· web viewa v indexű vezérlőjelek az a. és e. ábrákban térvektoros iszm vezérlőt (space...

HajtásszabályozásokBMEVIVEM175

Schmidt, IstvánVeszprémi, Károly

Created by XMLmind XSL-FO Converter.

Hajtásszabályozásokírta Schmidt, István és Veszprémi, Károly

Publication date 2012Szerzői jog © 2011


AjánlásA Szerzők köszönetet mondanak Dr. Hunyár Mátyás címzetes egyetemi tanárnak a lektorálási munkáért és az értékes tanácsokért, Écsi Antalnénak a szövegszerkesztési munkáért, Wibling Ilonának az ábrák elkészítéséért.


Tartalom Előszó .................................................................................................................................................. 61. Bevezetés ............................................................................... Error: Reference source not found2. Kommutátoros egyenáramú hajtások ............................................................................................... 3

1. Külső gerjesztésű egyenáramú motor ..................................................................................... 32. Áramirányítós egyenáramú hajtások ...................................................................................... 5

2.1. Hálózati kommutációs áramirányítós egyenáramú hajtások ..................................... 52.2. Szaggatós egyenáramú hajtások .............................................................................. 102.3. Áramszabályozók megoldásai, megvalósításai. ...................................................... 122.4. Mezőgyengítéses tartománnyal kibővített üzem ..................................................... 17

3. Háromfázisú szinkron és aszinkron gépek Park-vektoros egyenletei ............................................ 194. Állandómágneses, szinuszmezős szinkrongépes hajtások ............................................................. 23

1. Üzemmódok, üzemi tartományok és határok ....................................................................... 242. Mezőorientált áramvektor szabályozás ................................................................................ 26

2.1. Megoldási módok .................................................................................................... 262.2. Háromfázisú, kétszintű ISZM feszültséginverter .................................................... 272.3. Áramvektor szabályozások ...................................................................................... 29

2.3.1. ISZM vezérlős áramvektor szabályozások ................................................. 302.3.2. 4.2.3.2 Hiszterézises áramvektor szabályozások ................................. 34

5. Rövidrezárt forgórészű aszinkrongépes feszültséginverteres hajtások .......................................... 371. Mezőorientált táplálási módok ............................................................................................. 372. Állandósult szinuszos mezőorientált üzem .......................................................................... 403. Mezőorientált üzem megvalósítási módjai ........................................................................... 42

3.1. Mezőorientált áramvektor szabályozás ................................................................... 423.2. Gépmodellek ............................................................................................................ 46

4. Közvetlen nyomatékszabályozás .......................................................................................... 486. Kétoldalról táplált feszültséginverteres aszinkrongépes hajtások ................................................. 53

1. Mezőorientált áramvektor szabályozás ................................................................................ 547. Feszültséginverteres hajtások hálózati áramirányítói .................................................................... 60

1. Feszültséginverter kapcsolású hálózati áramirányító ........................................................... 601.1. Hálózati áramirányító hálózatorientált áramvektor szabályozása ........................... 61

8. Rövidrezárt forgórészű aszinkrongépes áraminverteres hajtások .................................................. 651. Tirisztoros áraminverteres hajtások ...................................................................................... 65

1.1. Mezőorientált áramvektor szabályozás ................................................................... 662. Impulzusszélesség modulációs áraminverteres hajtások ...................................................... 68

9. Áramirányítós szinkronmotoros hajtás .......................................................................................... 7110. Kapcsolt reluktancia motoros hajtás .......................................................................................... 7711. Fordulatszám és pozíciószabályozás .......................................................................................... 80

1. Fordulatszám szabályozás .................................................................................................. 802. Pozíciószabályozás ............................................................................................................. 83

12. Gyakorlati alkalmazások ............................................................................................................ 881. Lendítőkerekes energiatároló hajtás ................................................................................... 882. Járművek villamos hajtásai ................................................................................................ 92

2.1. Mozdony .................................................................................................................. 922.2. Trolibusz .................................................................................................................. 94

3. Szélgenerátorok .................................................................................................................. 954. Gázturbinás szinkrongenerátor egység indítása ................................................................. 995. Számítási példa ................................................................................................................ 101


Hajtásszabályozások

Irodalomjegyzék .............................................................................................................................. 102


ElőszóA Hajtásszabályozások című elektronikus jegyzet a BME Villamosmérnöki és Informatikai Kar (VIK) MSc mesterképzésében a Villamos gépek és hajtások szakirány hallgatói számára készült. A jegyzet a mai gyakorlatnak megfelelően a teljesítményelektronikából és villamos motorból álló félvezetős villamos hajtások korszerű hajtás specifikus és feladat specifikus szabályozásainak elméleti és gyakorlati vizsgálatával foglalkozik.

A tananyag összeállításakor feltételeztük a Villamos gépek, a Villamos hajtások, a Teljesítményelektronika és a Szabályozástechnika tématerületek alapvető ismeretét. Ezeken túlmenően a háromfázisú félvezetős hajtások szabályozástechnikai vizsgálatához feltétlenül szükséges a Park-vektoros, térvektoros (space vector) számítási módszer alapjainak a tudása. Valamennyi szükséges ismerettel rendelkeznek azok a hallgatók, akik a BME VIK BSc alapképzésében a Villamos Energetika szakirányon végeztek.

Az elektronikus jegyzet ábra anyagának nagy része több éven keresztül sokszorosított oktatási segédlet formájában állt a hallgatók rendelkezésére.

A jegyzetet az oktatásbeli hasznosításon túl végzett, szabályozott villamos hajtásokat készítő, vagy alkalmazó szakemberek is eredményesen használhatják.

A jegyzet ismeretanyaga bővíthető a végén található irodalomjegyzék segítségével.

Budapest, 2011.

Dr.Schmidt István

professzor emeritus

Dr.Veszprémi Károly

egyetemi tanár


1. fejezet - BevezetésHajtásszabályozásokban villamos hajtásokkal megvalósított mozgásszabályozásokkal (Motion Controllal) foglalkozunk. Merev és kotyogásmentes mechanikájú hajtási láncban egytengelyes modell hozható létre. A redukálás történhet a villamos motor, vagy a mechanikai terhelés oldalára. Az 1.1. ábra a forgó mozgású motor tengelyére redukált egytengelyű modellt mutatja.

1.1. ábra: Egytengelyű modell a motor tengelyén. a. Modell, b. Pozitív irányok, c. Üzemi negyedek.

Az ábrában m a motor, m t a terhelés nyomatéka, θ m a motor, θ t a terhelés tehetetlenségi nyomatéka, w a motor tengelyének szögsebessége, α a szögelfordulása. Állandó θ=θ m +θ t eredő tehetetlenségi nyomatékot feltételezve a mozgásegyenletek:

(1.1.a,b)

Itt m d a dinamikai (gyorsító) nyomaték. Az (1.1.a) összefüggés Newton II. törvénye forgó mozgásra. A dw/dt szöggyorsulás, a w szögsebesség és az α szögelfordulás mozgás jellemzők a motor m nyomatékával szabályozhatók. Az m t terhelő nyomaték zavaró jelként fogható fel.

Korszerű szabályozott villamos hajtás az 1.2. ábrának megfelelően villamos motorból, teljesítményelektronikából és hajtás szabályozóból (információ elektronikából) áll.

1.2. ábra: Szabályozott villamos hajtás blokkvázlata.

A hajtásszabályozó általában alárendelt struktúrában működik. Pozíció szabályozást feltételezve az 1.3. ábra mutatja a hajtásszabályozó blokkvázlatát. Cél az α a pozíció alapjel követése.

1.3. ábra: Alárendelt struktúrájú pozíció szabályozó kör.

Az alárendelt struktúrának megfelelően a pozíció szabályozó adja a w a szögsebesség alapjelet, a fordulatszám szabályozó adja az m a nyomaték alapjelet, a nyomaték szabályozó adja az i a áram alapjelet. Az áram szabályozó a v vezérlő jellel működteti a teljesítményelektronikát. Az α a pozíció, a w a szögsebesség, az m a nyomaték, az i az áram ellenőrző jele. Az áram szabályozás hajtás specifikus, a pozíció szabályozás hajtás független (feladat specifikus). A fordulatszám szabályozás általában hajtás független, de léteznek hajtás specifikus (sensorless) megoldásai is. Direkt nyomaték szabályozás általában nincs, mivel a nyomaték szabályozás visszavezethető áramszabályozásra. Áram szabályozás mindig van. Célja a nyomaték és esetleg a fluxus szabályozása, továbbá a túlterhelés (túláram) elleni védelem.

Minden korszerű berendezésben megtalálhatók a szabályozott villamos hajtások, a fejlett országokban a megtermelt villamos energia kb. felét használják fel.


Bevezetés

A következőkben először hajtás specifikus áram és nyomaték szabályozásokkal foglalkozunk, egyenáramú, szinkron, aszinkron és reluktancia motorokat feltételezve. Majd a feladat specifikus fordulatszám és pozíció szabályozásokat tárgyaljuk és bemutatunk néhány gyakorlati alkalmazást.

A szinkron és aszinkron motoros hajtások közül csak a korszerű, széleskörűen elterjedt közbülső egyenáramú körös frekvenciaváltós hajtások szabályozásával foglalkozunk.


2. fejezet - Kommutátoros egyenáramú hajtásokElőször az egyenáramú motorokat, majd az ezeket tápláló teljesítményelektronikát, végül az áramszabályozókat tárgyaljuk.

1. Külső gerjesztésű egyenáramú motorA gyakorlatban külső gerjesztésű, állandómágneses és soros gerjesztésű egyenáramú motorokat alkalmaznak. A következőkben kompenzált külső gerjesztésű motort tételezünk fel. Ennek a helyettesítő vázlata egytengelyes modellben az 2.1. ábrán látható.

2.1. ábra: Helyettesítő vázlat.

2.2. ábra: Mechanikai jelleggörbék.

A motor bemenőjelei az u kapocsfeszültség és a ϕ=f(i g ) fluxus, kimenő jelei az i armatúra áram, az m nyomaték, a w szögsebesség és az α szögelfordulás, zavaró jel az m t terhelő nyomaték. ϕ=const. és θ=const. feltételezéssel kapott hajtásegyenleteket foglaljuk össze a (2.1-2.5) összefüggésekben:

u(t)=Ri(t)+L·di(t)/dt+u b (t), u(s)=Ri(s)+Lsi(s)+u b (s). (2.1.a,b)

u b (t)=kϕw(t), u b (s)=kϕw(s). (2.2.a,b)

m(t)-m t (t)=θ·dw(t)/dt, m(s)-m t (s)=θsw(s). (2.3.a,b)

m(t)=kϕi(t), m(s)=kϕi(s). (2.4.a,b)

w(t)=dα(t)/dt, w(s)=sα(s). (2.5.a,b)

Az a oszlop az idő függvényében kapott lineáris differenciál egyenletrendszert, a b oszlop a Laplace transzformáltakra kiadódó algebrai egyenletrendszert adja meg. A p m =mw mechanikai teljesítmény a (2.2.a és 2.4.a) összefüggéseket figyelembe véve p m =u b i alakban is számítható, mivel elhanyagoltuk a forgórésznél


Kommutátoros egyenáramú hajtások

keletkező kefe, vas, súrlódási és ventillációs veszteségeket. Állandósult állapotban di/dt=0 és dw/dt=0. Ezeket figyelembe véve az a oszlop összefüggéseiből kifejezhető a hajtás W(M) mechanikai jelleggörbéje:

(2.6.a,b)

Adott M nyomatéknál a W szögsebesség eszerint U-val, ϕ-vel és R-rel változtatható (az utóbbi veszteséges). Szabályozott hajtásokban alapvetően az U kapocsfeszültséget (a W 0 =U/kϕ üresjárási szögsebességet) változtatják. A ϕ fluxussal (mezőgyengítéssel) az átfogható W-M tartományt bővítik. A 2.2. ábra 4/4-es üzemet feltételezve mutatja az U=const. és ϕ=const. melletti lineáris W(M) mechanikai jelleggörbéket normál (ϕ=ϕ n , -U n ≤U≤U n ) és mezőgyengítéses (U=U n , vagy U=-U n , ϕ<ϕ n , ϕ=ϕ n │W 0n /W 0 │≈ϕ n │W n /W│) tartományokra. Az ábrában bejelöltük az I=±I n névleges áramhoz tartozó tartós terhelhetőségi határt is. Pl. a W>0 és M>0 negyedben normál tartományban maximum M=M n =kϕ n I n névleges nyomaték, a mezőgyengítésesben maximum P m =MW=U b I=M n W n =P n névleges teljesítmény engedhető meg.

A (2.1-2.5) egyenletek b oszlopa alapján felírható:

(2.7.a,b)

összefüggéseket figyelembe véve felrajzolható az állandó fluxusú egyenáramú gép hatásvázlata (2.3.ábra, T v

=L/R az armatúraköri villamos időállandó).

2.3. ábra: Hatásvázlat ϕ=const. mellett.

Lineáris rendszerre alkalmazható a szuperpozíció, így pl. a w szögsebesség

(2.8)

szerint számolható. Az ebben szereplő Y wu és Y wmt átviteli függvények a hatásvázlat alapján meghatározhatók:

(2.9)

(2.10)

Itt T m =θR/(kϕ) 2 =-θ·dW/dM az m t =const. melletti elektromechanikai időállandó,

egyenértékű időállandó, a csillapítási tényező. Ha ξ>1 (azaz T m >4T v ), akkor aperiódikus, ha ξ<1 (azaz T m <4T v ), akkor lengő beállású a hajtás egységugrásszerű kapocsfeszültség, illetve terhelőnyomaték változásokra. Az s=0-val (t=∞-nel) kapott átviteli tényezők megegyeznek az állandósult üzemre érvényes (2.6.a) összefüggésbeli tényezőkkel. A 2.3. ábra belső részére gyakran alkalmazzák a feszültség dimenziós (2.4. ábra), vagy a relatív egységes (2.5. ábra) hatásvázlatokat. Az utóbbiban dimenzió nélküliek a névleges értékekre vonatkoztatott mennyiségek: u’=u/U n , i’=i/I n , ϕ’=ϕ/ϕ n , m=m/M n , w’=w/W 0n , R’=RI n /U n , T in =θW 0n /M n =θW 0n W n /P n a névleges indítási idő, T m /T in =(W 0n -W n )/W 0n =R’. A motorokra



T v és T m néhány század, T in néhány tized sec.

2.4. ábra: Feszültség dimenziós hatásvázlat.

2.5. ábra: Relatív egységes hatásvázlat.

2. Áramirányítós egyenáramú hajtásokAz egyenáramú motort a 2.6. ábrának megfelelően az ÁI áramirányító táplálja. Az áramirányító lehet AC/DC hálózati kommutációs egység, vagy DC/DC egyenáramú szaggatós egység. Mind a két esetben az áramirányító lüktető u kapocsfeszültségének az u k középértéke és ezáltal a hajtás w=w k szögsebessége folyamatosan változtatható. Most is érvényes a (2.6) összefüggés csak az U k, I k, M k középértékekkel kell számolni. A

szögsebesség lüktetése a (1.1.a)-ból adódó integrálás miatt elhanyagolható, w=w k . Az i áram és az m nyomaték lüktetéseinek csillapítására gyakran L F induktivitású és R F ellenállású fojtótekercset iktatnak az áramirányító és a motor kapcsai közé. Emiatt pl. a (2.6.a) képletben R helyett R+R F -fel kell számolni.

2.6. ábra: Áramirányítós egyenáramú hajtás.

2.1. Hálózati kommutációs áramirányítós egyenáramú hajtásokAC/DC hálózati kommutációs áramirányítóként ipari hajtásban leggyakrabban hatütemű, háromfázisú, szimmetrikusan vezérelt tirisztoros hídkapcsolást alkalmaznak. Ebben az esetben az u feszültségnek az i áramnak és az m nyomatéknak a lüktetési frekvenciája f 0 =6f h =6·50 Hz=300 Hz, az ütemidő

. A helyettesítő vázlatot a 2.7. ábra, a kimenő U k (I k ) jelleggörbét a 2.8. ábra mutatja.



2.7. ábra: Háromfázisú tirisztoros hídkapcsolású egyenáramú hajtás.

2.8. ábra: Háromfázisú tirisztoros híd U k (I k ) jelleggörbéje.

A 2.7. ábrában az áramirányító transzformátort (vagy kommutáló fojtótekercset) helyettesítő képével tüntettük fel. A 2.8. ábrában I k r =f(α) kritikus áram a folytonos és a szaggatott vezetés határa. Az I k >I kr áramnál (pl. az 1 jelű pontban) folytonos, az I k <I kr -nél (pl. a 2 jelű pontban) szaggatott a vezetés. Az I. negyedben egyenirányító a IV. negyedben váltóirányító (inverter) üzemben van. R=R F =0 közelítéssel U k =U b és így a 2.8. ábra ϕ=const. mellett közelítőleg a W(M) mechanikai jelleggörbéket is mutatja. Mint látható a tirisztoros hidas hajtás 2/4-es üzemre (I. és IV. negyed az 1.1.c. ábrában) képes.

Folytonos vezetéskor lineáris az U k (I k ) jelleggörbe:

(2.11.a,b,c)

Itt

a maximális folytonos üzemű feszültség középértéke, R f =(3/π)ω h L t a fedés miatti fiktív ellenállás (U tm a fázisfeszültség csúcsértéke, ω h =2πf h a hálózati körfrekvencia).

Folytonos vezetésű tranziensekre (2.9.a. ábra) a 2.9.b. közelítő helyettesítő ábra rajzolható fel a mérvadó középértékekre.



2.9. ábra: Folytonos vezetésű tranziens üzem. a. Áram/nyomaték pillanatértékének és középértékének időfüggvénye. b. Helyettesítő vázlat.

Ez alapján tranziensekre középértékekkel a (2.1.a)-hoz hasonló armatúra köri feszültség egyenlet írható fel:

(2.12)

(2.13.a,b)

Az α gyújtásszög bemenő jelre cosα miatt a (2.12) egyenlet nemlineáris, emiatt kis változásokra kell áttérni és linearizálni kell. Állandó fázis feszültség amplitúdót (állandó U km -t) feltételezve u ko csak α-tól függ:

(2.14)

Laplace transzformáció és rendezés után:

(2.15.a,b)

T ve =L e /R e . A w szögsebességnél és az u b belső feszültségnél elhagyjuk a középértékre utaló k indexet, mivel ezek nem tudják követni az f o =6f h =300Hz-es nyomaték lüktetést (w=w k , u b =u bk ). A (2.15) összefüggéseket és a 2.3. ábrát figyelembe véve felrajzolható a folytonos vezetésre érvényes hatásvázlat (2.10. ábra).

2.10. ábra: Tirisztoros hídkapcsolású DC hajtás hatásvázlata folytonos vezérlésre.

Ebben az tényezővel figyelembe vettük a holtidőt is, mivel Δu k0 csak a gyújtásokat követően változik.

Az átlagos holtidő. Látható a hatásvázlatból, hogy szükség van a GV gyújtásvezérlő

átviteli tényezőjére is. Itt u v a gyújtásvezérlő bemenő jele, analóg megoldásnál a GV vezérlő feszültsége. Szokás a gyújtásvezérlőt nemlineárisra úgy kialakítani, hogy cosα arányos az u v vezérlőjellel. Ekkor a GV és az ÁIF nemlinearitása kiejti egymást, azaz u v és u ko között lineáris lesz a kapcsolat.

Szaggatott vezetésnél nemlineáris az U k (I k ) jelleggörbe (2.8. ábra). Ilyenkor tranziensben az i k ugrásszerű változásra képes, mivel az i áram minden ütem elején nulláról indul, és minden ütem végén nullává válik. Ezt szemlélteti Δα gyújtásszög csökkentésre a 2.11. ábra.



2.11. ábra: Az áram pillanatértékének és középértékének időfüggvénye szaggatott vezetéskor.

A T 0 ütemidőre átlagolt középértékekkel a 2.6. és 2.8. ábrák alapján az alábbi feszültség egyenlet írható fel:

(2.16)

Induktivitások nem szerepelhetnek, mert i k ugorhat. Linearizálni kell, mivel a 2.8. ábra szerint u k az α-nak és az i k -nak nemlineáris függvénye:

(2.17)

A (2.16) egyenletet linearizálva, Laplace transzformálva és rendezve:

(2.18.a,b,c)

Ezt figyelembe véve felrajzolható a szaggatott vezetésre a hatásvázlat.

2.12. ábra: Tirisztoros hídkapcsolású DC hajtás hatásvázlata szaggatott vezetésre.

R esz (2.18.b) jóval nagyobb mint R e (2.13.a). Ez abból következik, hogy mind az R ÁI , mind az R ÁISZ a statikus U k (I k ) jelleggörbe adott pontbeli (pl. a 2.8. ábra 1 és 2 jelű pontjai) meredekségével arányos és R ÁISZ

>>R ÁI .

A 2.10. és 2.12. ábrából megállapítható, hogy lényeges eltérés van a folytonos és a szaggatott vezetésre érvényes hatásvázlat között. Ebből következik, hogy másfajta áramszabályozóra van szükség a kétféle üzemmódban. A T h holtidőt az áramszabályozás vizsgálatánál elhanyagoljuk.

A háromfázisú tirisztoros hidas egyenáramú hajtás (2.7., 2.8. ábra) 2/4-es üzemre (I. és IV. negyedek a 2.2. ábrában) képes. Az áramszabályozó kör blokkvázlatát a 2.13. ábra szemlélteti. A (2.4.a) összefüggésnek megfelelően az áramszabályozás, közvetett nyomaték szabályozásnak felel meg.

2.13. ábra: Áramszabályozó kör blokkvázlata 2/4-es üzemben.



Mind az i a áram alapjel, mind az i áram ellenőrzőjel csak pozitív lehet. Az áramszabályozó kör megvalósítja a nyomaték szabályozást (m a ≥0 lehet), az áramkorlátozást (I korl ) és a gyújtásszög korlátozást (0≤α≤α max =150-160 0 , U vkorl ).

4/4-es üzemhez két tirisztoros híd szükséges, ezeket a gyakorlatban ellenpárhuzamosan kapcsolják (2.14. ábra). Az ÁI1 áramirányító i>0, az ÁI2 i<0 motor áramra képes.

2.14. ábra: Ellenpárhuzamos (antiparalel) kapcsolású 4/4-es hajtás.

A két készlet áramirányító áramszabályozása megvalósítható körárammentes és köráramos vezérléssel.

A 2.15.ábra a körárammentes vezérlés blokkvázlatát mutatja. A köráram logika a K1 és K2 elektronikus kapcsolókon keresztül biztosítja, hogy mindig csak az egyik áramirányító kap gyújtást. Ezáltal ilyenkor nem alakulhat ki köráram és így nem kellenek az L k köráram korlátozó fojtótekercsek. A GV1 gyújtásvezérlőt u v1 =u v , a GV2-t u v2 =-u v jel vezérli. Az utóbbi előjelfordítás azért kell, hogy az ellenkező forgásirányú, de megegyező üzemmódú negyedekben (I-III hajtás, II-IV fékezés, 1.1.c. ábra) ugyanúgy működjön a két áramirányító.

2.15. ábra: Áramszabályozó kör 4/4-es, körárammentes üzemben.

A 2.16. ábra egy olyan tranziens folyamatot szemléltet, amikor az 1.3. ábrának megfelelően az m a nyomaték alapjelet egy külső fordulatszám szabályozó szolgáltatja. Feltételeztük, hogy az 1 jelű pillanatban az n a

fordulatszám alapjelet ugrásszerűen csökkentettük. M t =const. terhelő nyomaték esetén az 1 jelű hajtási pontról a 3 jelű hajtási pontra áll át a hajtás úgy, közben fékez. Itt az i k armatúra áram irányváltásai között T 0 =1-2ms körüli árammentességet kell biztosítani az előzőleg vezető tirisztorok szigetelő képességeinek feléledése céljából. A T 0 idő és az ilyenkor elkerülhetetlen szaggatott vezetések lassítják az i k áram irányváltását. A 2 jelű pontban az i k áram vékonyan bejelölt túllendülése elkerülhető, ha az u b =kϕw-nek megfelelő α 2 -t állítunk be. Körárammentes esetben lassan, több ms alatt megy végbe az armaturaáram irányváltása.



2.16. ábra: Tranziens folyamat. a. Az idő függvényében, b. A w(m k ) síkon.

A 2.17. ábra a köráramos vezérlés blokkvázlatát mutatja. Ekkor mindig mind a két áramirányító kap gyújtást. Alapesetben az a cél, hogy a két áramirányító által kiadott u 1 és u 2 feszültségek középértékei megegyezzenek. Ez u k =u ko közelítéssel (2.9.b. ábra)

(2.19.a,b)

2.17. ábra: Áramszabályozó kör 4/4-es köráramos üzemben.

A két áramirányító gyújtásszögére kapott α 1 +α 2 =180 o szabály következtében pl. α max =150 o -ból α min =30 o

következik. Emiatt ilyenkor romlik az áramirányítók kihasználtsága, mivel ez az üzem csak a cosα max =-0,87≤u k0

/U km ≤0,87=cosα min tartományban lehetséges. Az U 1k és U 2k középértékek megegyezése ellenére az u 1 és u 2

feszültségek pillanatértékben eltérnek egymástól, emiatt köráram alakul ki, amit az L k induktivitások korlátoznak. A köráram következtében ilyenkor gyorsabb a motor i áramának az irányváltása mint körárammentes üzemben. Létezik α 1 +α 2 >180 o -os köráramszegény vezérlés és köráram szabályozás is. Az utóbbihoz két áramszabályozó kell és az egyik i ka -ra, a másik i a +i ka -ra szabályoz (i a a motor áram alapjele, i ka

a köráram alapjele).

Valamennyi ismertetett áramszabályozás (2.13., 2.15., 2.17 . ábrák) a motor áramának az i k középértékét (2.9., 2.11. ábrák) és ennek megfelelően a nyomatékának is az m k =kϕi k középértékét szabályozza.

2.2. Szaggatós egyenáramú hajtásokA DC/DC szaggató (chopper) lehet 1/4-es, 2/4-es és 4/4-es a 2.18.b. ábra szerinti U k (I k ) síkon. E fejezetben csak a 4/4-es változattal foglalkozunk, mivel ezt alkalmazták széles körben állandómágneses egyenáramú motorral szervo- és robothajtásokban. A kapcsolási vázlatot a 2.18.a. ábra mutatja.



2.18. ábra: 4/4-es szaggatós DC hajtás. a. Kapcsolási vázlat, b. U k , I k tartományok.

A két hídágból felépített kapcsolás egy három állású áramirányító. A hídágak vezérlésénél ügyelni kell arra, hogy egy hídágban mindig csak egy tranzisztor (IGBT) legyen bekapcsolva. Ha összegyújtanánk a két (pl. a T1 és T2) tranzisztort, akkor PN kapocszárlat jönne létre. Ideális T1-T4 tranzisztorokat és D1-D4 diódákat feltételezve a kimenő u feszültség +U e , -U e és 0 értékeket vehet fel. E három feszültség közötti nagyfrekvenciás kapcsolgatással a feszültség középértéke -U e ≤u k ≤U e tartományban folyamatosan változtatható. Ez az eljárás az ISZM impulzus szélesség moduláció (PWM pulse width modulation). Megkülönböztetünk unipoláris és bipoláris üzemet, a bipoláris üzem az u=0 feszültséget nem alkalmazza (2.19.ábra). A feszültség középértéke bipoláris üzemben u k =(2b-1)U e , unipolárisban u k =±bU e (0≤b=t b /T u

≤1).

2.19. ábra: Feszültség alakok. a,b. Unipoláris üzem, c. Bipoláris üzem.

Az u feszültség lüktetési frekvenciája f u =1/T u a gyakorlatban több kHz, emiatt az i armatúra áram simításához általában nincs szükség soros fojtótekercsre, elegendő az armatúra L induktivitása. 4/4-es szaggatóval nincs szaggatott vezetés, az i k =0 középértékű áram is folytonos vezetésű. Veszteségmentes energiaátalakítási láncot feltételezve a közepes teljesítmények: P m k =M k W=P k =U k I k =P e k =U e I ek . Motoros hajtás üzemben I ek >0, generátoros fék üzemben I ek <0.

Az áramszabályozás célja a nyomaték igénynek megfelelő i a =m a /kϕ áramalapjel hibamentes, Δi=i a -i=0 hibájú követése. Ez az állásos 4/4-es szaggató következtében nem lehetséges. A (2.1.a) feszültség egyenletből, i=i a -Δi összefüggést figyelembe véve, kifejezhető az áramhiba deriváltja (sebessége):

(2.20.a,b)

Az e fiktív feszültség, RΔi=0 közelítéssel élve, az i=i a hibamentes követéshez tartozó folytonos kapocsfeszültséget jelenti. Minden pillanatban 3 kapocsfeszültség (+U e , -U e , 0) közül választhat az áramszabályozó. Ha optimális a választás, akkor kis hibával (kis kapcsolási frekvencia mellett) követi az i áram az i a alapjelet (i körüllengi i a -t).

A gyakorlatban kétféle áramszabályozási mód terjedt el: az impulzus szélesség modulátoros (ISZM) és a hiszterézises.

Az impulzus szélesség modulátoros áramszabályozás blokkvázlata a 2.20.a. ábrán látható. Ebben SZI egy hagyományos, pl. PI típusú áramszabályozó, ISZM egy impulzus szélesség modulátor. Az ISZM modulátor állítja elő az u v vezérlőjelből a v1-v4 kétszintű állásos vezérlő jeleket. A szaggatóknál az ISZM modulátor hasonló szerepet tölt be, mint a hálózati kommutációs áramirányítóknál a GV gyújtásvezérlő. Az ISZM



modulátor működhet ellenütemű, vagy alternatív vezérléssel. Az ellenütemű ISZM vezérlés bipoláris üzemet, az alternatív ISZM vezérlés unipoláris üzemet eredményez. Mind a kettőre jellemző, hogy az u v vezérlőjellel arányos a szaggató által kiadott u feszültség u k középértéke. Analóg ISZM modulátoroknál az

(2.21)

összefüggésben szereplő A u az ISZM modulátoros szaggató feszültségerősítésű tényezője. Az ISZM modulátoros áramszabályozás az armatúra áram i k középértékét szabályozza.

2.20. ábra: Áramszabályozási módok. a. ISZM modulátoros, b. Hiszterézises.

A hiszterézises áramszabályozás blokkvázlata az 2.20.b. ábrán látható. Ekkor SZI egy hiszterézises típusú áramszabályozó, amelyik közvetlenül előállítja a v1-v4 kétszintű vezérlő jeleket. Nincs szükség az SZI áramszabályozó és a SZAGGATÓ között közvetítő elemre (ISZM modulátorra), mivel mind a két egység állásos típusú. A hiszterézises áramszabályozás az armatúraáram i pillanatértékét szabályozza.

2.3. Áramszabályozók megoldásai, megvalósításai.4/4-es szaggatós egyenáramú hajtás analóg ISZM modulátoros áramszabályozó körének feszültség dimenziós hatásvázlatát mutatja a 2.21. ábra. A Motor+Terhelés rész a 2.4.ábrának felel meg, R * az áramérzékelő Ω dimenziójú átviteli tényezője, A i =R*/R, Δi k =i a -i k az áramhiba. Először feltételezzük, hogy az áram tranziensek olyan gyorsak, hogy ezalatt a szögsebesség és a belső feszültség nem változik. Az U b +u b

=kϕW+kϕw szerint felírt belső feszültségből a második tag zérus. Ennek megfelelően a kis változásokra felrajzolt 2.21. ábrában az áramszabályozó kör vizsgálatakor az u b -ről vett visszacsatolás elhanyagolható.

2.21. ábra: Áramszabályozó kör hatásvázlata kis változásokra.

A gyakorlatban alkalmazott PI típusú SZI áramszabályozó átviteli függvénye:

(2.22)

Megfelelő K sz , T sz beállítással az áramszabályozó körből kiejthető a T v villamos időállandó. Így a felnyitott áramszabályozó kör átviteli függvénye:

(2.23.a,b,c)

A zárt áramszabályozó kör átviteli függvénye egytárolós tag:



(2.24)

Ennek megfelelően a szabályozott i k áram T i -vel késve követi az i a alapjelet:

(2.25.a)

(2.25.b)

A Δi k áramhiba (2.25.b) utolsó egyenlősége akkor igaz, ha i a =const. Ekkor Δi k exponenciálisan változik:

(2.26)

A gyakorlatban a felhasználó megadja a T i követési időt (szervo hajtásokban ez 1ms körüli). Ezt ismerve a PI típusú SZI szabályozót a következők szerint kell beállítani (2.23.b,c):

(2.27.a,b)

Példaként vizsgáljuk meg az áramalapjel

(2.28)

szerinti ugratásának a hatását. A jellegzetes időfüggvényeket mutatja a 2.22. ábra. A 2.22.a. ábrában az áramszabályozó kör lineáris tartományban működik, a 2.22.b. ábrában kezdetben betelítődik.

Lineáris működéskor t>0-ra az alábbi összefüggések érvényesek:

(2.29.a)

(2.29.b)

(2.29.c)

A lineáris üzem feltétele, hogy a (2.29.c)-vel számított u k feszültség a -U e ≤u k ≤+U e tartományba essen. Ha ΔI o

=I v -I o nagyobb a ΔI 0max =T i ·(U e -U b -RI 0 )/L értéknél, akkor u k (t=+0)>U e kellene a lineáris üzemhez. Ilyenkor egy ideig telített üzem lesz.



2.22. ábra: Áramalapjel ugrás követése. a. Lineáris tartomány, b. Telített tartomány.

Telített 0<t<t tartományban U k =U e (2.22.b. ábra). Ilyenkor az i k áram az I p =(U e -U b )/R végértékhez tart exponenciálisan T v időállandóval:

(2.30)

A t* időpontban . A telítést követő t>t* lineáris tartományban (2.29.a)-hoz hasonló az áram

(2.31)

ha a t=t* pontban feszültséget ír elő a PI szabályozó integrátora. Ez úgy biztosítható, hogy a telítés alatt az u v =u vp +u vI vezérlő feszültség integráló részét u vI =(U b +Ri k )/A u szerint megvezetjük. Közelítő megoldásként az integrátor kimenetét megtartjuk azon az értéken, amelyen a telítés kezdetekor volt (ez a példában u vI =(U b +Ri 0 )/A u ).

Szervo motoroknál miatt nem jogos az u b belső feszültség változásának az elhanyagolása az 2.21. ábrában. Ilyenkor a szögsebességről vett visszacsatolással (2.23. ábra) kompenzálható az u b hatása az áramszabályozó körre. Ha u k kapocsfeszültség u b részét a kompenzáló visszacsatolás írja elő, az áramszabályozó passzív R-L kört lát maga előtt:

(2.32)



2.23. ábra: Kompenzáló visszacsatolás alkalmazása.

Hálózati kommutációs áramirányítós egyenáramú hajtásban pl. a 2.13. ábrában az ISZM modulátor szerepét a GV gyújtásvezérlő tölti be. A T h holtidőt elhanyagolva folytonos vezetésű üzemben ugyanúgy kell beállítani a PI típusú áramszabályozót, mint 4/4-es szaggatónál (2.27). A 2.10. hatásvázlat alapján A u szerepét

, T v szerepét T ve =L e /R e tölti be. Mivel most f o =300 Hz az ütem frekvencia és

az ütemidő így T i ≈10 ms körülire választható a gyakorlati tapasztalatok alapján (ez kb. egy nagyságrenddel nagyobb, mint a 4/4-es szaggatónál). Ha azt akarjuk, hogy szaggatott vezetésű üzemben is (2.24) legyen az áramszabályozó kör átviteli függvénye, akkor a 2.12. hatásvázlatot figyelembe véve I típusú áramszabályozó kell:

(2.33.a,b)

(2.33.b)-nél feltételeztük, hogy . Ha a hajtás folytonos és szaggatott vezetésben is működik (ilyen pl. a 2.15. ábra szerinti körárammentes 4/4-es hajtás), akkor adaptív SZI áramszabályozó kell, amelyik struktúrát (PI→I) és az integrátorban paramétert ( ) képes váltani az üzemmód függvényében.

4/4-es szaggatós egyenáramú hajtás hiszterézises áramszabályozásakor megengedünk egy ±ΔI szélességű tolerancia sávot az i a alapjel körül. Az analóg hiszterézises áramszabályozó érzékeli azt a pillanatot, amikor a Δi=i a -i áramhiba eléri a ±ΔI sáv szélét (mintavételesnél azt, amikor először kilépett a tolerancia sávból). Ezt követő kiértékelési eljárásban kiválasztja a 3 értékű a kapocsfeszültségből (+U e , -U e , 0) a legmegfelelőbbet. Ez az új u a Δi hibát visszaviszi a tolerancia sáv belsejébe (2.24. ábra). Ez a módszer az áram i pillanatértékét szabályozza. A gyakorlatban a 2.25. ábra szerinti áram kétpontszabályozás terjedt el, amikor a szaggató által kiadott u feszültség csak a Δi áramhibától függ.

2.24. ábra: Hiszterézises analóg áramszabályozás időfüggvényei bipoláris üzemben.



2.25. ábra: Áram kétpontszabályozás blokkvázlata.

Az SZI áramszabályozóból és a SZAGGATÓ-ból álló egység lehet kétállású (2.26.a., b. és c. ábrák) és háromállású (2.26.d. ábra). A 2.26.a. ábra bipoláris, a b., c. és d. ábrák unipoláris üzemet eredményeznek. Az a. és a d. változatok mind a 4 negyedben (2.18.b. ábra) működőképesek, a b. változat csak az I. és II. negyedben (U k ≥0) a c. változat csak a III. és IV. negyedben (U k ≤0) működőképes.

2.26. ábra: Az u(Δi) hiszterézises karakterisztikák áram kétpontszabályozásnál.a, b, c. Kétállású változatok, d. Háromállású megoldás.

A 4/4-es üzemre képes a. és d. változat más i a alapjel követést eredményez. Ez látható a 2.27. ábrából, ami a 2.18.b. ábra A állapotból a B állapotba való átmenetet szemlélteti i a =const. áram alapjel mellett.

2.27. ábra: Forgásirányváltás i a =const. áram alapjel mellett. a. Kétállású áramszabályozó, b. Háromállású áramszabályozó.

Az i áram kétállású áramszabályozónál az i a körüli ±ΔI sávban, háromállásúnál az u b =kϕw belső feszültség előjelétől függően vagy csak a +ΔI, vagy csak a -ΔI sávban van. Ennek az oka az, hogy a 2.26.d. ábrának megfelelően az u=0 növelheti és csökkentheti is az i áramot, illetve a Δi áramhibát:

(2.34.a,b)

Megállapítható, hogy az i áram i k középértéke kétállású áramszabályozónál i k i ≌ a megegyezik az alapjellel,

háromállásúnál eltér attól.

Valamennyi áram kétpontszabályozó robusztus csak a ΔI tolerancia sávszélesség állítható, analóg megvalósításkor túllendülésmentes beállást biztosít. A ΔI-nek van egy minimális értéke, amit a tranzisztorok (2.18. a. ábra) kapcsolási frekvenciája korlátoz. A feszültség (áram, nyomaték) lüktetési frekvenciája a 2.19. ábra szerint f u =1/T u =1/(t b +t k ). A t b és a t k időre R≈0 közelítéssel felírt (2.1.a) feszültségegyenletekből kifejezhető a lüktetési frekvencia bipoláris (f ub ) és unipoláris (f uu ) üzemre:

(2.35.a,b)

A 2.26. ábra a., b. és c. megoldásainál ΔI =2ΔI, a d. megoldásnál ΔI =ΔI. A lüktetési frekvenciák maximuma mindkét esetben b=t b /T u =1/2 kitöltési tényezőnél van:

(2.36.a,b)



A lüktetési frekvenciát a feszültség középértékének függvényében a 2.28. ábra mutatja. A feszültség középértéke bipoláris üzemben u k =(2b-1)U e , unipolárisban u k =±bU e (0≤b≤1). A T1-T4 tranzisztorok (2.18.a. ábra) f k

kapcsolási frekvenciája bipoláris esetben megegyezik a lüktetési frekvenciával, unipolárisban annak a felével.

(2.37.a,b)

A 2.28. ábrát és a tranzisztorokra megengedhető f kmax kapcsolási frekvenciát figyelembe véve megállapítható a ΔI min minimális tolerancia sáv. Ennél nagyobb ΔI-t választva f k <f kmax lesz.

2.28. ábra: Lüktetési frekvencia a feszültség függvényében.

2.4. Mezőgyengítéses tartománnyal kibővített üzemPéldaként egy 2/4-es hálózati kommutációs tirisztoros hídkapcsolású áramirányítós hajtás (2.7., 2.8. ábrák) mezőgyengítésre is képes fordulatszám szabályozásának a blokkvázlatát mutatjuk be a 2.29. a. ábrában.

2.29. ábra: Mezőgyengítés. a. Fordulatszám szabályozó kör blokkvázlata, b. Gerjesztő áram alapjelképző.

A példában az ÁIG gerjesztőköri áramirányító is tirisztoros híd. (SZW szögsebesség szabályozó, SZI armatúra áramszabályozó, SZU armatúra feszültség szabályozó, SZIG gerjesztő áram szabályozó.) A gyakorlatban valamennyi szabályozó PI típusú. A mezőgyengítés kezdetét az armatúra feszültség határozza meg. Az u k <U n

(közelítőleg w<W n ) tartományban i ga =I gkorl =I gn és ennek megfelelően ϕ=ϕ n . A w>W n tartományban u k =U n , közelítőleg u b =kϕw=U bn =kϕW n , azaz ϕ≈(W n /w)·ϕ n , ϕ min ≈(W n /W max )·ϕ n . A mezőgyengítéses tartományban is az armatúra köri ÁI reagál először a folyamatokra (w a , vagy m t változásra). Ennek megfelelően ilyenkor U km >U n szükséges (2.8. ábra). Az SZU feszültség szabályozó helyett nemlineáris gerjesztőáram alapjelképző is használható (2.29.b. ábra). A vastelítést elhanyagolva a gerjesztő áram arányos a fluxussal, így a w>W n tartományban i ga =(W n /w)I gn . A normál és a mezőgyengítéses tartományt az i k -i gk síkon szemlélteti a 2.30. ábra. Az ábrában I gmin =I gn /2, a telítést elhanyagolva ϕ min =ϕ n /2, W max =2W n . A -I n ≤i k ≤I n

tartomány tartósan, az I n <i k <I meg rövid időre engedhető meg (a kommutásiós határokat nem figyelembe véve). Közönséges motornál I meg ≈1,5 I n , de szervo motornál I meg ≈5 I n is lehet.



2.30. ábra: Normál és mezőgyengítéses tartomány az i k -i gk síkon.


3. fejezet - Háromfázisú szinkron és aszinkron gépek Park-vektoros egyenleteiA háromfázisú hajtásszabályozásokat Park-vektorokkal (röviden vektorokkal) tárgyaljuk. Az egyszerűsítés kedvéért tekercselt, hengeres, szimmetrikus forgórészű szinuszmezős gépet tételezünk fel. Mind az állórész, mind a forgórész csillagba van kapcsolva és a csillagpont nincs kivezetve (3.1. ábra).

3.1. ábra: Háromfázisú szimmetrikus gép. a. Koncentrált állórész és forgórész tekercsek, b. Koordináta rendszerek valós tengelyei.

A a, b, c. jelölések a fázisokra utalnak, az állórész mennyiségei index nélküliek, a forgórészé r indexűek. A tranziensekre is érvényes vektoros gépegyenleteket egyszerűen felírhatjuk saját (természetes) koordináta rendszerben:

állórész:

(3.1.a,b)

forgórész:

(3.1.c,d)

Ebben az állórész vektorai állórészhez, a forgórész vektorai forgórészhez rögzített koordinátarendszerben vannak, R az állórész, R r a forgórész ellenállása, L az állórész, L r a forgórész induktivitása, L m a kölcsönös (főmező) induktivitás. A tekercsfluxus (röviden fluxus) egyenletekben szereplő e j α tényezők kiküszöbölhetők, ha közös koordinátarendszert alkalmazunk. A saját és a közös koordinátarendszerbeli (*-os jelzésű) mennyiségek, pl. áramvektorok kapcsolata (3.1.b. ábra):

állórész:

(3.2.a,b)

forgórész:

(3.2.c,d)

Ezeket figyelembe véve felírhatók közös koordinátarendszerben a gépegyenletek:


Háromfázisú szinkron és aszinkron gépek Park-vektoros

egyenleteiállórész:

(3.3.a,b)

forgórész:

(3.3.c,d)

Itt w=dα/dt a forgórész, w k =dα k /dt a közös koordinátarendszer szögsebessége. A fluxus egyenletek egyszerűsödtek, a feszültség egyenletek bonyolódtak. A (3.3) gépegyenleteknek megfelelő helyettesítő vázlatok a 3.2. ábrán láthatók.

3.2. ábra: Helyettesítő vázlatok közös koordinátarendszerben. a. Fluxusokra, b. Feszültségekre.

A fluxusokra érvényes helyettesítő kép olyan mint egy transzformátoré. L s az állórész, L rs a forgórész szórási

induktivitása, L=L m +L s , L r =L m +L rs . A főmező fluxus mind az állórésszel, mind a forgórésszel kapcsolódik. A 3.2.a, b. ábrák 1:1-es hatásos menetszámra való redukálást tételeznek fel. A hajtásszabályozási gyakorlatban a forgórész mennyiségeit ehhez képest tovább redukálják az alábbiak szerint:

(3.4.a-d)

Az a fiktív áttételt a=L m /L r <1-re választva L’ rs =0 a forgórész szórási induktivitás (3.3.a. ábra), a=L/L m >1-re választva L’ s =0 az állórész szórási induktivitás (3.3.b. ábra).

3.3. ábra: Módosított helyettesítő vázlatok.a. Forgórész szórás zérus, b. Állórész szórás zérus.

L’ az állórész tranziens induktivitása, σ az eredő szórási tényező:

(3.5.a,b)

A következőkben közös koordinátarendszert és módosított helyettesítő vázlatokat használunk, de a * és a ’ jelöléseket (L’, u’ és ψ’ kivételével) elhagyjuk. Pl. a forgórész szórás eltüntetésével kapott helyettesítő vázlatokat mutatja a 3.4. ábra.



egyenletei

3.4. ábra: Helyettesítő vázlatok közös koordinátarendszerben, zérus rotor szórással. a. Fluxusokra, b. Feszültségekre.

Szokás aszinkron gépnél a redukált rotor fluxust tranziens induktivitás mögötti (röviden

tranziens) fluxusnak, a feszültséget tranziens feszültségnek nevezni. A 3.4. ábrának megfelelő gépegyenletek:

állórész:

(3.6.a,b)

forgórész:

(3.6.c,d)

Ezek az egyenletek kalickás és csúszógyűrűs aszinkron gépekre és hengeres, szimmetrikus forgórészű szinkrongépekre érvényesek. Ez utóbbi azt jelenti, hogy a d hossz és a q keresztirányú szinkron induktivitások

és szubtranziens induktivitások megegyeznek: L d =L q és . Szinkron gépekre a 3.5. ábra mutatja fluxusokra a szokásos helyettesítő vázlatokat. A 3.5.a. ábra a 3.4.a-nak felel meg, a 3.5.b. ábra a (3.6.b,d) összefüggésekből kapott

(3.7)

egyenletnek felel meg. Ebben L d =L”+L m a szinkron induktivitás, a szubtranziens

fluxus vektor, a forgórész áramvektorral arányos pólus fluxus vektor.

3.5. ábra: Szinkrongép helyettesítő vázlatai fluxusokra.a. Áramgenerátoros forgórész, b. Fluxusgenerátoros forgórész.

Szinuszos térbeli eloszlást feltételezve az indukcióra és a gerjesztésre a nyomaték az állórész fluxusvektorával ésī áramvektorával számítható:



egyenletei(3.8.a,b)

A × vektoriális a · skaláris szorzást jelent. A (3.8.a) vektorként, a (3.8.b) előjeles skalárként adja a nyomatékot.

A fenti Park-vektoros feszültség, fluxus és nyomaték egyenleteket az (1.3.a és 1.5.a) mozgásegyenletekkel kiegészítve megkapjuk a hajtás differenciál egyenlet rendszerét. A következő fejezetekben az elméleti számításoknál mindig 2p=2 pólusú gépet tételezünk fel.


4. fejezet - Állandómágneses, szinuszmezős szinkrongépes hajtásokAz ideális állandómágnes által létrehozott szinuszos mezőt a 4.1.a. ábra a d tengely irányába mutató Ψ p =const. amplitúdójú pólusfluxus vektorral (4.1.b. ábra) vesszük figyelembe, így w k =0 álló koordinátarendszerben:

(4.1)

Tekercselt forgórésznél ez áramgenerátoros táplálással lenne biztosítható. A forgórésszel együttforgó pólusfluxus vektor indukálja az állórész tekercsben az ū p pólus feszültséget:

(4.2)

4.1. ábra: Állandómágneses, szinuszmezős szinkrongép.a. Indukció mező eloszlása, b. Tekercselt állórész, állandómágneses forgórész.

A 3.4. és 3.5. ábrák alapján fluxusokra és feszültségekre nagyon egyszerű helyettesítő képek rajzolhatók (4.2.ábra). Az a. ábrából látható, hogy a állórész fluxus az ī állórész áramtól is függ:

(4.3)

Ezt figyelembe véve a (3.8.a,b) egyenletekben a nyomaték most a pólusfluxus vektorral is számítható:

(4.4.a,b)

A p m mechanikai teljesítmény, a súrlódási és a ventillációs veszteségeket elhanyagolva, (4.2) és (4.4.b) figyelembe vételével az alábbiak szerint is számítható:

(4.5)


Állandómágneses, szinuszmezős szinkrongépes hajtások

4.2. ábra: Helyettesítő vázlatok. a. Fluxusokra, b. Feszültségekre (w k =0).

1. Üzemmódok, üzemi tartományok és határokPólusfluxus vektorhoz rögzített d-q (w k =w) koordinátarendszerben:

(4.6.a,b)

(4.7.a,b,c)

(4.8)

(4.8) alapján i q a nyomatékképző áramkomponens, ϑ p a nyomatékszög.

Inverteres táplálásnál normál és mező gyengítéses üzem szokásos.

Normál üzemben i d =0, m>0-nál i q >0, ϑ p =90 o , sinϑ p =1, m<0-nál i q <0, ϑ p =-90 o , sinϑ p =-1. Látható (4.8)-ból, hogy adott nyomatékhoz ekkor tartozik a legkisebb i áram. A normál üzemi vektorábrában (4.3.a. ábra) az áramok és fluxusok mellett berajzoltuk az alapharmonikus feszültségeket is. Állandósult állapotot és ω 1 =2πf 1

=w alapharmonikus körfrekvenciát tételeztünk fel, továbbá a feszültségbe, az áramokban és a fluxusokban

elhanyagoltuk az inverteres táplálás miatti felharmonikusokat. Ennek megfelelően pl. a által

indukált feszültség (4.2)-höz hasonlóan számítható: (az 1 index alapharmonikust jelöl).

Az indukált feszültségvektor amplitúdója a fenti közelítésekkel:

(4.9.a,b)

A 0 index normál, i d =0 üzemre utal. Ha a 4.2. ábrában R≈0 közelítéssel élünk, akkor az indukált feszültség megegyezik a kapocsfeszültséggel u i10 ≈u 10 . Adott nyomatéknál (i q =(2/3)m/Ψ p ) ψ 0 = const., u i10 pedig a w-vel arányos. Az u i10 =U n egyenlőség (U n a névleges feszültség) kijelöli a w-m síkon a normál üzem határát, a normál üzemmel megvalósítható maximális szögsebességet:

(4.10)



4.3. ábra: Vektorábra m>0, w>0 munkapontban. a. Normál üzem, b. Mezőgyengítéses üzem.

Mezőgyengítéses üzem: A w-t tovább növelve u i10 nagyobb lenne mint U n (u i10 >U n ), ezért i d <0-val csökkenteni kell a állórész fluxusvektor amplitúdóját az armatúra visszahatás L d i d komponensével (4.3.b. ábra). Ezzel az indukált feszültség csökkenthető:

(4.11.a,b)

A szükséges i d mezőgyengítő áramkomponenst R≈0 közelítéssel az u i1 =U n egyenlőség határozza meg:

(4.12)

A legnagyobb mértékű mezőgyengítésnél Ψ p +L d I dmeg =0, azaz I dmeg =-Ψ p /L d . Ekkor (4.12)-ben a négyzetgyökjel alatt zérus van. Ebből következik, hogy R≈0 közelítésnél i d =I dmeg mellett a szögsebességgel hiperbolikusan m=(3/2)Ψ p U n /(wL d ) szerint csökken a nyomaték. A 4.4. ábrában megadjuk az üzemi tartományokat és a korlátokat is figyelembe vevő tartomány határokat.

4.4. ábra: Üzemi tartományok és határok. a. Áramvektor, b. w-m sík.

A 4.4.a. ábrából a következő tartományok és határok olvashatók ki:

0-M1 szakasz: normál m>0, ϑ p =+90°, i d =0.

0-M1-M2-0’ „négyszög” belseje: mezőgyengítés m>0, 90 o <ϑ p <180 o , i d <0.

0-G1 szakasz: normál m<0, ϑ p =-90 o , i d =0.

0-G1-G2-0’ „négyszög” belseje: mezőgyengítés m<0, -90 o >ϑ p >-180 o , i d <0.



M1-M2, G1-G2 határ: áramkorlát, i=I max .

M2-G2 határ: hosszirányú áramkorlát i d =I dmeg .

0-0’ szakasz: i q =0, m=0 mechanikai üresjárás, ϑ p =180 o .

A 4.4.b. ábrában is láthatók ezek a tartományok (M max =(3/2)Ψ p I max ). A felrajzolt w-m tartomány abc fázissorrenddel érvényes, acb fázissorrendnél a m tengelyre vett tükörképet kapjuk. Ha adott a w-m síkon a megvalósítandó munkapont, akkor a (4.8) és (4.12) összefüggések alapján meghatározható az ehhez szükséges ī áramvektor i q nyomatékképző és i d mezőgyengítő komponense. A nyomaték szabályozott hajtás blokkvázlatát a 4.5.a. ábra szemlélteti. Ebben az m a nyomaték alapjel (4.8) alapján meghatározza az i qa , az m a és a w szögsebesség (4.12) alapján pedig az i da alapjelet. Az áramvektor szabályozó a feszültség inverter teljesítményelektronikán keresztül biztosítja, hogy i q =i qa és i d =i da legyen.

4.5. ábra: Nyomaték szabályozott hajtás blokkvázlata. a. i da alapjel képzővel, b. SZU feszültség szabályozóval.

A 2.29.a. ábrához hasonlóan SZU feszültségszabályozó is előállíthatja az i da alapjelet (4.5.b. ábra). Ekkor az ū 1

alapharmonikus feszültségvektor u 1 =│ū 1 │ amplitúdóját kell a mezőgyengítéses tartományban U n -re szabályozni. SZU-t úgy kell korlátozni, hogy a normál tartományban i da =0 legyen.

2. Mezőorientált áramvektor szabályozás2.1. Megoldási módok

A pólusfluxus vektorhoz (az állandómágnes által létrehozott pólusmezőhöz) orientált áramvektor szabályozásra van szükség, mivel közvetlenül az i qa és i da áram alapjelek adottak. Fel kell oldani azt az ellentmondást, hogy az áram alapjelek d,q, az ellenőrző jelek pedig a,b,c komponensekben állnak közvetlenül a rendelkezésre. Az áramvektor szabályozáshoz megegyező típusú (azonos koordináta rendszerbeli) alap- és ellenőrző jelek szükségesek. A lehetőségeket a 4.6.b. ábrán látható koordináta transzformációs lánc szemlélteti.

Az a,b,c,d,e metszeteknek megfelelően két féle koordinátarendszerben (kr.-ben) öt féle azonos típusú alap- és ellenőrző jel állítható elő. Ennek megfelelően elvileg az alábbi áramvektor szabályozások képzelhetők el:

a metszet: pólusmezővel forgó kr. Descartes koordináták,

b metszet: pólusmezővel forgó kr. polár koordináták,



c metszet: álló kr. polár koordináták,

d metszet: álló kr. Descartes koordináták,

e metszet: álló kr. fázismennyiségek.

4.6. ábra: Áramvektor koordináták. a. Áram alapjel vektorábra. b. Koordináta transzformációs lánc.

Az a,b,c változatoknál az i d , i q és │ī│áramszabályozók és a ϑ p és α i szögszabályozók alap- és ellenőrző jelei egyenáramú jellegű mennyiségek. A d, e változatoknál az i x , i y, i a , i b , i c áramszabályozók alap- és ellenőrző jelei f 1 alapharmonikus frekvenciájúak állandósult állapotban. Megállapítható, hogy a koordináta transzformáció nem kerülhető el és az álló kr.→pólusmező kr. illetve pólusmező kr.→álló kr. közötti

transzformációhoz ismerni kell a pólusfluxus vektor α szögét. A számításigényes koordináta transzformációk számát megszabja, hogy álló kr.-ben lehet érzékelni (i a , i b , i c , α) és ugyancsak álló kr.-ben lehet beavatkozni (az inverter az állórészhez kapcsolódik), az alapjelek viszont közvetlenül pólusmező kr.-ben állnak rendelkezésre (i da , i qa ).

A gyakorlatban az a, vagy az e metszetnek megfelelően történik az áramvektor szabályozás (4.7. ábra). Az a változatnál az alapjelek, az e változatnál az ellenőrző jelek közvetlenül felhasználhatók. Az a esetben kettő, az e esetben egy kr. transzformáció szükséges.

4.7. ábra: Áramvektor szabályozás egyvonalas blokkvázlata. a. Pólusmező kr.-ben Descartes koordinátákkal (a változat), b. Álló kr.-ben fázis mennyiségekkel (e változat).

2.2. Háromfázisú, kétszintű ISZM feszültséginverterA 4.5. a. és 4.7.a.,b. ábrákból látható, hogy a motort minden esetben ISZM feszültség inverter (voltage source inverter, VSI) táplálja. Villamos hajtásos gyakorlatban kétszintű és háromszintű feszültséginvertereket alkalmaznak. Ezek U e =const. egyenfeszültségből állítják elő a változtatható f 1 frekvenciájú és u 1 amplitúdójú háromfázisú feszültséget impulzusszélesség modulációt (ISZM-et) alkalmazva.



4.8. ábra: Feszültséginverterek. a. Kétszintű elvi kapcsolás, b. Kétszintű IGBT-s és GTO-s hídág, c. Háromszintű elvi kapcsolás, d. Háromszintű GTO-s hídág.

A 4.8.a. és c. ábrák az elvi kapcsolásokat, a b. és d. ábrák a valóságos hídágakat (F az adott fázis) mutatják. Ipari hajtásokban az U e egyenfeszültséget az f h =50Hz-es háromfázisú hálózatra kapcsolt áramirányítóval állítják elő (lásd a 7. fejezetet). Kétszintűnél a 0 pont fiktív, háromszintűnél valóságos, terhelhető. Ennek megfelelően az u a0 , u b0 , u c0 feszültségek kétszintűnél két értéket (+U e /2, -U e /2), háromszintűnél három értéket (+U e ,/2, 0, -U e /2) vehetnek fel. Az állásos kapcsolókkal létrehozható állapotok száma kétszintűnél: 2 3 =8, háromszintűnél: 3 3

=27 ( általánosságban: szintszám fázisszám ). Mivel a kétszintű terjedt el széleskörűen, ezért a következőkben csak ezzel foglalkozunk. Leggyakrabban IGBT-s kétszintű feszültséginvertert (4.9.a. ábra) alkalmaznak.

4.9. ábra: Feszültséginverteres hajtás. a. IGBT-s kétszintű feszültséginverter, b. Táplálás feszültséginverter kapcsolású ÁG és ÁH áramirányítókon keresztül.

A fázisok hídágai ugyanolyanok mint a 2.18.a. ábrában. Ideális T1-T6 tranzisztorokat (IGBT-ket) és D1-D6 diódákat feltételezve az a,b,c fázisok vagy a P pozitív, vagy az N negatív sínhez kapcsolódnak. Egy hídágban vagy a felső, vagy az alsó tranzisztor kapcsolható be, az összegyújtás P-N zárlatot okoz. A bekapcsolt tranzisztor, vagy az ellenpárhuzamos visszáram dióda vezet a fázisáram irányától függően. Ez akkor igaz, ha teljesül az inverter vezérelhetőségét biztosító

(4.13)

feszültség feltétel, azaz az egyenfeszültség nagyobb mint az a,b,c pontok közötti vonali feszültség maximuma. Ellenkező esetben a visszáram diódák időnként (amikor nyitóirányú a feszültségük) kinyitnak, akkor is ha nincs bekapcsolva a paralel tranzisztor.

A következőkben feltételezzük, hogy a kétszintű va, vb, vc vezérlő jelekkel mindhárom hídágban bekapcsolunk egy tranzisztort és teljesül a (4.13) feltétel. A 4.1. táblázat mutatja, hogy a lehetséges 8 állapotban az a,b,c fázisok hogyan csatlakoznak a P és N sínhez.

4.1. táblázat: A 8 kapcsolási állapot.

k 1 2 3 4 5 6 7P 7N

a P P N N N P P N

b N P P P N N P N

c N N N P P P P N

A 8 állapothoz 7 különböző feszültségvektor tartozik az inverter kimenetén (az ū=0 kétféleképpen 7P-vel és 7N-nel hozható létre):



(4.14)

Eszerint a kétszintű feszültséginverter U e =const. esetben egy 7 állásos vektoros beavatkozó szerv. E 7 darab ū(k) vektor közötti ISZM kapcsolgatással állítható elő a kívánt ω 1 =2πf 1 körfrekvenciájú és u 1 amplitúdójú alapharmonikus feszültségvektor:

(4.15)

A 4.10. ábra mutat egy jellegzetes inverter feszültség képet.

4.10. ábra: ISZM feszültséginverter feszültségei. a. Fázisfeszültség a 0 ponthoz képest, b. Feszültségvektorok, c. Fázisfeszültség a csillagponthoz képest.

Az energiaáramlás mindkét irányban lehetséges, ha az egyenáramú kör képes rá. Ez közbülső egyenáramú körös megoldásban attól függ, hogy hogyan állítják elő az U e =const. egyenfeszültséget (7. fejezet).A legkorszerűbb 4.9.b. ábra szerinti változatban mind a villamos gép oldalán levő ÁG, mind a hálózat oldalán lévő ÁH áramirányító feszültséginverter kapcsolású. Ekkor mind a két irányban áramolhat a teljesítmény. A legegyszerűbb esetben ÁH diódás híd, amikor csak motoros üzem lehetséges. Motoros hajtás üzemben az egyenáram középértéke I ek >0, generátoros fék üzemben I ek <0. Veszteségmentes energiaátalakítási láncot feltételezve a teljesítmények középértéke a 4.9.b. ábra jelöléseivel:

2.3. Áramvektor szabályozásokCél a hajtási feladatnak megfelelő ī a áramalapjel vektor hibamentes hibájú követése. Ez az állásos feszültséginverter következtében nem lehetséges. A 3.2.b. ábra alapján felírt ū=Rī+L d ·dī/dt+ū p

feszültségegyenletből,

összefüggést figyelembe véve, kifejezhető az ū=ū(k) kapocsfeszültséghez tartozó áramhiba vektor deriváltja (sebessége):

(4.16.a,b)

Az ē fiktív feszültségvektor, közelítéssel élve, az ī=ī a hibamentes követéshez szükséges folytonos kapocsfeszültség vektort jelenti. Minden pillanatban a (4.14) szerinti 7 darab ū(k) feszültségvektor közül választhat az áramvektor szabályozó. Ha optimális a választás, akkor kis hibával (kis kapcsolási frekvencia mellett) követi az ī áramvektor az ī a alapjelet (ī körüllengi ī a -t).

A szaggatós egyenáramú hajtáshoz (2.20. ábra) hasonlóan a gyakorlatban itt is kétféle áramvektor szabályozás terjedt el: az ISZM vezérlős és a hiszterézises. Az ISZM vezérlős áramvektor szabályozásokban (4.11.a. ábra) az



ISZM feszültséginverter rendelkezik egy ISZM vezérlővel és az áramszabályozó ezen keresztül, közvetetten avatkozik be. A hiszterézises áramvektor szabályozók (4.11.b. ábra) közvetlenül vezérlik az ISZM feszültséginvertert. A 4.7.a., b. ábrákban ISZM vezérlős változatot tételeztünk fel.

4.11. ábra: Áramvektor szabályozási módok. a. ISZM vezérlős, b. Hiszterézises.

2.3.1. ISZM vezérlős áramvektor szabályozások

Az ISZM vezérlős áramvektor szabályozásnak (4.11.a. ábra) több változata létezik, attól függően, hogy az ī áramvektor melyik koordinátarendszerbeli komponensei a szabályozott jellemzők, és hogy milyen bemenő jelekkel működik az ISZM vezérlő. Ha az SZI áramszabályozók a dq komponenseket szabályozzák, akkor a 4.12.a., b. ábráknak megfelelő két változat, ha az abc komponenseket (fázisáramokat) szabályozzák, akkor a 4.12.d., e. ábráknak megfelelő két változat lehetséges. Az SZI áramszabályozók a gyakorlatban PI típusúak. A c. ábra az i d és i q komponensek előállítását szemlélteti. A v indexű vezérlőjelek az a. és e. ábrákban térvektoros ISZM vezérlőt (space vector control-t), a b. és d. ábrákban háromfázisú ISZM vezérlőt (ISZM modulátort) működtetnek. Látható, hogy minden esetben szükség van koordináta transzformációkra.

4.12. ábra: ISZM vezérlős áramvektor szabályozások blokkvázlatai.a,b,c. Szabályozók dq koordinátákban, d,e. Szabályozók abc koordinátákban.

Nézzük meg kicsit részletesebben a 4.12.a. és a 4.12.d. ábráknak megfelelő megoldásokat.

Áramvektor szabályozás dq komponensekkel, térvektoros ISZM vezérlővel (4.12.a. ábra). E megoldás részletes blokkvázlata a 4.13. ábrán látható.

Az SZID és SZIQ általában PI típusú áramszabályozók u vd és u vq kimenő jeleiből kiadódó vezérlőjel vektor arányos az ISZM feszültség inverter (a motor) ū 1 alapharmonikus feszültség vektorával, ha elég nagy az f ISZM (a kapcsolási frekvencia). A tapasztalatok szerint, ha f ISZM >20f 1 akkor ū 1 =K u ū v . Szinkrongépről lévén szó f 1 maximális értékét az n=n 1 =f 1 /p összefüggés szerint a maximális fordulatszám szabja meg. A gyakorlatban f 1max ≤100Hz, így f ISZM ≥2kHz esetén mindig élhetünk a fenti arányos közelítéssel. A térvektoros ISZM vezérlő bemenő jele az ū v vezérlőjel vektor u v amplitúdója és α v szöge, kimenő jelei a kétszintű va, vb, vc inverter vezérlőjelek. A gyakorlatban a térvektoros ISZM vezérlő mintavételes működésű és a mintavételi frekvencia megegyezik az f ISZM frekvenciával.



4.13. ábra: Áramvektor szabályozás dq komponensekkel, térvektoros ISZM vezérlővel.

Mintavételes térvektoros ISZM vezérlőt alkalmazva az n. mintavételi ciklusban -nel

(4.17.a,b,c)

alapharmonikus feszültségvektort írunk elő. K u a térvektoros ISZM vezérlővel működtetett feszültséginverter erősítési tényezője. Az ū 1 (n) vektor a szomszédos 3 db ū(k) feszültségvektor (4.14.b. ábra) megfelelő idejű bekapcsolásával állítható elő. A 4.14.a. ábrában berajzolt pillanatban ū 1 (n) az 1 jelű 60°-os szektorba mutat.

4.14. ábra: Feszültségvektorok. a. ū 1 (n) előállítása az 1 jelű szektorban, b. 60°-os szektorok.

Ekkor ū(1), ū(2) és ū(7) a három szomszédos vektor. Az ū 1 (n) vektor e három vektor idővel súlyozott súlypontjaként adódik:

(4.18)

Itt τ 1n +τ 2n +τ 7n =τ=const. a mintavételi idő, b 1n +b 2n +b 7n =1 a relatív bekapcsolások összege. A b 1n , b 2n és b 7n

relatív bekapcsolások a 4.14.a. ábra alapján felírható geometriai összefüggésekből kiszámíthatók:

(4.19.a,b,c)

Itt U 1max az elérhető legnagyobb alapharmonikus csúcsérték, ami a 4.14.a. ábra alapján:



(4.20)

A relatív bekapcsolások változását az 1 jelű szektorban a 4.15. ábra szemlélteti 0,8U 1max amplitúdójú ū 1

alapharmonikus feszültség mellett. Az előírt u 1 (n)=0,8U 1max amplitúdóval arányos a b 1n és a b 2n , az α 1 (n) szögtől függ a b 1n /b 2n hányados. A három szomszédos vektor közötti kapcsolgatásra kétféle módszer alkalmazható (4.2.táblázat).

4.15. ábra: Relatív bekapcsolások szögfüggése az 1 szektorban u 1 (n)/U 1max =0,8 mellett.

4.2. Táblázat: Kapcsolási módszerek az 1 jelű szektorban.

I. módszer II. módszer

k 1 2 7 1 2 7 1 2 7 1 2 7P 2 1 7N 1 2 7P

mintavétel

n n+1 n+2 n n+1 n+2

A I. módszernél minden mintavételi ciklusban van 1 db. kettős kapcsolás akár 7P-vel, akár 7N-nel állítjuk elő az ū(7)=0 feszültséget. Ezt szünteti meg a II. módszer az ū(1), ū(2), 7P és 7N kapcsolási sorrendjének a váltogatásával. A 4.2. táblázatot és a 4.14.b. ábrát figyelembe véve megállapítható, hogy a I. módszerrel 4 db., a II. módszerrel 3 db kapcsolás tartozik egy mintavételi ciklushoz. Azaz a II. módszert alkalmazva ¾ részére csökken a kapcsolási szám és a vele arányos kapcsolási veszteség a I. módszerhez képest.

A térvektoros ISZM vezérlő működését az 1 jelű szektorban vizsgáltuk, de a többiben is hasonlóan működik.

Áramvektor szabályozás abc fázismennyiségekkel, háromfázisú ISZM modulátorral (4.12.d. ábra). E megoldás részletes blokkvázlata a 4.16. ábrán látható.



4.16. ábra: Áramvektor szabályozás abc fázismennyiségekkel, háromfázisú ISZM modulátorral.

A SZIA, SZIB és SZIC általában PI típusú fázis áramszabályozók kimenő jelei az u va , u vb és u vc fázis vezérlő jelek (moduláló jelek). Ezekből állítja elő a háromfázisú ISZM modulátor a kétszintű va, vb, vc inverter vezérlő jeleket. A háromfázisú ISZM modulátor 3 darab egyfázisú ISZM modulátorból áll, de a modulátorok u Δ

háromszög jele (vivő jele) közös (4.17.ábra).

4.17. ábra: Háromfázisú analóg ISZM modulátor.

4.18.ábra: Analóg ISZM modulátor működése (f Δ /f 1 =9).

Analóg ISZM modulátor működését szemlélteti az a fázisra a 4.18.ábra. (A mai gyakorlatban számlálókkal megvalósított digitális ISZM modulátorokat alkalmaznak.) Amíg u va >u Δ , addig va H szinten, az a fázis a P sínen van: u a0 =+U e /2. Amikor u va <u Δ , akkor va L szinten, az a fázis az N sínen van: u a0 =-U e /2. Létezik f Δ /f 1 =const. szinkron moduláció és f Δ =const., f Δ /f 1 =var. aszinkron moduláció. Bizonyítható, hogy állandósult üzemben az inverter kimenő kapocsfeszültségében az f 1 frekvenciájú alapharmonikus mellett f Δ ±2f 1 , f Δ ±4f 1 ,…, 2f Δ ±f 1 , 2f Δ ±3f 1 ,… frekvenciájú felharmonikusok (oldal sávok) is megjelennek.

A szinkron motor az L d szinkron induktivitás következtében nagyon jó szűrő az áramra és nyomatékra nézve. Ezt szemlélteti a 4.2. ábra alapján felrajzolt 4.19. ábra. Ebben Δū és Δī a felharmonikusok eredője:



(4.21.a,b,c)

Itt ν a felharmonikusok rendszáma. Feltételeztük, hogy az ū p pólusfeszültség (4.2) tisztán alapharmonikusból áll (ω 1 =2πf 1 =w 1 =w). Ha f Δ ≥2kHz, akkor jó közelítéssel elhanyagolható a áramlüktetés és az általa okozott Δm nyomatéklüktetés (ez a 4.13. ábrabeli megoldásra is igaz, ha f ISZM ≥2kHz). A kalickás aszinkrongép (5. fejezet) is jó szűrőként viselkedik ISZM feszültséginverteres tápláláskor.

4.19. ábra: Helyettesítő képek. a. Pillanatértékekre, b. Alapharmonikusokra, c. Felharmonikusokra.

Mind szinkron, mind aszinkron modulációra jó közelítéssel igaz, hogy f Δ /f 1 >20 esetben a háromfázisú ISZM modulátorral vezérelt feszültséginverter arányos elemnek tekinthető. Pl. az a fázisra:

(4.22.a,b)

A 4.18. ábra szerint u va maximum U Δ m /2 lehet, amiből következik a legnagyobb alapharmonikus csúcsérték:

(4.23)

Ezt összevetve (4.20)-szal látható, hogy a térvektoroshoz képest kb. 15%-kal kisebb alapharmonikus feszültség kiadására képes a háromfázisú ISZM vezérlős megoldás. Növelhető az inverter kihasználtsága, ha a 4.20. ábra szerint módosított (csillagos) vezérlő jelekkel működtetjük a háromfázisú ISZM modulátort.

4.20. ábra: Vezérlőfeszültségek módosítása zérussorrendű komponenssel.

Ha az u vo zérussorrendű módosító komponenst az ábrába beírt algoritmussal számoljuk, akkor a

feszültségerősítési tényező növekszik és így , mint a térvektoros vezérlésnél.

2.3.2. 4.2.3.2 Hiszterézises áramvektor szabályozások

A hiszterézises áramvektor szabályozások közvetlenül (ISZM vezérlő nélkül) működtetik a feszültséginvertert. Vektoros szabályozásról lévén szó tolerancia sáv helyett tolerancia területet kell megadni. Működhet álló, vagy pólusmező koordinátarendszerben. A tolerancia terület álló kr.-ben kör, vagy szabályos hatszög, pólusmező kr.-ben kör, vagy négyszög lehet. Működés lehet analóg, vagy digitális.



4.21. ábra: Tolerancia területek. a. Kör, b. Hatszög.

A következőkben álló kr.-beli analóg szabályozást vizsgálunk. Az analóg hiszterézises áramvektor szabályozó érzékeli azt a pillanatot (komparálási pillanat), amikor a áramhiba vektor eléri a tolerancia terület határát. Ez ΔI sugarú tolerancia körnél feltételt, 2ΔI laptávolságú hatszögnél │Δi a

│=ΔI, vagy │Δi b │=ΔI, vagy │Δi c │=ΔI feltételt jelent (Δi a =i aa -i a , Δi b =i ba -i b , Δi c =i ca -i c a fázisáram hibák). A 4.21.a. ábrában köralakú, a 4.21.b-ben hatszög alakú a tolerancia terület. A tolerancia határ elérésének érzékelése után az adaptív változatnál a két lépésből álló eljárás kiválasztja a feszültséginverterrel megvalósítható 7 féle ū(k) kapocsfeszültség vektorból az optimálisat.

Az adaptív hiszterézises áramvektor szabályozás folyamat ábrája a 4.22. ábrán látható. A komparálási és

konvergencia feltételek köralakú tolerancia területre vonatkoznak (4.23. ábra). A az ū(k) feszültség-vektorhoz tartozó áramhiba vektor derivált (4.16.a) a t 0 komparálási pillanatban, a · skaláris szorzást jelöl. A

4.23. ábra alapján a a feltétele annak, hogy a áramhiba vektor ū(k) hatására visszamenjen a tolerancia kör belsejébe. E vektoros áram konvergencia feltétel alapján a rendelkezésre álló 7 féle ū(k) feszültségvektorból (4.14) kiválasztjuk a szóba jöhető N darabot. Általában N>1, így szükség van valamilyen kritériumra az optimális kiválasztásához. Pl. a 4.22. ábrában megadott max(T k /S k ) kritérium szerint a cél, hogy minél kevesebb S k kapcsolással minél hosszabb T k ideig maradjon bent a tolerancia területben.

4.22. ábra: Adaptív hiszterézises áramvektor szabályozás folyamatábrája.



4.23. ábra: Komparálási pillanat köralakú tolerancia területnél.

Tételezzük fel pl., hogy a 4.24. ábra tartozik a t 0 komparálási pillanathoz. A 4.24.a. ábra a (4.16.a) összefüggésnek felel meg, a b. ábrában a szaggatott vektorok az áramhiba vektor sebességei a pontban a számok az ū(k) sorszámára utalnak. A 4.24.a,b. ábrák alapján a következők állapíthatók meg: ū régi =ū(2), N=3 db.: ū(1), ū(6), ū(5), a kapcsolási számok: ū(1) választásakor S 1 =1, ū(6) választásakor S 6 =2, ū(5) választásakor S 5 =3, a legközelebbi komparálásig várható idők aránya T 1 >T 6 >T 5 . Ezeket figyelembe véve a max(T k /S k ) kritérium alapján ū új =ū(1) adódik. A gyakorlatban bonyolultsága miatt nem használják a 4.22. folyamatábrának megfelelő adaptív hiszterézises áramvektor szabályozást.

4.24. ábra: Vektorok a komparálási pillanatban. a. Feszültség vektorok, b. Áramhiba vektorok.

A gyakorlatban elterjedt, egyszerű hiszterézises áramvektor szabályozásnál az ū új feszültségvektor csak a áramhiba vektortól függ. A legegyszerűbb, hatszög tolerancia területű esetben ū(k) kiválasztása a Δi ao ,

Δi bo és Δi co fázisáram hibáktól függ. Ez a háromfázisú fázisonkénti áram kétpontszabályozás (4.25. ábra).

4.25. ábra: Háromfázisú fázisonkénti áram kétpontszabályozás blokkvázlata.

Részletesen csak az a fázist rajzoltuk fel, mivel a b és c fázisok kapcsolása hasonló. Belátható, hogy a fázisok i a

+i b +i c =0-ból adódó egymásra hatása miatt a ±ΔI fázisonkénti tolerancia sávnál nagyobb, maximum ±2ΔI hiba léphet fel fázisonként. Ez azt jelenti, hogy nem teljesül mindig a hatszögnek megfelelő vektoros áramkonvergencia feltétel. Emiatt a tolerancia hatszöget körülvevő 4.21.b. ábrában besatírozott egyenlő oldalú háromszögekbe is beléphet az ī áramvektor. Eszerint a ±ΔI tolerancia sávú fázisonkénti áram kétpontszabályozás vektorosan egy 4ΔI csúcstávolságú szabályos hatágú csillagot eredményez tolerancia területként. Ez a szabályozás egyszerű és robusztus, csak a ΔI fázisonkénti tolerancia sávszélességet kell beállítani ügyelve az inverter megengedhető kapcsolási frekvenciájára. Megjegyezzük, hogy ha a 4.25. ábrában az 0 és 0’ pontok össze lennének kötve, akkor függetlenek lennének fázisonkénti áram kétpontszabályozások és a fázisáram hibák benne maradnának a ±ΔI sávban.


5. fejezet - Rövidrezárt forgórészű aszinkrongépes feszültséginverteres hajtásokAz ilyen gép forgórészén általában rövidrezárt kalicka van. Ez a kalickás rövidrezárt forgórészű aszinkron gép helyettesíthető olyan tekercselt forgórészű géppel, amelyiknél a forgórész tekercsek ra, rb, rc kapcsai (3.1.a. ábra) rövidre vannak zárva és így ū r =0 a rotor kapocsfeszültség. Ezt figyelembe véve a w k =w forgórész koordinátarendszerben (3.6.c) alapján felírt

(5.1.a,b)

feszültségegyenletből látható, hogy az ī r rotor áramvektor csak a rotor fluxusvektor változását képes

befolyásolni. A rövidrezárt forgórész tekerccsel kapcsolódó fluxus csak lassú változásokra képes a kis R

r rotor ellenállás miatt. A rotorfluxus vektort az ī állórész áramvektorral kell létrehozni. A következőkben megvizsgáljuk az állandó rotorfluxusú mezőorientált táplálásokat.

1. Mezőorientált táplálási módokAlapvetően a rövidrezárt forgórésszel kapcsolódó fluxustól függ a kalickás aszinkrongép működése. Ennek megfelelően ilyenkor célszerű a 3.3.a. és 3.4.a. fluxusos helyettesítő képeket alkalmazni és a

koordinátarendszert az 5.1. ábrának megfelelően a rotor fluxusvektorhoz rögzíteni.

5.1. ábra: Az ī állórész áramvektor rotor fluxusvektorhoz rögzített koordinátarendszerben.

5.2. ábra: Rotorfluxus kialakulása.

Aktualizálni kell a (3.6.a-d) egyenleteketw k =w ψr =dα ψr /dt és ū r =0 behelyettesítésével:

állórész:

(5.2.a,b)

forgórész:


Rövidrezárt forgórészű aszinkrongépes

feszültséginverteres hajtások

(5.2.c,d)

Itt w r =w ψr -w a rotor fluxusvektor forgórészhez képesti szögsebessége. A rotor fluxusvektorral együttforgó ún. mező-koordinátarendszerben:

(5.3.a,b,c)

Az (5.2.c) forgórész feszültségegyenletet d valós és q képzetes részre felbontva:

(5.4.a,b)

(5.5.a,b)

Az (5.2.d) forgórész fluxusegyenletet valós és képzetes részre bontva és figyelembe véve az (5.4.b, 5.5.b) összefüggéseket:

(5.6.a,b)

(5.7.a,b)

Az (5.6.b)-ből látható, hogy a rotor fluxusvektor ψ r amplitúdója csak az i d fluxusképző áramkomponenssel változtatható, i q nincs rá hatással. Az i d változtatásakor ψ r egytárolós jelleggel T ro időállandóval késve követi az L m i d értéket a rövidrezárt forgórész fluxus változást csillapító (5.4.b) hatása miatt (5.2.ábra). Így a ψ r

amplitúdó csak lassan változtatható, mivel a T ro =L m /R r rotorköri üresjárási időállandó több tized másodperc. Emiatt jó dinamikájú hajtásnál célszerű állandó értéken tartani a rotorfluxus ψ r amplitúdóját. Ekkor dψ r /dt=0 és ψ r =L m i d következtében:

(5.8.a,b,c,d)

A (3.8.a) Park-vektoros nyomatékképlet, (5.2.b) figyelembe vételével:

(5.9)

(5.10)

Az (5.10)-ből következik, hogy az m nyomaték az i q nyomatékképző áramkomponenssel állítható be. Az m>0-

hoz i q >0 (5.1. ábra), az m<0-hoz i q <0 tartozik. Az (5.7.b)-ből kifejezhető a rotor fluxusvektor szögsebessége az állórészhez képest:




(5.11)

Az (5.6.a és 5.10) képletekből látható, hogy a kalickás aszinkrongép táplálását a rotor fluxusvektorhoz (röviden a mezőhöz) célszerű orientálni.

Az áramgenerátorosan táplált kalickás aszinkron motor mező koordinátarendszerbeli blokkvázlata az (1.1.a, 5.6.b, 5.10 és 5.11) egyenletek alapján felrajzolható az 5.3. ábra szerint. Az ábrát kiegészítettük az i a ,i b ,i c →i x ,i y →i d ,i q transzformációs dobozokkal. Mezőorientált áramgenerátoros tápláláskor e blokkvázlatnak megfelelően olyan ī=(2/3)(i a +āi b +ā 2 i c ) áramvektort eredményező i a , i b , i c áramokkal kell az aszinkron

motort táplálni, hogy az ī áramvektor irányú összetevője i d =ψ r /L m állandó legyen, a rá merőleges összetevő i q pedig a nyomatékigénnyel legyen arányos.

5.3. ábra: Áramgenerátorosan táplált kalickás aszinkron motor blokkvázlata.

Eszerint az aszinkron motor áramvektor szabályozása mező koordinátarendszerben szétcsatolódik két független i d és i q (rotorfluxus és nyomaték) szabályozókörre . Az így táplált aszinkron motor a kompenzált külső gerjesztésű egyenáramú géphez hasonlóan viselkedik. Az i d fluxusképző komponens a gerjesztőáramnak (az állandómágnesnek), az i q nyomatékképző komponens az armatúraáramnak felel meg, és i q ugyanúgy, mint az egyenáramú gép armatúra árama csak a nyomatékot befolyásolja. Hangsúlyozni kell, hogy ez a szétcsatolás csak d-q rotorfluxus koordinátarendszerben áll fenn. A mezőorientált szabályozás kritikus pontja ennek a koordinátarendszernek a meghatározása . A mezőorientáltan szabályozott hajtás bekapcsolását a ψ r rotorfluxus kialakításával (egyenáramú gépnél a gerjesztőáram bekapcsolásával) kell kezdeni, és ezt a fluxust a hajtás kikapcsolásig fenn kell tartani.

Gyakorlatban ISZM feszültséginverterrel közvetlenül a motorra jutó feszültség változtatható. A mezőorientált szabályozás megvalósítható feszültséggenerátoros táplálással is, ha az előbbi i d , i q áramok létrehozásához szükséges ū feszültséget kapcsoljuk a motorra. A feszültséggenerátoros táplálás vizsgálatához az (5.2.a) állórész feszültségegyenletben a állórész fluxus helyébe írjuk be az (5.2.b) összefüggést:

(5.12)

E feszültségegyenlet valós és képzetes része:

(5.13.a)

(5.13.b)

Látható, hogy feszültségekre nézve nincs teljes szétcsatolás a mező koordinátarendszerben, mivel az d irányú egyenlet q, a q irányú egyenlet d irányú összetevőt is tartalmaz (ún. keresztbecsatolás van). Az u d és u q

feszültségeket R-rel osztva és átrendezve a következő alakot kapjuk:




(5.14.a)

(5.14.b)

5.4. ábra: Feszültséggenerátorosan táplált kalickás aszinkron motor blokkvázlata.

Az i d és i q áramok az egyenletek baloldalán levő mennyiségeket a T’=L’/R állórész tranziens időállandóval követik (ez néhány század másodperc, azaz egy nagyságrenddel kisebb, mint T r 0 ). E két egyenletet és az 5.3. ábrát felhasználva rajzoltuk fel az 5.4. ábrán lévő blokkvázlatot (a szaggatott doboz az 5.3. ábra szaggatottan körülhatárolt részének felel meg). A blokkvázlatból következik, hogy pl. az i q komponens (az m nyomaték) változtatásához u q változtatása mellett u d változtatása is szükséges, ha közben az i d komponenst (a ψ r fluxust) állandó értéken akarjuk tartani. Mivel az inverter álló koordinátarendszerben az u a , u b , u c feszültségekkel avatkozik be, ezért a d-q koordinátarendszerbeli blokkvázlatot kiegészítettük az abc/xy és az xy/dq transzformációkkal.

2. Állandósult szinuszos mezőorientált üzemAz állandósult, szimmetrikus, szinuszos táplálású üzem is megkapható az előző fejezetben levezetett összefüggésekből. Inverteres tápláláskor az f 1 frekvenciájú alapharmonikusokra érvényesek a megállapításaink. A következőkben nagy betűkkel az állandósult üzemre, 1 indexszel az alapharmonikusra utalunk. Az alábbiakban összefoglaljuk a Ψ r1 =L m I 1d =const. üzemre érvényes összefüggéseket:

(5.15.a,b)

(5.16.a,b)

(5.17.a,b,c)

(5.18.a,b)

A fenti összefüggések alapján rajzoltuk fel a Ψ r1 =Ψ rn =const. névleges rotorfluxust feltételező áramvektor digramot (5.5.a. ábra) és mechanikai jelleggörbéket (5.6.a. ábra). Az (5.18.a) és a (2.6.a) összefüggésekből következik, hogy a W(M) mechanikai jelleggörbék (2.2. és 5.6.a. ábrák) az egyenáramú gépéhez hasonlóak, de



feszültséginverteres hajtásokaz U kapocsfeszültség szerepét az f 1 frekvencia, a ϕ fluxus szerepét a Ψ r1 rotorfluxus, az R armatúra ellenállás szerepét az R r rotor ellenállás vette át. A levezetések nélkül közölt 5.5.b. és 5.6.b. ábrák Ψ 1 =Ψ n =const. névleges állórész fluxusú üzemhez tartoznak.

5.5. ábra: Áramvektor diagramok. a. Ψ r1 =const. üzem, b. Ψ 1 =const. üzem.

5.6.ábra: Mechanikai jelleggörbék. a. Ψ r1 =Ψ rn üzem.

5.6.ábra: Mechanikai jelleggörbék. b. Ψ 1 =Ψ n üzem.

A W(M) görbék pozitív abc fázissorrendű táplálásra vonatkoznak, acb negatív fázissorrendnél megváltozik a forgásirány, az origóra vett tükörképeket kapjuk. Az f 1 frekvenciát változtatva a W(M) görbék mindkét esetben párhuzamosan eltolódnak. A Ψ r1 =const. állandó rotorfluxusú üzem a célszerűbb, mert megszűnt a W(M)

mechanikai jelleggörbék billenő tulajdonsága (Ψ 1 =const. mellett és Ψ 1 =Ψ n mellett M b =(2-2,5)M n ). Az f 1n névleges frekvencia felett nem tartható névleges értéken sem a Ψ r1 forgórész fluxus, sem a Ψ 1

állórész fluxus amplitúdó. Okok:



feszültséginverteres hajtások1. Az inverter nem képes az U 1n =U n névleges feszültségnél sokkal nagyobbat kiadni és a motor sem viselne el

az U n -nél jóval nagyobb feszültséget.

2. A P vash hiszterézis és P vasö örvényáramú összetevőkből álló állórész vasveszteség megengedhetetlen értéket érne el:

(5.19)

Ennek megfelelően f 1 >f 1n (W 1 >W 1n ) tartományban csökkenteni kell a fluxust, mezőt kell gyengíteni. Pl. a Ψ r1

rotorfluxust közelítőleg az alábbiak szerint kell változtatni a mezőgyengítéses W 1 >W 1n (közelítőleg W>W n ) tartományban:

(5.20)

Az 5.5.a. és 5.6.a. ábrák Ψ r1 =Ψ rn normál üzemre vonatkoznak. Az 5.7. ábra 4/4-es üzemet feltételezve a mezőgyengítéses üzemmel kibővített tartományokat szemlélteti a W(M) síkon (a. ábra) és az Ī 1 áramvektort a d-q koordinátarendszerben (b. ábra).

5.7. ábra: Mezőgyengítéses üzemmel kibővített tartományok. a. W(M) sík, b. Ī 1 áramvektor tartományai.

3. Mezőorientált üzem megvalósítási módjaiCél a rotorfluxus vektor ψ r amplitúdójának állandó értéken tartása szabályozottan vagy vezérelten. A gyakorlatban kétféle módszer terjedt el.

Közvetlen rotorfluxus szabályozás. Ekkor előállítják (általában gépmodellel) a

(5.21)

rotor fluxusvektor (5.1. ábra) ψ r amplitúdóját és α ψ r szögét. A ψ r rotorfluxus amplitúdót szabályozottan tartják i d -vel, az m nyomatékot pedig i q -val szabályozzák. Ennek a megoldásnak a rotor fluxusvektorhoz orientált áramvektor szabályozás (röviden mezőorientált áramvektor szabályozás) a megvalósítási módja. A következőkben csak ezzel a gyakorlatban széleskörűen elterjedt szabályozott változattal foglalkozunk.

Közvetett rotorfluxus tartás. Ekkor ψ r és α ψ r nincs közvetlenül előállítva és ψ r nincs szabályozva, csak vezérelten van tartva. Erre majd az áraminverteres hajtásoknál (8. fejezet) mutatunk egy példát.

3.1. Mezőorientált áramvektor szabályozás



feszültséginverteres hajtásokA nyomatékot mezőorientáltan szabályozó hajtás blokkvázlatát az 5.8. ábra szemlélteti. Az m a nyomaték alapjelből az (5.10) összefüggés alapján képződik a nyomatékképző áramkomponens alapjele:

(5.22)

A rotorfluxus alapjele a legegyszerűbb esetben (5.20)-nak megfelelően csak a w ψ r =w 1 =2πf 1 alapharmonikus körfrekvenciától, közelítőleg a w szögsebességtől függ (5.9.a. ábra):

(5.23.a,b)

5.8.ábra: Mezőorientált nyomaték szabályozott hajtás.a. SZΨ fluxus szabályozóval, b.SZU feszültség szabályozóval.

Az SZΨ fluxus szabályozó szolgáltatja a fluxusképző áramkomponens i da alapjelét. Ha csak normál üzem van (5.7.a. ábra), akkor SZΨ elhagyható és i da =I dn =Ψ rn /L m =const. fluxusképző áramalapjel adható. A 4.5 ábrához hasonlóan az alapharmonikus feszültségvektor u 1 amplitúdóját szabályozó SZU feszültségszabályozó is előállíthatja az i da alapjelet (5.8.b. ábra). Ez a mezőgyengítéses tartományban u 1 =U n -re szabályoz és az 5.7. ábrának megfelelően SZU felső normál üzemű korlátját I dn -re, alsó korlátját I dmin -ra kell beállítani.

Energiatakarékos üzemben a terheléstől (az m a nyomaték alapjeltől) is függhet a ψ ra fluxusalapjel. Az (5.10) nyomatékképlet ψ r =const. üzemben ψ r =L m i d , i d =icosϑ és i q =isinϑ helyettesítésekkel az alábbi alakokban is felírható:

(5.24.a,b)




5.9.ábra: Alapjelek. a. Rotorfluxus alapjel. b. Áramalapjelek m a =const.>0 mellett. c. Dinamikus és energiatakarékos áramalapjelek.

Az (5.24.a)-ból következik, hogy m=const. nyomatékhoz i d i q =const. szorzat, azaz az i d -i q síkon hiperbola tartozik. Ezt szemlélteti áramalapjelekre az 5.9.b. ábra (állandómágneses szinkrongépnél m=const.-hoz i q

=const. tartozik (4.8) alapján). Az (5.24.b)-ből kiolvasható, hogy m>0 nyomatékot minimális árammal ϑ=45°-os nyomatékszöggel lehet létrehozni. Mivel az -től függő tekercsveszteségen kívül a

-tel arányos vasveszteség is van, ezért a maximális hatásfokú energiatakarékos üzemben m>0-nál ϑ opt >45°. A ϑ opt függ az f 1 frekvenciától, mivel a vasveszteség (5.19) is függ attól. Az f 1 ≈0 körüli tartományban ϑ opt ≈45°, mivel a vasveszteség zérus, az f 1 ≈f 1n körüli tartományban ϑ opt ≈60°. Ha frekvenciától függetlenül az N névleges ponthoz (f 1n , Ψ rn =L m I dn , M n =(3/2)Ψ rn I qn ) tartozó ϑ n =arctg(I qn /I dn )=arctq(W rn T ro ) értéken tartjuk a nyomatékszöget (5.9.c. ábra), akkor egy szuboptimális energiatakarékos m>0 üzemet kapunk (a ϑ=ϑ n , W r =W rn rotorköri körfrekvenciát jelent). Ekkor az áram alapjelek a m>0, w<W n esetben

(5.25.a,b)

szerint függnek a nyomaték alapjeltől. Ilyenkor a soros gerjesztésű egyenáramú motorhoz hasonló működés alakul ki.

Ha jó dinamika a cél, akkor i da =I dn =const. a normál tartományban.

5.10.ábra: Helyettesítő vázlat (w k =0).

A kétszintű, állásos feszültséginverterrel (4.9.ábra) most sem lehetséges a hibamentes alapjel követés. A 3.4.b. ábrából átvett 5.10. ábra alapján felírt ū=Rī+L’dī/dt+ū’ feszültségegyenletből, helyettesítéssel kifejezhető az ū=ū(k)-hoz tartozó áramhiba vektor deriváltja (w k =0):

(5.26)

Az ū’ tranziens feszültség (5.21)-ből számítható:

(5.27)

Az első tag a ψ r =Ψ rn =const. normál tartományban zérus. A jól működő áramvektor szabályozó a rendelkezésre álló 7 darab ū(k) feszültségvektorból (4.14) mindig azt választja, amelyik kis kapcsolási frekvenciát és kis



feszültséginverteres hajtásokáramhibát eredményez.

Az állandómágneses szinkrongéphez hasonlóan itt is az áramalapjelek dq komponensekben, az ellenőrző jelek abc komponensekben állnak rendelkezésre és az áramszabályozáshoz azonos típusúvá kell ezeket alakítani. A lehetőségeket az 5.11. ábra szemlélteti, ami nagyon hasonló a 4.6. ábrához.

5.11. ábra: Áramvektor koordináták. a. Áramalapjel vektorábra. b. Koordináta transzformációs lánc.

A koordináta transzformációs lánc a,b,c,d,e metszeteinek megfelelően kétféle koordinátarendszerben (kr.-ben) ötféle koordinátákkal lehetséges az áramvektor szabályozás:

a metszet: rotormezővel forgó kr. Descartes koordináták,

b metszet: rotormezővel forgó kr. polár koordináták,

c metszet: álló kr. polár koordináták,

d metszet: álló kr. Descartes koordináták,


Megállapítható, hogy a koordináta transzformáció nem kerülhető el és az álló kr.→rotormező kr., illetve a

rotormező kr.→álló kr. közötti transzformációhoz ismerni kell a rotorfluxus vektor α ψ r szögét. A gyakorlatban az a, vagy az e metszetnek megfelelően történik az áramvektor szabályozás (5.12. ábra). Az a változatnál az i da , i qa alapjelek, az e változatnál az i a , i b , i c ellenőrző jelek közvetlenül felhasználhatók. Az a esetben kettő, az e-ben egy koordináta transzformáció kell. Az 5.12.a,b. ábrákat a 4.7.a,b. ábrákkal összehasonlítva látszik a nagyfokú hasonlóság a kalickás aszinkrongép és az állandómágneses szinkrongép áramvektor szabályozása között. Az egyetlen, de lényeges eltérés abból adódik, hogy más fluxusvektor képezi a

mezőorientálás alapját. Állandómágneses szinkrongépnél ez a forgórésszel együtt forgó pólusfluxus vektor. Ennek az α szögét egy P pozícióadóval lehet mérni, amplitúdója pedig ideális esetben

állandó Ψ p =const. Kalickás aszinkrongépnél ez a rotorfluxus vektor, aminek sem az α ψ r

szöge, sem a ψ r amplitúdója nem mérhető közvetlenül. Ezeket gépmodellel lehet előállítani.

5.12. ábra: Áramvektor szabályozás egyvonalas blokkvázlata. a. Rotormező kr.-ben Descartes koordinátákkal (a változat), b. Álló kr.-ben fázis mennyiségekkel (e változat).



feszültséginverteres hajtásokKalickás aszinkrongépnél is alkalmazhatók a 4.11.a,b. ábráknak megfelelő ISZM vezérlős és hiszterézises áramvektor szabályozási módok. A kalickás aszinkrongépes gyakorlatban is a 4.13. és a 4.16. ábra szerinti ISZM vezérlős áramvektor szabályozások terjedtek el. A nagy hasonlóság következtében univerzális hajtás (UNIDRIVE) elektronikák jöttek létre, amelyek mind az állandómágneses szinkrongép, mind a kalickás aszinkrongép mezőorientált áramvektor szabályozására alkalmasak.

3.2. GépmodellekÚj elem jelent meg az 5.12.a,b. ábrákon a gépmodell. A gépmodell (5.13. ábra) mért értékekkel és gépegyenletekkel dolgozik. A gépegyenletekben szükség van a gép paraméterekre. A paraméterek meghatározása történhet üzem előtt (off line identifikáció), vagy üzem alatt folyamatosan (on line identifikáció). A két módszert gyakran vegyesen alkalmazzák.

5.13. ábra: Gépmodell kapcsolata az aszinkrongéppel.

A gyakorlatban az állórész és a forgórész gépmodell terjedt el. Mind a két esetben figyelembe kell venni, hogy csak w k =0 álló koordinátarendszerben tudunk mérni.

Állórész modell. A w k =0-val vett (3.6.a) állórész feszültségegyenlet és a 3.4.a. ábra felhasználásával

kiszámítható a rotor fluxusvektor x és y komponense:

(5.28.a,b)

(5.29.a,b)

Ezeken az egyenleteken alapul az 5.14. ábrán látható gépmodell. Ez a rotorfluxusvektor α ψ r szöge mellett előállítja a w ψ r =dα ψ /dt szögsebességet a ψ r amplitúdót és az m elektromágneses nyomatékot is. A gépmodell a mért feszültségeket és áramokat, ill. az R és L’ gépparamétereket használja. A gyakorlatban elegendő két vonali feszültség és két vonali áram mérése. Kis f 1 frekvencián ū mellett az Rī tag jelentős, így ilyenkor nagy hibát okozhat az R állórész ellenállás melegedéből adódó pontatlansága. A ψ x és a ψ y fluxus komponenseket előállító nyílthurkú analóg integrátorok az offset és a drift következtében is pontatlanul működnek. Ezek miatt e modellnek a gyakorlatban van egy alsó frekvencia korlátja (kb. 0,05f 1n

=0,05 50=2,5Hz). E problémák miatt szervo és jármű hajtásokban nem alkalmazzák ezt a fajta gépmodellt.⋅

5.14. ábra: Állórészoldali gépmodell.



feszültséginverteres hajtásokForgórész modell. A w k =0-val és ū r =0-val vett (3.6.c) forgórész feszültségegyenletben a nem mérhető

rotoráramot helyettesítéssel (3.6.d) kiejtve

(5.30)

adódik. Ebből x és y komponense kifejezhető:

(5.31.a)

(5.31.b)

Ezekre az egyenletekre épül a 5.15. ábrán látható gépmodell, amelyik a mért áramokból és a mért szögsebességből állítja elő a ψ r , α ψ r , w ψ r és m jeleket az L m az R r és a T r0 =L m /R r gépparaméterek felhasználásával. Nagy előnye a másikkal szemben, hogy nem tartalmaz nyílthurkú integrátorokat. A negatívan visszacsatolt integrátorok egytárolós tagokat eredményeznek (időállandó T r0 ), így az offset és drift problémák elmaradnak. Ez a modell nulla frekvencián is működőképes. Problémát okoz az R r forgórész ellenállás melegedés miatti és az L m főmező induktivitás változó telítés miatti (mezőgyengítéses tartománybeli) változása (az R r lassú, az L m gyors változásra képes). Igényes esetben folyamatos paraméter identifikációval kell meghatározni R r és L m aktuális értékét. Ha a modellben R r és L m pontatlan, akkor a modellbeli ψ r és α ψ r nem

egyezik meg pontosan a motor rotorfluxus vektorának amplitúdójával és szögével. Ennek az a következménye, hogy a gépmodell jeleit felhasználó mezőorientált szabályozás nem pontosan rotorfluxus koordinátarendszerben történik, és emiatt megbomlik az i d és i q áramkomponensekre nézve a szétcsatolás.

5.15.ábra: Forgórészoldali gépmodell.

Létezik olyan kombinált gépmodell is, amelyik a rotorfluxus mellett a w szögsebesség jelet is előállítja. Az

(5.30) forgórész feszültségegyenletet a rotorfluxus vektor konjugáltjával -nal megszorozva az alábbi vektoros egyenletet kapjuk:

(5.32)

Ennek az x valós és az y képzetes összetevője:

(5.33.a)




(5.33.b)

A képzetes összetevőből kifejezhető a forgórész w szögsebessége:

(5.34)

Ez az összefüggés lehetővé teszi a w szögsebesség mechanikus érzékelő nélküli (sensorless) mérését. Az 5.16. ábrában a ψ rx és ψ ry fluxus összetevőket az (5.29.a,b), a w szögsebességet az (5.34) összefüggéssel állítjuk elő. Ehhez a gépmodellhez az állórész feszültségeket és áramokat kell mérni. Az (5.33.a) összefüggés paraméterek ellenőrzésére használható, ha nem jók az R, L’, R r , L m gépparaméterek, akkor v x ≠0. Az állandó fluxusú ψ r

=const., L m =const. esetben a v x =0 egyenlőség egy paraméter, pl. R r egyszerű folyamatos identifikálását teszi lehetővé.

5.16.ábra: Rotorfluxust és szögsebességet előállító kombinált gépmodell.

4. Közvetlen nyomatékszabályozásAz (5.2.b) (állandómágneses szinkrongépnél a (4.3) ) összefüggésből adódóan az ī áramvektor szabályozás visszavezethető a állórész fluxusvektor szabályozásra. E gondolaton alapul a közvetlen fluxus és nyomatékszabályozás (röviden közvetlen nyomatékszabályozás, direct torque control: DTC). Az alábbiakban ezt tárgyaljuk kalickás aszinkrongépre, mivel erre alkalmazzák széleskörűen.

A leggyakoribb alkalmazásnál az m a nyomaték alapjelet az 5.17. ábra szerinti SZW szögsebesség szabályozó, a ψ a fluxus amplitúdó alapjelet az FΨA alapjelképző szolgáltatja. A ψ a fluxusalapjel a gyakorlatban a szögsebességtől függ, a w<W n tartományban ψ a =Ψ n , a w>W n tartományban ψ a =(W n /w)Ψ n .

5.17. ábra: Fordulatszám szabályozásnak alárendelt közvetlen fluxus és nyomatékszabályozás.

Az aszinkron motor (5.9) nyomaték képletében az (5.2.b)-ből felírható összefüggést behelyettesítve a nyomaték




(5.35.a)

(5.35.b)

szerint fluxusokkal is számítható (δ a és a közötti kis szög). Állandósult állapotban, álló

koordinátarendszerben a forgórész fluxusvektor w ψr =dα ψr /dt≈w 1 =2πf 1 alapharmonikus körfrekvenciával egyenletesen forog, míg a állórész fluxusvektor (3.6.a) alapján a

(5.36)

egyenletnek megfelelően az ū(k) kapocsfeszültség vektorral befolyásolható pályát ír le. A kétszintű feszültséginverter (4.14) szerint 7 féle ū(k) feszültségvektort képes az aszinkrongépre kapcsolni, így minden

pillanatban 7 féle fluxus sebességvektor lehetséges. A állórészfluxus vektor

amplitúdója és szöge az L’ī tag miatt sokkal gyorsabban változtatható, mint a fogórészfluxus vektor amplitúdója és szöge. A nyomatékot leggyorsabban a két fluxusvektor közötti d szöggel lehet változtatni. A leggyorsabb d változást a -re közelítőleg merőleges ū vektorok eredményezik, mivel a d szög kicsi. Pl. az

5.18. ábra és vektoraihoz tartozó pillanatban az m>0 nyomaték, illetve a hozzátartozó d>0 szög leggyorsabban az ū(1) feszültségvektor aszinkrongépre kapcsolásával növelhető. A leggyorsabb nyomaték, illetve d szög csökkenést az ū(4) feszültségvektor eredményezi. Az ū(7)=0 feszültségvektor megállítja a vektort, így ekkor a d szög és a nyomaték csökken.

5.18. ábra. Feszültségvektorok, fluxusvektorok és fluxus szektorok.

5.19. ábra: Fluxus sebességvektorok (5.36).




A fluxusvektor szöghelyzetét hat 60°-os szektorral jellemezve az N=1,...6 szektorszámtól függő általános szabályok is megállapíthatók a feszültségvektor kiválasztására. Ehhez a fluxusvektor szektorait az 5.18. ábra szerint kell az ū(1), … ū(6) feszültségvektorokhoz rendelni. Az állórész R ellenállását elhanyagolva a lehetséges

fluxus sebességvektorok megegyeznek az ū(k) feszültségvektorokkal. Az i-edik szektor általános vizsgálatakor az ū(1), … ū(6) feszültségvektorokat a 5.19. ábra szerint jelöljük (az indexek 6-nál túlcsordulnak). Tételezzünk fel w y r >0 és m>0 motoros üzemet. Az (5.36) egyenlet alapján geometriailag belátható, hogy ha a

fluxusvektor az i-edik szektor belsejében van, akkor a fluxusvektor abszolútértékét növeli az ū(i), ū(i+1) és ū(i+5), illetve csökkenti az ū(i+3), ū(i+2) és ū(i+4) feszültségvektor. Ugyanekkor a nyomatékot (a d szöget) növeli az ū(i+1) és ū(i+2), illetve csökkenti az ū(i+4) és ū(i+5) feszültségvektor. Az ū(7) zérus feszültségvektor nem változtatja a fluxust, de csökkenti a nyomatékot.

A fentieken alapuló közvetlen fluxus és nyomatékszabályozásnál mind az állórész fluxusvektor amplitúdóját, mind az m nyomatékot kétpont szabályozással tartjuk az alapjellel előírt sávban. Az aszinkrongépre kapcsolandó feszültségvektort három jel szabja meg: a Δψ=ψ a -ψ fluxus amplitúdó hiba, a Δm=m a -m nyomaték hiba és a fluxusvektor N szektor számmal jellemzett szöge. A szabályozókör egy lehetséges blokkvázlatát mutatja az 5.20. ábra. A y a fluxus amplitúdó alapjel és az m a nyomaték alapjel képzését az ábrában nem tüntettük fel. Az SZY fluxus szabályozó kétállású, az SZM nyomatékszabályozó háromállású hiszterézises komparátor, így a KY jel 1 és 0, a KM jel 1, 0 és -1 értékeket vehet fel. Az ARC egység a y x és y y

komponensekből meghatározza, hogy a fluxusvektor melyik 60°-os szektorban van. A gépmodell az 5.14. ábra szerinti állórészoldali gépmodell egyszerűsített változata, mivel most y r -re és a y r -re nincs szükség. A nyomatékot az m=(3/2)(ψ x i y ψ y i x ) összefüggéssel számolja.

5.20. ábra: Közvetlen fluxus és nyomatékszabályozás.

Az i-edik szektor vizsgálatakor megfogalmazott szabályokat figyelembe véve KY, KM és N függvényében meghatározható a szükséges ū(k) feszültségvektor 5.1.a. táblázatban megadott sorszáma. Az ū(7)=0 kétféleképpen állítható elő, 7P-nél mind a három fázist a P pozitív sínre (4.9.a. ábra), 7N-nél mind a hármat az N negatív sínre kapcsoljuk. Ezt a táblázatot tartalmazza az 5.20. ábra blokkvázlatában a kapcsoló táblázat. A digitálisan tárolt táblázat címzése a KY 1 bites, a KM 2 bites és az N 3 bites jelekből képzett 6 bites számmal történik.

5.1. táblázat. a) Az ū(k) feszültségvektor sorszáma. b) Az ū(k) feszültségvektor sorszáma, ha nem használjuk az ū(7)=0 vektort.




KY KM N KY KM N

1 2 3 4 5 6 1 2 3 4 5 6

1 1 2 3 4 5 6 1 1 1 2 3 4 5 6 1

0 7P 7N 7P 7N 7P 7N 0 6 1 2 3 4 5

-1 6 1 2 3 4 5 0 1 3 4 5 6 1 2

0 1 3 4 5 6 1 2 0 5 6 1 2 3 4

0 7N 7P 7N 7P 7N 7P

-1 5 6 1 2 3 4

Az 5.1.a. kapcsolótáblával működő közvetlen fluxus és nyomatékszabályozással kapott fluxusvektor pálya jellegét mutatja az 5.21. ábra az N=6 szektorra, a w>0 és m>0 pontban. Az A,B,C jelű töréspontokban a kapcsolásokat a fluxus szabályozó, a jelű ponktokban a nyomatékszabályozó idézi elő. Az A és C pontban Dy=-DY és KY 1-ről 0-ra vált, a B pontban Dy=+DY és KY 0-ról 1-re vált. Ennek megfelelően AB között KY=0, BC között KY=1. A fluxusvektor pálya jelű pontjaiban KM=0, különben KM=+1. A fluxusvektor szektorváltása önmagában nem okoz kapcsolást. Az ū(7P)=ū(7N)=0 feszültségek közül az 5.1.a. táblázatnak megfelelően azt választjuk, amelyikkel kevesebb a kapcsolási szám. Az 5.20. ábra szerinti közvetlen fluxus és nyomatékszabályozásban csak az alapjelek és a toleranciasávok állíthatók, ezáltal robusztus a szabályozás. A gyakorlati megvalósításban a ±ΔM és ±ΔΨ toleranciasávok relatív egységekben ±(0,01-0,05) értékűek. Általában a nyomaték DM sávja nagyobb, mint a fluxus DY sávja. A DM és DY sávok minimális értékét az inverter megengedhető kapcsolási frekvenciája határozza meg.

5.21. ábra. Fluxusvektor pálya az N=6 szektorban.

A hajtás bekapcsolását közvetlen nyomatékszabályozásnál is a fluxus kialakításával kell kezdeni. Ilyenkor KM-t 1-re, N-t tetszőleges (1, 2,…6) értékre kell beállítani és célszerű korlátozni a fluxus alapjel dψ a /dt meredekségét, mivel ezáltal a fluxust létrehozó áram is korlátok közt tartható. Az m a nyomaték alapjelet csak a fluxus kialakulása után szabad engedélyezni.

Az m>0 nyomatékot az ū(7) feszültségvektor w ψr >0-nál csökkenti w ψr <0-nál növeli. Ez az 5.22.a. ábrából látható be. Az ū(7)=0 az (5.36)-nak megfelelően megállítja a fluxusvektort. Ekkor, ha w ψ r >0 a δ szög és az m nyomaték (5.35.b) csökken, ha w ψ r <0 a δ szög és az m nyomaték nő. Ennek következtében w ψ r >0-nál az 5.1.a. táblázat KM=+1 és 0 sorai, w ψ r <0-nál a KM=-1 és 0 sorai működnek. Ennek következtében a nyomatékhiba w ψ r >0-nál Δm=m a -m≥0, w ψ r <0-nál Δm≤0 (5.22.b. ábra). E szerint a nyomaték m k

középértéke w ψ r >0-nál kb. ΔM/2-vel kisebb, w ψ r <0-nál kb. ΔM/2-vel nagyobb az m a >0 alapjelnél.




5.22. ábra: Az ū(7)=0 feszültségvektor hatása m>0 nyomatéknál. a. Fluxus vektorábra, b. Nyomaték időfüggvénye.

A bemutatott, 4/4-es üzemre képes megoldás előnye a nyomaték gyors szabályozása és a szabályozók robusztus kivitele.

Belátható, hogy w ψ r >0 egy forgásirányú 2/4-es vagy 1/4-es üzemben (pl. szélgenerátornál) a 5.1.a. táblázat KM=-1 sorait soha nem használjuk. Ennek megfelelően ilyenkor az SZM hiszterézises nyomatékszabályozó is kétállásúra készíthető.

Van olyan kapcsolótábla (5.1.b. táblázat) is, amelyikben nem használják az inverter által kiadható ū(7)=0 feszültségvektort. Ebben az esetben az SZM szabályozó eleve kétszintű. E stratégia alkalmazása akkor indokolt, amikor a nyomatékot (a d szöget) gyorsan kell változtatni. Belátható, hogy e kapcsolási stratégia nagymértékben megnöveli a kapcsolási számot.

A gyakorlatban közvetlen fluxus és nyomatékszabályozást a kalickás aszinkron gépen kívül alkalmazzák az állandómágneses szinkrongép és kétoldalról táplált aszinkrongép feszültséginverteres táplálásánál is.


6. fejezet - Kétoldalról táplált feszültséginverteres aszinkrongépes hajtásokA háromfázisú tekercselt forgórészű, csúszógyűrűs aszinkrongép (6.1.a. ábra) kétoldalról (az állórészen és a forgórészen) táplálható. Fordulatszáma, szinuszos, szimmetrikus, állandósult üzemben a (6.1) képletnek megfelelően az állórész f 1 és a forgórész f r =f 2 tápfrekvenciájával változtatható:

(6.1)

Az f 2 pozitív előjelű, ha a fázissorrend az állórészen és a forgórészen megegyező, negatív ha ellentétes. A teljesítményeket az alábbi összefüggések mutatják:

(6.2.a,b,c)

P 1 az állórész kapocsteljesítmény, P t az állórész tekercsveszteség, P vas az állórész vasveszteség, P l a légrésteljesítmény, P r a forgórészköri teljesítmény, P m a mechanikai teljesítmény, P tr a forgórész tekercsveszteség, P vas r a forgórész vasveszteség, P 2 a forgórész kapocsteljesítmény. A veszteségeket elhanyagolva:

(6.3.a,b,c)

A teljesítmények a nyomatékkal és a szögsebességekkel is kifejezhetők:

(6.4.a,b,c)

Itt W 1 =ω 1 /p a forgómező szögsebessége (ω 1 =2πf 1 a körfrekvenciája), W a forgórész szögsebessége, W r =W 1

-W=ω 2 /p a forgómező forgórészhez képesti szögsebessége (ω 2 =2πf 2 ), s=W r /W 1 a szlip. A következőkben 2p=2 pólusszámot tételezünk fel, így a szögsebességek és a körfrekvenciák megegyeznek.

6.1. ábra: Kétoldalról táplált aszinkrongép. a. Csúszógyűrűs aszinkrongép.


Kétoldalról táplált feszültséginverteres

aszinkrongépes hajtások6.1. ábra: Kétoldalról táplált aszinkrongép. b. Feszültséginverteres táplálás.

A kétoldalról táplált gép korszerű változatában (6.1.b. ábra) az állórészt közvetlenül a hálózatra kapcsolják (f 1

=f h =50Hz, W 1 =2πf 1 314/s), a forgórészhez pedig egy közbülső egyenáramú körös feszültséginverter≌ csatlakozik. Mind az ÁG gépoldali, mind az ÁH hálózatoldali áramirányító kétszintű feszültséginverter kapcsolású. A veszteségektől eltekintve, a 6.1.b. ábra jelöléseit alkalmazva:

(6.5.a,b)

A 6.2. ábra veszteségmentes esetre mutatja a teljesítmények áramlását. Látható, hogy a szinkron alatti hajtásnál és a szinkron feletti fékezésnél teljesítményt veszünk ki a forgórészből (P 2 =P r >0), a szinkron feletti hajtásnál és a szinkron alatti fékezésnél teljesítményt adunk be a forgórészbe (P 2 =P r <0). Megállapítható, hogy a teljesítmény áramlási irányok W r és M függvényei. A 6.1.b. ábra szerinti megoldás kétirányú teljesítmény áramlásra, P 2 >0-ra és P 2 <0 képes, mivel U e =const.>0, de I ek >0 és I ek <0 is lehet. Ha ÁG diódás híd lenne, akkor csak P 2 >0 lenne lehetséges (ez a szinkron alatti kaszkád). Az ÁG és az ÁH áramirányítókon csak a P 2 =P r =MW r forgórészköri teljesítmény áramlik át. Ezáltal a méretezési (típus) teljesítményük:

(6.6)

│M│ max és │W r │ max nem biztos, hogy egyidejűleg lép fel. │M│ max az áramot, │W r │ max a feszültséget szabja meg. Szokásos működési tartományt mutat a 6.3. ábra. Ekkor W max /W min =2, P ÁItip =M n W 1 /3 P ≌ n /3. Ilyenkor az ÁG és ÁH áramirányítókat az aszinkrongép P n =M n W n M ≌ n W 1 névleges teljesítményének csak az 1/3-ára kell méretezni, de W min =(2/3)W 1 alatt ÁG-t le kell választani a forgórészről a nagy rotor indukált feszültség miatt.

6.2. ábra: Teljesítmények áramlása.

6.3. ábra: Szokásos üzemi tartomány.

A 6.1.b. ábrában a feszültséginverteres ÁG áramirányító áramvektor szabályozásának megfelelően a forgórész áramgenerátorosan van táplálva. Ideális hálózatot feltételezve az állórész viszont feszültséggenerátoros (közelítőleg fluxusgenerátoros) táplálást kap. Ebből kifolyólag mezőgyengítés ilyenkor nem lehetséges.

1. Mezőorientált áramvektor szabályozásAz állórészen levő fluxuskényszer miatt most a állórész fluxusvektorhoz célszerű orientálni ÁG rotor áramvektor szabályozását. Ugyan emiatt most a 3.3.b .ábrának megfelelő 6.4. fluxusos helyettesítő ábrát célszerű alkalmazni (L’ r a forgórészköri tranziens induktivitás).



aszinkrongépes hajtások

Az állórészre kapcsolt ū=ū h és f 1 =f h =50Hz kényszer az feszültségegyenleteknek (ez a w k

=0-val vett (3.6.a) egyenlet) megfelelően, R=0 közelítéssel egyben fluxus kényszert is jelent:

(6.7)

(6.8)

A fluxus kényszer miatt a mező koordinátarendszert a állórész fluxusvektorhoz rögzítjük (6.5. ábra). Ebben a mező koordinátarendszerben:

(6.9.a,b,c)

6.4. ábra: Fluxusos helyettesítő kép.

6.5. ábra: A állórész fluxusvektor és az ī r rotoráramvektor mező koordinátarendszerben.

A 6.4. ábra alapján felírható csomóponti egyenlet két komponense:

(6.10.a,b)

A 6.1.b. ábrában közvetlenül az i rd és i rq rotoráram komponensek szabályozhatók, de ez közvetetten az állórész áram i d és i q komponenseinek a szabályozását is jelenti. A (6.10.a) egyenletnek megfelelően a ψ=L m (i d +i rd ) fluxusképzési feladat megosztható az állórész és a forgórész i d és i rd fluxusképző áramkomponensei között. A

Park-vektoros nyomatékképlet, -t figyelembe véve:

(6.12)

(6.13)



aszinkrongépes hajtásokA nyomatékot az i q =-i rq nyomatékképző komponensek szabják meg. R=0 közelítésnél (6.8)-nak megfelelően

. Emiatt közelítőleg az i q komponens az állórészoldali p hatásos, a -i d komponens az állórészoldali q meddő teljesítménnyel arányos:

(6.14.a,b)

Ebből látható, hogy hatásos teljesítmény kell a nyomatékképzéshez és meddő teljesítmény a fluxusképzéshez.

(6.13)-ból következik, hogy a nyomaték csak az i q =-i rq komponenseket szabja meg. A d áramkomponensek a (6.10.a) szabályt betartva szabadon változtathatók. Ha i rd =Ki m, akkor i d =(1-K)i m kell, hogy legyen. A 6.6.ábra m=const.>0-nál, különböző K megosztási tényezőkre mutatja az áramvektorokat mező koordinátarendszerben, K=0-nál az állórész, K=1-nél a forgórész, K=0,5-nél fele-fele arányban képezik a ψ fluxust. K>1-nél túlgerjesztett, K<1-nél alulgerjesztett a kétoldalról táplált aszinkrongép. Ha R=R r , akkor K=0,5-nél van minimuma a P t +P tr eredő tekercsveszteségnek.

6.6. ábra: Áramvektorok mező koordinátarendszerben m=const.>0-nál.

A nyomatékot mezőorientáltan (állórészfluxus vektorhoz orientáltan) szabályozó hajtás blokkvázlatát a 6.7.a. ábra szemlélteti. Az m a nyomaték alapjelből és a ψ fluxus amplitúdóból képezhetők a rotor áramkomponens alapjelek:

(6.15.a,b)

Az i rda meghatározásához meg kell adni a K megosztási tényezőt és az L m főmező induktivitást. A (6.14.b)-nek megfelelően i rda -t egy meddő teljesítmény szabályozó is képezheti (6.7.b. ábra).



aszinkrongépes hajtások

6.7. ábra: Mezőorientált nyomaték szabályozott hajtás. a. i rda alapjelképzővel, b. SZQ meddő teljesítményszabályozóval.

A rotoráram alapjelek dq komponensekben, az ellenőrző jelek rarbrc komponensekben állnak közvetlenül rendelkezésre. A rotor áramvektor szabályozáshoz azonos típusúvá kell őket alakítani. A lehetőségeket a 6.8.b. ábrán látható koordináta transzformációs lánc szemlélteti, ami nagyon hasonló a 4.6. és az 5.11. ábrához.

6.8. ábra: Rotor áramvektor koordináták. a. Rotor áramalapjel vektorábra. b. Koordináta transzformációs lánc a rotor áramra.

6.8. ábra: Rotor áramvektor koordináták. a. Rotor áramalapjel vektorábra. b. Koordináta transzformációs lánc a rotor áramra.

A koordináta transzformációs lánc a,b,c,d,e metszeteinek megfelelően kétféle koordinátarendszerben (kr.-ben) ötféle koordinátákkal lehetséges az áramvektor szabályozás:

a metszet: állórészmezővel forgó kr Descartes koordináták,

b metszet: állórészmezővel forgó kr. polár koordináták,



aszinkrongépes hajtásokc metszet: rotorral forgó kr. polár koordináták,

d metszet: rotorral forgó kr. Descartes koordináták,

e metszet: rotorral forgó kr. fázismennyiségek.

Megállapítható, hogy a koordináta transzformáció nem kerülhető el és a rotor kr. → állórészmező kr., illetve az állórészmező kr. → rotor kr. közötti transzformációhoz ismerni kell a állórészfluxus vektor rotorhoz képesti α ψ szögét. A gyakorlatban az a, vagy az e metszetnek megfelelően történik az áramvektor szabályozás (6.9. ábra). Az a változatnál az i rda , i rqa alapjelek, az e változatnál az i ra , i rb , i rc ellenőrző jelek közvetlenül felhasználhatók. Az a esetben kettő, az e-ben egy koordináta transzformáció kell.

6.9. ábra: Rotoráramvektor szabályozás egyvonalas blokkvázlata. a. Állórészmező kr.-ben Descartes koordinátákkal (a változat), b. Rotor kr.-ben fázismennyiségekkel (e változat).

A 6.9.a.,b. ábrákat a 4.7.a.,b. és az 5.12.a.,b. ábrákkal összevetve látszik a nagyfokú hasonlóság a különböző típusú gépek mezőorientált áramvektor szabályozása között.

Kétoldalról táplált aszinkron gépnél is alkalmazhatók a 3.11.a.,b. ábráknak megfelelő ISZM vezérlős és hiszterézises áramvektor szabályozási módok. A gyakorlatban itt is a 4.13. és 4.16. ábrákhoz hasonló ISZM vezérlős áramvektor szabályozások terjedtek el.

A 6.7. és 6.9.a.,b. ábrákban szereplő gépmodellt az alábbiak szerint kell felépíteni. A gépmodell feladata a állórész fluxusvektor ψ amplitúdójának és a rotor ra tengelyéhez képesti α ψ szögének az előállítása. A w k

=0-val vett (3.6.a) állórész feszültségegyenlet felhasználásával kiszámíthatók a állórész fluxusvektor x-y komponensei, amplitúdója és szöge:

(6.16.a,b)

(6.17.a,b)

Forgórésszel együttforgó kr-ben a vektor szöge a 6.5.ábra alapján:

(6.18)

Látható, hogy ehhez a számításhoz szükség van a forgórész α szögelfordulására. Az 5.13.ábra jelöléseivel a fenti egyenletekkel dolgozó gépmodell esetében a mért értékek: u a , u b , u c , i a , i b , i c és α, a gépparaméter: R, a számított mennyiségek: ψ és α ψ .

Az 5.3.2. fejezetbeli állórész modell (5.28.a,b) képletei megegyeznek a (6.16.a,b) képletekkel. Ott említettük, hogy az R ellenállás pontatlansága kis f 1 frekvenciákon jelentős hibát okozhat. Most ez nem áll fenn, mivel f 1

=f h =50Hz.



aszinkrongépes hajtásokKétoldalról táplált aszinkron gépnél is alkalmazható a közvetlen fluxus és nyomaték szabályozás (5.4. fejezet),

de ilyenkor a rotorfluxus vektor ψ r amplitúdóját szabályozzák kétpontszerűen. Belátható, hogy a ψ ra alapjel jó közelítéssel arányos az állórészfluxus vektor ψ amplitúdójával.


7. fejezet - Feszültséginverteres hajtások hálózati áramirányítóiAz ISZM feszültséginverterekhez (4.2.2. fejezet) az U e egyenfeszültség közvetlenül csak néhány esetben, pl. akkumulátoros, napelemes, tüzelőanyagcellás és egyenáramú felsővezetékes járművekben áll rendelkezésre. Ipari hajtásokban az f h =50Hz-es hálózat háromfázisú feszültségéből kell előállítani az ÁH jelű AC/DC átalakítóval. Ennek megfelelően az f h állandó frekvenciájú hálózatra kapcsolt ÁH hálózatoldali áramirányító és az f 1 változó frekvenciát előállító feszültséginverter (ÁG gépoldali áramirányító) közé beiktatunk egy un. közbülső egyenáramú kört. A legegyszerűbb AC/DC átalakítóban az ÁH hálózati áramirányító diódás híd, amihez C simító kondenzátor csatlakozik (7.1. ábra feszültségkorlátozó nélkül). A C kezdeti feltöltődése után az R t töltő ellenállás rövidre van zárva. Ennél a megoldásnál az i e egyenáram középértéke tartósan csak i ek ≥0 és az egyenköri p e teljesítmény középértéke csak p ek =U e i ek ≥0 lehet. Emiatt, ha M pl. állandómágneses szinkrongép, vagy kalickás aszinkrongép, akkor csak hajtási p m =mw>0 motoros üzem lehetséges.

7.1. ábra: Diódás AC/DC átalakító ellenállásos feszültségkorlátozóval.

Szervo hajtásokban a generátoros fékezés (p m <0, p e <0, i e <0) csak rövid ideig tartó tranziensek alatt lép fel. A 7.1. ábra kapcsolásában ilyenkor működésbe lép a feszültségkorlátozó fékkapcsolás és a fékezési energiát eldisszipálja az R f fékellenálláson. Feszültség kétpontkorlátozást feltételezve a 7.2. ábra mutatja minőségileg az i e -t és u e -t egy fékezési folyamat alatt.

7.2. ábra: Egyenáram és egyenfeszültség fékezés alatt.

A 7.1. ábrában a diódás híd csúcs egyenirányítóként működik, ennek megfelelően impulzusszerű áramokat vesz fel a táphálózatból.

Korszerű feszültséginverteres hajtásokban olyan ÁH áramirányítót alkalmaznak, amelyik kétirányú energiaáramlásra és hálózatbarát üzemre képes. Hálózatbarát üzemnél a fázisáramok szimmetrikusak, szinuszos alakúak és a feszültséghez képesti φ h1 fázisszögük beállítható. Ezeket a feladatokat feszültséginverter kapcsolású (4.9.a. ábra) ÁH hálózati áramirányítóval lehet biztosítani.

1. Feszültséginverter kapcsolású hálózati áramirányító


Feszültséginverteres hajtások hálózati áramirányítói

A gyakorlatban egyre jobban elterjedő feszültséginverter kapcsolású ÁH hálózati áramirányító erősáramú kapcsolását mutatja a 7.3. ábra. Az ábrában az ÁG gépoldalt nem részleteztük ki. Az ÁH feszültséginverter erősáramú szűrőkörön keresztül csatlakozik a hálózatra. A legegyszerűbb szűrő egy háromfázisú fojtótekercs, vagy egy hálózati transzformátor. A következőkben ezt tételezzük fel. Ennek megfelelően L h -ban és R h -ban benne van a szűrő induktivitása és ellenállása is. Üzem közben az R t töltő ellenállás rövidre van zárva.

7.3. ábra: Feszültséginverter kapcsolású ÁH hálózati áramirányító kapcsolása.

Veszteségmentes energiaáramlást feltételezve állandósult állapotban a P h1 hálózati alapharmonikus teljesítmény megegyezik a P ek közepes egyenköri teljesítménnyel és a motor (állandómágneses szinkron, vagy rövidrezárt aszinkron) P m mechanikai teljesítményével.

(7.1)

U h a szinuszos hálózati fázisfeszültség csúcsértéke, I h1 az alapharmonikus hálózati áram csúcsértéke, U e a sima egyenfeszültség, I ek =I ehk =I e g k az egyenáram középértéke, M k a nyomaték középértéke W az állandó szögsebesség. P m >0 motoros hajtáskor I ek >0 az egyenáram középértéke és I h1p =I h1 cosφ h1 >0 a hálózati áram wattos összetevője. P m <0 generátoros fékezéskor I ek <0 és I h1p <0. Adott teljesítményhez akkor tartozik a legkisebb I h1 hálózati áram, ha cosφ h1 =±1 a fázistényező.

Az ÁH-val megvalósítandó szabályozás alapfeladata az u e egyenfeszültség szabályozása. A 7.3. ábrából felírható egyenköri i c =i eh -i eg csomóponti áramegyenletet u e -vel megszorozva egyenköri teljesítmény egyenletet kapunk:

(7.2)

Cél u e =U e =const., du e /dt=0, i c =0, p c =0, ami p eh =p eg -vel biztosítható (p eg közelítőleg megegyezik a p m

=mw mechanikai teljesítménnyel). Mivel mind a p eh hálózatoldali, mind a p eg gépoldali egyenköri teljesítmény lüktet így az egyenköri teljesítmény egyensúly pontosan csak középértékekre biztosítható: p ehk =p egk , p ck =0. E szerint a cél megvalósítható egyenfeszültség szabályozásnak alárendelt p h hálózati teljesítmény szabályozással. Ideális hálózatot feltételezve a p h teljesítmény szabályozás visszavezethető ī h hálózati áramvektor szabályozásra.

1.1. Hálózati áramirányító hálózatorientált áramvektor szabályozásaA 7.3. ábrában a hálózatot (beleértve a szűrőt is) ideális feszültségforrással és soros L h -R h körrel helyettesítettük. Ebben az ideális esetben az



(7.3)

hálózati feszültségvektorhoz, illetve ennek az integráljaként kapott

(7.4)

fiktív fluxusvektorhoz orientálják az ÁH áramirányító áramvektor szabályozását (ω h =2πf h , ).

7.4. ábra: Hálózati oldal. a. Park-vektoros helyettesítő vázlat.

7.4. ábra: Hálózati oldal. b. Vektorábra álló koordinátarendszerben.

7.4. ábra: Hálózati oldal. c. Vektorábra hálózati feszültségvektorhoz rögzített koordinátarendszerben.

7.4. ábra: Hálózati oldal. a. Park-vektoros helyettesítő vázlat, b. Vektorábra álló koordinátarendszerben, c. Vektorábra hálózati feszültségvektorhoz rögzített koordinátarendszerben.

A 7.4. ábra mutatja a Park-vektoros helyettesítő képet és az ī h áramvektort álló és feszültségvektorhoz rögzített koordinátarendszerben. A 7.4.a. ábrában ū H a feszültséginverter kapcsolású ÁH által kiadott feszültségvektor,

ami a (4.14) szerinti 7 diszkrét értéket vehet fel, ha teljesül a vezérelhetőség feltétele. A 7.4.a. helyettesítő ábrát összevetve a 4.2.b. és az 5.10. helyettesítő ábrákkal megállapítható, hogy a hálózat vette át az állandómágneses szinkron és a rövidrezárt aszinkron motorok szerepét. Feszültségvektorhoz rögzített koordinátarendszerben (7.4.c. ábra):

(7.5.a,b)

( ). Az i hp hatásos és az i h q meddő áramkomponensekkel számítható a hálózati hatásos és meddő teljesítmény:

(7.6.a,b)



A p h p ≌ eh hatásos teljesítménnyel, illetve az i hp áramkomponenssel szabályozható a közbülsőköri u e

egyenfeszültség. Az i hq =0 esetben csak hatásos, az i hp =0 esetben csak meddő teljesítményáramlás van a hálózati oldalon.

A 7.4.a. ábra alapján felírt ū H =R h ī h +L h dī h /dt+ū h feszültségegyenletből ī h =ī ha -Δī h helyettesítéssel kifejezhető a hálózati áramhiba vektor deriváltja:

(7.7.a,b)

Ezek az összefüggések nagyon hasonlóak a (4.16 és 5.26) összefüggésekhez. A jól működő áramvektor szabályozó a rendelkezésre álló 7 db ū H (k) feszültségvektorból (4.14) mindig az optimálisat választja.

A háromfázisú szinkron és aszinkron gépek áramvektor szabályozásához hasonlóan most az áramalapjelek pq komponensekben, az ellenőrző jelek abc komponensekben állnak rendelkezésre. Az áramvektor szabályozáshoz azonos típusú alap és ellenőrző jelek kellenek. A lehetőségeket a 7.5. ábrán látható koordináta transzformációs lánc szemlélteti, ami nagyon hasonló a 4.6.b. és az 5.11.b. ábrákhoz. A hatásos és meddő áramkomponensek alapjelei a (7.6.a,b) összefüggések alapján a hatásos és a meddő teljesítmény alapjelekből számíthatók:

(7.8.a,b)

7.5. ábra: Koordináta transzformációs lánc.

A koordináta transzformációs lánc a,b,c,d,e metszeteinek megfelelően kétféle koordinátarendszerben (kr.-ben) ötféle koordinátákkal lehetséges az áramvektor szabályozás. A gyakorlatban az a, vagy az e metszetnek megfelelő változatot alkalmazzák:

a metszet: hálózati feszültségvektorral forgó kr. Descartes koordináták,


E két változatot szemlélteti a 7.6.ábra. Új elem a hálózat modell, ami a 7.4.a. ábra szerinti ū h ideális hálózati feszültségvektor U h amplitúdóját és α uh szögét állítja elő. A 7.6.a.,b. ábrákban szereplő L sz az inverterhez közvetlenül csatlakozó szűrő (fojtótekercs, vagy transzformátor) induktivitása (ez teszi ki a 7.3. és a 7.4.a. ábrákban az L h nagy részét).



7.6. ábra: Áramvektor szabályozás egyvonalas blokkvázlata.a. Hálózati feszültségvektorral forgó kr.-ben Descartes koordinátákkal (a változat), b. Álló kr.-ben fázismennyiségekkel (e változat).

A hálózati oldalon is a 4.13. és a 4.16. ábrákhoz hasonló ISZM vezérlős áramvektor szabályozások terjedtek el.

A feszültséginverteres áramirányítók gépoldalon és hálózatoldalon való egyidejű alkalmazását a 7.7. ábrán példaként egy kalickás aszinkron motoros hajtáson mutatjuk be. A gépoldalon az SZW szögsebesség szabályozónak alárendelt nyomaték szabályozás az 5.8.a. ábrának megfelelő. A hálózatoldalon az SZU egyenfeszültség szabályozó szolgáltatja i hpa hatásos áramkomponens alapjelet, i hqa -t a (7.8.b) összefüggés szerint a hálózat által igényelt q ha meddő teljesítmény szabja meg. Az SZIG a gépoldal, az SZIH a hálózatoldal ISZM vezérlős áramvektor szabályozója (lásd a 4.13., 4.16. ábrákat).

7.7. ábra: Korszerű feszültséginverteres kalickás aszinkron motoros hajtás.

A C kondenzátor bekapcsolást követő feltöltődése alatt ÁG tiltva van. A kezdeti szakaszban ÁH is tiltva van. Ekkor az ÁH diódáiból álló diódás híd tölti a C kondenzátort az R t töltőellenálláson keresztül, i eg =0-t

feltételezve az vonali csúcsfeszültségig. E töltési szakasz végén R t -t rövidre zárják. Engedélyezve az SZU (általában PI típusú) egyenfeszültség szabályozónak alárendelt SZIH hálózati áramvektor szabályozót az u e egyenfeszültség megnő az u ea >U hvcsúcs alapjelig. Közben i hpa >0 a C töltése miatt. Pl. 3×400V-

os +10%-os hálózatnál . Ennek megfelelően ilyenkor szabályozott üzemben U e =U ea =700 V körüli az egyenfeszültség. C feltöltődése után a gépoldali szabályozók is engedélyezve lesznek. Szabályozott üzemben ugyanaz a 7 féle ū(k) feszültségvektor (4.14) kapcsolható ÁH-val a hálózatoldali ha, hb, hc kapcsokra, mint ÁG-vel a gép a,b,c kapcsaira. Az inverterek vezérelhetőségének feltétele: U e >U hvcsúcs és U e >U g vcsúcs (U g vcsúcs az aszinkron gépben indukálódó feszültség vonali csúcsértéke).

A gépoldali közvetlen nyomaték és fluxus szabályozáshoz (az 5.4. fejezethez) hasonlóan a hálózati oldalon is alkalmazható hiszterézises közvetlen hatásos és meddő teljesítmény szabályozást (direct power control, DPC). A

állórész fluxusvektor szerepét a , a rotorfluxusvektor

szerepét a (7.4) szerinti fiktív fluxusvektor, L’ szerepét pedig L h veszi át. Ilyenkor az m nyomaték helyett a p h hatásos teljesítményt, a ψ fluxusamplitúdó helyett a q h meddő teljesítményt szabályozzák kétpontszerűen. Mind a két hiszterézises szabályozó kétszintű. Az 5.1.a. és b. kapcsoló táblázatok

értelemszerűen használhatók, de az 5.1.a.-ban kimarad a KM=-1-es sor, mivel csak egyirányban forog. A DPC szabályozás előnye a robusztusság és az, hogy nincs szükség koordináta transzformációra.


8. fejezet - Rövidrezárt forgórészű aszinkrongépes áraminverteres hajtásokAz áraminverteres (current source inverter, CSI) hajtások, az ipari feszültséginverteres hajtásokhoz hasonlóan, a közbülső egyenáramú körös frekvenciaváltós hajtások körébe tartoznak. A gyakorlatban kétféle változata terjedt el a tirisztosos és az impulzus szélesség modulációs megoldás.

1. Tirisztoros áraminverteres hajtásokA tirisztoros áraminverteres aszinkrongépes hajtás erősáramú kapcsolási vázlata a 8.1.a. ábrán látható. Ebben ÁH tirisztoros hídkapcsolású hálózati kommutációs áramirányító, ÁG tirisztoros áraminverter. GVÁH az ÁH, GVÁG az ÁG áramirányító gyújtásvezérlője.

8.1. ábra: Áraminverteres hajtás.a. Tirisztoros áraminverter kapcsolása. b. Rövidrezárt aszinkrongép egyszerűsített helyettesítő képe.

A közbülső egyenáramú körben, közvetlenül ÁG kapcsain L e induktivitású fojtótekercs van, ami rövid időre áramkényszert jelent. Az i e =I e egyenáram áramgenerátoros jellegét segíti az ÁH-val megvalósított áramszabályozás is. Az ÁG-ben nincs külön oltóköre a tirisztoroknak, un. fázissorrend kommutációt alkalmaznak. Ekkor a soronkövetkező fázis tirisztorának a gyújtása és vezetésbe lépése indítja el az áramot vezető tirisztor oltását és fokozatosan átveszi tőle az áramot az adott hídoldalon. Nincsenek ellenpárhuzamos visszáram diódák a tirisztorokon, mivel csak i e ≥0 lehet. A soros diódák (DPA,…DNC) leválasztják a megfelelően feltöltött kondenzátor telepet a motorról, így a C kapacítású kondenzátorok nem sülnek ki a kommutációk közötti szünetekben.

A gyakorlatban kalickás aszinkron motort táplálnak az áraminverterrel. Ekkor ügyelni kell arra, hogy a most nem vizsgált kommutációs folyamatot a tirisztoros áraminverter C kapacitásai és az aszinkron motor L’ tranziens induktivitásai (5.10. és 8.1.b. ábrák) együttesen szabják meg. Ennek megfelelően az áraminverterek C kapacitásait adott motor paraméterekhez (közelítőleg motor teljesítményhez) illesztik.

Az ÁH hálózati áramirányító 2/4-es üzeme elegendő a hajtás visszatápláló 4/4-es üzeméhez. A P ek =U ek I e P ≌ m

=M k W teljesítmény egyenletet és (2.11)-t figyelembe véve motoros üzemben U ek U ≌ ekm cosα h >0 (α h <90 o ) egyenirányító üzem, generátoros üzemben U ek <0 (α h >90 o ) inverter üzem van ÁH-nál.


Rövidrezárt forgórészű aszinkrongépes áraminverteres

hajtások

8.2.ábra: Áramok pillanatszerű kommutációnál. a. Fázisáramok, b. Áramvektorok.

Az ÁG áraminverter gyújtásvezérlése a változó f 1 alapharmonikus frekvenciával történik. A kommutációs folyamatoktól eltekintve, azaz pillanatszerű kommutációt feltételezve a motor i a , i b , i c fázisáramait ω 1 t=2πf 1 t függvényében a 8.2.a. ábra, az ī áramvektort a 8.2.b. ábra mutatja állandósult állapotra. Minden pillanatban két fázis vezet, egy a P pozitív, egy az N negatív sínen. A hatféle lehetséges kétfázisú vezetésnek megfelelően 6 különböző áramvektor állítható elő:

(8.1)

Ez az összefüggés hasonló a feszültséginverter (4.14) összefüggéséhez. Az alapharmonikus áramvektor:

(8.2.a,b)

Veszteségmentes áraminvertert és aszinkron gépet feltételezve (R≈0) a 8.1. ábrában bejelölt teljesítmények középértékei megegyeznek:

(8.3)

A k index középértékekre, az 1 index alapharmonikusokra utal. A (8.2.b) összefüggést figyelembe véve

(8.4)

Eszerint az ÁG áraminverterben az alapharmonikus áramvektornak az tranziens feszültségvektortól mért φ’ 1 fázisszöge olyan, mint hálózati kommutációs áramirányítóknál az α gyújtásszög.

A tirisztoros áraminverteres hajtásban két helyen lehet beavatkozni:

1. ÁH-nál α h -val az U ek egyenfeszültségen keresztül az i e egyenáramot, illetve az i 1 alapharmonikus áram amplitúdót szabályozhatjuk.

2. ÁG-nél az ī 1 áramvektor α i 1 szögét és ezen keresztül a dα i1 /dt=ω 1 =2πf 1 alapharmonikus körfrekvenciát szabhatjuk meg.

1.1. Mezőorientált áramvektor szabályozásEkkor a mezőorientált áramvektor szabályozást, a fenti két beavatkozási lehetőségre tekintettel a koordináta transzformációs lánc (5.11.b. ábra) c metszetének megfelelően valósítjuk meg. Az áramalapjelek közvetlenül most is d-q komponensekben képződnek. Az (5.22) összefüggésnek megfelelően az i 1qa nyomatékképző alapharmonikus áramkomponenst az m a nyomaték alapjel szabja meg. Az i 1da fluxusképző alapharmonikus áramkomponenst a rotorfluxus szabályozója írja elő. Az alapharmonikus áramalapjel vektort



hajtásokés annak komponenseit a 8.3. ábra szemlélteti.

8.3. ábra: Alapharmonikus áramalapjel vektorábra.

Közvetlen rotorfluxus szabályozást feltételezve a 8.4. ábra mutatja a mezőorientáltan szabályozott áraminverteres kalickás aszinkron motoros hajtás blokkvázlatát.

8.4. ábra: Mezőorientált nyomaték szabályozott hajtás közvetlen rotorfluxus szabályozással.

Az i 1da és i 1qa komponensekből Descartes/Polár átalakítással kapjuk az i 1a =│ī 1a │ alapharmonikus áram amplitúdó és ϑ 1a nyomatékszög alapjeleit. A 8.3. ábrának megfelelően az alapharmonikus ī 1a áramalapjel vektor álló koordinátarendszzerbeli szöge:

(8.5)

A rotorfluxus vektor ψ r amplitúdóját és α ψ r szögét gépmodell (5.15. ábra) állítja elő. A ψ r

rotorfluxus amplitúdót az SZΨ fluxusszabályozó szabályozza. A rotorfluxus amplitúdó ψ ra alapjele a legegyszerűbb esetben (5.23) szerint csak a w szögsebességtől függ. Az SZI áramszabályozó közvetlenül az i e

egyenáramot, közvetetten az ī 1 alapharmonikus áramvektor i 1 =│ī 1 │ amplitúdóját szabályozza. Az ī 1

áramvektor α i1 =α i1a szöge ω 1 >0 pozitív sorrendű üzemet feltételezve a 8.5. ábrabeli gyújtásokkal biztosítható. Pl. amikor az ī 1a vektor α i1a =0 o -nál belép a megvastagított 60 o -os szakaszba gyújtani kell az NC tirisztort, hogy az áramvektor ī(1)-ből ī(2)-be ugorjon. Legközelebb α i1a =60 o -nál PB-t kell gyújtani.



hajtások

8.5. ábra: Az alapharmonikus áramvektor alapjel α i1a szögének gyújtójelekké alakítása.

Nagy fordulatszámon a nem pillanatszerű kommutáció miatt a fenti gyújtásokkal pontatlanná válna az α i1 szög. Megoldható a gyakorlatilag állandó kommutációs idő gyújtási pillanatra való hatásának a kompenzálása.

Közvetett rotorfluxus tartást feltételezve a 8.6. ábra mutatja a mezőorientáltan szabályozott áraminverteres hajtás blokkvázlatát. Ilyenkor nincs gépmodell, nem áll rendelkezésre ψ r és α ψ r .

8.6. ábra: Mezőorientált nyomaték szabályozott hajtás közvetett rotorfluxus tartással.

Ekkor alapjelekre alkalmazva az (5.6.b) és (5.10) összefüggéseket meghatározhatók az alapharmonikus áramalapjel komponensek:

(8.6.a,b)

Ugyancsak alapjelekkel számoljuk most a rotorfluxusvektor (5.11) szerinti állórészhez képesti szögsebességét és szögét:

(8.7)

α ψ ro a rotorfluxus vektor kezdeti szöge, amit megszab az ÁG áraminverterben először bekapcsolt két tirisztor. Az ī 1a áramalapjel vektor szöge (8.5)-höz hasonlóan, de α ψ ra -val számolható:

(8.8)

A (8.6) ábra megvastagított része a (8.6, 8.7, 8.8) egyenleteket alkalmazza. Az egyenletekből látható, hogy ebben az esetben is ismerni kell az R r és az L m gépparamétereket. A vékonyan berajzolt rész megegyezik a 8.4. ábrabelivel.

Egy időben széleskörűen alkalmazták a robusztus tirisztoros áraminverteres hajtásokat közepes teljesítményeken, 4/4-es üzemnél.

2. Impulzusszélesség modulációs áraminverteres hajtásokAz ISZM áraminverterben kikapcsolható félvezetőket alkalmaznak. A 8.7. ábra az IGBT-s a 8.8. ábra a GTO-s változatot mutatja. Csak az ÁG gépoldali részt rajzoltuk fel, mivel az ÁH hálózati oldal alapesetben változatlan.



hajtások

8.7. ábra: IGBT-s ISZM áraminverter.

8.8. ábra: GTO-s ISZM áraminverter.

Az IGBT-k nem bírnak el 10-15V-nál nagyobb zárófeszültséget, emiatt kellenek az IGBT-s változatban a soros (DPA,…DNC) diódák. Az IGBT-kel párhuzamos diódák elvileg nem szükségesek, de biztonsági okokból beépítik ezeket. A GTO-s változatban a motort a 8.1.b. ábra szerint helyettesítettük, és feltüntettünk egy térvektoros ISZM vezérlőt is. Az egyenáramú körben az L e induktivitás miatt nem szakadhat meg az áram. Ez úgy kerülhető el, hogy az egy hídoldalon lévő félvezető kapcsolók vezetései átfedik egymást, azaz a bekapcsolás megelőzi a kikapcsolást. A motor áramai sem szakadhatnak meg az L’ tranziens induktivitás miatt, ezért kell a C kapacitású kondenzátor telep.

Az ISZM áraminverter ī áramvektora (8.9. ábra) az ISZM feszültséginverter (4.14) összefüggéséhez hasonlóan, 7 féle értéket vehet fel:

(8.9)

Az ī(7)=0 áramvektor úgy hozható létre, hogy egy hídágban a kapcsolók (pl. PA és NA) egyidejűleg vezetnek, míg a többi kapcsoló ki van kapcsolva. Ekkor i e =I e >0 ellenére ī=0 és ī m =-ī c lesz. A motor ī m áramvektora az ISZM áraminverter ī áramvektorának és a kondenzátor telep ī c áramvektorának a különbsége:

(8.10)

A kondenzátor telep C kapacitását úgy illesztik a motor L’ induktivitásához, hogy alapharmonikusokra ī m1 ≈ī 1 , ī c1 ≈0, felharmonikusokra ī mv ≈0, ī v ≈ī cv legyen. Ekkor állandósult üzemben a motorban közelítőleg színuszos alapharmonikus áram folyik.



hajtások

8.9. ábra: Áramvektorok.

Az ISZM feszültséginverternél tárgyalt ISZM vezérlési/szabályozási módszerek (4.2.3.1. fejezet) közül változtatás nélkül alkalmazható ISZM áraminverterre is a térvektoros ISZM vezérlőn alapuló módszer. A n. mintavételi ciklusban az áramszabályozók által előírt ī 1 (n) vektor a szomszédos 3 darab ī(k) vektor megfelelő idejű bekapcsolásával állítható elő. A 8.9.ábrában ī 1 (n) az 1 jelű 60 o -os szektorba mutat, ekkor ī(1), ī(2) és ī(7) a három szomszédos vektor. Az ī 1 (n) (4.18)-hoz hasonlóan e három vektor idővel súlyozott súlypontjaként adódik. Mivel PA az ī(1)-nél és az ī(2)-nél is vezet, ezért a kapcsolási szám csökkentése érdekében az 1-es szektorban az ī(7)=0 áramvektort PA és NA bekapcsolásával célszerű megvalósítani. A 2-es szektorban PC és NC, a 3-asban PB és NB, a 4-esben PA és NA, az 5-ösben PC és NC, a 6-osban PB és NB bekapcsolása célszerű ī(7)=0-nál. Térvektoros ISZM vezérléssel maximálisan I 1max =I e alapharmonikus áram amplitúdó/csúcsérték érhető el. A mezőorientált áramszabályozó kört a 8.4. ábra szerint felépítve az alapharmonikus áramalapjel vektor i 1a amplitúdója és α i1a szöge lehet a térvektoros ISZM vezérlő bemenő jele. Nagyon gyors áramszabályozás valósítható meg, mivel az ī áramvektor ī 1 alapharmonikusa i e =I e =const. egyenáram mellett is változtatható az ISZM-mel. Korszerű ISZM áraminverteres hajtásokban léteznek hálózatbarát megoldások is, amikor a hálózati ÁH is ISZM áraminverter kapcsolású.

Ma egyre ritkábban alkalmazzák a tirisztoros áraminvertereket, mivel f ISZM ≥2000Hz mellett jobb áram, fluxus és nyomaték alakok érhetők el feszültséginverterekkel mint áraminverterekkel. Az ISZM áraminverterek széleskörű elterjedését a rezonancia frekvenciák problémája korlátozza. A 7.3. ábrán látható ÁH-t alkalmazva ma már a 4/4-es, hálózatbarát üzem megvalósítása sem gond a feszültséginverteres hajtásoknál.


9. fejezet - Áramirányítós szinkronmotoros hajtásA 9.1.ábra szerinti áramirányítós szinkronmotorban (ÁSZM-ben) mind az ÁH hálózati, mind az ÁM motoroldali, mind az ÁG gerjesztőköri tirisztoros áramirányító hálózati kommutációval üzemel. Az ÁM tirisztorainak hálózati kommutációja csak addig lehetséges, amíg a túlgerjesztett szinkrongép képes biztosítani az ÁM áramirányító un. kommutációs meddő teljesítményét. Az ÁM áramirányítóban az SZ szinkrongép szubtranziens feszültségei kommutálnak, ezért ezt a kommutációt gépi kommutációnak is nevezik. Ez a táplálás az egyenköri L e induktivitás miatt áramgenerátoros jellegű.

9.1. ábra: ÁSZM erősáramú kapcsolása.

Gyújtásvezérléssel az ÁM áramirányító mind egyenirányító, mind inverter üzemre vezérelhető, így az egyirányú I ek >0 egyenáramú középérték ellenére az ÁSZM motoros és generátoros üzemre egyaránt képes. A szinkrongép motoros üzemében ÁH egyenirányítóként, ÁM inverterként dolgozik és ilyenkor az egyenfeszültség középértéke U ek <0. Generátoros állapotban az áramirányítók üzemmódot váltanak és ennek megfelelően U ek >0 lesz. Az ÁM áramirányító tirisztorainak gyújtásában fázissorrendet cserélve mindkét forgásirányú hajtás és fékezés (4/4-es üzem) lehetséges.

9.2. ábra: Szabályozott ÁSZM blokkvázlata.

A 9.2. ábra fordulatszám és fluxus szabályozott ÁSZM hajtás blokkvázlatát mutatja. Az α h gyújtásszög a fordulatszám szabályozó, az α g gyújtásszög a fluxus (gerjesztés) szabályozó beavatkozó jele. Általában mindkét szabályozó alárendelt áramszabályozással rendelkezik. Az ÁM áramirányító α gyújtásszögét az SZ szinkrongép jeleiről működtetett önvezérelt gyújtásvezérlő állítja be. Az önvezérlővel optimalizálható a nyomatékképzés motoros (M) és generátoros (G) üzemben.

Az ÁH hálózati és az ÁG gerjesztőköri áramirányítók egyenáramú kapcsairól nézve az önvezérelt ÁM áramirányítóról táplált szinkrongép (a szaggatottan körülhatárolt rész a 9.2. ábrában) egyenáramú gépként viselkedik. Igazi egyenáramú motoros hajtásban csak u e -t és u g -t lehet változtatni, a motoroldali áramirányító


Áramirányítós szinkronmotoros hajtás

α gyújtásszögének megfelelő kefehíd helyzetet nem szokás állítani. Az ÁSZM-ben mindig szükség van a gerjesztés szabályozására a szinkrongép nagy armatúra visszahatása miatt.

Ideális, R r =0 ellenállású forgórész tekercset feltételezve véges i g gerjesztő áramhoz ū r =0 rotorfeszültség

tartozik. Ezt figyelembe véve w k =w kr.-ben a (3.6.c) rotor feszültségegyenlet , a (3.6.d) rotor

fluxusegyenlet . Ez az ún. fluxusállandóság elve: ellenállásmentes rövidrezárt tekercs nem engedi megváltoztatni a vele kapcsolódó fluxust. Eszerint munkapontonként állandó a forgórész tekerccsel kapcsolódó szubtranziens fluxusvektor. Álló w k =0 kr.-ben a szubtranziens fluxusvektor, illetve az általa indukált szubtranziens feszültségvektor w=dα r /dt=const. szögsebességű munkapontot feltételezve (e fejezetben α r -rel jelöljük a rotor szögelfordulását):

(9.1.a,b)

Ez azt jelenti, hogy állandósult üzemben és ū” is W=W 1 =2πf 1 forgórész/alapharmonikus körfrekvenciával forog és amplitúdójuk Ψ” és U” állandó. Ha a t=0 pillanatot u a ” pozitív maximumához vesszük, akkor

(9.2.a,b,c)

Az álló kr.-beli (3.6.a) állórész feszültségegyenlet, (3.7) figyelembe vételével:

(9.3)

9.3. ábra: ÁSZM motoroldali helyettesítő kapcsolása.

Ennek az egyenletnek az alapján felrajzolható az áramirányítós szinkron motorra a 9.3. helyettesítő ábra. Ezt a 2.7. ábrával összevetve látható a nagyfokú hasonlóság R→R t , L”→L t , u a ”→u ta megfeleltetéssel.

Az ÁM motoroldali áramirányítóban a 6 darab tranzisztornak megfelelően 6f 1 változó alapharmonikus frekvenciával kommutáció megy végbe. Ideális tirisztorokat, sima i e =I e egyenáramot és R=0 állórész ellenállást feltételezve alkalmazható a fedést figyelembe vevő klasszikus hálózati kommutációs áramirányító elmélet az állandósult állapotra (a fedést itt figyelembe kell venni, mert L” egy nagyságrenddel nagyobb, mint L t ). Ez az egyenfeszültség és az egyenáram középértékére az alábbi összefüggéseket adja:

(9.4.a,b)

Itt . Az α gyújtásszöget, a κ kialvási szöget (δ=κ-α a fedési szög) és a μ=180 o -κ



kíméleti szöget a szubtranziens feszültséghez kell viszonyítani. A 9.4. ábra az ū az kapocsfeszültség, ū” szubtranziens feszültség (9.2.b) és az ī áram vektorokat mutatja inverter üzemben. Az NC tirisztor gyújtásával kezdődő 60 o -os szakaszt megvastagítottuk. A (9.3) összefüggés alapján (R=0 közelítéssel) az ī áramvektor sebessége:

(9.5)

Pl. ezzel a sebességgel megy át az NB→NC kommutáció alatt az ī áramvektor az 1 jelű pontból a 2 jelű pontba. Az L”dī/dt sebesség vektort figyelembe véve bejelöltük az ábrában ū”-nél az NC tirisztor B begyújtási (α=0º) és K kialvási (µ=0º) határpontjait. Generátoros/egyenirányító üzem működhet az α=α min =0 o -os begyújthatósági határon is. Motoros/inverter üzemben biztonsági okokból nem szabad elérni κ=κ max =180 o -os kialvási határt, hanem maximálisan csak kb. κ meg =160 o -os kialvási szög engedhető meg.

9.4. ábra: Vektorpályák i e =I e és R=0 közelítéssel. a. Feszültségvektorok, α=140 o , δ=20 o , κ=160 o , μ=20 o , b. Áramvektor.

Állandósult állapotban a veszteségeket elhanyagolva a P mk mechanikai teljesítmény középérték megegyezik a P ℓk légrésteljesítmény és a P ek egyenköri teljesítmény középértékével (motoros/inverter üzemben P mk >0, P ek <0):

(9.6)

A (9.4) és (9.6) összefüggésekből kifejezhető a szögsebesség és a nyomaték középértéke:

(9.7.a,b)

A legnagyobb nyomatékot motoros üzemben a κ max =180 o -os kialvási határon, generátoros üzemben az α min =0 o

-os begyújtási határon képezi az ÁSZM. A nyomaték az (5.9, 5.10) egyenleteket figyelembe véve:

(9.8.a,b,c)

szerint is számítható. Az I 1 alapharmonikus áram amplitúdó (8.2.b) szerint jó közelítéssel most is arányos az i e

=I e egyenárammal:

(9.9)

Adott Ψ” és I 1 mellett a legnagyobb M k érték ϑ 1 =±90 o nyomatékszögnél van. A 9.5. ábra az M n =(3/2)Ψ n I n

névleges nyomatékra viszonyított M k /M n -t mutatja az I 1 /I n I ≌ e /I en függvényében ( ). Az



ábrában ÁM gépi kommutációjából adódó α min =0 o -os és κ max =180 o -os működési határok mellett berajzoltuk a biztonságos motoros/inverter üzemet eredményező κ m eg =160 o -os kialvási szöghöz tartozó nyomaték-áram jelleggörbét is. Megállapítható, hogy a külső gerjesztésű egyenáramú motorhoz hasonlóan a nyomaték arányos az egyenárammal. Motoros üzemben M k =K M I e , generátorosban M k =K G I e , K M >0, K G <0. A sraffozott részben csak kényszer kommutációval (feszültséginverteres, vagy áraminverteres táplálással) lehet üzemelni. Adott M k nyomatékot a lehető legkisebb I 1 árammal célszerű létrehozni. Ehhez ÁSZM-nél kétállapotú önvezérelt gyújtásvezérlő kell, amelyik motoros/inverter üzemben κ=κ meg , generátoros/egyenirányító üzemben

α=α min üzemet biztosít. A gyakorlatban a tengely α szöghelyzetéről és a szubtranziens fluxusvektor α ψ ” szöghelyzetéről működtetett megoldások terjedtek el. Az előbbit tengelyről való gyújtásvezérlésnek, az utóbbit fluxusról való gyújtásvezérlésnek nevezik.

9.5. ábra: Nyomaték középérték az alapharmonikus áram függvényében.

A szubtranziens fluxusvektorról való gyújtásvezérlő mezőorientált gyújtásvezérlést eredményez. A 9.6.a.

ábra a blokkvázlatot, a b. ábra a gyújtási szinteket mutatja w>0-ra (a,b,c fázissorrendre). A fluxusvektort állórész gépmodell (részletezve az 5.14. ábrán) állítja elő, az α ψ ” szöget az ARC egység, a ψ” amplitúdót az AMPL egység képezi. Az M/G motoros/generátoros jel ugratja a komparálási szinteket a κ meg és az α min üzemeknek megfelelően. Motoros üzemben a κ=κ meg =const. kialvási szöghöz a munkaponttól függő α=κ meg

-δ gyújtásszög tartozik. Emiatt ilyenkor az FG függvénygenerátor Δ jele korrigálja a terhelőnyomatékkal arányos I e egyenáram (pontosabban mezőgyengítés esetén I e /ψ”) függvényében a gyújtásokhoz tartozó

komparálási szinteket. A szubtranziens fluxusvektorról való gyújtásvezérlés az

szubtranziens feszültség vektorról való gyújtásvezérléssel egyenértékű, mivel pl. w>0-nál α u ”=α ψ ”+90°.

9.6. ábra: A szubtranziens fluxusvektorról való gyújtásvezérlés. a. Blokkvázlat, b. Gyújtási szintek w>0-ra.

Célszerűbb a -ről gyújtani, mert a fluxusvektor nyugodtabb pályát fut be mint az

feszültségvektor és -nek a normál tartományban állandó ū”-nek viszont w-vel arányos az amplitúdója. A



tengely α szöghelyzetéről való gyújtásnál motoros/inverter üzemben nagyobb mértékű a komparálási szint függése a terheléstől és generátoros/egyenirányító üzemben is kell a Δ korrekció.

9.7. ábra: Gépi kommutációs áramvektor pályák w>0-nál.a. Generátoros/egyenirányító üzem: α=20°, δ=20°, b. Motoros/inverter üzem: α=140°, δ=20°, κ=160°.

A 9.7.ábra a mezőorientált gyújtásvezérléssel kapott gépi kommutációs ī áramvektorokat szemlélteti a fluxusvektorhoz rögzített mező koordinátarendszerben, sima i e =I e egyenáramot feltételezve. A bejelölt amplitúdók és szögek a 9.4. ábrából következnek. A 9.4.a. és a 9.7.b. ábrák a κ=κ meg =160°-os, kb. névleges I 1

áramú motoros munkapontnak felelnek meg. Ekkor kb. ϑ 1 =120°-os legjobb nyomatékszög érhető el.

Bizonyítható, hogy az R>WL” tartományban nem lehetséges a biztonságos gépi kommutáció. A biztonságos gépi kommutáció határának a szögsebessége:

(9.10)

Szokásos gépparaméterekkel f 1h 5Hz adódik. A W<W ≌ h , f 1 <f 1h tartományban léptető üzemet alkalmaznak. Mivel ekkor, f h /f 1 >50Hz/5Hz=10, így ÁG két gyújtása között ÁH-ban legalább 10 gyújtás van. Ennek következtében ilyenkor az ÁH-val kommutálhatunk úgy, hogy 1/6 gépoldali periódusonként a kommutáció közben 0-ra szabályozzuk vele az ī áramvektort (9.8.a. ábra). Gyorsítható az ī=0-t közbeiktató léptető kommutáció, ha a kommutáció alatt begyújtjuk az L e -vel párhuzamos TE tirisztort (9.1. ábra). Ezáltal az L e -ben folyó i e =I e áram változatlan maradhat a léptető kommutáció alatt, csak a motor áramát kell megszüntetni, majd visszanövelni I e -re. Léptető üzemben Ī 1 fázisszögére nincs korlát, így a nyomatékszög motoros üzemben ϑ 1 =90°, generátorosban ϑ 1 =270°(-90°) is lehet (9.8.b.,c, ábrák).

9.8. ábra: Léptető kommutációs áramvektor pályák w>0-nál.a. Álló koordinátarendszerben, b.,c. Mező koordinátarendszerben generátoros és motoros üzemben.

A W>W n , f 1 >f 1n tartományban mezőgyengítést kell alkalmazni. Ilyenkor közelítőleg:



(9.11)

szerint kell szabályozni a szubtranziens fluxusvektor amplitúdóját. A 9.9. ábra 4/4-es mezőgyengítéses tartományt feltételezve szemlélteti a W(M k ) síkon átfogható területet. A léptető kommutációs tartományban általában nincs tartós üzem.

9.9. ábra: Mezőgyengítéses üzemmel kibővített tartományok a W(M k ) síkon.

Itt említjük meg, hogy ÁSZM kapcsolású a világ legnagyobb változtatható fordulatszámú hajtása. A 101 MW-os hajtás a NASA által üzemeltetett szélcsatorna ventillátorát hajtja. Ez a gigantikus méretű szélcsatorna szuperszonikus légi járművek áramlástechnikai vizsgálataihoz szükséges.

Párhuzamos kondenzátorokkal eredőben kapacitívvá tett kalickás aszinkron motor (8.7. ábra) is képes hálózati kommutációs áramirányítóról üzemelni (9.1. ábra). Ez az un. kapacitívan kompenzált áramirányítós aszinkron gép csak szűk frekvencia tartományban tud üzemelni, emiatt csak ritkán alkalmazzák.


10. fejezet - Kapcsolt reluktancia motoros hajtásA kapcsolt reluktancia (KR) motornál (switched reluctance motor, SRM) mind az állórész mind a forgórész fogazott. A tekercselt állórész fogszáma Z=2pm * , a tekercseletlen forgórész fogszáma általában Z r =Z±2p (2p a pólusok, m * a fázisok száma). A 10.1. ábrában m*=3, 2p=2, Z=6 és Z r =4. Az ábrában csak az a fázis tekercselését rajzoltuk fel. Leggyakrabban m * =3 és 4 fázisú KR motorokat alkalmaznak.

10.1. ábra: Kapcsolt reluktancia motor, m*=3, 2p=2, Z=6, Z r =4.

A munkatétel, a Δt időre számított energia megváltozás, alapján kiszámítható a nyomaték. Egyszerű eredményt kapunk, ha egyszerre csak egy fázisban folyik áram, elhanyagoljuk a telítést és csak tekercsveszteség van. Ekkor az i-edik fázis által létrehozott nyomaték:

(10.1)

Itt i i az i-edik fázis árama, L i az öninduktivitása, α a forgórész szögelfordulása. Ebből megállapítható, hogy az áramiránytól független a nyomaték (emiatt elegendő a 10.1. ábra szerinti egy áramirányra képes teljesítményelektronika fázisonként), és csak akkor lehet nyomaték, ha dL i /dα≠0. Ha az L i fázis öninduktivitások mellett a kölcsönös induktivitások elhanyagolhatók (ez általában jó közelítés), akkor több fázis is vezethet egyszerre. Ekkor az eredő nyomaték

(10.2)

A dL i /dα tényezőt a motor, az tényezőt a táplálás szabja meg. A fázisok L i öninduktivitása α-tól függ és Z r α=2π-ként periodicitást mutat, egy körülfordulás alatt Z r -szer ismétlődik. Trapézszerű induktivitás változást feltételezve a 10.2. ábra mutatja az i-edik fázis L i (α) öninduktivitását és dL i /dα tényezőjét.

10.2. ábra: Trapézszerűen változó L i öninduktivitás és a hozzátartozó dL i /dα tényező.

Minél nagyobb az L max -L min különbség, annál nagyobb a dL i /dα tényező és egy adott árammal megvalósítható nyomaték. Pozitív m i >0 nyomaték a dL i /dα>0 szakaszokon, negatív m i <0 nyomaték a dL i /dα<0 szakaszokon folyó árammal hozható létre. Mind a két szakasz β hosszúságú. A dL i /dα=0 szakaszokon


Kapcsolt reluktancia motoros hajtás

felesleges áramot folyatni mivel nyomaték képzés szempontjából ez az áram hatástalan, csak a veszteséget növelné. Az elmondottakból következik, hogy a fázisáramokat az α rotor pozícióhoz kell szinkronozni.

A táplálást meghatározó fázisáramokat a hajtási igényeknek megfelelően össze kell hangolni a motorral. Emiatt a KR motoros hajtásokat komplex módon tervezik és gyártják. Gyakori igény pl. szervo és jármű hajtásokban a sima, lüktetésmentes nyomaték. A 10.3. ábrában háromfázisú gépre, a trapéz alakú L a (α), L b (α) és L c (α) fázis öninduktivitásokat feltételezve mutatjuk be a sima nyomatékot eredményező, illesztett táplálást. Ilyenkor az illesztett táplálás feltétele az hogy a nyomatékképzési képesség szakaszai β>360°/3=120° hosszúságúak legyenek. A 10.3.b.,c.,d. ábráknak megfelelően e szakaszok alatt létrehozott β i =120°-os négyszögletes alakú áramok jelentik az ideális illesztett táplálást. A folytonos vonalú áramokkal m>0, a szaggatottakkal m<0 nyomaték jön létre. A pozitív és a negatív nyomatékot képező áramok megegyező irányúak, de egymástól δ≈180°-kal el vannak tolva. A valóságban az öninduktivitások miatt a fázisáramok ugrásszerűen nem növelhetők és nem csökkenthetők. Emiatt nagy fordulatszámon jelentősen módosul a fázisáramok alakja.

10.3. ábra: Háromfázisú, trapéz öninduktivitású KR motor illesztett táplálása.a. Fázis öninduktivitások, b.,c.,d. Illesztett fázisáramok, e. Nyomatékok.

A trapéz öninduktivitású KR motor legjobb kihasználását akkor kapjuk, ha az áramfolyási szög β i =β-val. Ilyenkor azonban a β i =120°-os esetet kivéve 6nZ r frekvenciával lüktetni fog a nyomaték (n a fordulatszám).

Ha a háromfázisú gépet csillagba kapcsoljuk, akkor a 10.1. ábrán lévő kapcsolást a három fázisra alkalmazva a 10.4. ábrán látható egyszerű teljesítményelektronikát kapjuk. Ez ideális félvezetőket figyelembe véve +U e , -U e

és 0 feszültséget képes a fázisokra kapcsolni. E három érték közötti nagyfrekvenciás kapcsolgatással (ISZM-mel) szabályozhatók a fázisáramok. Mivel csak pozitív fázisáramok kellenek, így unipoláris üzemben +U e és 0 bipoláris üzemben +U e , és -U e közötti kapcsolgatások vannak. Az i e egyenáram középértéke motoros üzemben I ek >0, generátorosban I ek <0. Veszteségmentes teljesítményelektronikát és motort feltételezve a közepes teljesítmények: P mk =M k W=P ek =U e I ek . Az U e ≈const. egyenfeszültséget a 7.1. ábra szerinti AC/DC átalakítóval állítják elő, ha a generátoros féküzem csak tranziensekben lép fel.

10.4. ábra: Háromfázisú, csillagkapcsolású KR motor teljesítményelektronikával.

A 10.5. ábra fordulatszám szabályozott háromfázisú KR motoros hajtás blokkvázlatát mutatja. A tranzisztoros kapcsoló egység a 10.4. ábrán vázolt teljesítményelektronikának felel meg. Az SZW szögsebesség szabályozó adja az m a nyomaték alapjelet. Ennek az │m a │ abszolút értékéből az NG-vel vont négyzetgyök arányos a


Kapcsolt reluktancia motoros hajtás

fázisáramok amplitúdójával:

(10.3)

Az NG négyzetgyökvonó (10.2)-nek megfelelően linearizálja az áramszabályozásra visszavezetett nyomatékszabályozó kört. Az illesztett táplálásnak (10.3. ábrának) megfelelő alakúak a rotor pozícióhoz szinkronozott i aa , i ba , i ca fázisáram alapjelek.

10.5. ábra: Fordulatszám szabályozott háromfázisú KR motoros hajtás blokkvázlata.

A rotor pozícióhoz való szinkronizálást az FGA, FGB, FGC függvénygenerátorok végzik Z r α’ alapján. Ha w>0 és m a >0, akkor motoros üzem van: Z r α’=Z r α. Ha w>0 és m a <0, akkor generátoros üzem van: Z r α’=Z r α-δ. A fázisáram alapjelek amplitúdóját az × jelű szorzók állítják be I a -nak megfelelően. A fázisonkénti ISZM áramszabályozók lehetnek ISZM vezérlősek, vagy hiszterézisesek. A va, vb, vc vezérlőjelek a TA, TB, TC tranzisztorokat (10.4. ábra), a vo vezérlőjel a T0 tranzisztort kapcsolgatja. A gyakorlatban az ISZM-et T0 kapcsolgatásával valósítják meg.

Valóságos esetben az induktivitások miatt a fázisáramok nem ugorhatnak. Ezt egy a fordulatszámtól függő előgyújtással kompenzálhatják. Az ISZM üzem csak addig a fordulatszámig és nyomatékig lehetséges, amíg a +U e feszültségű bekapcsolási szakasz olyan hosszú, hogy az I a amplitúdójú fázisáram ki tud alakulni. Efölött un. egyimpulzusú üzem van. Ebben a tartományban a nyomaték lüktet és a nyomatékbeli terhelhetőség csökken.

A sima, lüktetésmentes nyomatékot eredményező illesztett táplálás természetesen nemcsak trapézszerűen változó fázis öninduktivitások mellett valósítható meg. Az illesztett fázisáramok i i (α) alakja minden esetben a (10.2) összefüggés alapján határozható meg. Ehhez ismerni kell az adott gépre jellemző fázis öninduktivitások L i (α) szögfüggését.


11. fejezet - Fordulatszám és pozíciószabályozásA feladat specifikus szabályozások közül a fordulatszám és a pozíció szabályozásokat tárgyaljuk.

1. Fordulatszám szabályozásA fordulatszám szabályozás lehet hajtás specifikus is. Egyenáramú gépnél a szögsebesség jelet egy gépmodell is képezheti az (1.1.a és 1.2.a) alapján felírható

(11.1)

összefüggés alapján. Kalickás aszinkron gépnél a kombinált gépmodell (5.15. ábra) a w szögsebesség jelet (5.34) is előállítja. Ha ezekkel a gépmodellekkel kiszámított w szögsebesség jel szolgál a fordulatszám szabályozó ellenőrző jeleként, akkor hajtás specifikus ún. érzékelő nélküli (sensorless) a fordulatszám szabályozás.

A következőkben feltételezzük, hogy fordulatszám jeladó szolgáltatja a w szögsebesség ellenőrző jelet. Az 1.3. ábra szerint a fordulatszám szabályozónak nyomaték szabályozó van alárendelve. A nyomaték szabályozás azonban a vizsgált hajtásokban áram/áramkomponens szabályozásokra volt visszavezethető. Ennek megfelelően a gyakorlatban a fordulatszám szabályozásnak áram/áramkomponens szabályozás van alárendelve.

E fejezetben példaként 4/4-es ISZM modulátoros szaggatós egyenáramú hajtás fordulatszám szabályozását vizsgáljuk alárendelt áramszabályozással. A fordulatszám szabályozott hajtás hatásvázlatát 11.1. ábra szemlélteti. Az alárendelt struktúrának megfelelően az SZW fordulatszám szabályozó adja az SZI áramszabályozónak az i’ a alapjelet. A szaggatottan körülhatárolt szabályozó körben a vesszővel jelölt mennyiségek analóg megvalósításnál [V] dimenziójúak, digitális esetben dimenzió nélküliek. A vw a szögsebesség érzékelő, A vi az áramérzékelő, A u az ISZM modulátoros szaggató (1.21. ábra) átviteli tényezője.

11.1. ábra: Fordulatszám szabályozott egyenáramú hajtás hatásvázlata.

Az SZW szabályozó működhet telített és lineáris tartományban.

A telített üzem olyan fordulatszámhiba esetén jöhet létre, amikor az SZW fordulatszám szabályozó i’ a kimenete eléri a +I’ korl vagy –I’ korl telítési értéket (SZI akkor van telítésben, ha kimenete ±U’ vm értéken van). Ezek a motorra és a szaggatóra megengedhető ±I korl áramkorlátnak felelnek meg. Az áramkorlátozás védelmi funkciókat lát el. A fordulatszám szabályozó telített üzemének vizsgálatakor feltételezzük, hogy i’ a =±I’ korl és i’ k (t) a belső áramszabályozó hurok lineáris üzemében érvényes (2.24) összefüggésnek megfelelően T i időállandóval áll be I 0

-ról I’ korl -ra:

(11.2)


Fordulatszám és pozíciószabályozás

Indításkor I 0 =0. Az i’ k (t) áram kb. 3T i alatt eléri az I’ korl értéket, ezt követően addig, amíg i’ a =+I’ korl a motor i’ k =I’ korl maximális árammal (m k =M korl =kϕI korl maximális nyomatékkal) gyorsít. A fordulatszám w(t) időfüggvénye a

(11.3)

differenciálegyenletből számolható. A fordulatszám szabályozó ezalatt hatástalan. A gyorsítás mértéke m t és θ függő. Az áramkorlátozott szakaszok elkerülhetők a fordulatszám alapjel meredekségének korlátozásával (11.2.ábra). A hajtás csak olyan w a szögsebesség alapjelet képes követni, amelyre teljesül az alábbi feltétel

(11.4)

11.2.ábra: Meredekség korlátozott w ak szögsebesség alapjel.

Lineáris tartományban üzemelő szabályozó esetén a fordulatszám és az áram beállási tulajdonságait a két szabályozó együttes működése határozza meg. Először az áramszabályozót, majd a fordulatszám szabályozót kell beállítani.

Az SZW fordulatszám szabályozó telített és telítetlen állapotú viselkedését a 11.3. ábrán mutatjuk be a w a

nagyságú négyszög-alapjelre mutatott tipikus válaszfüggvényekkel.

1. Az I (telített) szakaszon a w szögsebesség a (11.3) egyenlet szerint alakul, i k =I korl . SZW a Δw * szögsebesség hibánál kijön a telítésből.

2. A II (lineáris) szakaszon w a szabályozó beállítása és struktúrája szerint lengéssel, vagy lengés nélkül maradó hibával, vagy anélkül rááll a w a alapjelre, i k pedig az i ks stacioner értékre. Az i ks a w=w a állandósult fordulatszám fenntartásához szükséges m ks =m ts elektromágneses nyomatékból számítható: i ks =m ts /(kϕ).

3. A III szakasz az ábrán ismét telített i’ a =-I’ korl .

4. A IV szakasz lineáris, álló állapot m t =0 terhelő nyomatékkal.

11.3. ábra: Jellegzetes válaszfüggvények négyszög alakú fordulatszám alapjelre.

A lineáris tartományban a fordulatszám szabályozó beállítására gyakran alkalmazzák a szimmetrikus optimum kereső eljárást. Feltesszük, hogy az alárendelt zárt áramszabályozó hurok átviteli függvényét a (2.24)

összefüggés szerint az -re beállítottuk. Mivel i’ a =A vi i a , ebből következik, hogy

. A fordulatszám szabályozó beállításának a meghatározásához a 11.4. ábra egyszerűsített közelítő hatásvázlatait használjuk.



11.4. ábra: Fordulatszám szabályozó kör egyszerűsített hatásvázlata.a. Motor természetes jeleivel, b. Feszültségdimenziósra átalakított jeleivel.

A 11.4.a. ábrát a 11.1.-ből kapjuk, elhanyagolva a szögsebesség változásának hatását (kϕw) az áramszabályozásra. Az ábrában körülhatároltuk a hajtás specifikus részt. A 11.4.b. ábra csak annyiban tér el a 11.4.a.-tól, hogy a szaggatottan bekeretezett részben, az 1.4. ábrát felhasználva, feszültségdimenziós mennyiségekre térünk át. A felnyitott fordulatszám szabályozókör átviteli függvényére a 11.4.b. ábrából az alábbi kifejezést kapjuk:

(11.5)

Itt T=CT m egy eredő időállandó, ahol C=(kϕ/R)(A vi /A vw ) dimenziótlan szám. A PI típusú SZW fordulatszám szabályozó átviteli függvénye:

(11.6.a,b)

A felnyitott fordulatszám szabályozó kör s→jω helyettesítéssel kapott Y(jω) frekvencia-függvényének a Bode diagramja a 11.5. ábrán látható. A gyakorlatnak megfelelően T i <<T. A fordulatszám szabályozóval (Y F (jω)-val) változtatható az 1/T w törésponti frekvencia és az ω cw vágási körfrekvencia. A szabályozó beállítása azon alapul, hogy T i <T w =BT i <T választással az Y w , Δ w (jω) amplitúdó frekvencia diagramba a -40 dB/dekád meredekségű szakaszok közé egy -20 dB/dekád meredekségű szakaszt iktatunk be.

11.5. ábra: Felnyitott fordulatszám szabályozókör frekvencia diagramja.



Az ω cw vágási körfrekvenciát a K F -fel állítjuk be úgy, hogy az a -20 dB/dekád meredekségű szakasznak a közepére essen. Belátható, hogy ekkor ω cw -nél minimális a φ=arc(Y w, Δ w ) fáziskésés (maximális a φ t

fázistartalék), azaz a stabilitás szempontjából a rendszer a legjobb. Erre az esetre a 11.5. ábra alapján felírható,

hogy . Felhasználva az │Y(jω cw )│=1 egyenlőséget a fordulatszám szabályozó erősítési tényezőjére és integrálási idejére a beállítási szabályok:

(11.7.a,b)

A B szorzószámot előreszámolt szimulációs eredmények alapján szokták kiválasztani aszerint, hogy milyen beállási tulajdonságot akarnak elérni. Alapjel ugratásra B≈10, terhelés ugratásra B≈5 adja az optimális (gyors beállású, kis túllendülésű) átmeneti folyamatot. Mindkettőre megfelelő a működés B≈7,5-nél. Megállapítható, hogy minél gyorsabb az áram szabályozó kör (minél kisebb T i ), annál nagyobbra választható K F és annál kisebbre a T F , azaz annál gyorsabb lesz a fordulatszám szabályozás.

2. PozíciószabályozásLeggyakrabban szervohajtásokban alkalmazzák. Alaptípusai:

1. PTP (point to point), pontról-pontra szabályozás (pl. ponthegesztő robot),

2. CP (continuous path), pályakövető szabályozás (pl. ívhegesztő robot).

Az alárendelt struktúrájú pozíciószabályozó kör felépítését a 11.6. ábra mutatja (a pozíciónak a motor tengelyén az α szögelfordulás felel meg). A belső fordulatszám szabályozó kör a 11.1. ábra szerinti. A w’ a fordulatszám alapjelet az SZP pozíciószabályozó írja elő. A vp a pozícióérzékelő átviteli tényezője.

11.6. ábra: Pozíciószabályozás hatásvázlata.

Az alárendelt körös, többhurkos pozíciószabályozó viselkedését részletesen a PTP pozícionálásra vizsgáljuk meg, arra az esetre, ha a szögsebesség alapjel a 11.6. ábra szaggatott vonalas bemenőjelével ±W’ poz -ra van korlátozva (W poz általában kisebb a hajtásra megengedett W max -nál). Egy α a nagyságú egységugrás alapjelre a rendszer jellegzetes válaszfüggvényeit a 11.7. ábra mutatja. Az ábrában olyan nagy alapjel ugratást tételeztünk fel, hogy az ugrás hatására az SZP, SZW, ill. SZI szabályozók a lineáris működési tartományukat korlátozó, telített üzemű állapotba kerülnek. Telített üzemű állapot SZP számára az, ha a kimenete ±W’ poz értéken, SZW számára, ha kimenete ±I’ korl értéken, SZI számára, ha kimenete ±U’ vm értéken telítődik. A telített üzem oka a szabályozók bemenetén mérhető nagy és/vagy tartós hibajel.



11.7. ábra: Jellegzetes válaszfüggvények egységugrás pozíció alapjelre.

1. A I, II gyorsítási és állandó fordulatszámú szakaszban SZP telített, w a =W poz . SZW a I szakaszban telített, a II-ben lineáris tartományban van. SZP a Δα 2 pozíció hibánál kijön a telítésből.

2. A III, IV lassítási és pozicionálási szakaszban SZP lineáris tartományban van, w a <W poz . A III áramkorlátozott szakaszban SZW telített. A IV szakaszban minden szabályozó lineáris tartományban működik. Ekkor határozható meg az SZP optimális beállítása.

Kis α a alapjel ugratáskor a II és III szakaszok kimaradhatnak.

A pozíciószabályozó kör egyszerűsített blokkvázlatát a IV lineáris szakaszra a 11.8. ábra mutatja. Ebben

a fordulatszám szabályozott hajtást (11.1. ábra) jelképezi. a zárt fordulatszám szabályozó hurok átviteli függvénye.

11.8. ábra: Pozíciószabályozó kör egyszerűsített hatásvázlata.

Az SZP pozíciószabályozó átviteli függvénye általános esetben PID típusú:

(11.8)

A felnyitott pozíciószabályozó kör átviteli függvénye:

(11.9)

(11.10.a,b,c)

Megállapítható, hogy a pozíciószabályozó körben az α=∫wdt természetes integrálás (1/s tag) miatt az SZP pozíciószabályozó PID tényezői megváltozott hatást fejtenek ki. Pl. a D tag (T pd ) a K 1 körerősítésre, a P tag (K p

) a T 1 integrálási időre hat. A PTP gyakorlatban P és PD pozíció szabályozókat alkalmaznak. Ezekkel 1-es típusú pozíciószabályozó kör valósítható meg, azaz az egységugrás pozíció alapjelekre hibanélküli a ráállás.



Pozíció szabályozás arányos (P típusú) szabályozóval .

Ekkor Y p =K p , a felnyitott pozíciószabályozó hurok átviteli függvénye:

(11.11.a,b)

PI típusú fordulatszám szabályozót feltételezve a 11.9. ábra mutatja a felnyitott pozíciószabályozó kör frekvencia függvényének (s→jω) a Bode diagramját. Látható, hogy az ω<ω cw frekvenciatartományban

, így e tartományban │Y α,Δα │=│1/(jωT)│. A felnyitott pozíciószabályozó kör fázisforgatása

független a K p -től. K p -t változtatva fel és le tologatható az │Y α,Δα │. K p -t növelve a pozíciószabályozó kör ω cp =1/T=A p vágási körfrekvenciája egyre közelebb kerül a fordulatszám szabályozó kör ω cw vágási körfrekvenciájához. K p maximális értékét a φ t fázistartalék határozza meg:

(11.12)

ahol a frekvencia függvények szögei. Ahhoz, hogy a pozíciószabályozó kör szabályozástechnikai jellemzői megfelelőek legyenek φ t ≥45 ° fázistartalék szükséges. Ez az igény megszabja K p és A p maximális, T minimális értékét. Megállapítható, hogy minél gyorsabb a fordulatszám szabályozó kör (minél nagyobb ω cw ), annál nagyobb lehet az ω cp =A p vágási körfrekvencia/körerősítés, annál kisebb a T=1/ω cp időállandó és így annál gyorsabb a pozicionálás.

11.9. ábra: Felnyitott P típusú pozíciószabályozó kör frekvencia diagramja.

Ez a szabály általánosítható: gyors fordulatszám szabályozáshoz gyors áram szabályozó kör, gyors pozíciószabályozáshoz gyors fordulatszám szabályozó kör kell. Azaz alárendelt szabályozóköri struktúrákban a belső szabályozó kör gyorsasága korlátozza a külső szabályozó kör gyorsaságát.

Ha ω cw >>ω cp (ha φ t ≥60 ° ), akkor közelítőleg vehető. Ezt figyelembe véve (11.11.a)-ban a zárt pozíciószabályozó kör átviteli függvénye:

(11.13)

Eszerint a szabályozott α pozíció T-vel késve követi az α a alapjelet:

(11.14.a)

(11.14.b)



A Δα pozíció hiba (11.14.b) utolsó összefüggése akkor igaz, ha α a =const. Ekkor Δα és a w szögsebesség exponenciálisan változik:

(11.15.a,b)

(11.16)

A Δα 0 /T=A p Δα 0 =W poz egyenlőséggel feltételeztük, hogy a III áramkorlátozott lassítási szakasz kimarad. A nyomaték (1.a) szerint m t =0 feltételezéssel:

(11.17)

A III szakasz feltételezett kimaradása miatt θW poz /T<M korl =kϕI korl egyenlőtlenségnek teljesülnie kell. Ez T-re egy minimális, A p -re egy maximális értéket szab meg.

11.10. ábra: Időfüggvények a IV pozicionálási szakaszban.a. Szögsebesség, b. Pozíció, c. Nyomaték (m t =0).

Az exponenciális beállás (folytonos vonalú időfüggvények a 11.10. ábrában) túllendülés mentes, de lassú.

Véges T f idejű lineáris beállás érhető el állandó dw/dt=-W poz /T f lassulást biztosító fékezés mellett. Ekkor az időfüggvények 0≤t≤T f -re, m t =0 mellett az alábbiak szerint alakulnak:

(11.18.a)

(11.18.b)



(11.18.c)

Most a θW poz /T f <M korl feltételnek kell teljesülnie. Az exponenciális beállásnál Δα o =W poz T, a lineáris beállásnál Δα o =W poz T f /2. Ezekből következik, hogy T f =2T. A lineáris beállás időfüggvényeit szaggatott vonalak mutatják a 11.10. ábrában. A (11.15, 11.16) és (11.18.a,b) összefüggésekből látható, hogy a

pozicionálási szögsebesség exponenciális beállásnál Δα-val, lineáris beállásnál -val arányos:

(11.19.a,b)

(11.20.a,b)

Lineáris beállásnál ± előjelű Δα-ra a következő összefüggés ad helyes eredményt:

(11.21)

Lineáris beállásnál is P típusú a pozíció szabályozó, de K p és A p (11.11.b) nem állandó, hanem függ a Δα-tól, azaz változó erősítésű az SZP szabályozó (nonlinear variable gain control).

A 11.11.ábra a w(Δα) (a II és IV szakaszban a w a (Δα)) kapcsolatot mutatja egy olyan pozicionálási folyamatra, amikor a III szakasz kimarad és m t =0. Az exponenciális és a lineáris beállás között különbség csak a IV szakaszban van. Az exponenciális beállású IV szakasz kezdeti pozíció hibája Δα o >Δ, hogy ne szólaljon meg az áramkorlát (Δ a I áramkorlátozott szakasz alatti szögelfordulás). Lineáris beállásnál a w(Δα) parabola meredeksége

(11.22)

az origóban ∞ lenne. Stabilitási problémák miatt az origó közelében ilyenkor is rá kell térni az exponenciális beállásra egy A pmax >>A p beállítással.

11.11.ábra: A w szögsebesség és a Δα pozíció hiba kapcsolata.

E tantárgyban a fordulatszám és a pozíciószabályozásnak csak az alapjait ismertettük. Mind a két esetben alkalmaznak még csúszómód szabályozást, modellreferenciás szabályozást, fuzzy szabályozást, neurális szabályozást, stb.


12. fejezet - Gyakorlati alkalmazásokE fejezetben a feszültséginverteres hajtások és az áramirányítós szinkronmotoros hajtás korszerű gyakorlati alkalmazásait mutatjuk be.

1. Lendítőkerekes energiatároló hajtásA villamos energia tárolásának egyik lehetséges megoldása a lendítőkerekes (flywheel) villamos hajtás, amelyik kinetikus energia formájában tárolja az energiát.

A lendítőkerekes energiatároló az w L szögsebességgel forgó q L tehetetlenségi nyomatékú tömeg E L kinetikus energiáját hasznosítja. A maximális kinetikus energia a maximális szögsebességhez tartozik:

(12.1)

Ha a tárolható E Lmax energia k-ad részét akarjuk hasznosítani, akkor:

(12.2)

(12.3)

Szokásos gyakorlati érték a k=0,75, w Lmin =0,5w Lmax , amikor a tárolt energia 75%-a hasznosítható (k az energiahasznosítási tényező).

12.1. ábra: Korszerű lendítőkerék hajtás. a. Blokkvázlat, b. Üzemi tartomány.

12.1. ábra: Korszerű lendítőkerék hajtás. c. Határok teljes kihasználása.

A kinetikus energia a lendítőkerék villamos hajtásának az m L nyomatékával, illetve p L teljesítményével szabályozható:


Gyakorlati alkalmazások

(12.4)

Lassításkor w L csökkentésekor (kisütéskor) energiát veszünk ki, gyorsításkor w L növelésekor (töltéskor) energiát adunk be a lendítőkerékbe. A 12.1.a. ábra korszerű lendítőkerekes hajtásában L a lendítőkerék, Á a mechanikai áttétel, VG a villamos hajtógép, TE a teljesítményelektronika, H a villamos hálózat, q L a lendítőkerék tengelyére redukált eredő tehetetlenségi nyomaték. A VG, a TE és a H egységeknek mindkét irányú teljesítményáramlásra képeseknek kell lenniük. A VG villamos hajtógép p L >0 töltéskor motoros, p L <0 kisütéskor generátoros üzemben működik. A korszerű, kis veszteségű megoldásokban áttétel nélküli, direkt hajtású lendítőkereket alkalmaznak.

A TE és VG egységekből álló villamos hajtás szokásos működési tartományát a 12.1.b. ábra mutatja az w L -m L

síkon. Az w L min £ω L £w L m ax üzemi tartományban töltéskor +P Lmax , kisütéskor P Lmax a legnagyobb teljesítmény. A hajtás legnagyobb hajtónyomatéka M Lmax =P Lmax /ω Lmin , a legnagyobb fékező nyomatéka –M Lmax . Megállapítható, hogy a lendítőkerék hajtás optimális esetben egy olyan egyforgásirányú 2/4-es hajtás, amelyiknek mezőgyengítéses az üzemi tartománya. Ekkor a hajtás N névleges pontját a 2 jelű pontba célszerű felvenni: M Ln =M Lmax, w Ln =w Lmin és P Ln =M Ln w Ln =P Lmax . A 12.1.c. ábra a határokat teljesen kihasználó esetet mutat, amikor a p L teljesítmény ±P Lmax között lüktet 2DT periódus idővel és az E L energia E Lmin és E Lmax között változik lineárisan. Levezethető, hogy

(12.5.a,b)

szerint számítható. T Lin a lendítőkerekes hajtás névleges indítási ideje.

A lendítőkerekes energiatároló hajtás alapfeladata a lüktető hatásos villamos teljesítmény kiegyenlítése, egyenletessé tétele. Példaként a 7.7. ábrának megfelelő kalickás aszinkrongépes lendítőkerekes energiatároló hajtás szabályozását ismertetjük. A teljesítmény lüktetést kiszabályozó szabályozókörnek egy lehetséges blokkvázlatát mutatja a 12.2. ábra.

12.2. ábra: Háromfázisú hálózatra csatlakozó kalickás aszinkrongépes lendítőkerekes hajtás szabályozókörének a blokkvázlata.

Ebben a G jelű fogyasztó, vagy termelő lüktető p G villamos teljesítménye kompenzálandó. A mért p G

pillanatértékéből az SZ szűrő előállítja a p Gk középértéket és e két teljesítmény különbsége adja a lendítőkerekes hajtás p LGa villamos teljesítményének alapjelét:

(12.6)

A p LGa -ból és az w L lendítőkerék szögsebességből nyomaték alapjelet állít elő az MA egység az alábbiak szerint:

(12.7.a)



(12.7.b)

Itt p LGa -p Lv a mechanikai teljesítménye, p Lv az w L -től függő vesztesége a hajtásnak, m Lv =p Lv /ω L az e veszteségnek megfelelő nyomaték. Az m Lv motoros nyomaték az w L szögsebesség állandó értéken való tartásához szükséges. Az MA nyomaték alapjel képző egység helyett teljesítmény szabályozó is alkalmazható, de ekkor mérni kell a lendítőkerekes hajtás p L teljesítményét is. Az w L és az m La jelekből az FA egység meghatározza az AL kalickás aszinkrongép rotorfluxusának az alapjelét. Ez alapvetően a szögsebességtől függ:

(12.8)

Y rn a névleges rotorfluxus. A gépoldali SZÁLG áramvektor szabályozó az ÁLG áramirányítón keresztül végzi az AL aszinkrongép nyomatékának és fluxusának a szabályozását. A szabályozás történhet az 5.3.1. pont szerinti mezőorientált áramvektor szabályozással. A y La fluxus és az m La nyomaték alapjelekből számíthatók a mező koordinátarendszerbeli áramkomponens alapjelek:

(12.9)

Ezekre szabályoz az SZÁLG áramvektor szabályozó.

A hálózatoldali SZULE feszültségszabályozó az u Le egyenfeszültséget szabályozza az általa előírt p LHa hatásos teljesítmény alapjellel. A q LHa meddő teljesítmény alapjelet külső, hálózati igények szabják meg. Az SZÁLH áramvektor szabályozó, az ÁLH áramirányítón keresztül végzi a lendítőkerekes hajtás villamos hatásos és meddő teljesítményének a szabályozását. A hálózatorientált áramvektor szabályozás a 7.1.1. pont szerint valósítható meg. A p LHa hatásos és a q LHa meddő teljesítmény alapjelekből kiszámíthatók az áramkomponens alapjelek:

(12.10)

Ezekre szabályoz a SZÁLH áramvektor szabályozó.

Hasonló felépítésű az állandómágneses szinkrongépes lendítőkerék hajtás is. A kétoldalról táplált aszinkrongépes lendítőkerék hajtás blokkvázlata annyiban eltérő, hogy ott mezőgyengítés nem lehetséges.

A szabályozóköri blokkvázlat (12.2. ábra) nem tartalmazza azt a részt, amelyik a lendítőkerekes hajtás álló állóállapotból való felfutását, a kezdeti feltöltést biztosítja.

Példaként szinuszosan lüktető p G teljesítmény kompenzálását szemléltetjük a 12.3. ábrában relatív egységekben. A lüktetés amplitúdóját és periódus idejét akkorára állítottuk be, hogy k=0,75 mellett a szögsebesség eléri az w Lmin és w Lmax korlátokat, a teljesítmény pedig a ±P Lmax határokat. A teljesítménylüktetés kompenzálásának megkezdésekor a lendkerék szögsebességét úgy állítottuk be, hogy a kompenzálási tartalék szimmetrikus legyen. Ehhez

(12.11)

értékek tartoznak (w Ln =w Lmin ). A k=0,75-nél , E Lk =2,5E Lmin , E Lmax =4E Lmin



12.3. ábra: Tökéletes kompenzáció a szögsebesség és a teljesítményhatárok érintésével.a. AL aszinkrongép áramvektora mező koordinátarendszerben.

12.3. ábra: Tökéletes kompenzáció a szögsebesség és a teljesítményhatárok érintésével. b. AL aszinkrongép nyomatéka és szögsebessége.

12.3. ábra: Tökéletes kompenzáció a szögsebesség és a teljesítményhatárok érintésével. c. Lendkerék hajtás p L

teljesítménye és a p G +p L eredő teljesítmény.

12.3. ábra: Tökéletes kompenzáció a szögsebesség és a teljesítményhatárok érintésével. d. AL aszinkrongép rotor fluxusvektorának amplitúdója.



12.3. ábra: Tökéletes kompenzáció a szögsebesség és a teljesítményhatárok érintésével. e. Kompenzációs folyamat az ω L -m L síkon.

A példában szereplő hajtás a 12.3. ábrabelinél nagyobb amplitúdójú, vagy nagyobb periódusidejű teljesítmény lüktetést már nem képes tökéletesen kikompenzálni.

A gyártmányok közül példaként a Beacon Power vállalat Smart Energy 25 típusú lendítőkerekes hajtását említjük meg. Ebben az állandómágneses szinkrongép vákuumban, mágneses lebegtetéssel üzemel 8000/min-16000/min fordulatszám tartományban (k=0,75). P Lmax =100kW teljesítményt képes szolgáltatni 15min ideig, azaz E Lmax -E Lmin =25kWh.

2. Járművek villamos hajtásaiPéldaként a vasúti járművek közül egy korszerű mozdony, a városi járművek közül egy korszerű trolibusz feszültséginverteres kalickás aszinkronmotoros hajtását ismertetjük.

2.1. MozdonyA 12.4. ábrán látható, egyfázisú (50Hz, 25kV) felsővezetékről táplált közbülső egyenáramú körös feszültséginverteres járműben (Taurus mozdonyban) öt elkülönülő erősáramú rész van: a hálózati transzformátor, a hálózati áramirányítók, a közbülső egyenáramú kör, a motoroldali inverterek és az aszinkron motorok.

12.4. ábra: Feszültséginverteres, aszinkronmotoros mozdony főáramköri kapcsolási vázlata.

Az ábra az egyik kétmotoros forgóváz kapcsolását mutatja részletesen. Minden motorhoz külön inverter kapcsolódik. Ezáltal az inverterek és a motorok egyedileg vezérelhetők, és így pl. a tapadóerő jobban



kihasználható. A teljesítményelektronika forgóvázanként képez egy egységet. Ez három párhuzamosan kapcsolt 4QS (Four Qudrant System) típusú kétszintű hálózati áramirányítóból (ÁH1, ÁH2, ÁH3) és kettő kétszintű feszültséginverterből (INV1, INV2) áll. Ezzel a konfigurációval elérhető, hogy az ÁH hálózati áramirányítók és az INV inverterek teljesen azonos kétszintű GTO-s hídágakból épüljenek fel. Ilyen konstrukcióval nagyteljesítményű, pl. 4×1600kW=6400kW-os mozdonyok készülnek.

A 4QS 4/4-es hálózati áramirányítók lehetővé teszik a visszatápláló (generátoros) villamos fékezést és a felsővezetékben szinuszos alakú, cosj=±1 fázistényezőjű áramot hoznak létre. A 4QS áramirányítók egyenfeszültség szabályozásnak alárendelt hatásos teljesítmény szabályozással rendelkeznek. Mivel egyfázisú táplálásnál a teljesítmény 2f h =100Hz-zel lüktet, ezért az egyenkörbe 100Hz-re hangolt szűrőt (L1,C1) tesznek.

A feszültséginverteres járműhajtás szabályozásának alapelve a mezőorientált áramvektor szabályozás (5.3. fejezet). Ameddig a terhelés megengedi állandó ϑ 1 nyomatékszögű, állandó f r rotorköri frekvenciájú energiatakarékos üzemet valósítanak meg. A különböző szabályozási tartományokat motoros üzemre a 12.5. ábra mutatja. Az a. ábra d-q koordinátarendszerben az Ī 1 áramvektort, a b. ábra az M-w 1 síkon a nyomatékot adja meg a tartományokkal és a határgörbékkel.

12.5. ábra: Szabályozási tartományok feszültséginverteres állandósult motoros üzemre.a. Ī 1 áramvektor d-q koordinátarendszerben, b. Korlátok az M-w 1 síkon.

I. tartomány: Energiatakarékos üzem, ϑ 1 =ϑ 1opt =ϑ 1n a nyomatékszög, a nyomaték M≤M n , értéke:

(12.12)

II. tartomány: Névleges Y r1 =Y r1n rotorfluxusú üzem, w 1 £w 1n =2pf 1n , M³M n , értéke:

(12.13)

Az M max maximális nyomatékot az I 1max áramkorlát szabja meg.

III. tartomány: Mezőgyengítéses üzem, w 1 >w 1n , a fluxus és a nyomaték:

(12.14.a,b)

(12.15)

Generátoros/visszatápláló fékező üzemben a 12.5. ábra vízszintes tengelyre vett tükörképe adódik szabályozási tartományként.



A mozdonyok sebesség szabályozásnak alárendelt nyomaték (vonóerő) szabályozással rendelkeznek (12.6. ábra). Előre és hátra menetben ellentétes előjelűek a nyomatékok, az előjelfordítást az E/H egység végzi. A jármű induláskor a vezető által beállított v a sebesség eléréséig az m korl nyomaték korláttal beállítható vonóerővel gyorsul (az w 1 >w 1n tartományban a KORL egység csökkentheti a vezető által beállított m korl értéket). A v a

sebességet elérve az SZV sebesség szabályozó beállítja a sebesség tartásához szükséges m a nyomaték alapjelet. Nyomatékkorlátozás helyett gyorsulásszabályozás is alkalmazható.

12.6. ábra: Sebesség szabályozás blokkvázlata nyomatékkorlátozással.

2.2. TrolibuszA városi járművek üzeme két megálló között gyorsításból, szabad kifutásból és lassításból (fékezésből) áll. A motor csak a gyorsítási és fékezési szakaszban fejt ki vonóerőt/fékerőt. Emiatt városi közúti járműveknél sebesség szabályozást nem alkalmaznak, csak a gyorsulás és a lassulás folyamatát szabályozzák általában a nyomatékkal.

Veszteségmentes indítással és energia visszatápláló fékezéssel a közúti villamos járműveknél, a sűrűn ismétlődő indítási és fékezési folyamatok miatt jelentős energia megtakarítás érhető el. Visszatápláló fékezéssel, normál forgalmi viszonyok között elvégzett mérések szerint, átlagosan a felvett energia 30-35%-a táplálható vissza.

Egy feszültséginverteres aszinkron motoros trolibusz hajtás főáramköri kapcsolási rajza látható a 12.7. ábrán.

12.7. ábra: Feszültséginverteres aszinkron motoros trolibusz hajtás.

Az AM aszinkron motor az INV jelű, kétszintű IGBT-s feszültséginverteren keresztül csatlakozik az U T DC tápfeszültségre. Az U T tápfeszültséget az ábra szerinti kapcsolással kell előállítani, mert a trolibusz áramszedői az ábrázolt polaritáshoz képest útkereszteződésekben, rövid ideig, fordított polaritású feszültséget is kapcsolhatnak a járműre. Ennek egyenirányítására szolgál a D1-D4 diódás hídkapcsolás (villamosnál erre a részre nincs szükség, mivel a villamosban nem juthat be fordított polaritással a tápfeszültség). A normál polaritású tápláláskor a visszatápláló fékezés a T1, T2 jelű IGBT tranzisztorokon keresztül lehetséges. Az U T

feszültség simításra az L sz -C sz szűrőkör, a C s z kondenzátor kezdeti feltöltésére a KT, RT töltőkör szolgál. A betáplálási oldalon van még a TL túlfeszültség levezető, a KF1, KF2 főkapcsoló és a zavarszűrő áramkör.

A szabályozott menetüzemet és a szabályozott generátoros, energia visszatápláló fékezést az inverter vezérlésével lehet megvalósítani. Az energia visszatáplálásos fékezés feltétele, hogy az U T tápfeszültség a megengedett érték alatt maradjon, U T £U Tm legyen. Ha generátoros fékezéskor a fordított energiaáramlás miatt U T eléri az U Tm értéket, akkor a TF kapcsolóelemmel a C sz kondenzátorral párhuzamosan kapcsolható az RF fékellenállás. Az RF ellenállás ki-be kapcsolgatásával korlátozható az U T feszültség.



A feszültséginverteres trolibusz hajtás szabályozásának alapelve a mezőorientált áramvektor szabályozás, de itt csak a gyorsítást és a fékezést szabályozzák. A különböző szabályozási tartományokat motoros/gyorsító üzemre a 12.8. ábra mutatja. Az a. ábra d-q koordinátarendszerben az Ī 1 áramvektort, a b. ábra M-w 1 síkon a nyomatékot adja meg a tartományokkal és a határgörbékkel. A feszültséginverteres vasúti hajtással (12.5. ábra) szemben itt csak két különböző tartomány van, mivel a városi közlekedésben nincs szükség az állandó sebességű energiatakarékos üzemre.

12.8. ábra: Szabályozási tartományok feszültséginverteres motoros üzemre.a. Ī 1 áramvektor d-q koordinátarendszerben, b. Korlátok az M-w 1 síkon.

I. tartomány: Névleges Y r1 =Y r1n rotorfluxusú üzem, w 1 £w 1n . A nyomaték (12.13) szerint számítható, M max -t az I 1max áramkorlát szabja meg.

II. tartomány: Mezőgyengítéses üzem, w 1 >w 1n , a fluxus (12.14), a nyomaték (12.15) szerint számítható.

Generátoros/fékező üzemben a 12.8. ábra vízszintes tengelyre vett tükörképe adódik szabályozási tartományként. Generátoros féküzemben általában kisebb I 1max áramkorlátot engednek meg mint motoros üzemben.

Alapesetben a trolibusz a 12.9. ábrának megfelelően nyomaték (vonóerő) szabályozással rendelkezik.

12.9.ábra: Nyomaték szabályozott hajtás blokkvázlata.

A vezető a GY gyorsító pedállal az indításhoz/gyorsításhoz, az F fékpedállal a megálláshoz/fékezéshez szükséges m a nyomaték alapjelet állítja elő. A gyorsításhoz pozitív, a fékezéshez negatív nyomaték alapjel tartozik előre menetben.

3. SzélgenerátorokA szélgenerátor (szélerőmű) magában foglalja a szélturbinát, a mechanikai áttételt, a generátort, a teljesítményelektronikát, a vezérlő-szabályozó rendszert és a segédberendezéseket. A korszerű szélgenerátorok generátoros üzemben dolgozó feszültséginverteres aszinkron, vagy szinkrongépes hajtások.



12.10.ábra: Szélturbina jelleggörbék. a. Teljesítmény-szélsebesség diagram, b. Nyomaték-szögsebesség diagram.

A szélturbina jellegzetes P T (v) teljesítmény-szélsebesség diagramját a 12.10.a. ábra, az M(W) nyomaték-szögsebesség diagramját (a turbina tengelyén) a 12.10.b. ábra mutatja. Az A-B szakaszon, a v 0 £v£v N

szélsebességű, optimális lapátszögű tartományban a szélturbina

(12.16)

teljesítménytényezője (aerodinamikai hatásfoka) maximális. P T =M T W T =MW a szélturbina, P SZ a szélturbinát forgató szél teljesítménye. E tartományban a v szélsebességgel közelítőleg arányosan kell változtatni a turbina W T (a generátor W) szögsebességét ahhoz, hogy az A-B pontok között végig C pmax legyen a teljesítménytényező. Névleges v N szélsebességnél (a B pontban) névleges a szélturbina teljesítménye (elhanyagolva a veszteségeket):

(12.17)

Az A-B tartományban a P T teljesítmény és az M nyomaték közelítőleg

(12.18.a,b)

szerint alakul. A B-C szakaszon, a v N £v£v max tartományban a teljesítménynek a szélturbinánál és a generátornál megvalósított korlátozásával/szabályozásával állandó P TN névleges teljesítmény biztosítandó.

A szélgenerátor szabályozásának alapvető célja mindkét tartományban az, hogy a P TN -re korlátozott szélturbina teljesítmény minél nagyobb részben legyen hasznosítható. Adott v szélsebességen a P T teljesítmény szabályozható a szélturbinánál a gondola szélirányhoz képesti elfordításával és a lapátok hossztengely körüli forgatásával (a b lapátszög szabályozásával), a generátornál a szögsebesség változtatásával. A teljesítmény korlátozást a turbinánál oldják meg.

Ma leggyakrabban a közvetlen hajtású szinkrongépes és a kétoldalról táplált aszinkrongépes generátorokat alkalmazzák. Az állandómágneses szinkrongépes szélgenerátor blokkvázlatát a 12.11., a kétoldalról táplált szélgenerátor blokkvázlatát a 12.12. ábra mutatja.



12.11. ábra: Közvetlen hajtású, állandómágneses szinkrongépes szélgenerátor blokkvázlata.

A KSZV központi szabályozó-vezérlő egység a v szélsebesség és a P h »P T teljesítmény alapján meghatározza a generátor szögsebességének a w a alapjelét és a szélturbina lapátszögének a b a alapjelét. A SZG generátoroldali szabályozó szögsebesség szabályozásnak alárendelt mezőorientált áramvektor szabályozás (4.2. és 6.1. fejezet). Az SZH hálózatoldali szabályozó egyenfeszültség szabályozásának alárendelt hálózatorientált áramvektor szabályozás (7.1.1. fejezet).

A közvetlen hajtású szinkrongépes szélgenerátorok készülnek gerjesztett forgórésszel is. Ekkor gerjesztés szabályozással kell kiegészíteni a 12.11. ábrát. Ritkán kalickás aszinkron gépet is alkalmaznak generátorként áttétellel. Ennek a blokkvázlata hasonló a 12.11. ábrához.

12.12. ábra: Kétoldalról táplált aszinkron gépes szélgenerátor blokkvázlata.

Szinkrongépes szélgenerátornál az SZH-ban levő áramvektor szabályozással, kétoldalról táplált aszinkrongépes szélgenerátornál az SZG-ben és az SZH-ban levő áramvektor szabályozásokkal biztosítható, hogy a hálózatba az A,B,C kapcsokon szimmetrikus, szinuszos, cosj=-1 fázistényezőjű áramokat adjon a szélgenerátor.

Tételezzük fel a gyakorlatnak megfelelően azt, hogy a 12.10.b. ábrában W max =2W 0 , W max =1,2W N , W 0 =0,6W N . Ekkor kétoldalas táplálásnál az aszinkron generátor szinkron szögsebességét a 6.3. ábrának megfelelően W 1

=(W 0 +W max )/2=0,9W N -re célszerű választani. Ezekkel az adatokkal a 12.1. táblázat mutatja a generátor P Gn

névleges teljesítményét és a teljesítményelektronika P TEtip típusteljesítményét a P TN névleges szélturbina teljesítményre vonatkoztatva (a veszteségeket elhanyagoltuk).

12.1. táblázat: Teljesítmény viszonyok különböző típusú szélgenerátoroknál.

Generátor típus P Gn /P TN P TEtip /P TN Mezőgyengítés

Állandómágneses szinkrongép

PMSZ

1,2 1,2 Nincs



1 1 Van

Kalickás aszinkrongép

RZA

1 1 Van

Kétoldalról táplált aszinkrongép

KTA

0,9 0,3 Nem lehet

A generátor névleges teljesítménye P Gn =M n W n . A generátor M n névleges nyomatéka minden esetben megegyezik a szélturbina generátor tengelyére átszámított M N névleges nyomatékával: M n =M N . A generátor W n névleges szögsebessége PMSZ-nél mezőgyengítés nélküli üzemben W n =W max =1,2W N (ekkor a C’ pontban is képes lenne üzemelni a generátor), PMSZ-nél és RZA-nál mezőgyengítéses üzemben W n =W N . KTA-nál W n

»W 1 =0,9W N . A teljesítményelektronika típus teljesítménye PMSZ-nél és RZA-nál megegyezik a generátor névleges teljesítményével: P TEtip =P Gn . KTA-nál a teljesítményelektronikát a (6.6) összefüggésnek megfelelően kell méretezni, esetünkben P TEtip =M N (W max -W n )=0,3M N W N =0,3P TN . Ez utóbbi indokolja, hogy a nagyteljesítményű szélgenerátorok nagy része kétoldalról táplált aszinkrongépes kivitelű. Pl. egy P TN =3MW-os KTA szélgenerátorhoz P TEtip =900kW-os teljesítményelektronika elegendő. Ez viszont azzal jár, hogy a KTA szélgenerátorokat a W 0 szögsebesség alatt nem szabad a hálózatra kapcsolni, mert ilyenkor túl nagy feszültség jutna az ÁG forgórészköri áramirányítóra.

Itt említjük meg, hogy azok a szabályozott villamos hajtások, amelyek feszültséginverter kapcsolású hálózati áramirányítóval rendelkeznek (ilyenek a 12.11. és 12.12. ábrákon látható szélgenerátorok is) az alapfeladatokon kívül hatásos teljesítményt nem igénylő járulékos feladatokra is képesek. Ezek a meddő kompenzálás, az aszimmetria kompenzálás és a felharmonikus kompenzálás. Ráadásul a járulékos feladatokat a korszerű szélgenerátorok szélcsendes időben is el tudják látni. A járulékos feladatok az ÁH hálózati áramirányító és a C egyenköri kondenzátor méretezését befolyásolják.

Példaként aszimmetria és meddő teljesítmény kompenzálását szemléltetjük a 12.13. ábrában relatív egységekben. A vizsgált elrendezés a 12.2. ábrához hasonló: G jelképezi a fogyasztókat, a lendítőkerekes hajtás helyett a 12.11. ábra szerinti szélgenerátor van. Az 1 jelű periódusban a hálózatot terhelik az aszimmetrikus induktív jellegű fogyasztói áramok (20%-os a negatív sorrendű összetevő). A 2 jelű periódusban a szélgenerátor ÁH áramirányítója szimmetrizálja a hálózatot terhelő áramokat (cosj 1 @0,7). A 3 jelű periódusban ÁH kompenzálja a meddő teljesítményt, így a hálózatot jóval kisebb cosj 1 @1-es áramok terhelik. A három fázis p=p la +p lb +p lc teljesítményének a középértéke végig állandó. A 4. periódustól a fogyasztók hatásos p teljesítményét is a szélgenerátor szolgáltatja, így a hálózat gyakorlatilag terheletlen.

Az aszimmetria kompenzálásakor x-y koordinátarendszerben (kr-ben) az ellipszisből kör, p-q kr-ben a kis körből pont lett. A meddő kompenzálásakor p-q kr-ben a p tengelyre ugrik a hálózati áramvektor.

12.13. ábra: Aszimmetria és meddő teljesítmény kompenzálása.a. Hálózat fázisáramai és az a fázisfeszültsége. b. Hálózati áramvektor x-y koordinátarendszerben.



12.13. ábra: Aszimmetria és meddő teljesítmény kompenzálása. c. Hálózati áramvektor d-q koordinátarendszerben.

4. Gázturbinás szinkrongenerátor egység indításaVillamos energia termelésére szolgáló gázturbinás szinkrongenerátor egységek széles alkalmazást nyernek, mert gazdaságos az üzemük, megbízhatók és kevés karbantartást igényelnek. A nagyteljesítményű (100-200 MW-os) egységeket gyakran alkalmazzák csúcserőművekben, mivel gyorsan üzembe helyezhetők. Ugyancsak gyakran alkalmazzák a gázturbinás egységet a gőzturbinás egységgel kombinált ciklusban, amikor a gázturbina magas hőmérsékletű kipufogó gázát még gőztermelésre használják. Az alkalmazott szinkrongenerátor általában turbogenerátor típusú és 2p=2 pólusú, így a névleges szinkron fordulatszáma f 1n =50Hz-en n n =n 1n =60f 1n

/p=3000/min.

12.14. ábra: Áramirányítós szinkron motoros indító gázturbinához.

A gázturbina mint belsőégésű motor nem képes önmagától elindulni, az indításhoz indító berendezés szükséges. Indító motorként a gázturbinás egység szinkron generátorát célszerű alkalmazni, mivel ekkor nincs szükség külön indító villamos motorra. A szinkrongenerátort az idítás alatt általában a 9.1. és 9.2. ábrák kapcsolási vázlatának megfelelően áramirányítós szinkronmotor (ÁSZM) kapcsolásban működtetik. A gázturbina ÁSZM indítójának egyvonalas kapcsolási vázlata a 12.14. ábrán látható. Üzem közben a GT gázturbinával hajtott G generátor a KF főkapcsolón és a TF főtranszformátoron keresztül a nagyfeszültségű hálózatra csatlakozik. Indítás alatt a K1 és K2 kapcsolókon keresztül az ÁM és ÁH áramirányítókból álló statikus indítóra kapcsolódik. A gerjesztőtekercset az ÁG áramirányítóból álló statikus gerjesztő táplálja.

Az indítást az erőművi irányító kezdeményezi. A T i =15-20 min-ig tartó indítási folyamat fő jellemzőit az n fordulatszámot, a szubtranziens feszültség U” amplitúdóját, az i e egyenáramot és az i g gerjesztőáramot mutatja a 12.15. ábra. Az indítás az ábrába bejelölt alábbi fő szakaszokból áll:

1. Elindítás és felgyorsítás kb. (1/3)n n =1000/min fordulatszámig.



2. Néhány perces n=const. fordulatszámú üzem a gázturbina kiszellőztetése céljából, majd a szakasz végén az i e

áram és a nyomaték megszüntetése.

3. Az ÁSZM i e egyenáramának megszűnését követő kipörgés (lassulás), amely alatt előkészítik a gázturbina begyújtását.

4. A kipörgést követően az i e egyenáram újraindítása, gyorsítás, majd fordulaton tartás a gázturbina begyújtása alatt.

5. A gázturbina begyújtását követően további, állandó fluxus melletti gyorsítás az ÁSZM-mel és a gázturbinával.

6. A kb. (1/3) n n fordulatszám feletti mezőgyengítéses gyorsítás, amikor U 1 »U”»const. Az ÁSZM kapcsolású generátor kb. (2/3)n n =2000/min fordulatszámig vesz részt a gépcsoport gyorsításában.

7. Az ÁSZM i e egyenáramának és i g gerjesztő áramának megszüntetése után a turbina-generátor gépcsoportot a gázturbina gyorsítja tovább az n n =3000/min fordulatszámig.

12.15. ábra: ÁSZM fő jellemzői az indítási folyamat alatt.

Az 1. és 4. szakaszban az ÁSZM, az 5. és 6. szakaszban az ÁSZM és a gázturbina, a 7. szakaszban csak a gázturbina gyorsít.

A statikus indítót általában a szinkrongenerátor névleges teljesítményének néhány százalékára méretezik. A tipikus értékeket a 12.2. táblázat mutatja, 100%-nak véve a generátor névleges pontbeli értékeit.

12.2. táblázat: ÁSZM indító fő jellemzői.

ÁSZM indító

Teljesítmény, P m 2%

Nyomaték, M 5% (10%)

Feszültség, U 1 10%

Áram, I 1 20%



A nyomatéknál a zárójeles érték a maximális indító nyomaték, amely a nyugvó surlódás miatt szükséges.

A 10%-os feszültségértékből következik, hogy ÁSZM üzemben legfeljebb 0,1n n fordulatszám alatti tartományban lenne tartható névleges értéken a fluxus. Emiatt a valóságban az indító csak a bekapcsolás utáni léptetőmotoros (n<0,1n n ) üzemben gyorsít közel névleges fluxussal és az ezt követő teljes indítási folyamat alatt a névlegesnél jóval kisebb a fluxus. A 10%-os nyomaték 20%-os áramot feltételezve 50%-os fluxussal hozható létre.

Nagy előnye az ÁSZM indítónak, hogy egyetlen statikus indítóval az indító sínen keresztül egy azonos egységekből álló gázturbinás erőmű bármelyik egysége elindítható.

Hasonló a probléma a szivattyús tározós vízerőművek villamos gépének szivattyú üzemben való motoros indításakor. A gyakorlatban ilyenkor is az ÁSZM kapcsolású indítást alkalmazzák a leggyakrabban.

5. Számítási példaSzámolja ki egy szaggatóról táplált fordulatszám szabályozott egyenáramú hajtás szabályozóinak beállítását (2.2. és 11. fejezet).

A rendszer paraméterei a következők:

A motor névleges adatai:

P n =2800W n n =960/min

U n =220V I n =14A

U gn =220V I gn =0,7A

R=1,4Ω L=46mH

Θ motor =0,1kgm 2 Θ terhelés =0,15kgm 2

Az érzékelők adatai:

Áramérzékelő: 2A→1V→A vi

Fordulatszám érzékelő: 100/min→1V→A vw

A szaggató átviteli tényezője:

A u =220V/10V

Megjegyzések:

1. PI típusú szabályozókat használjon.

2. A zárt áramszabályozási hurok időállandója 10ms legyen.

Feladatok:

1. Optimalizálja a beállításokat fordulatszám alapjel ugrásra és terhelésugrásra is.

2. Próbáljon olyan beállítást is keresni, amellyel mindkettő közelítőleg optimális.

3. Ellenőrizze a számítások eredményét szimulációval.


IrodalomjegyzékKovács, K.P. és Rácz, I.. Váltakozóáramú gépek tranziens folyamatai. Akadémiai Kiadó. Budapest . 1957.

Rácz, I., Csörgits, F., Halász, S, Hunyár, M., Lázár, J., és Schmidt, I.. Villamos hajtások. Egyetemi tankönyv. ISBN 9631823660. Tankönyvkiadó. Budapest . 1971.

Halász, S., Csörgits, F., Hunyár, M., Kádár, I., Lázár, J., és Vincze, Gyné. Automatizált villamos hajtások I.. Egyetemi tankönyv. ISBN 9631620998. Tankönyvkiadó. Budapest . 1989..

Halász, S.. Villamos hajtások. Egyetemi tankönyv. ISBN 9634505171. ROTEL KFT.. Budapest . 1993.

Halász, S., Hunyár, M., és Schmidt, I.. Automatizált villamos hajtások II.. Egyetemi tankönyv. ISBN 9634205631. Műegyetemi Kiadó. Budapest . 1998.

Hunyár, M., Kovács, K., Németh, K., Schmidt, I., és Veszprémi, K.. Energiatakarékos és hálózatbarát villamos hajtások. Egyetemi tankönyv. ISBN 9634205690. Műegyetemi Kiadó. Budapest . 1998.

Schmidt, I., Vincze, Gyné., és Veszprémi, K.. Villamos szervo- és robothajtások. Szakkönyv. ISBN 9634206425. Műegyetemi Kiadó. Budapest . 2000.

Hunyár, M., Schmidt, I., Veszprémi, K., és Vincze, Gyné.. A megújuló és környezetbarát energetika villamos gépei és szabályozásuk. Egyetemi tankönyv. ISBN 9634206700. Műegyetemi Kiadó. Budapest . 2001.

Schmidt, I., Rajki, I., és Vincze, Gyné.. Járművillamosság. Egyetemi tankönyv. ISBN 9634207103. Műegyetemi Kiadó. Budapest . 2002.

Leonard, W.. Control of Electrical Drives. Springer Verlag. Berlin . 1985.

Bose, B.K.. Power Electronics and AC Drives. Prentice Hall. New Jersey . 1986.

Murphy, J.M.D. és Turnball, F.G.. Power Electronic Control of AC Motors. Pergamon Press. Oxford . 1986.

Lázár, J.. Park-Vector Theory of Line-Commutated Three-Phase Bridge Converters. ISBN 9635927274. OMIKK Publisher. Budapest . 1987.

Bose, B.K.. Microcomputer Control of Power Electronics and Drives. ISBN 087942219X. IEEE Press. New York . 1987.

Miller, T.J.E.. Brushless Permanent Magnet and Reluctance Motor Drive. Clarendon Press. Oxford . 1989.

Mohan, N., Underland, T.M., és Robins, W.P.. Power Electronics. Converters, Applications and Design. John Wiley & Sons. New York . 1989.

Lázár, J., Halász, S., Hunyár, M., és Csörgits, F.. Converter Controlled Induction Motor Drives. ISBN 9635931123. OMIKK Publisher. Budapest . 1990.

Bauxbaum, A., Schiereau, K., és Straughen, A.. Design of Control Systems for DC Drives. Springer-Verlag. Berlin . 1990.

Bose, B.K.. Modern Power Electronics. ISBN 0879422823. IEEE Press. New York . 1991.

Kelemen, Á. és Imecs, M.. Vector Control of AC Drives. vol.1.. Vector Control of Induction Machine Drives. ISBN 96359314009. OMIKK Publisher. Budapest . 1991.

Kelemen, Á. és Imecs, M.. Vector Control of AC Drives. Vol.2.. Vector Control of Synchronous Machine Drives. ISBN 96359314009. Écriture. Budapest . 1993.

Miller, T.J.E.. Hendershot, J.R.. Design of Brushless Permanent-Magnet Motors. Clarendon Press. Oxford . 1995.


Irodalomjegyzék

Crowder, R.M.. Electric Drives and Their Control. Clarendon Press. Oxford . 1995.

Jenni, F.. Wüest, D.. Steuerverfahren für selbstgeführte Stromrichter. ISBN 372812141X. vdf Hochschulverlag AG an der ETH Zürich. 1995.

Novotny, D.W.. Lipo, T.A.. Vector Control and Dynamics of AC Drives. Clarendon Press. Oxford . 1996.

Vas, P.. Electrical Machines and Drives. A Space-Vector Theory Approach. Clarendon Press. Oxford . 1996.

Ertan, H.B., Üctug, M.Y., Colier, R., és Cosoli, A.. Modern Electrical Drives. ISBN 0792363760. Kluwer Academic Publishers. Dordrecht . 2000.

Leonhard, W.. Control of Electrical Drives. ISBN 3540418202. Springer-Verlag. Berlin . Heidelberg . New York . 2011.

Bose, B.K.. Modern Power Electronics and AC Drives. ISBN 0130167436. Prentice Hall PTR. New Jersey . 2002.

Mohan, N.. First Course on Power Electronics and Drives. ISBN 0971529221. MNPRE. Minneapolis . 2003.


· web viewa v indexű vezérlőjelek az a. és e. ábrákban térvektoros iszm vezérlőt (space...

Documents