lt1994 - 低ノイズ、低歪みの完全差動入出力アンプ...

11994fb

LT1994低ノイズ、低歪みの

完全差動入出力アンプ/ドライバ

A/Dのプリアンプ：シングルエンド入力から差動出力への変換（同相レベルシフト付き）

1MHz正弦波でLTC1403A-1をドライブするLT1994（8192ポイントのFFTのプロット）

標準的応用例

1994 TA01

24.9Ω

3V0.1µF

24.9Ω47pF

499Ω

499Ω

499Ω

499Ω

3V 10µF

10µF

0.1µF

VIN2VP-P

VOCM = 1.5V

GND

VDD

AIN–

AIN+

VREF

CONV

SD0

SCK 50.4MHzLTC1403A-1

+

–

–

+LT1994VOCM

FREQUENCY (MHz)0

–120

–110

–100

–90

–80

–70

–60

–50

–40

–30

–20

–10

DIFF

EREN

TIAL

OUT

PUT

MAG

NITU

DE (d

B)

0

0.35 0.70

1994 TA01b

1.401.05

fSAMPLE = 2.8MspsfIN = 1.001MHzINPUT = 2VP-P, SINGLE ENDEDSFDR = 93dB

特長完全差動入出力広い電源電圧範囲：2.375V～12.6V レール・トゥ・レール出力振幅低ノイズ：3nV/√Hz 低歪み：-94dBc (2VP-P、1MHz) 調整可能な出力同相電圧ユニティゲイン安定利得帯域幅：70MHz スルーレート：65V/μs 高出力電流：85mA DC電圧オフセット：＜2mV（最大）開ループ利得：100V/mV 低消費電力のシャットダウン 8ピンMSOPまたは3mm×3mm DFNパッケージ

アプリケーション差動入力A/Dコンバータのドライバシングルエンドから差動への変換同相変換を使用した差動増幅レール･トゥ･レール差動ライン･ドライバ/レシーバ低電圧、低ノイズの差動信号処理

概要LT®1994は、3Vの単一電源動作に最適化された、高精度、低ノイズ、低歪みの完全差動入出力アンプです。LT1994の出力同相電圧は入力同相電圧と関係なく、VCOMピンに電圧を印加することによって調整可能です。同相フィードバック・パスを個別に搭載しているので、出力位相のバランスが正確で、偶数次高調波を低減します。このため、LT1994は、差動入力の単一電源ADCをドライブするためにグランドを基準にした信号のレベルをシフトするのに最適です。

LT1994の出力はレール･トゥ･レール振幅可能で、最大85mA

をソースおよびシンク可能です。LT1994は低歪み特性に加え、3nV/√Hzの低い入力基準電圧ノイズを達成します。このデバイスは2.375Vの低い電源電圧に対してその特性を維持します。消費電流はわずか13.3mAで、消費電流を225μAに低減するハードウェア・シャットダウン機能を搭載しています。

LT1994は8ピンMSOPまたは8ピンDFNパッケージで供給されます。

、LT、LTC、LTMはリニアテクノロジー社の登録商標です。他のすべての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。

LT1994

21994fb

全電源電圧(V＋～V−).......................................................12.6V 入力電圧 (Note 2) ............................................................... ±VS

入力電流 (Note 2) ..........................................................±10mA 入力電流 (VOCM、SHDN) ................................................±10mA VOCM、SHDN......................................................................... ±VS

出力短絡時間 (Note 3) ..................................................無期限動作温度範囲 (Note 4)　LT1994C ........................................................... −40～85　LT1994I ............................................................ −40～85　LT1994H ........................................................ −40～125　LT1994MP ..................................................... −55～125

規定温度範囲 (Note 5)　LT1994C ................................................................ 0～70　LT1994I ............................................................ −40～85　LT1994H ........................................................ −40～125　LT1994MP ..................................................... −55～125 接合部温度...................................................................... 150 保存温度範囲................................................... −65～150

発注情報

鉛フリー仕様テープアンドリール製品マーキング* パッケージ規定温度範囲LT1994CDD#PBF LT1994CDD#TRPBF LBQM 8-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN 0°C to 70°C

LT1994IDD#PBF LT1994IDD#TRPBF LBQM 8-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 85°C

LT1994HDD#PBF LT1994HDD#TRPBF LBQM 8-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 125°C

LT1994MPDD#PBF LT1994MPDD#TRPBF LDXQ 8-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –55°C to 125°C

LT1994CMS8#PBF LT1994CMS8#TRPBF LTBQN 8-Lead Plastic MSOP 0°C to 70°C

LT1994IMS8#PBF LT1994IMS8#TRPBF LTBQN 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。　*温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。

TOP VIEW

DD PACKAGE8-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN

5

6

7

8

4

3

2

1IN–

VOCM

V+

OUT+

IN+

SHDN

V–

OUT–

TJMAX = 150°C, θJA = 43°C/W

EXPOSED PAD (PIN 9) IS GND, MUST BE SOLDERED TO V–

1234

IN–

VOCMV+

OUT+

8765

IN+

SHDNV–

OUT–

TOP VIEW

MS8 PACKAGE8-LEAD PLASTIC MSOP

TJMAX = 150°C, θJA = 140°C/W

ピン配置

絶対最大定格　(Note 1)

31994fb

LT1994

SYMBOL PARAMETER CONDITIONSC/I GRADES H/MP GRADES

UNITSMIN TYP MAX MIN TYP MAX

VOSDIFF Differential Offset Voltage (Input Referred)

VS = 2.375V, VICM = VS/4 VS = 3V VS = 5V VS = ±5V

l

l

l

l

±2 ±2 ±2 ±3

±2 ±2 ±2 ±3

mV mV mV mV

ΔVOSDIFF/ΔT Differential Offset Voltage Drift (Input Referred)


3 3 3 3

μV/°C μV/°C μV/°C μV/°C

IB Input Bias Current (Note 6) VS = 2.375V, VICM = VS/4 VS = 3V VS = 5V VS = ±5V

l

l

l

l

–45 –45 –45 –45

–18 –18 –18 –18

–3 –3 –3 –3

–45 –45 –45 –45

–18 –18 –18 –18

–3 –3 –3 –3

μA μA μA μA

IOS Input Offset Current (Note 6) VS = 2.375V, VICM = VS/4 VS = 3V VS = 5V VS = ±5V

l

l

l

l

±0.2 ±0.2 ±0.2 ±0.2

±2 ±2 ±3 ±4

±0.2 ±0.2 ±0.2 ±0.2

±2 ±2 ±3 ±4

μA μA μA μA

RIN Input Resistance Common Mode Differential Mode

700 4.5

700 4.5

kΩ kΩ

CIN Input Capacitance Differential 2 2 pF

en Differential Input Referred Noise Voltage Density

f = 50kHz 3 3 nV/√Hz

in Input Noise Current Density f = 50kHz 2.5 2.5 pA/√Hz

enVOCM Input Referred Common Mode Output Noise Voltage Density

f = 50kHz, VOCM Shorted to Ground 15 15 nV/√Hz

VICMR (Note 7)

Input Signal Common Mode Range VS = 3V VS = ±5V

l

l0

–51.75 3.75

0 –5

1.75 3.75

V V

CMRRI (Note 8)

Input Common Mode Rejection Ratio (Input Referred) ΔVICM/ΔVOSDIFF

VS = 3V, ΔVICM = 0.75V l 55 85 55 85 dB

CMRRIO (Note 8)

Output Common Mode Rejection Ratio (Input Referred) ΔVOCM/ΔVOSDIFF

VS = 5V, ΔVOCM = 2V l 65 85 65 85 dB

PSRR (Note 9)

Differential Power Supply Rejection (ΔVS/ΔVOSDIFF)

VS = 3V to ±5V l 69 105 69 105 dB

PSRRCM (Note 9)

Output Common Mode Power Supply Rejection (ΔVS/ΔVOSCM)

VS = 3V to ±5V l 45 70 45 70 dB

GCM Common Mode Gain (ΔVOUTCM/ΔVOCM) VS = ±2.5V l 1 V/V

Common Mode Gain Error 100 • (GCM – 1)

VS = ±2.5V l –0.15 ±1 %

BAL Output Balance (ΔVOUTCM/ΔVOUTDIFF) ΔVOUTDIFF = 2V Single-Ended Input Differential Input

l

l

–65 –71

–46 –50

–65 –71

–46 –50

dB dB

VOSCM Common Mode Offset Voltage (VOUTCM – VOCM)


l

l

l

l

±2.5 ±2.5 ±2.5 ±2.5

±25 ±25 ±30 ±40

±2.5 ±2.5 ±2.5 ±2.5

±25 ±25 ±30 ±40

mV mV mV mV

電気的特性は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25での値。注記がない限り、V＋ = 3V、V- = 0V、VCM = VOCM = VICM = 電源の中点、VSHDN = オープン、RI = RF = 499Ω、RL = 800Ωは電源電圧の中点へ（図1を参照）。VSは(V＋-V-)と定義されている。VOUTCMは(VOUT

＋＋VOUT-)/2と

して定義されている。VICMは(VIN＋＋VIN

-)/2として定義されている。VOUTDIFFは(VOUT＋-VOUT

-)として定義されている。VINDIFFは(VIN＋-VIN

-)として定義されている。

LT1994

41994fb



ΔVOSCM/ΔT Common Mode Offset Voltage Drift VS = 2.375V, VICM = VS/4 VS = 3V VS = 5V VS = ±5V

5 5 5 5

5 5 5 5

μV/°C μV/°C μV/°C μV/°C

VOUTCMR (Note 7)

Output Signal Common Mode Range (Voltage Range for the VOCM Pin)

VS = 3V, ±5V l V– + 1.1

V+ – 0.8

V– + 1.1

V+ – 0.8

V

RINVOCM Input Resistance, VOCM Pin l 30 40 60 30 40 60 kΩ

VMID Voltage at the VOCM Pin VS = 5V l 2.45 2.5 2.55 2.45 2.5 2.55 V

VOUT Output Voltage, High, Either Output Pin (Note 10)

VS = 3V, No Load VS = 3V, RL = 800Ω VS = 3V, RL = 100Ω

l

l

l

70 90

200

140 175 400

70 90

200

140 175 400

mV mV mV

VS = ±5V, No Load VS = ±5V, RL = 800Ω VS = ±5V, RL = 100Ω

l

l

l

150 200 900

325 450

2400

150 200 900

325 450

2400

mV mV mV

Output Voltage, Low, Either Output Pin (Note 10)

VS = 3V, No Load VS = 3V, RL = 800Ω VS = 3V, RL = 100Ω

l

l

l

30 50

125

70 90

250

30 50

125

70 90

250

mV mV mV

VS = ±5V, No Load VS = ±5V, RL = 800Ω VS = ±5V, RL = 100Ω

l

l

l

80 125 900

180 250

2400

80 125 900

180 250

2400

mV mV mV

ISC Output Short-Circuit Current, Either Output Pin (Note 11)

VS = 2.375V, RL = 10Ω VS = 3V, RL = 10Ω VS = 5V, RL = 10Ω VS = ±5V, VCM = 0V, RL = 10Ω

l

l

l

l

±25 ±30 ±40 ±45

±35 ±40 ±65 ±85

±10 ±15 ±40 ±45

±35 ±40 ±65 ±85

mA mA mA mA

SR Slew Rate VS = 5V, ΔVOUT+ = –ΔVOUT

– = 1V VS = ±5V, VCM = 0V, ΔVOUT

+ = –ΔVOUT– = 1.8V

l

l50 50

65 65

85 85

50 50

65 65

85 85

V/μS V/μS

GBW Gain-Bandwidth Product (fTEST = 1MHz)

VS = 3V, TA = 25°C VS = ±5V, VCM = 0V, TA = 25°C

l

l58 58

70 70

58 58

70 70

MHz MHz

Distortion VS = 3V, RL = 800Ω, fIN = 1MHz, VOUT

+ – VOUT– = 2VP-P

Differential Input 2nd Harmonic 3rd Harmonic Single-Ended Input 2nd Harmonic 3rd Harmonic

–99 –96

–94

–108

–99 –96

–94

–108

dBc dBc

dBc dBc

tS Settling Time VS = 3V, 0.01%, 2V Step VS = 3V, 0.1%, 2V Step

120 90

120 90

ns ns

AVOL Large-Signal Voltage Gain VS = 3V 100 100 dB

VS Supply Voltage Range l 2.375 12.6 2.375 12.6 V

IS Supply Current VS = 3V VS = 5V VS = ±5V

l

l

l

13.3 13.9 14.8

18.5 19.5 20.5

13.3 13.9 14.8

20.0 20.5 21.5

mA mA mA

ISHDN Supply Current in Shutdown VS = 3V VS = 5V VS = ±5V

l

l

l

0.225 0.375 0.7

0.8 1.75 2.5

0.225 0.375 0.7

0.8 1.75 2.5

mA mA mA


＋＋VOUT-)/2と





51994fb

LT1994

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超すストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える可能性がある。

Note 2：入力は1対のバック・トゥ・バック・ダイオードにより保護されている。差動入力電圧が1Vを超える場合、入力電流は10mA未満に制限しなければならない。

Note 3：出力が無期限に短絡されるときは、接合部温度を絶対最大定格より下に抑えるために、ヒートシンクが必要になることがある。

Note 4：LT1994C/LT1994Iは−40～85の動作温度範囲で動作することが保証されている。LT1994Hは−40～125の動作温度範囲で動作することが保証されている。LT1994MPは −55～125の動作温度範囲で動作することが保証されている。

Note 5：LT1994Cは0～70の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。LT1994Cは−40～85の温度範囲で性能仕様に適合するように設計され、特性が評価されており、性能仕様に適合すると予想されるが、これらの温度ではテストされないし、QAサンプリングもおこなわれない。LT1994Iは−40～85の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。LT1994MPは−55～125の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。

Note 6：入力バイアス電流はピン1とピン8（IN−とIN＋）に流れ込む入力電流の平均として定義されている。入力オフセット電流はピン8とピン1に流れ込む入力電流の差として定義されている（IOS = IB＋−IB−）。

Note 7：入力同相範囲は、図1のテスト回路を使い（RF = RI）、2VP-P、1kHzのシングルエンド信号をVINPに与えて（VINM = 0）、「電気的特性」表に記載されている同相電圧範囲のリミットで出力歪み（THD）を測定し、出力のTHDが−40dBよりも良いことを確認することによりテストされる。出力同相範囲の電圧範囲（ピン2）は、図1のテスト回路を使い（RF = RI）、ピークが0.5Vの1kHz信号をVOCM（ピン2）に与えて（VINP = VINM = 0）、「電気的特性」表に記載されているVOCMピンの範囲のリミットから0.5VバイアスされたVOCMを使ってVOUTCMで出力歪み（THD）を測定し、THDが−40dBよりも良いことを確認することによりテストされる。

Note 8：入力CMRRは、ピンIN＋またはピンIN−の入力同相電圧の変化に対する、入力を基準にした差動電圧オフセットの変化の比として定義されている。出力CMRRは、VOCMピンの電圧変化に対する、入力を基準にした差動電圧オフセットの変化の比として定義されている。

Note 9：差動電源除去比（PSRR）は、電源電圧の変化に対する、入力を基準にした差動電圧オフセットの変化の比として定義されている。同相電源除去比（PSRRCM）は、電源電圧の変化に対する、同相オフセット（VOUTCM−VOCM）の変化の比として定義されている。

Note 10：出力振幅は出力とそれぞれの電源レールとの差として測定される。

Note 11：出力が短絡状態での長時間動作は、接合部温度が150のリミットを超えることがあるので推奨しない。



VIL SHDN Input Logic Low VS = 3V to ±5V l V+ – 2.1

V+ – 2.1

V

VIH SHDN Input Logic High VS = 3V to ±5V l V+ – 0.6

V+ – 0.6

V

RSHDN SHDN Pull-Up Resistor VS = 2.375V to ±5V 40 55 75 40 55 75 kΩ

tON Turn-On Time VSHDN 0.5V to 3V 1 1 μs

tOFF Turn-Off Time VSHDN 3V to 0.5V 1 1 μs


＋＋VOUT-)/2と





LT1994

61994fb

出力インピーダンスと周波数出力バランスと周波数差動電源除去比と周波数

入力を基準にした差動電圧オフセットと温度同相電圧オフセットと温度

入力バイアス電流および入力オフセット電流と温度

利得帯域幅と温度周波数応答と電源電圧周波数応答と負荷容量

標準的性能特性

TEMPERATURE (°C)–50

–750

DIFF

EREN

TIAL

VOS

(µV)

–500

–250

0

250

500

–25 0 25 50

1994 G01

75 100

VS = 3VVCM = 1.5VVOCM = 1.5VFOUR TYPICAL UNITS


–2.5

COM

MON

MOD

E VO

LTAG

E OF

FSET

(mV)

0

2.5

5.0

7.5

–25 0 25 50

1994 G02

75 100

VS = 3VVCM = 1.5VVOCM = 1.5VFOUR TYPICAL UNITS


–30

INPU

T BI

AS C

URRE

NT (µ

A)

–25

–20

–15

–10

–25 0 25 50

1994 G03

–1.0

INPUT OFFSET CURRENT (µA)–0.5

0

0.5

1.0

75 100

IOS, VS = 3V

IB, VS = 3V

IB, VS = ±5V

IOS, VS = ±5V


66

GAIN

BAN

DWID

TH (M

Hz)

72

71

70

69

68

67

–25 0 25 50

1994 G04

75 100

VS = 3V

VS = ±5V

FREQUENCY (MHz)0.1

GAIN

(dB)

2

1

0

–1

–21 10 100

1994 G05

RF = RI = 499Ω

VS = 2.5V

VS = 5V

VS = ±5V

VS = 3V

FREQUENCY (MHz)0.1

GAIN

(dB)

2

1

0

–1

–21 10 100

1994 G06

RF = RI = 499Ω

5pF FROM EACHOUTPUT TO GROUND25pF FROM EACHOUTPUT TO GROUND

VS = 2.5V

VS = 3V

FREQUENCY (MHz)0.1

0.1

Z OUT

OUT

+ , OUT

– (Ω)

1

10

100

1 10 100

1994 G07

VS = 3VRF = RI = 499Ω

FREQUENCY (Hz)

OUTP

UT B

ALAN

CE (d

B)

–30

–40

–50

–60

–70

–80

–90

1995 G08

DIFFERENTIAL INPUT

SINGLE-ENDED INPUT

VS = 3V

∆VOUTCM∆VOUTDIFF

1k 10k 100k 1M 10M 100MFREQUENCY (Hz)

DIFF

EREN

TIAL

PSR

R (d

B)

110

100

80

60

40

20

90

70

50

30

10

0

1995 G09

VS = 3V

V+ SUPPLY

V– SUPPLY

∆VS∆VOSDIFF

1k 10k 100k 1M 10M 100M

71994fb

LT1994

FREQUENCY (Hz)10IN

PUT

REFE

RRED

VOL

TAGE

NOI

SE D

ENSI

TY (n

V/√H

z)

1k 100k 1M100 10k

1995 G12

1

10

100 INPUT CURRENT NOISE DENSITY (pA/√Hz)

1

10

100VS = 3VTA = 25°C

en

in

入力同相除去比と周波数同相出力電源除去比と周波数入力ノイズと周波数

差動歪みと入力振幅（シングルエンド入力）差動歪みと入力同相レベル


1k 10k 100k 1M 10M 100MFREQUENCY (Hz)

INPU

T CM

RR (d

B)

100

90

80

70

60

50

30

40

1995 G10

VS = 3V ∆VICM∆VOSDIFF

VS = ±5V

FREQUENCY (MHz)0.1 1 10 100

COM

MON

MOD

E PS

RR (d

B)

60

50

30

40

20

10

0

1995 G11

VS = 3V

∆VS∆VOSOCM

V+ SUPPLY

V– SUPPLY

差動歪みと周波数

VIN (VP-P)1

–110

–100DIST

ORTI

ON H

D2, H

D3 (d

B)

–90

–80

–70

–60

2 3 4

1994 G13

5

VS = 3VfIN = 1MHzRF = RI = 499ΩRL = 800ΩVOCM = MID-SUPPLY

2ND, VCM = V–

3RD, VCM = V–

3RD, VICM = 1.5V

2ND, VICM = 1.5V

INPUT COMMON MODE DC BIAS, IN– OR IN+ PINS (V)0

–110

–100

DIST

ORTI

ON H

D2, H

D3 (d

B)

–90

–80

–70

–40

–50

–60

1.0 1.50.5 2.0

1994 G14

2.5

VS = 3VVIN = 2VP-P (SINGLE ENDED)fIN = 1MHzRF = RI = 499ΩRL = 800ΩVOCM = MID-SUPPLY

3RD

2ND

FREQUENCY (Hz)

–110

–100

DIST

ORTI

ON (d

B)

–90

–80

–70

–40

–50

–60

1994 G15

VS = 3VVIN = 2VP-P (SINGLE ENDED)fIN = 1MHzRF = RI = 499ΩRL = 800ΩVOCM = MID-SUPPLYVICM = MID-SUPPLY

3RD

2ND

100k 1M 10M

スルーレートと温度 2Vステップ応答のセトリング


60

SLEW

RAT

E (V

/µs)

62

64

66

68

–25 0 25 50

1994 G16

75 100

VS = 3V

VS = ±5V

RF = RI = 499Ω

25ns/DIV

V OUT

= V

OUT+ –

VOU

T– (0.5

V/DI

V)

SETTLE VOLTAGE ERROR (2mV/DIV)

1994 G17

VOUT

–0.1%ERROR

VS = 3VRF = RI = 499Ω

+0.1%ERROR

LT1994

81994fb

大信号ステップ応答大きな入力オーバードライブによる出力

消費電流と電源電圧消費電流とSHDN電圧消費電流とSHDN電圧

SHDNピンの電流とSHDNピンの電圧

シャットダウン時消費電流と電源電圧

小信号ステップ応答


20ns/DIV

20m

V/DI

V

1994 G18

25pF LOAD

0pF LOAD

OUT+

OUT–

VS = 3VRF = RI = 499ΩVIN = 100mVP-P,SINGLE ENDED

100ns/DIV

0.5V

/DIV

1994 G19

OUT+

OUT–

VIN = 3VP-P SINGLE ENDED

VS = 3VRF = RI = 499ΩVCM = V–

2µs/DIV

0.5V

/DIV

1994 G20

OUT+

OUT–

VIN = 10VP-P SINGLE ENDED

VS = 3VRF = RI = 499Ω

SUPPLY VOLTAGE (V)0

0

TOTA

L SU

PPLY

CUR

RENT

(mA)

5

10

15

20

2.5 5.0 7.5 10.0

1994 G21

12.5

TA = –40°C

TA = 85°C

TA = 25°C

TA = 70°C

TA = 0°C

SHDN PIN VOLTAGE = V+

SHDN PIN VOLTAGE (V)0

0

TOTA

L SU

PPLY

CUR

RENT

(mA)

4

8

12

16

1.0 2.01.50.5 2.5

1994 G23

3.0

TA = –40°C TA = 85°C

TA = 25°C TA = 70°C

TA = 0°C

VS = 3V


0

TOTA

L SU

PPLY

CUR

RENT

(mA)

4

8

12

16

1.0 2.01.50.5 2.5

1994 G23

3.0

TA = –40°C TA = 85°C

TA = 25°C TA = 70°C

TA = 0°C

VS = 3V


–30

SHDN

PIN

CUR

RENT

(µA)

–20

–10

0

1.0 2.01.50.5 2.5

1994 G24

3.0

TA = –40°C

TA = 85°C

TA = 25°CTA = 0°C

VS = 3V

TA = 70°C

SUPPLY VOLTAGE (V)0

0

SHUT

DOW

N SU

PPLY

CUR

RENT

(µA)

250

500

750

1000

5.0 10.07.52.5

1994 G25

12.5

TA = –40°C

TA = 85°C

TA = 25°C

91994fb

LT1994

IN＋、IN-（ピン1、8）：それぞれアンプの非反転入力ピンと反転入力ピン。最高の性能を得るには、プリント回路接続をできるだけ短くして浮遊容量を最小に抑え、必要なら、これらのピンの近くでは周囲のグランド・プレーンを剥ぎ取ることを推奨します。

VOCM（ピン2）：出力同相基準電圧。VOCMピンは両電源間の内部抵抗分圧器の中点であり、電源の（既定の）中点電位を発生して出力信号振幅を最大にします。VOCMのテブナン等価抵抗は約40kΩであり、外部電圧リファレンスによってオーバードライブすることができます。VOCMの電圧によって出力同相電圧レベル（これはOUT＋ピンとOUT–ピンの電圧の平均として定義されます）が設定されます。VOCMは（低インピーダンス、低ノイズのグランド・プレーンに直接接続されない限り）高品質の少なくとも0.1μFのセラミック・バイパス・コンデンサでバイパスし、デバイスの外部と内部の両方のインピーダンスの不整合によって同相ノイズが差動ノイズに変換されるのを最小に抑えます。

V＋、V-（ピン3、6）：電源ピン。単一電源のアプリケーション（ピン6は接地）では、高品質の1μFと0.1μFのセラミック・バイパス・コンデンサを正電源ピン（ピン3）から負電源ピン（ピン6）に短い配線で接続することを推奨します。ピン6は低インピーダンスのグランド・プレーンに直接接続します。両電源では、高品質の0.1μFのセラミック・コンデンサを使って、ピン3とピン6をそれぞれグランドにバイパスすることを推奨します。さらに、高品質の1μFと0.1μFのセラミック・バイパス・コンデンサを電源ピン（ピン3とピン6）間に短い配線で接続することを推奨します。

OUT＋、OUT-（ピン4、5）：出力ピン。各ピンは、最大±85mAの短絡電流制限で、グランドに接続された約100Ωをドライブすることができます。各アンプの出力は25pFの負荷容量をドライブするように設計されています。つまり、アンプは基本的に、各出力からグランドに接続された25pFまたは差動接続された12.5pFをドライブすることができます。これより大きな容量性負荷は、各出力に接続された少なくとも25Ωの抵抗を使ってデカップリングします。

SHDN（ピン7）：ピン7（SHDN）がフロート状態のとき、またはピン7が直接V＋に接続されているとき、LT1994は通常動作モードになります。ピン7がV＋より最小2.1V下に引き下げられると、LT1994は低電力シャットダウン状態になります。シャットダウン状態のLT1994の出力インピーダンスに関しては、「アプリケーション情報」の「SHDNピン」のセクションを参照してください。

ピン機能

LT1994

101994fb

機能の概要LT1994は、高精度出力位相バランス調整付き、小型、広帯域、低ノイズ、低歪みの完全差動アンプです。LT1994は、低電圧、単一電源、差動入力のA/Dコンバータ（ADC）のドライブ用に最適化されています。LT1994の出力はわずか2.5Vの電源でもレール・トゥ・レールで振幅可能なので、低電圧、単一電源、差動入力のADCをドライブする前処理として、グランド基準のシングルエンド信号をVOCM基準の差動信号に変換するのに最適です。出力が1つの従来のオペアンプとは異なり、LT1994は2つの出力を備えており、信号を差動で処理します。このため、シングルエンド出力のアンプに比べると、低電圧システムで2倍の信号振幅が可能です。また、アンプのバランスのとれた差動特性により、偶数次高調波歪みがキャンセルされ、（電源ノイズのような）同相ノイズの影響を受けにくくなります。LT1994は、シングルエンド入力から差動出力へのアンプとして、または差動入力から差動出力へのアンプとして使うことができます。

LT1994の（2つの出力電圧の平均として定義された）出力同相電圧は入力同相電圧とは関係なく、VOCMピンに電圧を印加することによって調整されます。このピンをオープンにしておくと、内蔵されている抵抗分圧器により、V＋ピンとV-ピンの中点の電位が発生します。VOCMピンのテブナン等価抵抗は40kΩ、テブナン等価電圧は電源の1/2です。このピンが低インピーダンスのグランド・プレーンに直接配線されないときは、高品質のセラミック・コンデンサを使ってVOCMピンを低インピーダンスのグランド・プレーンにバイパスすることを推奨します（このデータシートの「レイアウトに関する検討事項」を参照）。LT1994の内部同相帰還経路により、精確な出力位相バランス調整が強制され、偶数次高調波が減少し、それぞれの出力がVOCMピンによって設定される電位を中心にして設定されます。

V VV V

OUTCM OCMOUT OUT= = ++ –

2

LT1994の出力（OUT＋とOUT-）はレール・トゥ・レールで振幅することができます。それらは約85mAの電流をソースまたはシンクすることができます。各出力はグランドに対して約25pF（差動で12.5pF）をドライブするように定格が定められています。これより大きな負荷容量は少なくとも25Ωの直列抵抗を使って各出力からデカップリングします。

入力ピンの保護LT1994の入力段は、（入力トランジスタのエミッタ/ベース間のブレークダウンに対して保護する）2対のバック・トゥ・バック・ダイオードによって、1Vを超える差動入力電圧に対して保護されています。さらに、入力ピンには、どちらの電源へもステアリング・ダイオードが接続されています。入力対がオーバードライブされる場合、デバイスへの損傷を防ぐため、電流を10mAより低く制限します。LT1994のVOCMピンとSHDNピン（ピン2とピン7）も、ステアリング・ダイオードが両方の電源へ接続されており、どちらかの電源を超える電圧が加わる場合、これらのピンも10mA以下に電流制限します。

SHDNピンSHDNピン（ピン7）が正電源より2.1V下に引き下げられると内部電流が発生し、LT1994をパワーダウンするのに使われます。このピンのテブナン等価インピーダンスはV＋に対して約55kΩになります。このピンを接続しないでおくと、120kΩの内部プルアップ抵抗により、デバイスは通常の動作状態に保たれます。リーク電流により、LT1994が誤ってシャットダウンするのを防ぐため、このピンのリーク電流を1μA未満に抑えるように注意してください。シャットダウン時、すべてのバイアス電流源はオフし、出力ピンのOUT＋とOUT-はそれぞれ非線形コンデンサが並列に接続されたオープン・コレクタ、およびどちらの電源にも接続されたステアリング・ダイオードとして現れます。非線形容量のため、大きな電圧過渡に曝されると、出力は依然として少量の過渡電流をシンクおよびソースすることができます。入力（IN＋とIN-）にはアンチパラレル・ダイオードが備わっており、入力の電圧過渡が1Vを超えると導通します。さらに、入力には、どちらの電源へもステアリング・ダイオードが接続されています。シャットダウン状態と動作状態の間のターンオン時間とターンオフ時間は1μs程度ですが、回路構成に依存します。

アプリケーション情報

111994fb

LT1994

一般的なアンプの応用例集積化のレベルが上がり、それに応じてシステムの電源電圧が下がるにつれ、高い信号対雑音比を維持するため、信号を差動で処理するADCが必要になってきました。これらのADC

は一般に最小2.5Vの単一の電源電圧で動作し、電源の中点近くで同相入力範囲が最適になります。LT1994を使うと、同相レベル・シフトとともに、シングルエンド変換と差動変換の両方が可能なので、これらのADCへのインタフェースが非常に簡単になります。OUT＋とOUT-からの完全に整合した帰還ネットワークを備えた標準的単一電源アプリケーションを図1に示します。VINMおよびVINPからVOUTDIFFへの利得は次のとおりです。

V V VRR

V VOUTDIFF OUT OUTF

IINP INM= ≈ ( )+ – • ––

上式から、差動出力電圧（VOUT＋-VOUT

-）は入力と出力の同相電圧（つまり同相ピンの電圧）から完全に独立していることに注意してください。このため、LT1994は、差動入力のADCをドライブする前処理での、シングルエンド信号から差動出力信号への前段増幅、レベルシフトおよび変換に最適です。

抵抗ペアの不整合の影響実際の抵抗は完全には整合しないことを考慮に入れた回路を図2に示します。無限大の開ループ利得を仮定すると、差動出力の関係は次式で与えられます。

V V VRR

V

V V

OUTDIFF OUT OUTF

IINDIFF

AVGICM

AVGOCM

= ≅ +

∆ ∆

+ – •

• – • ,

–

ββ

ββ

ここで、

RFはRF1とRF2の平均、RIはRI1とRI2の平均です。

bAVGは次のように出力からそれぞれの入力への帰還係数（つまり利得）の平均として定義されています。

βAVGI

I F

I

I F

RR R

RR R

=+

++

12

2

2 2

1

1 1•

Δbは次のように帰還係数の差として定義されています。

∆ =+ +

β RR R

RR R

I

I F

I

I F

2

2 2

1

1 1–

図1．テスト回路図2．実際的アプリケーション

VOCM

0.1µF

1994 F01

RI RF RL

V+

0.1µF

0.1µF

VCM

VSHDN

VINM

VINP

VOUTCM

3

76

8

1

2

5

4

V–

VOUT+VIN

–

VOUT–

VIN+

RBAL

RBAL

0.1µF

RI RF RL

+

–

–

+LT1994VOCM

1994 F02

RI2 RF2 RL

VS

VSHDNB

VINM

VINP

+

–

–

+

3

76

8

1

2

5

4

LT1994VOCMVOCM

VOUT+VIN

–

VOUT–

VIN+

0.1µF0.1µF

RI1 RF1 RL

SHDN


LT1994

121994fb

VICMは次のように2つの入力電圧VINPとVINMの平均（入力同相電圧とも呼ばれます）として定義されています。

V V VICM INP INM= +( )12

•

VINDIFFは次のように入力電圧の差として定義されています。

VINDIFF = VINP−VINM

帰還比が整合していないと（Δb）、同相から差動への変換が生じます。

差動入力をゼロに設定すると（VINDIFF = 0）、同相から差動への変換の度合いが次式で与えられます。

V V V

V V

V

OUTDIFF OUT OUT

ICM OCMAVG

INDIFF

= ≈

( ) ∆

=

+ –

– •

–

ββ

0

一般に、帰還ペアの不整合の度合いにより、信号とノイズの両方の同相から差動への変換が生じます。1%抵抗またはそれより精度の高い抵抗を使うと、約28dBの同相除去比が得られます。0.1%抵抗を使うと、約48dBの同相除去比が得られます。入力信号源とVOCMピンの両方の基準として低インピーダンスのグランド・プレーンを使います。VOCMをこのグランド・プレーンに直接短絡するか、高品質の0.1μFセラミック・コンデンサを使ってVOCMをこのグランド・プレーンにバイパスすると、同相信号から差動への変換がさらに緩和されます。

入力インピーダンスと負荷の影響図1のVINP入力またはVINM入力を見込む入力インピーダンスは、ソースVINPとソースVINMが完全に差動であるか否かに依存します。バランスのとれた入力ソース（VINP =-VINM）の場合、どちらの入力で見た入力インピーダンスも単に次のようになります。

RINP = RINM = RI

シングルエンド入力の場合、入力での信号のバランスがとれていないため、入力インピーダンスはバランスのとれた差動の場合に比べて実際には増加します。どちらの入力を見込む入力インピーダンスも次のようになります。

R RR

RR R

INP INMI

F

I F

= =

+

112

– •

出力インピーダンスがゼロではない入力信号源も、帰還ネットワーク対の間に帰還の不平衡を生じることがあります。最良の性能を得るため、ソースの出力インピーダンスを補償することを推奨します。入力インピーダンスの整合がソースによって要求されるなら、R1を次のように選択します（図3を参照）。

RR RR R

INM S

INM S1=

−•

図3に従って、差動アンプ（RINM）を見込む入力インピーダンスはシングルエンドのソースを反映しますので、次のようになります。

RR

RR R

INMI

F

I F

=

+

112

– •

R1 || RSのバランスをとるようにR2を選択します。

RR RR R

S

S2

11

=+•

図3．信号源インピーダンスの最適補償

1994 F03

RI RFRS

VS

+

–

–

+LT1994

RI RF

R2 = RS || R1R1 CHOSEN SO THAT R1 || RINM = RSR2 CHOSEN TO BALANCE R1 || RS

R1

RINM


131994fb

LT1994

入力同相電圧範囲LT1994の入力同相電圧（VICM）は、2つの入力電圧（VIN

＋

とVIN-）の平均として定義されています。これはV-からV＋の

約1.25V下まで伸びています。入力同相範囲は回路構成（利得）、VOCMおよびVCMに依存します（図4を参照）。VINP =

-VINMである完全差動入力のアプリケーションでは、同相入力はおよそ次のようになります。

VV V

VR

R R

VR

R R

ICMIN IN

OCMI

I F

CMF

F I

= + ≈+

+

+

+ –•

•

2

シングルエンド入力では、入力同相電圧には入力信号の成分が含まれます。VINPだけを与えると（VINMはゼロに設定）、入力の同相電圧はおよそ次のようになります。

VV V

VR

R R

VR

R RV R

R R

ICMIN IN

OCMI

I F

CMF

F I

INP F

F I

= + ≈+

+

+

++

+ –•

• •

2

2

出力同相電圧範囲出力同相電圧は次のように2つの出力の平均として定義されています。

V VV V

OUTCM OCMOUT OUT= = ++ –

2

内部でVOUT＋= -VOUT

-に強制する内部同相帰還ループによって、VOCMはこの平均を設定します。出力同相範囲はV-の約1.1V上からV＋の約0.8V下まで伸びています。VOCMピンは、（既定開回路電位を電源の中点に設定する）80kΩ/80kΩの分圧器の中点に位置します。

LT1994を使ってADCにインタフェースする単一電源のアプリケーションでは、ADCへの最適同相入力範囲は、多くの場合ADCのリファレンスによって定まります。ADCのリファレンスを入力同相電圧を設定するために使える場合、それをVOCMピンに直接接続することができますが、電源の中点の電位に接続された40kΩ相当の抵抗をドライブする能力が必要です。外部リファレンスでVOCMピンをドライブする場合、熱雑音を除去し、このピンの同相信号が意図せず差動信号に変換されるのを防ぐため、高品質の0.1μFコンデンサを使ってこのピンを低インピーダンスのグランド・プレーンにバイパスします。

ノイズに関する検討事項LT1994の入力を基準にした電圧ノイズは3nV/√Hz程度です。その入力を基準にした電流ノイズは2.5pA/√Hz程度です。アンプによって発生するノイズに加えて、周囲の帰還抵抗もノイズに寄与します。アンプと帰還部品の両方によって発生する出力ノイズは次式によって与えられます。

e

eRR

I R

eRR

e

no

niF

In F

nRIF

InRF

=+

+ ( ) +

+

• • •

• • •

1 2

2 2

22

22

図4．同相範囲の回路

VCM

1994 F04

RI RF RL

VS

VSHDNB

VINM

VINP

+

–

–

+

3

76

8

1

2

5

4

LT1994VOCMVOCM

VOUT+VIN

–

VOUT–

VIN+

0.1µF

RI RF RL

SHDN


LT1994

141994fb

この式のプロットと、帰還部品によって発生するノイズのプロットを図6に示します。

LT1994の入力を基準にした電圧ノイズは560Ωの抵抗の等価ノイズだけ寄与します。これより小さな値の抵抗で帰還ネットワークが構成されている場合、LT1994の出力ノイズは電圧ノイズが支配的です（図6を参照）。

e eRRno ni

F

I≈ +

• 1

約10kΩより大きな値の抵抗で構成されている帰還ネットワークの場合、出力ノイズはアンプの電流ノイズが支配的になります。

e I Rno n F≈ 2 • •

抵抗値が小さいと常にノイズは減少しますが、代償として、出力の帰還ネットワークの負荷の増加により歪みが増加します。抵抗値を大きくすると出力ノイズが増加しますが、出力の負荷が減少するので歪みが改善されます。

出力間に差動で現れるノイズ電圧を図6に示します。同相出力ノイズ電圧はこの差動ノイズには付加されません。ノイズと歪みの最適性能を得るには、差動出力構成を使ってください。

電力消費に関する検討事項LT1994は8ピンMSOPパッケージ（θJA = 140/W）または8ピンDDパッケージ（θJA = 43/W）のどちらかで供給されます。LT1994は高速と大電流を小さなダイおよび小型パッケージと組み合わせていますので、8ピンMSOPパッケージに入れる場合はダイ温度が150を超えないように、8ピンのDDパッケージに入れる場合は125を超えないようにする必要があります。8ピンMSOPでは、LT1994のV-リードはフレームに溶接されていますので、V-ピンを大きなグランド・プレーンまたはメタル・トレースに接続することにより、パッケージの熱抵抗を下げることができます。メタル・トレースとメッキ・スルーホールを使って、デバイスの発生する熱をPCボードの裏面に放散することができます。たとえば、V-ピンに接続された540mm2の2オンス銅をPCボードの両面に使った3/32" FR-4ボード上の8ピンMSOPは、θJAを140/Wから110/Wに下げることができます（表1を参照）。

DDパッケージの下側は、ダイが接着されているリードフレームから出ているメタル（4mm2）が露出しています。これにより、ダイの接合部からの熱がプリント回路基板に直接移動するので、最大動作接合部温度を制御するのに役立ちます。デュアルインラインのピン配置により、回路基板のトップサイド（部品側）のパッケージの端を超えてメタルを伸ばすことができます。さまざまな量のトップサイドおよびバックサイドのメタル（2オンス銅）を使って得ることができる、MSOPパッケージの、ダイの接合部から周囲への熱抵抗を表1にまとめてあります。多層基板では、パッケージの下のビアを介して接続された、PCBの内部層の追加メタルを使って、さらに熱抵抗を減らすことができます。

図6．LT1994の出力スポット・ノイズと帰還ネットワークだけの寄与によるスポット・ノイズ

RF = RI (kΩ)0.11

OUTP

UT N

OISE

(nV/

√Hz)

10

100

1 10

1994 F06

TOTAL(AMPLIFIER + FEEDBACK NETWORK)

OUTPUT NOISE

FEEDBACK NETWORKNOISE ALONE

1994 F05

RI2 RF2

VS/2

–VS/2

+

–

–

+

3

76

8

1

2

5

4

LT1994VOCM

enRI22

RI1 RF1

encm2

eno2

in–2

enRI12 eni

2

enRF22

enRF12

in+2

図5．ノイズ解析


151994fb

LT1994

一般に、ダイ温度は周囲温度TAとデバイスの消費電力PDから次のように推定することができます。

TJ = TA＋＋PD • θJA

デバイス内部の電力消費は電源電圧、出力電圧、および負荷抵抗の関数です。特定の電源電圧（±VCC）および特定の差動負荷（RLOAD）で完全に差動出力のアンプの場合、ワーストケースの電力消費PD(MAX)は、ワーストケースの消費電流（IQ(MAX) = 20.5mA）で、負荷電流が次式で与えられるとき生じます。

IV

RLOADCC

LOAD=

のとき、LT1994内部のワーストケースの電力消費は次のようになります。

IV

RLOADCC

LOAD= is:

P V I I I

RV

RV I

D MAX CC LOAD Q MAX LOAD

LOADCC

LOADCC Q MAX

( ) ( )

( )

= +( )= +

2

2

2

2

• • – •

• •

例：LT1994はMSOP-8パッケージ（θJA = 140/W）で回路基板に実装されており、±5V電源で動作し、75Ωの等価負荷（外部負荷および帰還ネットワーク）をドライブします。デバイス内部で消費されるワーストケースの電力は次のとき生じます。

PV

RV I

VV

D MAXCC

LOADCC Q MAX( ) ( )= +

= +

2

2

2

575

2 5

• •

•Ω

•• . .17 5 0 54MA W=

これらの条件下で8ピンMSOPの動作が許容される最大周囲温度は次式のとおりです。

TA = TJMAX−PD • θJA = 150−(0.54W) • (140/W) = 75

もっと高い周囲温度でデバイスを動作させるには、表1に示されているように、もっと多くの銅をV-ピンに接続してパッケージの熱抵抗を下げます。

表1．LT1994のMSOPパッケージの熱抵抗COPPER AREA

TOPSIDE (mm2)COPPER AREA

BACKSIDE (mm2)THERMAL RESISTANCE

(JUNCTION-TO-AMBIENT)

0 0 140

30 0 135

100 0 130

100 100 120

540 540 110

レイアウトの検討事項LT1994は高速アンプなので、浮遊容量と浮遊インダクタンスの両方に敏感です。LT1994に接続する部品はできるだけ短く直線的な配線で接続します。低ノイズ、低インピーダンスのグランド・プレーンは最高の性能を得るのに不可欠です。単一電源のアプリケーションでは、高品質の表面実装型の1μFと0.1μFのセラミック・バイパス・コンデンサを、最小のPCBトレースで、電源V＋からV-に直接使用します。両電源のアプリケーションでは、高品質の表面実装型の1μFと0.1μFのセラミック・バイパス・コンデンサを電源V＋と電源V-間に配置し、高品質の表面実装型の0.1μFバイパス・コンデンサを個別に各電源からグランドに直接（短い）接続線を使って接続します。

加算接合部（IN＋とIN-）のグランドへのどんな寄生容量も最小に保ちます。たとえそれがこのノードに接続されるすべてのトレースからグランド・プレーンを剥ぎ取ることを意味するとしても、そうします。このことは、RF = RIの回路の帰還抵抗ネットワークに>500Ωの抵抗値が使われる場合は特に当てはまります。周波数応答の過度のピークは、RFの周囲に小さな帰還容量（2pF～5pF）を追加することにより緩和することができます。LT1994は本来的に差動であり、両方の出力から見た（浮遊または意図された）出力インピーダンスをできるだけバランスさせ、対称にすることが重要であることを忘れないでください。こうすると、LT1994の本来のバランスを維持するのに役立ち、偶数次高調波の発生が最小に抑えられ、同相信号とノイズの除去性能が保たれます。


LT1994

161994fb

VOCMピンを（両電源アプリケーションの場合）低インピーダンスのグランド・プレーンに直接接続するか、単一電源のアプリケーションでは、高品質の0.1μFセラミック・コンデンサを使ってグランドにバイパスすることを強く推奨します。これは、帰還ネットワークの不整合により、内部80kΩ-80kΩの分圧器や他の外部ノイズ源からの熱ノイズ（25nV/√Hz）が差動ノイズ

に変換されるのを防ぐのに役立ちます。出力同相除去比を改善するため、抵抗帰還ネットワークを1%抵抗（またはそれより精度の高い抵抗）で構成することも推奨します。これにより、アンプの（フィルタをかけることができない）同相経路のVOCM入力を基準にした同相ノイズが差動ノイズに変換されて差動ノイズ性能を劣化させるのも防がれます。


簡略回路図

1994 SS01

V+

SHDN

120k

Q4

I1

Q3

I1 55k

V+

V–

OUT+

V+

V–

V+

V–

VOCM

V–

V+

V–

V+V+V+

V–

BIASADJUST

SHUTDOWNCIRCUIT

CMADJUST

80k

80k

Q11

Q12

Q5 Q6

Q8

I4B

OUT+ V+

OUT–

Q7

I3

BIAS

R14k

R24k

CM2

–

+OUT–

V+

V–

V+

V–

BIASADJUST

Q9

Q10

CM1

IN–

V+

V–

IN+

V+

V–

–

+

V+

Q1 Q2

D2

I2

Gm2B Gm2A

D1

D4D3

I4A

171994fb

LT1994

差動1次ローパス・フィルタ

最大-3dB周波数 (f3dB) 2MHz

ストップバンド減衰：2 • f3dBで-6dBおよび5 • f3dBで14dB

例：規定-3dB周波数は1MHz 利得 = 4

1. f3dB = 1000kHzを使うと、C11abs = 400pF

2. 400pFに最も近い標準5%値は390pFなので、C11 = C12 =

390pF

3. f3dB = 1000kHz、C11 = 390pFおよび利得 = 4を使うと、R21

= R22 = 412ΩおよびR11 = R12 = 102Ω（最も近い1%値）

差動2次バタワース・ローパス・フィルタ

最大-3dB周波数 (f3dB) 1MHz

ストップバンド減衰：2 • f3dBで-12dBおよび5 • f3dBで-28dB

標準的応用例

+

–

–

+

V+

0.1µF

3

76

8

1

2

5

4

R21

C11

R12

R11

R22

C12

0.1µF

VIN–

VIN+

LT1994

VOUT–

VOUT+

1994 TA03

部品の計算

R11 = R12, R21 = R22

f Hzおよび利得 ≤ MHzfdB

dB3

32M

2≤

1.規定-3dB周波数を使ってC11の絶対値（C11abs）を計算する

Cfabs

dB11

4 105

3= • （C11absはpF表示、f3dBはkHz表示）

2. C11の絶対値に最も近い標準5%コンデンサの値を選択する

3. 標準5%のC11の値、f3dBおよび望みの利得を使ってR11とR21を計算する

R11とR21の式（C11はpF表示、f3dBはkHz表示）

RC f

RRGain

dB21

159 2 1011

1121

6

3=

=

. ••

+

–

–

+

V+

0.1µF

3

76

8

1

2

5

4

R32

R31C21

R12

R11

0.1µFC11

VIN–

VIN+

LT1994

VOUT–

VOUT+

1994 TA04R22

R21

C22

部品の計算

R11 = R12、R21 = R22、R31 = R32、C21 = C22、 C11 = 10 • C21、R1 = R11、R2 = R21、R3 = R31、 C2 = C21およびC1 = C11

1. 規定された-3dB周波数を使ってC2の絶対値（C2abs）を計算する

Cfabs

dB2

4 105

3=

• （C2absはpF表示、f3dBはkHz表示）（Note 2）

2. C2（C1 = 10 • C2）の絶対値に最も近い標準5%コンデンサの値を選択する

LT1994

181994fb

3. C2の標準5%値、規定f3dBおよび規定パスバンド利得（Gn）を使ってR3、R2およびR1を計算する

f および利得または利得 MHzfdB

dB3

31MHz

1≤ ≤ ≤8.8

R1、R2およびR3の式（C2はpF表示、f3dBはkHz表示）

RGn

Gn C f3

1 121 1 131 0 127 10

1 2

8

3=

( )( )+( )

. – . – . • •

• • ddB

dB

Note

RR C f

RRGn

( )

. •

• •

1

21 266 10

3 2

12

15

23

2=

=

例：規定-3dB周波数は1MHz 利得 = 1

1. f3dB = 1000kHzを使うと、C2abs = 400pF

2. 400pFに最も近い標準5%値は390pFなので、C21 = C22 =

390pFおよびC11 = 3900pF

3. f3dB = 1000kHz、C2 = 390pFおよび利得 = 1を使うと、R1 =

549Ω、R2 = 549ΩおよびR3 = 15.4Ω（最も近い1%値）R11 =

R21 = 549Ω、R21 = R22 = 549ΩおよびR31 = R32 = 15.4Ω。

Note 1：R1、R2、R3の式は理想的な場合であり、LT1994の有限の利得帯域幅積（GBW）（70MHz）を計算に入れていません。最大利得はC1/C2の比（これは便宜的に10に設定してあります）によって設定されます。

Note 2：コンデンサの計算値は、入力抵抗が600Ω以下になるように選択されています。もっと高い値の入力抵抗が必要ならば、同じ数ですべての抵抗値を乗算し、すべてのコンデンサ値を除算します。

ソース・インピーダンス整合とレベル・シフト付きのシングルエンドから差動への電圧変換

1994 TA05

+

–

–

+

V+

V

t

0.1µF

3

76

8

1

2

5

4

RS50Ω 374Ω50Ω

54.9Ω

402Ω

402Ω

402Ω

0.1µF

VIN

VIN

LT1994VOCM

VOUT+

VOUT–

VOCM – 0.25V

VOCM + 0.25V

VOUT–

VOUT+

VOCM

0

1

–1

V

t0

標準的応用例

191994fb

LT1994

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

パッケージDDパッケージ

8ピン・プラスチックDFN (3mm×3mm)(Reference LTC DWG # 05-08-1698)

MS8パッケージ8ピン・プラスチックMSOP

(Reference LTC DWG # 05-08-1660 Rev F)

3.00 ±0.10(4 SIDES)

NOTE：1. 図はJEDECのパッケージ外形MO-229のバリエーション（WEED-1）になる予定2. 図は実寸とは異なる3. すべての寸法はミリメートル4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。モールドのバリは（もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと5. 露出パッドは半田メッキとする6. 網掛けの部分はパッケージのトップとボトムのピン1の位置の参考に過ぎない

0.38 ± 0.10

底面図露出パッド

1.65 ± 0.10(2 SIDES)

0.75 ±0.05

R = 0.115TYP

2.38 ±0.10(2 SIDES)

14

85

ピン1のトップ・マーキング

（NOTE 6）

0.200 REF

0.00 – 0.05

(DD) DFN 1203

0.25 ± 0.05

2.38 ±0.05(2 SIDES)

推奨する半田パッドのピッチと寸法

1.65 ±0.05(2 SIDES)2.15 ±0.05

0.50BSC

0.675 ±0.05

3.5 ±0.05

パッケージの外形

0.25 ± 0.050.50 BSC

MSOP (MS8) 0307 REV F

0.53 ± 0.152(.021 ± .006)

シーティング・プレーン

NOTE：1. 寸法はミリメートル/（インチ）2. 図は実寸とは異なる3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリを含まない。モールドのバリ、突出部、またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm（0.006"）を超えないこと4. 寸法には、リード間のバリまたは突出部を含まない。リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm（0.006"）を超えないこと5. リードの平坦度（整形後のリードの底面）は最大0.102mm (.004") であること

0.18(.007)

0.254(.010)

1.10(.043)MAX

0.22 – 0.38(.009 – .015)

TYP

0.1016 ± 0.0508(.004 ± .002)

0.86(.034)REF

0.65(.0256)

BSC

0° – 6° TYP

DETAIL “A”

DETAIL “A”

ゲージ・プレーン1 2 3 4

4.90 ± 0.152(.193 ± .006)

8 7 6 5

3.00 ± 0.102(.118 ± .004)

(NOTE 3)

3.00 ± 0.102(.118 ± .004)

(NOTE 4)

0.52(.0205)

REF

5.23(.206)MIN

3.20 – 3.45(.126 – .136)

0.889 ± 0.127(.035 ± .005)

推奨半田パッド・レイアウト

0.42 ± 0.038(.0165 ± .0015)

TYP

0.65(.0256)

BSC

LT1994

201994fb

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2005

LT 0309 REV B • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8FTEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp

RFIDレシーバのフロントエンド、1kHz < -3dB BW < 2MHz （ベースバンド利得 = 5）

製品番号説明注釈LT®1167 高精度計装アンプ抵抗1本で利得を設定：G = 1～10,000

LT1806/LT1807 シングル/デュアルの低歪みレール・トゥ・レール・アンプ 325MHz、スルーレート：140V/μs、ノイズ：3.5nV/√Hz

LT1809/LT1810 シングル/デュアルの低歪みレール・トゥ・レール・アンプ 180MHz、スルーレート：350V/μs、シャットダウンLT1990 利得を選択可能な高電圧差動アンプ同相電圧：±250V、マイクロパワー、利得 = 1、10

LT1991 利得を選択可能な高精度差動アンプマイクロパワー、ピンで選択可能な利得 = -13～14

LTC1992/LTC1992-x 完全差動入出力アンププログラム可能な利得または固定利得（G = 1、2、5、10）LT1993-2/-4/-10 低歪みで低ノイズ、差動入出力固定利得（G = 2、4、10）LT1995 利得を選択可能な高速差動アンプ 30MHz、1000V/μs、ピンで選択可能な利得 = -7～8

LT1996 利得を選択可能な高精度100μA差動アンプピンで選択可能な利得 = 9～117

LTC6403 低ノイズ、低消費電力、完全差動アンプ消費電流：11mA

LTC6404-1/LTC6404-2 LTC6404-4

600MHz、高AC精度、完全差動アンプ Hグレード・バージョンあり（-40～125）

LT6600-2.5/-5/-10/-15/-20 差動アンプとローパス・フィルタ、チェビシェフ・フィルタフィルタのカットオフ = 2.5MHz、5MHz、10MHz、 15MHzまたは20MHz

標準的応用例

関連製品

0.1µF

120pF

120pF

1994 TA02

5V

3

6

8

2

7

1 4

5

0.1µF

120pF

120pF

140Ω

140Ω

1k

1k

1µF

82pF

82pF

1µF

5V IOUTLT1994

5V

3

6

*COILCRAFT 0603HP

8

2

7

1 4

5

0.1µF

140Ω

140Ω

1k

1k

1µF

82pF

10pF

10pF 270µH*

10pF

10pF

82pF

1µF

QOUTLT1994

0.1µF

5V

5V

270µH*

270µH*

270µH*

LO BUFFERS0°/90°

RF AMPLT5575

RF

RF AMP

LPF

LPF

IOUT+

IOUT–

QOUT+

QOUT–

I MIXER

Q MIXER

LO

lt1994 - 低ノイズ、低歪みの完全差動入出力アンプ...

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