TI officer. Questions concerningpotential risk applications should be directed to TI through a local SC sales office.
In order to minimize risks associated with the customer’s applications, adequate design and operatingsafeguards should be provided by the customer to minimize inherent or procedural hazards.
TI assumes no liability for applications assistance, customer product design, software performance, orinfringement of patents or services described herein. Nor does TI warrant or represent that any license, eitherexpress or implied, is granted under any patent right, copyright, mask work right, or other intellectual propertyright of TI covering or relating to any combination, machine, or process in which such semiconductor productsor services might be or are used.
Copyright 1996, Texas Instruments Incorporated
IEL2-I-2003-21
133
F. LISTA DE COMPONENTES, PRESUPUESTO
A continuación se presentan los precios de los componentes utilizados para la electrónica de acondicionamiento de la señal. Al final se da un precio de lo que podría costar el instrumento virtual, con todo lo necesario para su desarrollo. La lista de precios de los componentes para el acondicionamiento de la señal ECG es para la elaboración de un solo canal, siendo el segundo exactamente igual.
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134
AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACIÓN Componente Valor Cantidad Precio unitario Total
Amplificador de Instrumentación INA 101 1 45,000 45,000
Amplificador LM 311 1 3,900 3,900R1, R2 (trimmer) 1KΩ 2 1,100 2,200
R3, R4 10KΩ 2 20 40R5 (trimmer) 10KΩ 1 1,100 1,100Conector 4 pines 1 200 200
Total 52,440
AMPLIFICADOR DE AISLAMIENTO Componente Valor Cantidad Precio unitario Total
Amplificador de Aislamiento AD 210 1 201,600 201,600
Conector 3 pines 1 150 150 Total 201,750
FILTRO PASA-ALTAS Componente Valor Cantidad Precio unitario Total
Amplificador operacional TL 084 1 1,300 1,300
R6, R15, R16, R17 1MΩ 4 20 80
R7, R8, R9, R11, R12 100KΩ 5 20 100
R13, R14 6.8KΩ 2 20 40R18 3.3MΩ 1 20 20R19 180KΩ 1 20 20C1, C2, C3, C4 1uF 4 100 400
Total 1,960
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135
FILTRO PASA-BAJAS Componente Valor Cantidad Precio unitario Total
Amplificador operacional TL 084 1
ES EL MISMO DEL FILTRO PASA-ALTAS
0
R20, R21 10KΩ 2 20 40R22, R23, R24, R25 1KΩ 4 20 80
C5, C6 1uF 2 100 200Conector 2 pines 1 100 100
Total 420
FILTRO NOTCH Componente Valor Cantidad Precio unitario Total
Amplificador operacional TL 084 1 1,300 1,300
R26 82KΩ 1 20 20R27, R29, R30, R31 27KΩ 4 20 80
R28 100KΩ 1 20 20C7 22nF 1 100 100C8 100nF 1 100 100
Total 1,620
VARIOS Componente Valor Cantidad Precio unitario Total
Placa de circuito impreso
1 cara/placa de cobre 1 7,000 7,000
Conectores 8 500 2,000Cable coaxial 4 hilos/blindado 1mtr 3,000 3,000Electrodos Bolsa 50 u. 1 16,000 16,000
Total 28,000
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136
TOTALES Componente Total
Amplificador de Instrumentación 52,440 Amplificador de Aislamiento 201,750 Filtro Pasa-Altas 1,960 Filtro Pasa-Bajas 420 Notch 1,620 Varios 28,000 Fuente de alimentación 22,000
Total 308,190
INSTRUMENTO VIRTUAL Componente Total
Acondicionamiento de señal ECG (X2) 616,380 Tarjeta de adquisición Lab PC 1200 1960,000 Computador desktop (aprox.) 2000.000 Software LabVIEW 6.1* Hasta 8680,000
Total De 4’576,380 a 13’256,380
*El precio final del IV oscila principalmente por el programa, pues depende de lo que se desee hacer con el desarrollado. Si se desea reproducir el programa desarrollado, National Instruments proporciona un software gratuito para ello. Sin embargo, si lo que se desea es adentrarse un poco en él para hacer alguna modificación, habrá que comprar el programa el cual viene en tres niveles: básico, profesional y completo, siendo éste último el más costoso.
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137
G. BIBLIOGRAFÍA
Todo lo escrito en este documento proviene de diferentes fuentes que podrían ser de utilidad a la persona que quiera adentrarse en el tema. Se presentan a continuación, los libros consultados, algunas notas y páginas de internét a los que se accedió para la realización del trabajo y estudio del tema.
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138
BIOCAP 2: Equipo para la Captación de Biopotenciales, Miguel Garrido González, José Ramón Gimeno Clavero, Departamento de Ingeniería Electrónica, Escuela Universitaria Politécnica de Vilanova i La Geltrú, septiembre 1998. Medical Instrumentation, Application and Design. John G. Webster, ed Wiley, 3ra edición, 1998. LabVIEW 6i, Programación Gráfica para el Control de Instrumentación, Antonio Mánuel Lázaro. Ed Paraninfo, 2001. Construcción de un Monitor Cardiaco, Eusebio Garcia Garcia, Tesis, Universidad Nacional de Colombia. Biomedical Instrumentation and Measurements, Leslie Cromwell/Fred J. Weibell/ Erich A. Pfeiffer/ Leo B. Usselman. Ed. Prentice Hall, 1ra edición, 1973. Principles of Biomedical Instrumentation and Measuremnt, Aston Richard. Ed, Merrill. 1ra edición, 1990. Instrumentación Electrónica, Aislamiento de la señal de medida, Notas y ejemplos de diseño. Jordi Prat Tasias, Universidad de los Andes, Departamento de Ingeniería Eléctrica y Electrónica. Bogotá, Agosto de 2002. Laboratorio de Diseño de Instrumentación Biomédica, Notas al diseño del Amplificador ECG y Detector QRS. Jordi Prat Tasias, Universidad de los Andes, Departamento de Ingeniería Eléctrica y Electrónica. Bogotá, Agosto de 2002. Notas sobre biopotenciales, electrodos y medidas ECG. Jordi Prat Tasias, Universidad de los Andes, Departamento de Ingeniería Eléctrica y Electrónica. Bogotá, Agosto de 2002. Biomedical Sensors. Michael R. Neuman Case Western Reserve University. 1993 www.ni.com www.clevelandclinic.org/heartcenter heartdisease.about.com