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UCC27531D(Low-side driver)

UCC28180(PFC controller)

LMT01(Temp sensor)

Boost follower(Optional)

1ZHCU144B–January 2016–Revised May 2016

TIDUBE1 — http://www-s.ti.com/sc/techlit/TIDUBE1版权 © 2016, Texas Instruments Incorporated

效率高达 98%、针对 BOM 和尺寸进行优化的 230V、3.5kW PFC 参考设计

TI 参参考考设设计计

效效率率高高达达 98%、、针针对对 BOM 和和尺尺寸寸进进行行优优化化的的 230V、、3.5kWPFC 参参考考设设计计

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TI 参参考考设设计计

TIDA-00779 是一款 3.5kW 低成本功率因数矫正 (PFC)参考设计，专为室内空调及其他主要电器而设计。本参

考设计是一款采用连续导通模式 (CCM) 的升压转换

器，通过使用 TI UCC28180 PFC 控制器及所有必要的

内置保护功能来实现。硬件经过设计通过了浪涌和电气

快速瞬变 (EFT) 测试，符合 IEC61000 规范对于家用电

器的要求。

本参考设计具有以下关键亮点：

• 提供一个现成的前端 PFC 平台，可覆盖高达

3.5kw功率要求的各种家用电器

• 230V 输入电压下的转换器效率峰值高达

98.6%，功率密度高，散热器件小，设计具有

很强竞争力

• 稳健的输出电源，针对输出过流、输出过压

和输出欠压现象提供保护

设设计计资资源源

TIDA-00779 设计文件夹

UCC28180 产品文件夹

UCC27531 产品文件夹

LMT01 产品文件夹

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设设计计特特性性

• 整个工作电压范围内的效率高达 98%，支持使用小

型散热器

• 宽满载输入电压范围：190V 至 270V 交流

• 中等负载至满载（100% 到 100%）条件下的功率因

数超过 0.99，总谐波失真 (THD) 低于 5%

• 输出功率高达 3.5kW，可满足多数单相输入 PFC 应

用的需求

• 8 引脚 PFC 解决方案（无需交流线路感测）支持使

用极为简单的设计方案

• 电流感测阈值有所降低，最大限度降低了功耗

• 通过提升功率密度缩小外形尺寸

• 稳健的输出电源，针对输出过流、输出过压和输出

欠压现象提供保护

• 符合 EFT 规范 IEC6000-4-4 及浪涌规范 IEC61000-4-5 要求

• 简单易用的印刷电路板 (PCB) 封装 (215mm x145mm)

特特色色应应用用

• 室内空调

• 工业 AC-DC > 480W

• 单相不间断电源 (UPS)

• 其他主要电器

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2 ZHCU144B–January 2016–Revised May 2016



该 TI 参考设计末尾的重要声明表述了授权使用、知识产权问题和其他重要的免责声明和信息。

1 系系统统主主要要技技术术规规格格

表表 1. 系系统统主主要要技技术术规规格格

参参数数符符号号测测试试条条件件最最小小值值标标称称值值最最大大值值单单位位

输输入入特特性性

输入电压 VIN 85 230 270 V AC频率 FAC 47 64 Hz输入欠压锁定 (UVLO) VIN_UVLO IOUT = 标称值 80 V AC功率因数 PF VIN = 标称值，IOUT = 最大值 0.99输入电流 IIN VIN = 标称值，IOUT = 最大值 20 A输输出出特特性性

输出电压 VOUT VIN = 标称值，IOUT = 最小值至最大值 390 V输出电流 IOUT VIN = 190V 交流电压至最大值 0 9 A输出功率 POUT VIN = 190V 交流电压至最大值 3.5 kW线路调节 VIN = 最小值至最大值，IOUT = 标称值 2 %负载调节 VIN = 标称值，IOUT = 最小值至最大值 3 %输出电压纹波 VOUT_RIPPLE VIN = 标称值，IOUT = 最大值 17 V输出过压 VOVP IOUT = 最小值至最大值 430 V输出过流 IOCP VIN = 最小值至最大值 12 A系系统统特特点点

开关频率 fSW 45 kHz

峰值效率 ηPEAKVIN = 最大值，IOUT = 4A，使用金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET) 进行测试

98.6 %

工作温度 TNOM 存在空气流动 -25 65 °C

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www.ti.com.cn 系统说明




2 系系统统说说明明

主要电器设备（如空调、冰箱和洗衣机）使用三相脉宽调制直流无刷电机 (BLDC) 或永磁同步电机 (PMSM)驱动。这些电机驱动的额定马力通常较低，介于 0.25HP (186W) 至 5HP (3.75kW) 之间。控制 BLDC 或者

PMSM 电机的定子电流需要使用电子驱动。典型电子驱动的组成部分包括：

• 带有三相逆变器的功率级，具备所需功率能力

• 实现电机控制算法的微控制器单元 (MCU)

• 控制闭环速度或转矩的电机电压和电流感测电路

• 驱动三相逆变器的栅极驱动器

• 为栅极驱动器和 MCU 上电的电源

这些驱动需要使用前端功率因数校正 (PFC) 稳压器为电源的输入电流整形并满足功率因数和电流 THD 标准

（如 IEC61000-2-3）。电源的输入电流经 PFC 电路调节后与市电电压同相，有助于最大程度汲取市电中的

有功功率。前端 PFC 还具备以下优势：

• 降低 RMS 输入电流

例如，额定值为 230V/5A 的电源电路可用功率限制为约 575W，其功率因数 (PF) 为 0.5。将 PF 提升至

0.99 会使传输功率近乎加倍（达到 1138W），可带功率更高的负载。

• 促进电源保持

有源 PFC 电路保持一个与输入电压无关的固定中间直流总线电压，因此系统储存的能量不会随输入电压

的下降而减少。这允许使用具有成本效益的小型大容量电容。

• 提升下行转换器效率

PFC 减小了施加于下行逆变器和转换器的动态电压范围。因此，整流器的额定电压可能下降，正向压降

也随之减小。运行占空比可能有所增加，开关中的电流会随之下降。

本参考设计是一款升压 PF 稳压器，通过将 UCC28180 器件用作 PFC 控制器来实现，适用于所有要求 PF校正功率达到 3.5kW 的电器。本参考设计提供了一种现成的有源前端平台，适用于操作高压线交流电压范

围为 190V 至 270V 的下行逆变器或 DC-DC 转换器。

本参考设计演示了一款采用小型封装 (215mm x 145mm) 的高功率密度 PF 级，其交流工作电压为 190V 至

270V，可提供 3.5kW 持续功率输出，能够在不使用 SiC 器件的情况下以超过 98% 的额定效率驱动逆变器

或转换器。本 TI 参考设计同时为升压跟踪器配置提供了灵活性，其中的升压电压可以根据交流输入电压发

生变化。但当升压电压超出峰值输入电压时，本参考设计仅能以升压后的电压运行。升压跟踪器配置协助降

低了 PFC 稳压器和下行逆变器或转换器中的开关损耗。本参考设计针对使用 MOSFET 和绝缘栅双极晶体管

(IGBT) 的效率进行了比较，有助于客户在效率与成本之间进行选择。

综上所述，面对电器领域的关键挑战，本 TI 参考设计提供安全可靠的电源。此类电源内置全套保护功能，

以较低功耗及极富竞争力的物料清单 (BOM) 成本实现高性能。



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UCC27531D(Low-side driver)

UCC28180(PFC controller)

LMT01(Temp sensor)

Boost follower(Optional)

框图 www.ti.com.cn




3 框框图图

图图 1. PFC 稳稳压压器器框框图图

3.1 重重点点产产品品和和核核心心优优势势

以下小节介绍了本参考设计使用的重点产品，包括衡量这些产品的关键特性。有关重点产品的详细信息，

请参见相关产品数据表。

3.1.1 UCC28180 – PFC 控控制制器器

UCC28180 是一款高性能、采用 CCM、8 引脚、频率可通过编程设定的 PFC 控制器。控制器的工作频率较

大并且可通过编程设定，可为高频设计提供灵活性以优化组件。UCC28180 使用调整后的电流回路电路在中

等至满载（50 到 100%）条件下将 THD 降至 5% 以下。电流感测阈值有所下降，UCC28180 所用分流电阻

的阻值因此可下降 50%，从而在 THD 维持较低水平的同时降低功耗。UCC28180 的组成部分还包括一个集

成快速栅极驱动器，可驱动 2A 拉电流和 -1.5A 灌电流，无需使用外部栅极驱动器。

UCC28180 还具备一套完整的系统保护功能，显著了提升可靠性并进一步简化了设计：

• 软过流

• 逐周期峰值电流限制

• 输出过压

• VCC 欠压锁定 (UVLO) 保护

• 引脚开路保护（ISENSE 与 VSENSE 引脚）



www.ti.com.cn 框图




3.1.2 UCC27531D - 低低侧侧栅栅极极驱驱动动器器

将开关损耗降至较低水平对于实现高效运行至关重要。MOSFET 的开关损耗与驱动电流存在函数关系，该

函数需要快速穿过功率 MOSFET 开关转换的米勒平坦区。在紧靠场效应晶体管 (FET) 的位置应放置一个大

电流栅极驱动器，从而通过针对 MOSFET 栅漏寄生电容 (CGD) 两端的电压进行有效充放电使 FET 实现快

速导通和关断。这种放置方式有效降低了开关损耗。

UCC27531D 是一款单通道高速栅极驱动器，可有效驱动 MOSFET 和 IGBT 电源开关。UCC27531D 采用

的设计允许高达 2.5A 的拉电流及 5A 灌电流流经非对称驱动器（分离输出），同时结合负关断偏置支持能

力、轨到轨驱动能力和极为短暂的传播延迟（典型值为 17ns），成为 MOSFET 和 IGBT 电源开关的理想解

决方案。UCC27531D 也可支持使能、双输入以及反相和同相输入功能。分离输出与强大的非对称驱动提升

了器件针对米勒电容所引起寄生导通效应的抗扰度并协助减少地弹反射。

以下关键特性同样使得器件适用于该应用：

• 10V 至 35V 宽 VDD 范围

• 输入和使能引脚最高可耐受低于直流接地电压 5V 的电压

• UVLO

• 当输入引脚悬空或发生 VDD UVLO 时，输出保持低电平

额外使用栅极驱动器是进一步降低开关损耗的一种可行方法，原因是 UCC28180 控制器集成了一个快速栅

极驱动器，其拉电流和灌电流分别为 2A 和 -1.5A，足以满足设计需要。

3.1.3 LMT01 — 温温度度传传感感器器

LMT01 是一款高精度双引脚温度传感器，具备一个简单易用的脉冲计数接口，使其成为工业和消费市场领

域中板上和板外正温度系数 (PTC) 或负温度系数 (NTC) 热敏电阻的理想数字替代品。凭借数字脉冲计数输

出以及在宽温度范围内实现高精度，LMT01 可与所有 MCU 配对，在降低软件开销的同时，无需担忧 ADC质量不佳或供货短缺。LMT01 在 –20°C 至 90°C 宽温度范围内可实现 ±0.5°C 的稳定精度，同时具有极为精

密的分辨率 (0.0625°C)，无需借助系统校准或软硬件补偿。

与其他数字集成电路 (IC) 温度传感器不同，LMT01 的单线制接口设计为直接与通用输入/输出 (GPIO) 或比

较器输入相连，简化了硬件实施方案。同理，LMT01 的集成电磁干扰 (EMI) 抑制和双引脚简易结构使其成

为板上和板外温度感测的理想选择。LTM01 提供模拟 NTC 或 PTC 热敏电阻的全部简便性，同时结合了数

字接口的优势，具备较大的额定性能范围和 EMI 抗扰度并最大限度降低了处理器资源的占用情况。本参考设

计使用 LMT01 作为 MOSFET 或 IGBT 的温度监测计。

以下关键特性同样使得器件适用于该应用：

• 通信频率：88kHz

• 持续转换加数据传输时间：100ms

• 转换电流：34μA

• 由集成电磁干扰 (EMI) 抗扰度的 2V 至 5.5V (VP-VN) 悬空电源供电运行



O

2 3500C 2286 F

390 50 50

´= = m

p ´ ´ ´

LOAD

O

O O LINE

2 PC

V V f

´=

p ´ ´ D ´

( ) ( ) ( )FREQ

65 kHz 32.7 k 1MR 47.9 k

45 kHz 1M 45 kHz 32.7 k 65 kHz 32.7 k

´ W ´ W= = W

´ W + ´ W - ´ W

( ) ( )TYP TYP INT

FREQ

SW INT TYP SW TYP TYP

f R RR

f R R f (R f )

´ ´=

´ + ´ - ´

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4 系系统统设设计计原原理理

本参考设计是一款以连续导通模式运行的 3.5kW 升压 PFC 稳压器，通过使用 UCC28180 PFC 控制器来实

现。本参考设计专为广泛应用于主要电器（如空调）中的逆变器馈电驱动量身定制。现有的大容量无源 PFC电路用于满足电源谐波标准，本参考设计可视为性能优异的简易替代品。在满载条件下，系统在 190V 至

270V 宽输入工作电压范围内的效率超过 98%。此外，本参考设计内嵌了一些保护功能，包括输出过压保护

和输出短路保护。

本参考设计的主要作用是为目标应用提供一个 PF 较高并且受到保护的高效直流电源轨。

4.1 选选择择开开关关频频率率

通过在 FREQ 引脚与接地端之间连接单个电阻，用户能够以编程方式设定 UCC28180 的开关频率。

本参考设计使用的开关频率为 45kHz。使用公式 1 计算通过编程设定开关频率的合理电阻值：

(1)

其中

• fTYP、RTYP 和 RINT 控制器的内部固定常量，基于 UCC28180 控制逻辑

• fTYP = 65kHz

• RTYP = 32.7kΩ

• RINT = 1MΩ

将上述常量代入公式 2 可计算 FREQ 和 GND 引脚间必须连接的相应电阻。

(2)

典型值为 47kΩ 的 FREQ 电阻可产生 44kHz 开关频率。

4.2 计计算算输输出出电电容容

假设未导通时长所占比重最小，所需输出电容可按公式 3 所示进行计算：

(3)

其中

• ΔVO = 输出的峰峰值电压纹波

• fLINE = 输入工频

• PLOAD = 输出负载功率

将上述值代入公式 3，可获得以下结果：

选择 2040µF 电容应对过载情况和器件老化产生的影响。



IN_MIN MINMIN 3

PK SW

2 V D 2 190 0.31L 174 H

I 0.4 f 26.6 0.4 45 10

´ ´ ´ ´³ = = m

´ ´ ´ ´ ´

OPK

IN_MIN

2 P 2 3500I 26.6 A

V 0.98 190

´ ´= = =

h ´ ´

( )IN_MIN LINE

MINO

2 V sin 2 f t 2 190 1D 1 0.31

V 390

´ ´ p ´ ´ ´ ´= - = =

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4.3 计计算算 PFC 扼扼流流电电感感

UCC28180 是一款 CCM 控制器；如果所选电感允许实现相对较高的纹波电流，则在轻负载及较大输入电压

范围内，转换器将被迫以断续模式 (DCM) 运行。高电感电流纹波将影响 CCM/DCM 边界值并导致轻载 THD升高。这种电流也会影响输入电容、RSENSE 和 CICOMP 值的选择。电感纹波电流 ΔIRIPPLE 不超过 20% 允许转

换器在多数工作范围内以 CCM 模式运行。然而，实现这种低电感纹波电流需要使用电感较大的升压电感，

其物理尺寸也会很大。本参考设计执行了一些测量操作，旨在优化性能和尺寸并降低成本。选取的电感可实

现 40% 峰峰值纹波电流，主要侧重点为最大限度节省空间以及转换器在高输入电压和轻负载条件下以 DCM运行；然而，转换器在满载条件下针对 230V 标称交流输入电压进行了良好优化。

计算占空比的最小值 DMIN，按公式 4 所示：

(4)

根据 40% 可允许电感纹波，PFC 扼流电感 LBST 在定义最大电感峰值电流 IPK 后进行选择，如公式 5 所示：

(5)

计算最小扼流电感 LMIN（根据可接受的纹波电流 IRIPPLE），如公式 6 所示：

(6)

PFC 扼流电感的实际值为 LMIN = 180μH

4.4 选选择择开开关关元元件件

MOSFET 开关由一个栅极输出驱动，该输出的电压针对大于 15.2V 的 VCC 偏置电压在内部钳制为 15.2V。建议使用一个外部栅极驱动电阻限制上升时间并抑制由栅极驱动电路的寄生电感和电容造成的振铃效应。该

电阻有助于满足转换器的所有 EMI 要求。本参考设计使用 22Ω 电阻；所有设计的最终值均取决于设计布局

的相关寄生元件。为了便于快速关断，100V/1A 标准肖特基二极管或开关二极管与栅极驱动电阻以反并联方

式放置。在 MOSFET 的栅极和接地端之间放置一个 10kΩ 电阻，以使栅极电容放电并防止意外的 dV/dT 触

发激活。

FET 两端的最高电压是最高输出升压电压（即 425V），这也是 PFC 转换器关断输出的过压设定值。考虑

到电压降额 30%，MOSFET 的额定直流电压必须高于 550V。

本参考设计使用 IPW60R099P6 MOSFET，其电压为 600V，25°C 下的电流为 37.9A，而 100°C 下的电流

为 24A。如果考虑成本，本参考设计也可以使用 IGBT (FGA4060ADF) 替代 MOSFET。本参考设计需要为

MOSFET 或 IGBT 提供尺寸适宜的散热器。



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4.5 升升压压跟跟踪踪器器控控制制电电路路

传统 PFC 升压转换器设计的固定电压高于最高峰值线电压，以维持升压运行并对电源输入电流波形进行整

形。升压电压不必恒定，但可以随交流输入电压发生变化，前提是电压经升压高于峰值输入电压。升压跟踪

器控制电路有助于根据峰值输入电压设置输出电压。

根据峰值线电压的变化改变输出电压具备以下优势。

• 降低了升压电感

升压电感根据最大占空比、最低线电压和最低输出电压下允许的最大纹波电流进行选择。VOUT 下降将导

致最大占空比降低，进而导致升压电感下降。

• 降低了欠压运行时的升压开关损失

离线 PFC 转换器中大量的转换器功耗均由升压 FET 的开关损耗导致。传统 PFC 升压相比，该升压跟踪

器 PFC 在低输入线电压下的输出电压极低，减少了开关损耗。

• 减少了下行逆变器级和隔离式 DC-DC 转换器级中的开关损耗

三相逆变器驱动或隔离式 DC-DC 转换器级的开关损耗与升压稳压电压成正比。开关损耗随着输出电压的

下降而降低，进而提升系统总体效率，这对于提升功率级的轻载效率作用显著。

4.6 偏偏置置电电源源

TIDA-00779 设计需要使用外部偏置电源为 UCC28180 PFC 控制器、UCC27531D 栅极驱动器以及用于为

浪涌电流限制电阻分流的继电器供电。

TI 建议使用经稳压的辅助电源为上述器件供电。自举偏置电源并不适用于为上述器件供电。自举偏置电源通

过一个电阻由高输入电压馈电，同时 VCC 引脚具有充足电容，从而在升压电感的偏置线圈提供电流前保持

VCC 引脚的电压。

UCC28180 的 UVLO 电压为 11.5V，UCC27531D 的 ULVO 电压为 4.5V，而继电器导通所需的最低电压为

9.6V（对于 12V 继电器而言），因此保障电路板运行的偏置电压不得低于 12V。这些器件所需的总电流约

为 55mA。

针对 60mA 电流，TI 建议使用一个 12V 外部偏置电源独立为电路板供电。使用 12V 偏置电源针对该电路板

进行了测试和检验。



www.ti.com.cn 硬件入门




5 硬硬件件入入门门

5.1 测测试试条条件件：：

对于输入端，电源的交流电压 (VIN) 范围必须为 190V 到 270V。将输入交流源的输入电流限制为 25A。

对于输出端，使用电子可变负载或可变电阻负载，其额定电压不得低于 400V，负载电流必须在 0mA 至 10A范围内变化。

5.2 推推荐荐使使用用的的设设备备

请使用下列推荐的测试设备：

• Fluke 287C（万用表）

• Chroma 61605（交流电源）

• Chroma 63204（直流电子负载）

• Voltech PM100/WT210（功率分析仪）

• Tektronix DPO 3054（示波器）

5.3 步步骤骤

1. 将参考电路板的输入引脚（P1 和 P2）与交流源相连。

2. 将输出引脚（P4 和 P5）与电子负载相连，保持正确极性（P4 是 390V 直流输出引脚，P5 是接地引脚）。

3. 在连接器 J3 的引脚 3 和 4 之间连接一个 12V 辅助电源，保持正确极性（引脚 3 是偏置电源正向输入引脚，引脚 4 是接地引脚）。

4. 打开辅助电源并将电压设置为 12V。5. 从 0V 开始逐渐增大输入电压，直至达到导通电压 190V。6. 为了独立测试电路板，请短接连接器 J3 的引脚 3 和 5。7. 启动负载，汲取 PFC 输出引脚处的电流。

8. 为获得平滑开关波形，需遵守启动条件。



测试结果 www.ti.com.cn




6 测测试试结结果果

以下测试结果涵盖了稳态性能、功能性能波形及测试数据、瞬态性能波形、热性能测量、浪涌测量和 EFT 测量。

6.1 性性能能数数据据

6.1.1 不不同同负负载载条条件件对对应应的的效效率率和和调调节节率率

表 2、表 3 和表 4 所示为使用 MOSFET 和超快速二极管时的 190V 交流、230V 交流和 270V 交流输入数据。

表表 2. 在在 190V 交交流流输输入入下下使使用用 MOSFET 和和超超快快速速二二极极管管的的性性能能数数据据

VINAC (V) IINAC (A) PINAC (W) PF THDi (%) VOUT (V) IOUT (A) POUT (W) 效效率率 (%) 调调节节 (%)190 0.60 81.7 0.716 15.82 392.8 0.20 78.2 95.68 0190 0.97 165.9 0.901 11.94 392.7 0.41 160.7 96.84 -0.03190 1.35 244.6 0.953 3.37 392.6 0.61 237.8 97.20 -0.05190 1.75 323.1 0.971 5.07 392.6 0.80 314.9 97.45 -0.05190 2.16 402.0 0.980 6.19 392.6 1.00 392.5 97.63 -0.05190 4.25 801.0 0.991 4.55 392.6 2.00 784.8 97.98 -0.05190 6.39 1202.0 0.990 3.28 392.6 3.00 1177.7 97.98 -0.05190 8.54 1599.0 0.986 3.19 392.7 3.99 1565.8 97.92 -0.03190 10.75 2003.0 0.981 3.35 392.9 4.99 1959.7 97.84 0.03190 12.83 2419.4 0.993 1.64 392.9 6.02 2365.3 97.76 0.03190 14.95 2822.7 0.994 1.76 393.0 7.02 2757.3 97.68 0.05190 17.06 3225.4 0.995 2.62 393.0 8.01 3147.9 97.60 0.05190 18.14 3435.1 0.996 2.39 393.1 8.52 3350.0 97.52 0.08

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空空白白



www.ti.com.cn 测试结果





VINAC (V) IINAC (A) PINAC (W) PF THDi (%) VOUT(V) IOUT (A) POUT (W) 效效率率 (%) 调调节节 (%)230 0.62 81.3 0.569 18.74 392.3 0.20 77.2 94.96 -0.05230 0.90 165.6 0.802 22.51 392.3 0.41 160.2 96.75 -0.05230 1.18 244.4 0.901 10.20 392.3 0.61 237.6 97.21 -0.05230 1.49 322.4 0.941 6.39 392.3 0.80 314.8 97.65 -0.05230 1.82 401.2 0.960 3.54 392.3 1.00 392.4 97.81 -0.05230 3.52 799.0 0.987 4.88 392.3 2.00 784.6 98.20 -0.05230 5.26 1198.0 0.990 4.00 392.4 3.00 1177.7 98.31 -0.03230 7.00 1592.0 0.989 3.65 392.5 3.99 1565.4 98.33 0230 8.78 1994.0 0.987 3.63 392.6 4.99 1958.5 98.22 0.03230 10.56 2406.9 0.991 1.67 392.6 6.02 2363.8 98.21 0.03230 12.30 2808.6 0.993 1.87 392.7 7.02 2755.2 98.10 0.05230 14.04 3208.3 0.994 2.21 392.7 8.01 3145.9 98.06 0.05230 15.78 3612.3 0.995 2.40 392.8 9.01 3537.6 97.93 0.08


VINAC (V) IINAC (A) PINAC (W) PF THDi (%) VOUT (V) IOUT (A) POUT (W) 效效率率 (%) 调调节节 (%)270 0.72 81.5 0.421 44.76 392.3 0.20 76.9 94.39 -0.05270 0.92 165.3 0.663 40.20 392.3 0.41 159.9 96.76 -0.05270 1.13 243.8 0.801 29.18 392.4 0.61 237.4 97.38 -0.03270 1.34 321.8 0.886 16.68 392.4 0.80 314.7 97.80 -0.03270 1.60 400.3 0.927 7.87 392.4 1.00 392.4 98.02 -0.03270 3.02 797.0 0.978 4.84 392.4 2.00 784.6 98.45 -0.03270 4.48 1195.0 0.988 4.61 392.4 3.00 1177.6 98.54 -0.03270 5.94 1588.0 0.990 4.17 392.5 3.99 1565.4 98.57 0270 7.43 1987.0 0.990 4.10 392.6 4.99 1958.5 98.57 0.03270 8.96 2399.2 0.992 1.99 392.6 6.02 2363.5 98.51 0.03270 10.43 2798.1 0.993 2.06 392.6 7.02 2754.5 98.44 0.03270 11.92 3198.5 0.994 2.35 392.7 8.01 3145.5 98.34 0.05270 13.41 3599.4 0.994 2.51 392.7 9.01 3536.7 98.26 0.05

空空白白

空空白白

空空白白







空空白白

表 5 所示为在 230V 交流输入下使用 IGBT 和超快速二极管的数据。

表表 5. 在在 230V 交交流流输输入入下下使使用用 IGBT 和和超超快快速速二二极极管管的的性性能能数数据据

VINAC (V) IINAC (A) PINAC (W) PF THDi (%) VOUT (V) IOUT (A) POUT (W) 效效率率 (%) 调调节节 (%)230 0.55 45.0 0.354 16.39 392.5 0.10 41.1 91.33 -0.05230 1.95 409.3 0.914 8.34 392.5 1.01 398.4 97.34 -0.06230 3.61 807.2 0.971 5.86 392.4 2.01 790.0 97.87 -0.07230 5.32 1206.2 0.985 3.90 392.5 3.01 1182.1 98.00 -0.05230 7.09 1616.4 0.991 3.65 392.5 4.03 1584.8 98.04 -0.05230 8.83 2017.6 0.993 3.63 392.7 5.02 1977.8 98.03 -0.01230 10.58 2419.1 0.994 2.64 392.6 6.02 2369.6 97.95 -0.02230 12.34 2823.2 0.995 1.86 392.8 7.02 2764.0 97.90 0.04230 14.10 3227.3 0.995 2.47 392.8 8.01 3155.9 97.79 0.03230 15.88 3637.1 0.996 2.24 393.3 9.00 3551.9 97.66 0.15







6.1.2 不不同同线线路路条条件件对对应应的的效效率率和和调调节节率率

表 6 和表 7 所示为当交流输入电压发生变化时，使用 MOSFET 的效率和线路调节数据。

表表 6. 在在固固定定输输出出电电压压下下使使用用 MOSFET 的的性性能能数数据据

VINAC (V) IINAC (A) PINAC (W) PF VOUT (V) IOUT (A) POUT (W) 效效率率 (%)190 17.18 3247.7 0.995 392.9 8.01 3147.5 96.92200 16.52 3288.1 0.995 393.1 8.13 3193.9 97.14210 15.87 3316.6 0.995 393.2 8.21 3228.2 97.33220 15.33 3356.9 0.995 393.2 8.32 3273.0 97.50230 14.99 3432.6 0.996 393.3 8.52 3351.7 97.64240 14.68 3508.1 0.995 393.3 8.72 3429.6 97.76250 14.54 3619.1 0.996 393.2 9.00 3540.7 97.83260 13.97 3614.5 0.995 393.3 9.00 3540.8 97.96270 13.43 3610.5 0.996 393.3 9.00 3540.8 98.07

表表 7. 以以升升压压跟跟踪踪器器配配置置使使用用 MOSFET 的的性性能能数数据据








表 8 和表 9 所示为当交流输入电压发生变化时，使用 IGBT 的效率和线路调节数据。

表表 8. 在在固固定定输输出出电电压压下下使使用用 IGBT 的的性性能能数数据据


表表 9. 以以升升压压跟跟踪踪器器配配置置使使用用 IGBT 的的性性能能数数据据




Output Power (W)

Effi

cien

cy

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 400093%

94%

95%

96%

97%

98%

99%

D001

190-V AC230-V AC270-V AC

Output Power (W)

Effi

cien

cy

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 400096.5%

96.7%

96.9%

97.1%

97.3%

97.5%

97.7%

97.9%

98.1%

98.3%

98.5%

D004

IGBTMOSFET





6.1.3 空空载载功功率率

在启用 PFC 控制器的情况下，需要注意不同交流输入电压对应的空载功率。表 10 和表 11 以表格形式显示

了采用固定输出和升压跟踪器配置的结果。

表表 10. 固固定定输输出出下下的的空空载载功功率率

VINAC (VAC) IINAC (mA) PINAC (W) VOUT (V) POUT (W) 空空载载功功率率 (W)120 260.0 2.3 389.5 0.69 1.61150 320.0 2.4 389.5 0.69 1.71180 379.0 2.3 389.5 0.69 1.61230 476.0 2.3 389.5 0.69 1.61270 557.0 2.5 389.5 0.69 1.81

表表 11. 采采用用升升压压跟跟踪踪器器配配置置的的空空载载功功率率

VINAC (VAC) IINAC (mA) PINAC (W) VOUT (V) POUT (W) 空空载载功功率率 (W)120 259.0 1.3 292.0 0.39 0.91150 317.0 1.4 315.7 0.45 0.95180 377.0 1.6 336.1 0.51 1.09230 477.0 2.3 370.3 0.62 1.68270 558.0 2.6 397.7 0.72 1.88

6.2 性性能能曲曲线线

6.2.1 效效率率曲曲线线

图 2、图 3、图 4 和图 5 所示为采用和不采用升压跟踪器配置时，系统效率测量值随交流输入电压的变化情

况。这些图象还比较了使用 MOSFET 和 IGBT 后效率的改善情况。

图图 2. 使使用用 MOSFET 时时，，不不同同负负载载条条件件下下的的效效率率图图 3. MOSFET 和和 IGBT 的的效效率率比比较较



Output Power (W)

Pow

er F

acto

r

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 40000.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

1.1

D002

190-V AC230-V AC270-V AC

Output Power (W)

TH

Di

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 40000.25%

1.25%

2.25%

3.25%

4.25%

5.25%

6.25%

7.25%

8.25%

9.25%

D003

190-V AC230-V AC270-V AC

Input Voltage (VAC)

Effi

cien

cy

180 200 220 240 260 28096.5%

96.7%

96.9%

97.1%

97.3%

97.5%

97.7%

97.9%

98.1%

98.3%

D005

Boost FollowerFixed Output

Input Voltage (VAC)

Effi

cien

cy

180 200 220 240 260 28096.5%

96.7%

96.9%

97.1%

97.3%

97.5%

97.7%

97.9%

98.1%

D006

Boost FollowerFixed Output





图图 4. 使使用用 MOSFET 时时，，效效率率与与交交流流输输入入电电压压间间的的关关系系图图 5. 使使用用 IGBT 时时，，效效率率与与交交流流输输入入电电压压间间的的关关系系

6.2.2 PF 和和 THDi 曲曲线线

图 6 和图 7 所示为在负载发生变化的系统中，PF 和 THDi 的测量值。

图图 6. 不不同同负负载载条条件件对对应应的的功功率率因因数数图图 7. 不不同同负负载载条条件件对对应应的的 THDi







6.3 功功能能波波形形

6.3.1 启启动动和和关关断断波波形形

图图 8. 在在 230V 交交流流输输出出下下以以固固定定输输出出启启动动图图 9. 在在 230V 交交流流输输出出下下以以固固定定输输出出关关断断

图图 10. 半半载载条条件件下下的的输输入入电电压压与与输输入入电电流流的的关关系系图图 11. 满满载载条条件件下下的的输输入入电电压压与与输输入入电电流流的的关关系系







6.3.2 浪浪涌涌电电流流波波形形

图 12 和图 13 所示为系统汲取的浪涌电流。观察并记录交流输入电压为 230V 和 270V 时的浪涌电流。

图图 12. 在在 230V 交交流流输输入入下下，，以以空空载载运运行行的的浪浪涌涌电电流流图图 13. 在在 270V 交交流流输输入入下下，，以以空空载载运运行行的的浪浪涌涌电电流流

6.3.3 输输入入电电压压和和电电流流波波形形

图 14 和图 15 所示为在半载和满载条件下，230V 交流电压对应的输入电流波形。

图图 14. 在在 230V 交交流流输输入入下下，，以以半半载载运运行行的的浪浪涌涌电电流流图图 15. 在在 230V 交交流流输输入入下下，，以以满满载载运运行行的的浪浪涌涌电电流流







6.3.4 输输出出纹纹波波

如图 16 和图 17 所示，当直流输出电压为 390V 时，分别观察半载和满载条件下的纹波。

图图 16. 半半载载条条件件下下的的总总线线电电压压纹纹波波图图 17. 满满载载条条件件下下的的总总线线电电压压纹纹波波

6.3.5 开开关关节节点点波波形形

图 18、图 19、图 20 和图 21 所示为在 230V 交流电压下以满载运行时，观察到的开关节点波形以及

MOSFET 和 IGBT 波形。

图图 18. VDS1、、VDS2 和和 PFC 扼扼流流电电流流 (MOSFET) 图图 19. VGS1 和和 VGS2 (MOSFET)

图图 20. VGS1 和和 VGS2 导导通通 (IGBT) 图图 21. VGS1 和和 VGS2 关关断断 (IGBT)







6.3.6 瞬瞬态态波波形形

负载在导线长 0.2m 时进行开关，观测其瞬态性能。输出负载利用电子负载进行开关。

图 22 和图 23 所示为 VIN = 230V 交流且负载在 0.5A 至 8A 范围内逐步变化的瞬态波形；图 22 所示为负载

由 0.5A 逐步升至 8A；图 23 所示为负载由 8A 逐步降至 0.5A

图图 22. 直直流流链链路路电电压压与与直直流流链链路路电电流流的的关关系系（（电电流流由由 0.5A 逐逐步步增增至至 8A））

图图 23. 直直流流链链路路电电压压与与直直流流链链路路电电流流的的关关系系（（电电流流由由 8A 逐逐步步降降至至 0.5A））







6.4 热热性性能能测测量量

为了充分了解功率组件温度和可能的最高工作温度，电路板在没有空气流动的密闭空间中以满载运行，绘制

其在室温 (25°C) 下的热像。在采集热像前，允许电路板运行 30 分钟。

图 24 所示为功率组件在 230V 交流输入电压和 3.5kW 功率输出下的温度。

图图 24. 230V 交交流流输输入入和和 3.5kW 输输出出时时的的顶顶端端温温度度



GNDE

PGND

820pFC11

PGND

13.0k

R9

390 VDC9 Amps max

TP5

TP7

TP9

TP1

TP6

VCC

GND1

ICOMP2

ISENSE3

FREQ4

VCOMP5

VSENSE6

VCC7

GATE8

U1

UCC28180D45kHz

340kR8

332kR7

332kR6

BA

T5

4

D4

10.0kR1

275VRV1

TP8

300k

R28

1000pF

C21

D5

1N4148W-7-F

NOTES:LINE INPUT VOLTAGE: 156VRMS - 265VRMS, 47Hz - 63HzPEAK INPUT CURRENT: 30.0A

OUTPUT VOLTAGE: 390VDC nominalMAXIMUM OUTPUT POWER: 3500W

Q32N7002-7-F

Q2MMBT3906

10.0k

R15

6.8kR16

15.4

R18

10uFC19

VCC

PGND

PGND PGND

PFC SHUTDOWN CIRCUITPGND

12-15 VDC

PFC_ON

CURRENT LIMIT RESISTOR BYPASS CIRCUIT

BIAS

BIAS

PGND

1uFC17

D6

CG

RM

400

7-G

CG

RM

4007

-G

D7

10uFC20

3

1

2

Q4

BC

84

7C

LT

1G

PGNDPGND

13.7kR14

PGND

Vsense

Vsense

TP10

BOOST FOLLOWER CONTROL CIRCUIT

221R11

332kR21

340kR22

10.0kR23

BAT54D8

Heatsink HS1 for BR1,

PGND

Switch ON delay 0.2s

VDCBUS

221kR35

221kR34

221kR36

221kR37

PGND

VDCBUS

Bleeder Resistor to discharge outputWhen unit is turned-off

21

L1

029E1-001

1 2

34

L2

2.5 mH

D1 FFH30S60S

1

32 Q1

IPW

60

R09

9P

6

+1

AC2

AC3

-4

BR1

GBJ3508

BZX384-C12,115D9

10uFC25

221kR27

47.5kR31

PGND PGND PGND

340kR26

340kR25

1

2

HS1

TBD

D2

1N5406

RTN

680 uFC4

0.01R5

21.0kR38

ACsense

ACsense

NOTES:For Boost Follower Configuration:Populate R14 and Q4 and set R9 = 21.5kPopulate R5 = 0.2 Ohm

For Fixed Output Boost PFC configurationDo not populate R14 and Q4 and Set R9 = 13kDo not populate R5

1

23

Q5

2N7002-7-F

1 2

34

L3

2.5 mH

C82.2nF

BIA

S

10R13

1.00kR39

BAT54D10

PFC_ON

PFC_ON

332kR20

Recommended to use TIDA-00473 Design for Bias Supply Needs

PFC_ON

RLY-N

RLY-N

RLY-P

RLY-P

680 uFC5

680 uFC18

1

32 Q6

IPW

60

R09

9P

6

10.0kR42

22R404.7

R24

4.7R41

TP4

PGND

VCC

0.39 FμC13

8.2 FμC14

0.1 FμC16

1 FμC12

0.47 FμC24

2.2 FμC1

2.2 Fμ

C2

2.2 Fμ

C22

C92.2nF

C62.2nF

C72.2nF

C262.2nF

C232.2nF

1 2

34K1

HF105F-1/12DT-1HS

R2

B470N

100

R43

D3 FFH30S60S

0.01R4

2.7nFC15

3300pF

C1047.0kR12

62k

R29

62k

R30

62k

R32

62k

R33

10.0k

R19

6.8kR17

1 2S1

KCD3-101N

PGND

P1

L

P2

N

TP2

P3

E

1

P4

Q1,Q6,D1,D3

1

P5

ENA1

INA2

GND3

INB4

OUTB5

VDD6

OUTA7

ENB8

U2

UCC27531D220pF

C27

D12

PGND

1 Fμ

C28 D11MMDL914-TP

22R3

0

R44

NOTES:For UCC27531D Configuration:Populate R44=0 Ohm

For UCC27524A ConfigurationDo not populate R44

1 2

L4TP3

10.0kR10

0.01R45

1µFC3

F1

30A

NOTES:For MOSFET Configuration:Bias Power input by 12 VDC

For IGBT Configuration:Bias Power input by 15 VDC

5

4

1

2

3

6

J3

PEC06SAAN

VPVN

设计文件 www.ti.com.cn




7 设设计计文文件件

7.1 电电路路原原理理图图

要下载原理图，请参见 TIDA-00779 的设计文件。

图图 25. TIDA-00779 电电路路原原理理图图




www.ti.com.cn 设计文件




7.2 物物料料清清单单

要下载物料清单 (BOM)，请参见 TIDA-00779 的设计文件。

7.3 布布局局图图

要下载布局图，请参见 TIDA-00779 的设计文件。

7.4 Altium 项项目目

要下载 Altium 项目文件，请参见 TIDA-00779 的设计文件。

7.5 光光绘绘文文件件

要下载光绘文件，请参见 TIDA-00779 的设计文件。

7.6 装装配配图图

要下载装配图，请参见 TIDA-00779 的设计文件。

8 参参考考文文档档

1. 德州仪器 (TI) TIDA-00443 设计指南《适用于逆变器馈电驱动和电器的 230V、900W 功率因数调节器转换器 (PFC)》（文献编号：TIDU962）

2. 德州仪器 (TI) UCC28180EVM-573 用户指南《使用 UCC28180EVM-573 360W 功率因数校正模块》（文献编号：SLUUAT3）

3. 德州仪器 (TI) UCC28180 数据表《UCC28180 频率可编程、以连续导通模式 (CCM) 运行的升压功率因数校正 (PFC) 控制器》（文献编号：SLUSBQ5）

9 关关于于作作者者

Tao Yuan (Jason) 是德州仪器 (TI) 的一名系统工程师，负责开发面向工业领域的参考设计解决方案。他将

其在电力电子、高频 DC-DC 和 AC-DC 转换器以及模拟电路设计领域的丰富经验运用到实际工作中。他于

2007 年获得上海交通大学集成电路设计与制造硕士学位。








http://www.ti.com/lit/pdf/TIDU962

http://www.ti.com/lit/pdf/SLUUAT3

http://www.ti.com/lit/pdf/SLUSBQ5

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关关于于 TI 参参考考设设计计的的重重要要声声明明

德州仪器（“TI”）公司的参考设计仅供协助设计人员（“设计人员”）开发包含 TI 产品的系统。TI 未执行任何测试，在已发布的文档中针对特定参考设计所专门描述的测试除外。

TI 提供参考设计以及任何其他技术、应用或设计建议、质量特性、可靠性数据或其他信息或服务并不会扩展或更改 TI 针对 TI 产品发布的适用的担保或担保免责声明，TI 提供此类参考设计或其他信息，也不会产生任何额外的义务或责任。

TI 保留对其参考设计或其他信息进行更正、增强、改进以及其他更改的权利。

设计人员理解并同意，设计人员仍要对设计其系统和产品时运用的独立分析、评估和判断负责，同时全权负责保证其产品的安全性以及其产品（以及用于设计人员此类产品的所有 TI 产品）符合适用的所有法律法规以及适用的其他要求。设计人员表示，对于其应用，已具备创建或实施相关防护措施所需的所有专业知识，能够 (1)预料故障引发的危险后果；(2) 监视故障及其后果；(3) 降低可能引发危害的故障的几率并采用适当的措施。设计人员同意，在使用或分发包含 TI 产品的任何系统之前，设计人员应对此类系统进行全面测试，并按此类 TI 产品在此类系统中的预期用途对 TI 产品的功能进行全面测试。设计人员不可将任何 TI 产品用于关乎性命的医疗设备，除非已由各方获得授权的管理人员签署专门的合同对此类应用专门作出规定。关乎性命的医疗设备是指出现故障会导致严重身体伤害或死亡的医疗设备（例如生命保障设备、心脏起搏器、心脏除颤器、人工心脏泵、神经刺激器以及植入设备）。此类设备包括但不限于，美国食品药品监督管理局认定为 III 类设备的设备，以及在美国以外的其他国家或地区认定为同等类别设备的所有医疗设备。

设计人员仅在开发包含 TI 参考设计中确定的 TI 产品的最终产品时，才有权使用、复制及修改独立的 TI 参考设计。然而，不会明示或暗示地以禁止反言或其他任何方式授予其他任何 TI 知识产权的许可，也不会授予 TI 或其他任何第三方的任何技术或知识产权的许可，包括但不限于任何专利权、版权、屏蔽作品权或与使用 TI 产品或服务的任何组合设备、机器或流程相关的其他知识产权。TI 所发布的与第三方产品或服务有关的信息不能构成使用此类产品或服务的许可或与其相关的保证或认可。使用参考设计或前述的其他信息可能需要获得第三方专利权或其他知识产权的许可，或 TI 的专利权或 TI 其他知识产权的许可。

TI 参考设计及其他前述信息均按“原样”提供，并且可能包含错误。对于参考设计或参考设计的使用，TI 拒绝作出任何明示或暗示的担保或保证，包括但不限于对准确性或完整性、所有权、任何常见故障担保以及试销性的任何暗示担保、对特定用途的适用性以及不侵犯任何第三方的知识产权进行保证。

对于任何索赔，包括但不限于任何关于 TI 参考设计中所述产品的任何组合或基于此组合的侵权索赔，TI 不应承担任何责任，也不应为设计人员提供辩护或赔偿。对于与参考设计或使用参考设计相关或由参考设计或使用参考设计而造成的任何实际、直接、特殊、附带、间接、惩罚性、偶发、从属或惩戒性损害，不管 TI 是否获悉可能会产生上述损害，TI 概不负责。

TI 半导体产品标准销售条款 (http://www.ti.com/sc/docs/stdterms.htm) 适用于封装的集成电路产品的销售。其他条款可能适用于其他类型 TI产品及服务的使用或销售。

对于因设计人员不遵从本声明所述条款和内容导致的任何损害、成本、损失和/或债务，设计人员应承担全部责任，TI 及其代表不承担任何责任。重要声明

邮寄地址：上海市浦东新区世纪大道 1568 号中建大厦 32 楼，邮政编码：200122Copyright © 2016 德州仪器半导体技术（上海）有限公司

http://www.ti.com/sc/docs/stdterms.htm

重重要要声声明明

德州仪器(TI) 及其下属子公司有权根据 JESD46 最新标准, 对所提供的产品和服务进行更正、修改、增强、改进或其它更改，并有权根据JESD48 最新标准中止提供任何产品和服务。客户在下订单前应获取最新的相关信息, 并验证这些信息是否完整且是最新的。所有产品的销售都遵循在订单确认时所提供的TI 销售条款与条件。

TI 保证其所销售的组件的性能符合产品销售时 TI 半导体产品销售条件与条款的适用规范。仅在 TI 保证的范围内，且 TI 认为有必要时才会使用测试或其它质量控制技术。除非适用法律做出了硬性规定，否则没有必要对每种组件的所有参数进行测试。

TI 对应用帮助或客户产品设计不承担任何义务。客户应对其使用 TI 组件的产品和应用自行负责。为尽量减小与客户产品和应用相关的风险，客户应提供充分的设计与操作安全措施。

TI 不对任何 TI 专利权、版权、屏蔽作品权或其它与使用了 TI 组件或服务的组合设备、机器或流程相关的 TI 知识产权中授予的直接或隐含权限作出任何保证或解释。TI 所发布的与第三方产品或服务有关的信息，不能构成从 TI 获得使用这些产品或服务的许可、授权、或认可。使用此类信息可能需要获得第三方的专利权或其它知识产权方面的许可，或是 TI 的专利权或其它知识产权方面的许可。

对于 TI 的产品手册或数据表中 TI 信息的重要部分，仅在没有对内容进行任何篡改且带有相关授权、条件、限制和声明的情况下才允许进行复制。TI 对此类篡改过的文件不承担任何责任或义务。复制第三方的信息可能需要服从额外的限制条件。

在转售 TI 组件或服务时，如果对该组件或服务参数的陈述与 TI 标明的参数相比存在差异或虚假成分，则会失去相关 TI 组件或服务的所有明示或暗示授权，且这是不正当的、欺诈性商业行为。TI 对任何此类虚假陈述均不承担任何责任或义务。

客户认可并同意，尽管任何应用相关信息或支持仍可能由 TI 提供，但他们将独力负责满足与其产品及在其应用中使用 TI 产品相关的所有法律、法规和安全相关要求。客户声明并同意，他们具备制定与实施安全措施所需的全部专业技术和知识，可预见故障的危险后果、监测故障及其后果、降低有可能造成人身伤害的故障的发生机率并采取适当的补救措施。客户将全额赔偿因在此类安全关键应用中使用任何 TI 组件而对 TI 及其代理造成的任何损失。

在某些场合中，为了推进安全相关应用有可能对 TI 组件进行特别的促销。TI 的目标是利用此类组件帮助客户设计和创立其特有的可满足适用的功能安全性标准和要求的终端产品解决方案。尽管如此，此类组件仍然服从这些条款。

TI 组件未获得用于 FDA Class III（或类似的生命攸关医疗设备）的授权许可，除非各方授权官员已经达成了专门管控此类使用的特别协议。

只有那些 TI 特别注明属于军用等级或“增强型塑料”的 TI 组件才是设计或专门用于军事/航空应用或环境的。购买者认可并同意，对并非指定面向军事或航空航天用途的 TI 组件进行军事或航空航天方面的应用，其风险由客户单独承担，并且由客户独力负责满足与此类使用相关的所有法律和法规要求。

TI 已明确指定符合 ISO/TS16949 要求的产品，这些产品主要用于汽车。在任何情况下，因使用非指定产品而无法达到 ISO/TS16949 要求，TI不承担任何责任。

产产品品应应用用

数字音频 www.ti.com.cn/audio 通信与电信 www.ti.com.cn/telecom放大器和线性器件 www.ti.com.cn/amplifiers 计算机及周边 www.ti.com.cn/computer数据转换器 www.ti.com.cn/dataconverters 消费电子 www.ti.com/consumer-appsDLP® 产品 www.dlp.com 能源 www.ti.com/energyDSP - 数字信号处理器 www.ti.com.cn/dsp 工业应用 www.ti.com.cn/industrial时钟和计时器 www.ti.com.cn/clockandtimers 医疗电子 www.ti.com.cn/medical接口 www.ti.com.cn/interface 安防应用 www.ti.com.cn/security逻辑 www.ti.com.cn/logic 汽车电子 www.ti.com.cn/automotive电源管理 www.ti.com.cn/power 视频和影像 www.ti.com.cn/video微控制器 (MCU) www.ti.com.cn/microcontrollersRFID 系统 www.ti.com.cn/rfidsysOMAP应用处理器 www.ti.com/omap无线连通性 www.ti.com.cn/wirelessconnectivity 德州仪器在线技术支持社区 www.deyisupport.com

IMPORTANT NOTICE

Mailing Address: Texas Instruments, Post Office Box 655303, Dallas, Texas 75265Copyright © 2016, Texas Instruments Incorporated

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