第五章模拟调制系统本章教学要求

第五章模拟调制系统第五章模拟调制系统本章教学要求本章教学要求

1 、掌握幅度调制的原理（调制和解调，时域和频域特性）及其抗噪声性能。

2 、理解角度调制的抗噪声性能和原理。理解各种模拟调制系统的比较。理解频分复用（ F

DM ）的概念。

3 、了解调制的定义和分类。

主要外语词汇主要外语词汇

模拟调制系统（ Analog Modulation System ）

调制（ modulate ）　　解调（ demodulate ）

幅度调制 AM （ Amplitude Modulation ）

角度调制（ angular modulation ）

频率调制 FM （ Frequency Modulation ）

相位调制 PM （ Phase Modulation ）

双边带 DSB （ Double Sideband ）

单边带 SSB （ Single Sideband ）

残留边带 VSB （ Vestigial Sideband ）　　

双边带抑制载波 DSB － SC

（ Double Sideband － Suppressed Carrier ）

频分复用 FDM

（ Frequency － Division Multiplexing ）

窄带调相 NBPM

（ Narrow － Band Phase Modulation ）

作业作业

P101 　 5 ， 10 ， 11 ， 19 ， 20 ， 23 ，24

自己练习： 3 —12 ， 13 ， 28

本章主要内容本章主要内容

5.1　引言

5.2　线性调制原理

5.3　线性调制系统的信噪比分析

5.4　非线性调制原理

5.5　角度调制的解调和抗噪性能分析

5.6　各种模拟调制系统的比较

5.7　频分复用

§ 5. 1 § 5. 1 引言引言

模拟调制系统框图模拟调制系统框图

一、什么是调制？二、为什么要调制？三、怎样调制？

一、什么是调制？把基带信号携带的信息转载到高频信号上的处理过程。基带信号：如话音信号， 300 ～ 3400 赫兹。高频信号：如电磁波， 300K 赫兹以上。

二、为什么要调制？ 1 、适合信道的需要，且实现有效的辐射。　 2 、实现频率分配。　 3 、多路复用。　 4 、改善信噪比。

三、怎样调制？基带信号 m(t);

高频载波信号为 c(t) = A cos (ct+ ) ；

m(t) c(t)

让它的三个基本参量分别按基带信号变化：

1 、 AA(t)=A0+ kAm(t) ；

称为调幅 ---- 线性调制。

2 、 c (t)= 0+ kBm(t) ；

称为调频 ----- 角度调制。

3 、 (t)= 0+ kCm(t) ；

称为调相 ----- 角度调制。得到三种基本调制方式。

四、调制的分类调制信号： m(t)

载波信号： c(t)

已调信号： s(t)

1 、根据 m(t) 的不同分：模拟调制和数字调制；

2 、根据 c(t) 不同分：连续载波和脉冲载波调制；

3 、根据 c(t) 参数变化不同：

幅度调制、频率调制和相位调制。

4 、按 H(ω) 特性分：线性和非线性调制。

调制器 H

m(t) s(t)

c(t)

§ 5. 2 § 5. 2 线性调制线性调制 (( 幅度调制幅度调制 )) 原理原理

定义：如果输出已调信号 s(t) 的频谱和输入基带　　信号 m(t) 的频谱之间满足线性搬移的关系。

四种具体的调制方法：

1 、振幅调制（ AM ）

2 、双边带调制（ DSB ）

3 、单边带调制（ SSB ）

4 、残留边带调制（ VSB ）

一、常规调幅一、常规调幅 (AM)(AM) ：： Amplitude ModulatioAmplitude Modulationn

tccos

)(tm )(tsAM×＋

0A

BPF

1 、调制方法：(1) 抬高基带信号 m(t) 的电平，使 m(t)+A0 恒为正 ,

即要求 A0 |m(t)|max

(2) 产生高频等幅载波 c(t) = cos ct // cos (ct+

)

(3) 相乘： SAM(t)=[A0+m(t)] cos ct

图 (c) 为 A0 < |m(t))|max 的过调制情况，应避免。思考题：如果发生过调制，会造成什么问题？

SAM(t)=[A0+m(t)] cos ct

22 、、 AMAM 调制信号的时域表达和波形：调制信号的时域表达和波形：

)]()([2

1)]()([)( 0 ccccAM MMAS

M(ω) 　 1

-ωm 0 ωm ω

SAM(ω)

USB LSB LSB πA0 USB

　　　　　　　　　 1/2

-ωC 0 ωC ω

2ωm

若基带信号最高频率 m=2fm ，

则 AM 调制信号带宽为： B=2f

m

SAM(t)=A0cos ct+ m(t)cos ct ，作傅立叶变换：33 、、 AMAM 调制信号的频谱和带宽：调制信号的频谱和带宽：

44 、功率和效率：、功率和效率： )(2

1

2

1)( 22

0

2 tmAtSPAMAM

)(2

1 2 tm

;3

1

22/

2/

;2

1)(

;;cos)(

2

2

22

0

2

22

0

0

AM

AM

m

m

m

mmm

AA

A

Atm

A

AAAtAtm

则：

叫调幅系数

%50)(

)(22

0

2

tmA

tm

其中信号能量为：

因此，效率为：

以单音信号为例：

55 、解调原理：、解调原理：

（非相干解（非相干解调）调）

包络检波低通滤波隔直

(1 ）包络检波（二极管单向导通性）（ 2 ）低通滤波（除去高频成分）（ 3 ）隔断直流（恢复基带波形）

正常调制的解调波形：

过调制的解调产生失真：

2 、 DSB 调制信号时域表达与波形： SDSB(t)=m(t)cos ct

载波反相点

二、双边带调幅二、双边带调幅 (DSB)(DSB) ：： Double Side BandDouble Side Band1 、调制方法：不加直流电压，直接调制。

tccos

)(tm )(tsDSB× BPF

33 、、 DSBDSB 调制信号的频谱和带宽调制信号的频谱和带宽)]()([

2

1)( ccDSB MMS

M()

-ωm 0 ωm ω

SDSB(ω)

USB LSB LSB USB

-ωC ωC ω

除了没有冲击谱线之外，与 AM 完全相同。双边带调制信号带宽仍然为 B=2fm

44 、功率和效率、功率和效率

DSB 信号的平均功率

Ｃ　，无载波功率只有边带功率 PP

PtmttmtSP

f

fCDSBDSB )(2

1cos)()( 2222

DSB 信号的调制效率

%100DSB

f

DSB P

P

现在应当用相干解调 :

（ 1 ）提取同步信息，在接收端产生本地载波，要求与发端同频同相： c`(t)= cos c t 　 ;

（ 2 ）本地载波乘以接收的 DSB 调制波：

Sd(t)=SDSB(t)·c`(t)=m(t) cos 2 c t

=m(t)(1+cos2ct) /2 ;

（ 3 ）低通滤波，除去 cos ( 2ct ）的高频项。

得到：解调输出信号 So(t)=m(t)/2 ;

55 、、 DSBDSB 信号解调方信号解调方法法：：

相干解调的原理框图相干解调的原理框图

收滤波器 LPF

载波同步

m0(t)a

b tcos c

cd

Sd(t)SDSB(t) S0(t)

SDSB(t)= m(t)cosωt Sd(t)=m(t)cos2ωt m(t)

SDSB(t)= m(t)cosωt Sd(t)=m(t)cos2ωt m(t)

基带信号谱 M(ω)

DSB 调制信号谱 SDSB (ω)

-ωC 0 ωC

乘以本地载波后

-2ωC 2ω C

通过低通滤波后

66 、、 DSBDSB 信号相干解调的频域解释：信号相干解调的频域解释：

AMAM 信号的相干解调：信号的相干解调：

Sd(t)=SAM(t)·c`(t)=[A0+m(t)]cos 2(c t)

=[A0+m(t)][1+cos2(c t)]/2

低通滤波，除去（ cos2 c t ）的高频项。得到：

解调输出信号 S0(t)= [A0+m(t)]/2

常数 A0/2 为直流成分，可用一个隔直流电容去除。

LPFx

tccos

)(tsAM )(tsoBPFz(t)sd

(t)

AMAM 和和 DSBDSB 的性能比较的性能比较

1 、发射效率

2 、使用成本

【例【例 5-5-11 】】根据右图所示的调制信号波形，试画出 D

SB及 AM 信号的波形图，并比较它们分别通过包络检波器后的波形差别。

三、单边带调幅三、单边带调幅 (SSB)(SSB) ：： Single Side BaSingle Side Bandnd

1 、单边带信号的产生和频域表示：SSB 信号的产生方法，归纳起来有三种：滤波法、相移法、混合法

)(21 tm

)(tsSSB

×

2/

×

)(hH

)(ˆ21 tm

ttm ccos)(21

ttm ccos)(ˆ21

tccos

tcsin

相移法

滤波法：在 DSB 调制的基础上，用理想低通滤波器截取下边带；或用理想高通滤波器截取上边带；

c

cUUDSBSSB

c

cLLDSBSSB

HHSS

HHSS

||1

||0)();()()(

||0

||1)();()()(

上

下

f ( t ) sDSB

( t )

c ( t )£½cos c t

µ¥±ß´øÂË²¨Æ÷H SSB ()

sS SB

( t )

SDSB(ω)

上下下上 HL(ω)

SLSB(ω)

HU(ω)

SUSB(ω)

-ωC ωC

若基带信号最高频率 m=2fm ，则单边带信号带宽为： B=fm 。

滤波法生成单边带信号的示意图：滤波法生成单边带信号的示意图：

2 、单边带信号的时域表达：下边带为例：

c 0

)sgn( c

c0

)sgn( c

)]()([2

1)( ccDSB MMS

)]()([2

1)(2 cc SgnSgnG

c

式中：

)()()()( 2 cGSStS DSBLSBLSB

G2ωc(t)

)sgn()()sgn()(4

1

)()(4

1

)sgn()()sgn()(4

1

)sgn()()sgn()(4

1

)sgn()sgn(2

1)()(

2

1)(

cccc

cc

cccc

cccc

ccccLSB

MM

MM

MM

MM

MMS

由公式：

利用对称性：

定义希尔伯特变换：作傅立叶变换：

jtSgn

2)(

)(2)(22 SgnSgnjt

)(1

jSgnt

ttmtm

1

*)()(ˆ

0)(

0)()]([)()(ˆ

jM

jMjSgnMtm

表明希尔伯特变换的结果是将信号频谱负正两半分别相移 π/2

于是：

)]()()()([2

1sin)(ˆ

)()()(ˆ

])(ˆ)(ˆ[2

1sin)(ˆ

ccccc

cctj

tjtjc

SgnMSgnMttm

SgnjMetm

etmetmj

ttm

c

cc

tsin)t(m2

1tcos)t(m

2

1)t(S ccLSB

ttmttmS ccUSB sin)(2

1cos)(

2

1

)]()([4

1cos)(

2

1ccc MMttm 而：

所以：

同理：

※※单边带信号的时域表达单边带信号的时域表达 :(:(总结总结 ))

)sgn()()sgn()(4

1)()(

4

1)( ccccccLSB MMMMS

)()()()( 2 cGSStS DSBLSBLSB

)]()()()([2

1sin)(ˆ

)()()(ˆ])(ˆ)(ˆ[2

1sin)(ˆ

ccccc

cctjtjtj

c

SgnMSgnMttm

SgnjMetmetmetmj

ttm ccc

)(1

jSgnt

ttmtm

1

*)()(ˆ

0)(

0)()]([)()(ˆ

jM

jMjSgnMtm

定义希尔伯特变换：

作傅立叶变换：

tsin)t(m2

1tcos)t(m

2

1)t(S ccLSB

ttmttmS ccUSB sin)(2

1cos)(

2

1

)]()([4

1cos)(

2

1ccc MMttm

所以：

同理：

（公式总结）（公式总结） 22 、单边带信号的时域表达：、单边带信号的时域表达：

SSB 信号的时域表示式为：

“－”对应上边带信号，“ +”对应下边带信号；

是 m(t) 的希尔伯特变换。

ttmttmts ccSSB sin)(ˆ2

1cos)(

2

1)(

)(ˆ tm

]sinsincos[cos2

)cos(2

)(

]sinsincos[cos2

)cos(2

)(

])cos()[cos(2

coscos)(

;cos)(

ttttA

tA

tS

ttttA

tA

tS

ttA

ttAtS

tAtm

mccmm

mcm

LSB

mccmm

mcm

USB

mcmcm

cmmDSB

mm

tAtm mm sin)(ˆ

以单音信号为例：

可见，相当于

常用希尔伯特变换对见 P364 　表 B.1

)]()()()([2

)]}()([*)]()([{2

1coscos

mcmcmcmc

ccmmcm tt

)]()()()([2

)]}()([*)]()([{2

1sinsin

mcmcmcmc

ccmmcm jjtt

上两项相加、减，便得分别到下、上边带调制信号：

33 、、 SSBSSB 信号的功率与带宽信号的功率与带宽

SSB 信号平均功率

SSB 信号带宽　　 BSSB = fm

)(4

1)(

)(4

1

2

1

22

2

tmtSPor

tmPP

DSBSSB

DSBSSB

推导过程见Ｐ 60 ～ 6

1

44 、单边带信号的解调：、单边带信号的解调：

]2sin)(ˆ)2cos1)(([4

1

cossin)(ˆ2

1cos)(

2

1cos)()( 2

ttmttm

tttmttmttStS

cc

ccccSSBd

滤除 2ωc 的高频成分后，得到输出信号 So(t)=m(t)/4

乘法器

本地载波 Cos ct

同步

低通滤波

仍采用相干解调的方式： SSSB(t) Sd(t) S0(t)=m(t)/4

5 、单边带信号相干解调的频域解释：

单边带信号： SSSB(t) （下边带）

　　　 -ωc 　　 ωc 乘以本地载波后： SSSB(t)cosωct

-2ωc 　　 2ωc

低通滤波后： m(t)

乘法器

本地载波 Cos ct

同步

低通滤波

仍采用相干解调的方式： SVSB(t) 　　　 Sd(t) So(t)= f(t)/4

f ( t ) s DSB ( t )

c ( t )£½cos ct

²ÐÁô±ß´øÂË²¨Æ÷H VSB ()

sV SB

( t )

四、残留边带调幅：四、残留边带调幅：　　　　　　　　　　　　　　 Vestigial Side BandVestigial Side Band （（ VVSBSB ））

设：双边带信号 )]()([2

1)( ccDSB MMS

经残留边带滤波器处理变为：

)()()([2

1)( VccVSB HMMS

解调时，乘以本地载波后频谱再次搬移：

)()]2()([4

1)()]()2([

4

1

)]()([2

1)(

CVcCVc

cVSBcVSBd

HMMHMM

SSS

低通滤波后： )]()([)(4

1)( cVcVo HHMS

常数 )]()([ cVcV HH 原信号即可复原

只要设计：

£ c O c

H VSB ( )

HVSB

( £ c)

cO

£ c

H VSB ( £« c )

H VSB ( £ c )£« H VSB ( £« c )

O

O£ c c

(a )

(b )

(c )

(d )

H VSB ( )1

0.5

0£ c

c

£ c

c

0

0.5

1

H VSB ( )

(a )

(b )

(a) 残留下边带的滤波器特性 ;

(b) 残留上边带的滤波器特性

VSB 信号的时域表示式为：

“-”表示残留上边带信号，“+”表示残留下边带信号；其中　　　为m(t)通过正交滤波器的输出。

ttmttmts ccVSB sin)(~2

1cos)(

2

1)(

发送功率 PVSB 和频带宽度 BVSB

PSSB≤ PVSB≤PDSB

BSSB≤ BVSB≤BDSB BVSB=(1~2)fm

)(~ tm

[[ 例例

]]

)]2105.10cos(4

1)2105.9cos(

4

3)2105.8[cos(

2

1)( 333 tttAtS mVSB

Am m(t)

-1.5 –0.5 0.5 1.5 f （ kHz ） SDSB(t)

-11.5 -10.5 -9.5 -8.5 8.5 9..5 10.5 11.5

SVSB(t)

-10.5 –9.5 -8.5 8.5 9.5 10.5

HV(f)

-11 -10 -9 9 10 11

双音信号频率分别为 0.5kHz 和 1.5kHz ，进行 VSB 调制。所用斜截式滤波器的斜边位于 9kHz~11kHz 。用图解法求已调信号的时域表达。

ttmttmtS ccVSB sin)(~

2

1cos)(

2

1)(

ttmttm cc sin)(2

1cos)(

2

1

ttmttm cc sin)(2

1cos)(

2

1

USB 信号

LSB 信号

信号时域频域带宽

基带信号 m(t) M(ω) Bm=fm

载波信号 cosωct π[δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)] 0

AM 信号 [A+m(t)] cosωct πA[δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)]+ [M(ω+ωc)

+M(ω-ωc)]/2

2Bm

DSB 信号 m(t)cosωct [M(ω+ωc)+M(ω-ωc)]/2 2Bm

[M(ω+ωc)+M(ω-ωc)]·HU(ω)/2 Bm

[M(ω+ωc)+M(ω-ωc)]·HL(ω)/2 Bm

VSB 信号 [M(ω+ωc)+M(ω-ωc)]·HV(ω)/2

Bm<B<2 Bm

解调：非相干解调（包络检波）

相干解调


乘法器

本地载波 cos c t

同步

滤波器

§5.3 §5.3 线性调制系统的抗噪声性线性调制系统的抗噪声性能能一、一、分析模型分析模型

1 、分析部位：在接收端，对解调器的输入与输出作分析。

带通滤波器

sm

( t ) sm

( t )

n ( t )

n i ( t )解调器

mo

( t )

n o ( t )＋

解调器抗噪声性能分析模型

带通滤波器的作用是滤除已调信号频带以外的噪声，因此经过带通滤波器后 , 到达解调器输入端的信号仍可认为是 sm(t) ，噪声为 ni(t) 。解调器输出的有用信号为 mo(t) ，噪声为 no(t) 。

2 、噪声模型

①高斯白噪声，其双边功率谱密度为常数 Pn(ω)=n0/2 ，噪声功率　 Ni=n0 B 　。

②线性调制系统中，噪声是以窄带高斯方式进入信号的。 ni(t)=nc(t)cosωct-ns(t)sinωct

其特点是

B 为已调信号 Sm(t) 带宽。

0)()()( tntntn sci

BnNtntntn isci 0222 )()()(

3 、分析方法

输入信噪比

输出信噪比

信噪比增益

( 调制制度增益 )

)(

)(20

20

0

0

tn

tm

N

S

功率解调器输出噪声的平均功率解调器输出信号的平均

)(

)(2

2

tn

tS

N

S

i

m

i

i 功率解调器输入噪声的平均功率解调器输入信号的平均

ii NS

NG

/

/S 00解调器输入信噪比解调器输出信噪比

二、二、 DSBDSB 调制系统的抗噪性能分析调制系统的抗噪性能分析 DSB 、 SSB 、 VSB 、 AM 系统采用相干解调法：

带通滤波器

sm

( t ) sm

( t )

n ( t )

n i ( t )

mo

( t )

n o ( t )

低通滤波器

cos ct

＋

输入信号平均功率

输入噪声平均功率

解调器输入端的信噪比

11 、输入信噪比、输入信噪比已调信号　 Sm(t)=SDSB(t)=m(t)cosωct

)(2

1]cos)([)( 222 tmttmtsS cmi

mODSBOi fnBnN 2

DSBmm

mm

ni

Bnfnnn

dn

dn

dPN mc

mc

mc

mc

0000

00

2)22(22

1

)22

(2

1)(

2

1

mDSBi

i

fn

tm

N

S

0

2

4

)(

22 、输出信噪比、输出信噪比 BPF 输出端，信号加噪声的表达式为 SDSB(t)+ni(t)=m(t)cosωct+nc(t)cosωct- ns(t)sinωct

　 =[m(t)+nc(t)]cosωct - ns(t)sinωct

通过乘法器后表达式为 Sd(t)={[m(t)+nc(t)]cosωct - ns(t)sinωct} cosωct

=[m(t)+nc(t)](1+cos2ωct)/2 - ns(t)sin2ωct/2

通过 LPF ，滤去二次谐波成分（ 2ωc ），取出调制信号及相应的噪声，得 S0(t)+n0(t)=[m(t)+nc(t)]/2

解调器输出端的信号平均功率为

输出噪声功率为

解调器输出端信噪比为

iOO StmtmtmS4

1)(

4

1)(

2

1)( 2

2

2

mDSBi

ic fnBnN

tntntnN 00

222

00 2

1

4

1

4)(

4

1)(

4

1)(

mDSBO

O

fn

tm

N

S

0

2

2

)(

2/

/ 00 ii

DSB NS

NSG

3 、调制制度增益

三、三、 SSBSSB 系统的抗噪性能分析系统的抗噪性能分析11 、输入信噪比、输入信噪比

已调信号




ttmttmtStS ccSSBm sin)(ˆ2

1cos)(

2

1)()(

)(4

12sin)(ˆ)(

4

1)(ˆ

8

1)(

8

1

]sin)(ˆcos)([4

1)(

222

22

tmttmtmtmtm

ttmttmtsS

c

ccmi

mOSSBOi fnBnN

mmSSBi

i

fn

tm

fn

tm

N

S

0

2

0

2

4

)()(4

1

)(ˆ)( 22 tmtm

其中

22 、输出信噪比、输出信噪比 BPF 输出端，信号加噪声的表达式为

通过乘法器后表达式为

通过 LPF ，滤去二次谐波成分（ 2ωc ），取出调制信号及相应的噪声，得 m0(t)+n0(t)= m(t)/4 + nc(t)/2

ttnttnttmttmtntS cscccciSSB sin)(cos)(]sin)(ˆcos)([2

1)()(

ttmtnttntm

tttmtnttntmtS

cscc

ccsccd

2sin)](ˆ2

1)([

2

1)2cos1)](()(

2

1[

2

1

cossin)](ˆ2

1)([cos)]()(

2

1[)( 2

解调器输出端的信号平均功率为


输出信噪比为

iOO StmtmS4

1)(

16

1)( 22

mSSBi

ic fnBnN

tntntnN 00

222

00 4

1

4

1

4)(

4

1)(

4

1)(

mSSBO

O

fn

tm

N

S

0

2

4

)(

1/

/ 00 ii

SSB NS

NSG3. 调制制度增益

已调信号




四、四、 VSBVSB 调制系统的抗噪性能分析调制系统的抗噪性能分析11 、输入信噪比、输入信噪比

)(4

12sin)(~)(

4

1)(~

8

1)(

8

1

]sin)(~cos)([4

1)(

222

22

tmttmtmtmtm

ttmttmtsS

c

ccmi

ttmttmtStS ccSSBm sin)(~2

1cos)(

2

1)()(

mOVSBOi fnBnN )2~1(

VSBVSBi

i

Bn

tm

N

S

0

2

4

)(

)(~)( 22 tmtm

其中

通过相干解调器，取出调制信号及相应的噪声，得 S0(t)+n0(t)= m(t)/4 + nc(t)/2

输出信号功率为


输出信噪比为

22 、输出信噪比、输出信噪比

iOO StmtmS4

1)(

16

1)( 22

iVSBOO NBnN4

1

4

1

VSBVSBO

O

Bn

tm

N

S

0

2

4

)(

3. 3. 调制制度增益调制制度增益 1/

/ 00 ii

VSB NS

NSG

五、五、 AMAM 系统的抗噪性能分系统的抗噪性能分析析 AM 信号常用简单的包络检波法解调

带通滤波器

sm

( t ) sm

( t )

n ( t )

n i ( t )

包络检波器

mo

( t )

n o ( t )＋


线性包络检波器

11 、输入信噪、输入信噪比比

已调信号为 Sm(t)=SAM(t)=[A0+m(t)] cosωct




)(2

1)( 22

0

2 tmAtsS mi

mOAMOi fnBnN 2

mAMi

i

fn

tmA

N

S

0

22

0

4

)(

22 、输出信噪比、输出信噪比BPF 输出端，到达包络检波器输入端的信号加噪声的表达式为 SAM(t)+ni(t)

=[A0+m(t)]cosωct+nc(t)cosωct-ns(t)sinωct

=[A0+m(t)+nc(t)]cosωct-ns(t)sinωct

=E(t) cos[ωct + φ(t)]

)(](t)nm(t)A[)( 22

c0 tntE S信号与噪声合成波形的包络为

相位为

)()(

)(arctan)(

0 tntmA

tnt

C

s

包络检波器输出波形就是包络 E(t) 。

①大输入信噪比情况

)(2 tmSO

micO fntntnN 0

22 2)()(

mAMO

O

fn

tm

N

S

0

2

2

)(

(t)n m(t)A i0 包络 E(t)≈A0+m(t)+nc(t)

解调器输出端信号平均功率

解调器输出端噪声平均功率

解调器输出端信噪比

例如 : 对单频信号 m(t)＝ Am cosωmt

若满调（ 100% 调制）， βAM= Am/A0=122

2

1)( mAtm

调制制度增益

)(

)(2

/

/22

0

2

00

tmA

tm

NS

NSG

ii

AM

结论：在大信噪比情况下， AM 信号包络检波器的性能几乎与同步检测器相同。

3

2

2

222

0

2

m

mAM AA

AG

(t)nm(t)A i0

)(cos)(0 ttmAtRtE

)()()( 22 tntntR Sc

)(

)(arctan)(

tn

tnt

c

s

②小输入信噪比情况

当包络检波器的输入信噪比降低到一个特定的数值后，检波器输出信噪比出现急剧恶化的现象，称作门限效应。是由包络检波器的非线性解调作用引起的。一旦出现门限效应，解调器的输出信噪比将急剧变坏。

包络为

其中

相干、非相干解调的优缺点相干、非相干解调的优缺点

相干解调：

优点

A 对所有线性调制系统均适用 B 不存在门限效应缺点

A 要求同步

非相干解调 :

优点

A 实现简单缺点

A 仅适用于 AM调制方式 B 存在门限效应

5.25.2 和和 5.35.3节小结节小结　　这两节是研究调制和解调的原理实现问题，是本书的重点内容之一。通过这两节的学习，主要达到以下目的：1、弄清调制的功能和分类。2 、掌握 AM、 DSB、 SSB、 VSB 信号的产生方法、表示式、频谱、频带宽度、数学模型以及效率。3 、理解线性调制的一般模型。4 、掌握线性已调信号的接收方法，重点理解相干接收的基本原理和噪声性能分析。

§ 5.4 § 5.4 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理幅度调制属于线性调制，它是通过改变载波的幅度，以实现调制信号频谱的平移及线性变换的。一个正弦载波有幅度、频率和相位三个参量，因此，我们不仅可以把调制信号的信息寄托在载波的幅度变化中，还可以寄托在载波的频率或相位变化中。这种使高频载波的频率或相位按调制信号的规律变化而振幅保持恒定的调制方式，称为频率调制（ FM ）和相位调制 (PM) ，分别简称为调频和调相。因为频率或相位的变化都可以看成是载波角度的变化，故调频和调相又统称为角度调制。

角度调制与线性调制不同，已调信号频谱不再是原调制信号频谱的线性搬移，而是频谱的非线性变换，会产生与频谱搬移不同的新的频率成分，故又称为非线性调制。

　由于频率和相位之间存在微分与积分的关系，故调频与调相之间存在密切的关系，即调频必调相，调相必调频。鉴于 FM 用的较多，本节将主要讨论频率调制。

一、角度调制的基本概念一、角度调制的基本概念任何一个正弦时间函数，如果它的幅度不变 , 则可用下式表示：　　 c(t)=A cosθ(t)

θ(t) —— 正弦波的瞬时相位

将 θ(t) 对时间 t 求导可得瞬时频率

因此

tdt )()(

)/()(

)( sraddt

tdt

11 、角度调制的一般表达式、角度调制的一般表达式

　　　：瞬时相位；

　　　：瞬时相位偏移；

　　　　　　：瞬时频率；

　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　：瞬时频偏。

)](cos[)( 0 ttAtS cm

)]([)( ttt c

)(t

dt

td

dt

ttdt c

c )()]([)(

dttd /)(

22、相位调制（、相位调制（ PMPM ）） Phase ModulatiPhase Modulationon

)()( tmkt P调相波：指载波的瞬时相位偏移与调制信号成比例关系。令

kp—— 调相灵敏度（ rad/v ）

调相波可表示为： )](cos[)( 0 tmktAtS PcPM

θ(t)=ωcｔ +kpm(t) —— 瞬时相位； φ(t)=kpm(t) —— 瞬时相位偏移

|φ(t)|max=|kpm(t) |max= kp | m(t) |max —— 最大相位偏移

　　 ——瞬时频率dt

tdmk

dt

tdt pc

)()()(

dt

tdmk

dt

tdp

)()(

瞬时频率偏移 maxmax

)()(

dt

tdmk

dt

tdp

最大频率偏移

最大相偏

最大频偏　　　　　　　　　瞬时频率　 ωC+kf m(t)

瞬时频偏　　 kf m(t)

33 、频率调制（、频率调制（ FMFM）） Frequency ModulatiFrequency Modulationon

调频波：指载波的瞬时频率偏移与调制信号成比例关系。令

瞬时相偏

则可得调频信号为

)()(

tmkdt

tdf

dmktt

f )()(

])(cos[)( 0 dmktAtSt

fcFM

Kf —— 调频灵敏度（ rad/s·v ）

max

)( dmkt

f

max)(tmk f

可见， FM 和 PM 非常相似，如果预先不知道调制信号 m(t) 的具体形式，则无法判断已调信号是调相信号还是调频信号。

分析 P80 图 3.4.1

)](cos[)( 0 tmktAtS PcPM


fcFM

44 、单音调角、单音调角

单音调制信号　 m(t)=Amcosωm t

（ 1 ）单音调相瞬时相偏　　 φ(t)=kpm(t)

]coscos[

]coscos[

)](cos[)(

0

0

0

tmtA

tAktA

tmktAtS

mPc

mmPc

PcPM

其中 mp=kpAm 叫调相指数，也表示最大相偏 mp= φ max .

推广　　 mp= kp | m(t) |max

瞬时频率

瞬时频偏

最大频偏

tinmtmtdt

dmmPCmPC s ]cos[

tinm mmP s

max mPm

mm

p f

fm maxmax

可见， mp也表示最大相对频偏

（（ 22 ）单音调频）单音调频

]sincos[

]sincos[

]coscos[)(

0

0

0

tmtA

tAk

tA

dAktAtS

mfc

m

m

mf

c

t

mmfcFM

其中　 mf=kf Am / ωm 叫调频指数，

也表示最大相偏　 mp= φ max 　　

m

f

f

tmkm

max|)(|

推广

瞬时频率

瞬时频偏

最大频偏

tmtmtdt

dmmfCmfC cos]sin[

tm mmf cos

max mfm

mm

f f

fm maxmax

可见， mf 也表示最大相对频偏

（ 3 ）对调角波，无论 mp 还是 mf 　，总有

调角指数

（最大相对频偏）

最大相偏

mm f

f

m

maxmax

max )(

注意 P79 表 3.4.1

[[例例 1] 1] 某调角某调角波波

]cos3cos[)( 0 ttAtS mcm

解：与 S(t)=A0 cos [ωCｔ +kpm(t)] 　比较知

m(t) ＝ 3cosωm t

（ 1）若为调相波，且 kp＝ 1 ，求m(t)＝？

调相指数 mp = kp Am = 3 ，因此　　 Am = 3

（ 2）若为调频波，且 kf＝ 1 ，求m(t) ＝？

解：与　

比较知


fcFM

tdmk m

t

f cos3)(

（ 3 ）若单音调制信号频率 fm=1kHz，求最大相偏和最大频偏。

解：最大相偏　 φ max ＝调角指数 m = 3

　　最大频偏 △ fmax= m · fm = 3kHz

故　 m(t) ＝－ 3ωm sinωm t

55、窄带调角、窄带调角

反之，为宽带调角。称其为窄带角度调制。

）时，或最大相位偏移 0.5(6

)(max

t

这时，信号占据带宽窄。（ 1 ）窄带调频（ NBFM ） Narrowband Frequency Modulation

）或0.5(6

])([)(maxmax

t

f dmkt

dmkdmkt

f

t

f )()(sin

此时近似有 1)(cos dmk

t

f

t

fc

t

fc

t

fcNBFM

dmktAdmktA

dmktAtS

])(sin[sin])(cos[cos

])(cos[)(

00

0

tdmkAtAtS c

t

fcNBFM sin])([cos)( 00

经推导可得 NBFM 信号的频域表达式

c

c

c

cf

ccNBFM

MMkA

AS

)()(

2

)]()([)(

0

0

将上式与 AM 信号的频谱比较，很相似

它们的带宽相同，即

)]()([2

1

)()([)( 0

cc

ccAM

MM

AS

mAMNBFM fBB 2

　　两者都含有一个载波和位于 ±ωc 处的两个边带，所以它们的带宽相同，都是调制信号最高频率的两倍。不同的是， NBFM 的两个边频分别乘了因式 1/(ω-ωc) 和1/(ω+ωc) ，由于因式是频率的函数，所以这种加权是频率加权，加权的结果引起调制信号频谱的失真。另外，有一边频和 AM 反相。　

设调制信号 m(t)=cosωmt 　，则 NBFM 信号为

AM 信号为

SAM = (A0+Amcosωmt) cosωcｔ

= A0 cosωct + Amcosωmt cosωct

= A0cosωct

　　　 + Am［ cos(ωc+ωm)t+cos(ωc-ωm)t］ / 2

)t(cos2

)t(cos2

cos)( 00

0 mc

f

mc

f

cNBFM

mAmAtAtS

下面以单音调制为例：下面以单音调制为例：

s AM ( )

O£ m m

F ( )

O£ c£ m £ c £ c£« m c－ m c c£« m

sN BFM

( )

O£ c£ m £ c

£ c£« m c£ m

c c£« m

单音调制的单音调制的 AMAM 与与 NBFMNBFM 频谱频谱

（（ 22 ）窄带调相（）窄带调相（ NBPMNBPM ）） Narrowband Phase ModulatioNarrowband Phase Modulationn

6)()(

maxmax

tmkt P

ttmkAtAts cpcNBPM sincos)( 00

)]()([2

)()([)(

0

0

cc

p

ccNBPM

MMkjA

AS

　频谱

mNBPM fB 2　带宽

66、宽带调频、宽带调频（（ WBFMWBFM ））

（ 1）单音宽带调频的时域表达式设单频调制信号为则单音调频信号的时域表达式为：

调频指数为：

ttm mcos)(

)]sinsin(sin)sincos([cos

]sincos[

])(cos[)(

0

0

0

tmttmtA

tmtA

dmktAts

mfcmfc

mfc

t

fcFM

m

ff

km

为使问题简化，我们先研究单音调制的情况，然后把分析的结果推广到多音情况。

tcos4 )(m2J tcos2 )(m2J )(mJ

t cos2n )(m2J )(mJt)sincos(m

mf4mf2f0

1mf2nf0mf

n

利用雅可比方程，展成傅里叶级数的形式

tsin3 )(m2J tsin )(m2J

t 1)-sin(2n )(m2J t)sinsin(m

mf3mf1

1mf1-2nmf

n

式中， Jn(mf) 为第一类 n 阶贝塞尔（ Bessel ）函数，它是调频指数 mf 的函数。下页图给出了 Jn(mf)随mf

变化的关系曲线，详细数据可参看 Bessel函数表。

J ｎ (mf) — mf 关系曲线

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

£ 0.2

£ 0.4

J n(m f )

m f1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

11

J 0

J 1J 2 J 3 J 4 J 5

0

2

)!(!)2/()1(

)(j

nj

f

j

fn jnjm

mJ

tnmJA

ttmJ

ttmJ

ttmJ

tmJA

ttmJ

ttmJ

ttmJtmJAtS

mCfn

n

mCmCf

mCmCf

mCmCf

Cf

Cmf

Cmf

CmfCfFM

)cos()(

])3cos()3)[cos((

])2cos()2)[cos((

])cos())[cos((

cos)(

]sin3sin)(2

cos2cos)(2

sinsin)(2cos)([)(

0

3

2

1

00

3

2

100

)()1()( fn

n

fn mJmJ 　其中

（ 2）频谱和带宽

)]()([)()( 0 mcmcn

fnFM nnmJAS

可见，在单音调制时，调频波包含有载频（ n=

0 ）和无穷多个边频分量。严格讲，　　　　。但　　　随阶数 n 的增大而下降，当 n很小时，边频分量可以忽略不记。一般取边频幅度大于未调载波幅度 A0 的 10％以上即可。

)( fn mJ

FMB

，可忽略。功率

，　时，　当边频数

%1

%10)(1

fnf mJmn

)(2)1(2 mmfFM fffmB FM 信号有效带宽

推广：周期信号调制时的频谱和带宽

频偏比　；最大频率偏移

mFM fDB )1(2

mffD / max)(tmkf f

7 、调频信号的平均功率： 2)(

2

02 AtSP FMFM

载频功率 )(2

2

0

2

0fc mJ

AP

例例 22 ：比较：比较 mmff=3=3 和和 mmff=0.5=0.5 时，各谐波时，各谐波能量分布情况。能量分布情况。

解： ①　 mf=3 时， J0(3)＝－ 0.26 ， J±1(3)＝ ±0.339 ，J±2(3)＝ ±0.486 ， J±3(3)＝ ±0.309 ， J±4(3)＝ ±0.132 ， J±5(3)＝ 0.043……

载波分量功率

4次边频分量功率和

忽略的边频分量功率和

调制效率

2068.0)3(

2

2

02

0

2

0 AJ

APc

2928.0)3(

2

2

024

04

2

04~1

AJ

AP n

n

nn

2004.01

2

04~18~5

APPP c

%2.934~1

4~1

PP

P

c

n=mf+1=4

解： ②　 mf=0.5 时， J0(0.5)＝ 0.939 ， J±1

(0.5)＝ ±0.242 ， J±2(0.5) < 0.1 。

载波分量功率

1次边频分量功率和

忽略的边频分量功率和

调制效率

2882.0)5.0(

2

2

02

0

2

0 AJ

APc

2117.0)5.0(

2

2

021

01

2

01

AJ

AP n

n

nn

2001.01

2

01

APPc

%7.111

1

PP

P

c

结论：

1 、忽略的边频成份功率 <1% 。

2 、调频指数 mf大，调制效率高；调频指数 mf小，调制效率低。

二、调频信号的产生二、调频信号的产生11 、调频信号与调相信号的关系、调频信号与调相信号的关系

如果将调制信号先积分，再进行调相，则可得到间接调频信号。如果将调制信号先微分，再进行调频，则可得到间接调相信号。 )](cos[)( 0 tmktAtS PcPM


fcFM

22 、调频信号的产生、调频信号的产生（ 1 ）直接法直接调频法是利用压控振荡器（ VCO ， Voltage Controlled Oscillator ）作为调制器，调制信号直接作用于压控振荡器，使其输出频率随调制信号变化而变化的等幅振荡信号，即调频信号。

Ñ¹¿ØÕñµ´Æ÷f ( t ) s

NBFM( t )

（ 2 ）间接法

先将 m(t)积分，再对载波进行相位调制，产生 NBFM 信号。再经 N次倍频后，可以使调频信号的载频和调制指数增为 N倍，得到宽带调频信号（ WBFM ）。

NBFM 的产生

tdmkAtAts c

t

fcNBFM sin])([cos)( 00

积分器 ×

-90°移相tA ccos0

)(tm

)(tNBFMs-

+

　　以典型的调频广播的调频发射机为例。在这种发射机中首先以 f1=200kHz 为载频，用最

高频率 fm=15 kHz 的调制信号产生频偏 Δf1=25

Hz 的窄带调频信号。而调频广播的最终频偏 Δ

f=75 kHz, 载频 fc 在 88~108 MHz 频段内，因

此需要经过的 n=Δf/Δf1=75×103/25=3000 的倍

频，但倍频后新的载波频率 (nf1) 高达 600MHz ，

不符合 fc 的要求。因此需要混频器进行下变频来解决这个问题。

解决上述问题的典型方案如图所示。其中混频器将倍频器分成两个部分，由于混频器只改变载频而不影响频偏，因此可以根据宽带调频信号的载频和最大频偏的要求适当的选择 f1 ， f2 和n1, n2 ，使　　 fc=n2(n1f1-f2) ， Δf=n1n2Δf1

　，　　　　　　 mf=n1n2mf1

Armstrong 间接法

NBFM调制器 ¡Án 1

cos 2 f1 t

BPF ¡Án 2

f ( t ) f1

f1

mf 1

n 1 f1n

1 f

1

n1

mf 1

cos 2 frt

n 1 f1 £ f2n

1 f

1 ffc

sWBFM

( t )mf

例如，在上述方案中选择倍频次数 n1=64, n2=48 ，混频器参考频率 f2=10.9MHz ，则调频发射信号的载频 fc=n2(n1f1-f2)

=48×(64×200×103-10.9×106)=91.2 MHz

调频信号的最大频偏

Δf=n1n2Δf1=64×48×25=76.8 kHz

调频指数

mf= 12.5

1015

108.763

3

mf

f

上图所示的宽带调频信号产生方案是由阿姆斯特朗（ Armstrong ）于 1930年提出的，因此称为 Armstrong 间接法。这个方法提出后，使调频技术得到很大发展。

间接法的优点是频率稳定度好。缺点是需要多次倍频和混频，因此电路较复杂。

　　　已知一调制器的输出为 SFM(t)=10cos(106πt+8cos103πt) ，频偏常数 Kf=2 。求：（ 1）载频 fc ；（ 2）调频指数；（ 3）最大频偏；（ 4）调制信号 f(t) 。

【例【例33 】】

解：

3max 8 10 /f m f mK A rad s m

　　　有一个 2MHz 的载波受一个单频正弦信号(fm=10kHz) 调频，峰值频偏为 10kHz ，求：（ 1 ）调频信号的频带带宽；（ 2 ）调制信号幅度加倍后调频信号的带宽；（ 3 ）调制信号频率加倍后调频信号的带宽。解：根据题意有： fm=10kHz ， Δfmax=10kHz

（ 1 ）

调频信号的带宽： BFM=2(Δfmax+fm)=2(10+10)=40k

Hz

【例【例44 】】

（ 2 ）因为 mf=KfAm/ωm ，所以，调制信号幅度加倍意味着 mf 加倍，即 mf=2 ，则可得

BFM= 2(mf+1) fm=2(2+1)×10=60kHz

（ 3 ）调制信号频率加倍，即 fm=20kHz, 所以

BFM=2(Δfmax+fm)=2(10+20)=60kHz

§3.5§3.5 　角度调制的解调和抗噪声性能　角度调制的解调和抗噪声性能一、调角波的解调一、调角波的解调

调角信号

的解调

相干解调（需要同步信号，主要用于窄带调频信号，故应用得不多）

非相干解调（不需要同步信号，不论窄带调角信号，还是宽带调角信号，都采用）

由于窄带调频信号可分解成同相分量与正交分量之和，因而可以采用线性调制中的相干解调法来进行解调，如图所示。

11 、相干解调、相干解调

BPF)(tsi

)(tmo× LPF

)(tc 相干解调

)(tNBFMs微分

)(tsp )(tsd

窄带调频信号的相干解调

设窄带调频信号为

相干载波 c(t) = － sinωct则相乘器的输出为

经 LPF 取出其低频分量

再经微分器，得输出信号

22 、非相干解调（鉴频、非相干解调（鉴频法）法）解调器是具有频率 -电压转换作用的鉴频器。鉴

频器包括幅度鉴频器、相位鉴频器、比例鉴频器等。

　调频信号的解调（幅度鉴频器）

由于调频信号的瞬时频率正比于调制信号的幅度，因而调频信号的解调器必须能产生正比于输入频率的输出电压，也就是当输入调频信号为

解调器的输出应当为 mo(t) k∝ fm(t)

输出电压

O输入频率f

c

(a )

限幅器及带通微分器　包络

　检波　低通

滤波器

sFM

( t ) sd

( t )

鉴频器

mo

( t )

(b )

鉴频器特性与组成

最简单的解调器是具有频率 - 电压转换特性的鉴频器。上图给出了理想鉴频特性和鉴频器的方框图。

理想鉴频器可看成是带微分器的包络检波器，微分器输出

这是一个幅度、频率均含调制信息的调幅调频信号，因此用包络检波器将其幅度变化取出，并滤去直流后输出

Kd 为鉴频器灵敏度。

二、调频系统的抗噪声性能分析二、调频系统的抗噪声性能分析

BPF)(tso

鉴频

解调器

LPF＋)(tsFM

)(tn

限幅

)(tni)(tno

)(tsFM

1 、分析模型调频系统抗噪性能分析与解调方法有关，这里只讨论非相干解调系统的抗噪性能。

图中限幅器是为了消除接收信号在幅度上可能出现的畸变。带通滤波器的作用是抑制信号带宽以外的噪声。 n(t) 是均值为零，单边功率谱密度为 n0 的高斯白噪声，经过带通滤波器变为窄带高斯噪声。

2 、输入信噪比

输入信号功率：

输入噪声功率：

输入信噪比：

3 、输出信噪比

输出信号功率：输出噪声功率：设 m(t)=0

2

20A

Si

mfFMi fmnBnN 12 00

mfFMi

i

fmn

A

N

S

14 0

2

0

)()( 222 tmkktsS fdoo

tttA

ttnttnAtntA

c

csccic

cos

sin)(cos)]([)(cos 00


fcFM

鉴频器（微分和包络检波）输出的噪声为

可看作 ns(t) 通过一个微分网络

000

)()(arctan

)(

)(arctan

A

tn

A

tn

tnA

tnt ss

c

s

dt

tdn

A

k

dt

tdktn sd

d

)(

0

0

微分器

jH )(

)(tns )(tnd0Akd

大信噪比时有A0>>nc(t)

A0>>ns(t)

当 x<<1 ，则arctanx≈x

限幅器已削去幅度变化，因而关注相位变化：

则解调器输出信噪比为3

0

2

222

0

8

)(3

m

f

o

o

fn

tmkA

N

S

解调器输出的噪声功率为：

2

0

322

0

2

0

22

0

2

0 3

8)(

)(

A

fnkfp

A

k

dt

tdn

A

ktnN modf

f

dsdo

m

m

0

22

0 )2()()()()(

nffPfHfPdt

tdni

s 功率谱密度为

4 、调制制度增益

2

max

22

)(

)()1(6

/

/

tm

tmmm

NS

NSG ff

ii

ooFM

　下面考虑单频调制时的情况，设调制信号为：　，则

这时的调频信号为：

式中

解调器输出信噪比：

解调器制度增益：

宽带调频时，信号带宽为：

ttm mcos)( 2

1)(2 tm

]sincos[)( 0 tmtAts mfcFM

mmm

f

f f

fkm

m

f

m

f

o

o

fn

Am

fn

tmkA

N

S

0

2

02

3

0

2

222

0

4

3

8

)(3

m

FMf

ii

ooFM

f

Bm

NS

NSG 2

2

3

/

/

)(2)1(2 mmfFM fffmB

单频调制时信噪比增益

)1(3 2 ffFM mmG

例：调频广播电台调频指数 mf=5 ,

　　　　　　　　单音频调制信号 fm=15kHz ,

则 GFM= =450

BFM=2(mf•fm+fm)=180KHz

)1(3 2 ff mm

结论：① 调频信号的功率等于未调时载波功率。

② FM 解调为一非线性过程。

③ FM 解调器输出端噪声功率 No f∝ m3 ， FM 解

调器输出端噪声功率谱 Pno(f) f ∝ 2,

即系统通频带内，频率越高，噪声功率越大。

这一点和线性调制时输出端噪声功率谱均匀分布是有很大区别的。

只有采用加重和去加重技术来提高 FM 解调器抗噪性能。

④ 单音调制时 GFM=3mf2(mf+1)

⑤ FM 解调存在门限效应。

调频信号非相干解调时，也存在门限效应，其现象是当输入信噪比较大时，解调器输出信噪比较高。随着输入信噪比降低，当下降到一定程度时，输出信噪比严重恶化，输出噪声突然明显增大，且有时会听到“喀喀”声。这一点和 AM 调制时一样。解决的办法是采用门限电平较低的环路解调器解调。

55 、调频信号解调的门限效应、调频信号解调的门限效应

调频系统输出信噪比与输入信噪比

之间的关系曲线

60

50

40

30

20

10

00 5 10 15 20

20

10

7

43

FM＝ 2

( )FM / dBSi

Ni

(

) F

M /

dBS o N

o

66 、、加重技术（详见加重技术（详见 PP99

77 ））线性调制系统输出信噪比的增加只能靠输入信噪比的增加而增加。非线性调制系统输出信噪比的增加可以用三种办法： 1 、增加输入信噪比。 2 、增加调频指数 mf 。 3 、加重技术—降低输出噪声功率。

其中 HT(f) · HR(f)=1

HR(f) 为随频率增加其传输特性滚降的线性网络。

§4-8 加重技术预加重 FM调制　信道 FM解调去加重

)(tm jHT )( jHT 1)(

)(tmR

§3.6§3.6 各种模拟调制系统的性能比较各种模拟调制系统的性能比较70

60

50

40

30

20

10

010 20 30 40 50

AM

DSBS SB

FM mf＝ 3

FM mf＝ 6

/ dBSi

n0 fm

/ dB

S o No

各种模拟调制系统的性能曲线

上图示出了各种模拟调制系统的性能曲线 ,

图中的圆点表示门限点。门限点以下，曲线迅速下跌；门限点以上， DSB 、 SSB 的信噪比比 AM 高4.7 dB 以上，而 FM （ mf=6 ）的信噪比比 AM

高 22 dB 。

由此可见：

FM 的调频指数 mf越大，抗噪声性能越好。但占据的带宽越宽，频带利用率低。 SSB 的带宽最窄，其频带利用率高。

特点与应用

　 AM 调制的优点是接收设备简单；缺点是功率利用率低，抗干扰能力差，在传输中如果载波受到信道的选择性衰落，则在包络检波时会出现过调失真，信号频带较宽，频带利用率不高。因此 AM

制式用于通信质量要求不高的场合，目前主要用在中波和短波的调幅广播中。

　　 DSB 调制的优点是功率利用率高，但带宽与AM 相同，接收要求同步解调，设备较复杂。只用于点对点的专用通信，运用不太广泛。

SSB 调制的优点是功率利用率和频带利用率都较高，抗干扰能力和抗选择性衰落能力均优于 AM ，而带宽只有 AM 的一半；缺点是发送和接收设备都复杂。

　　鉴于这些特点， SSB 制式普遍用在频带比较拥挤的场合，如短波波段的无线电广播和频分多路复用系统中。

　 VSB 调制的诀窍在于部分抑制了发送边带，同时又利用平缓滚降滤波器补偿了被抑制部分。

　　 VSB 的性能与 SSB 相当。 VSB 解调原则上也需同步解调，但在某些 VSB 系统中，附加一个足够大的载波，就可用包络检波法解调合成信号（ VSB+

C ），这种 (VSB+C) 方式综合了 AM 、 SSB 和 DS

B 三者的优点。所有这些特点，使 VSB对商用电视广播系统特别具有吸引力。

FM 波的幅度恒定不变，这使它对非线性器件不甚敏感，给 FM 带来了抗快衰落能力。利用自动增益控制和带通限幅还可以消除快衰落造成的幅度变化效应。这些特点使得窄带 FM对微波中继系统颇具吸引力。宽带 FM 的抗干扰能力强，可以实现带宽与信噪比的互换，因而宽带 FM广泛应用于长距离高质量的通信系统中，如空间和卫星通信、调频立体声广播、超短波电台等。宽带 FM 的缺点是频带利用率低，存在门限效应，因此在接收信号弱，干扰大的情况下宜采用窄带 FM ，这就是小型通信机常采用窄带调频的原因。另外，窄带 FM采用相干解调时不存在门限效应。

§ 3.7§ 3.7 　频分复用　频分复用 (FDM)(FDM)

一、复用定义和分类

复用：将若干路独立信号合并在同一信道中传输。

常用信道复用：频分复用（ FDM ）

时分复用（ TDM ）

码分复用（ CDM ）

空分复用（ SDM ）

波分复用（ WDM ）

　频分复用原理

所谓频分复用（ Frequency Division Mul

tiplexing － FDM ）是指按照频率的不同来复用多路信号的方法。

　　在频分复用中，信道的带宽被分成若干个相互不重叠的频段，每路信号占用其中一个频段，因而在接收端可以采用适当的带通滤波器将多路信号分开，从而恢复出所需要的信号。

二、二、频分复用结构图频分复用结构图

µ÷ÖÆÆ÷1

µ÷ÖÆÆ÷2

µ÷ÖÆÆ÷3

cos 1 t

cos 2 t

cos 3 t

ÐÅµÀ

½âµ÷Æ÷1´øÍ¨ÂË²¨Æ÷1H 1 ()

½âµ÷Æ÷2´øÍ¨ÂË²¨Æ÷2

H 2 ()

½âµ÷Æ÷3´øÍ¨ÂË²¨Æ÷3H 3 ()

cos 1 t

cos 2 t

cos 3 t

¡Æ

·¢»°ÈË1

·¢»°ÈË2

·¢»°ÈË3

F 1 ()

F 2 ()

F 3 ()

ÊÜ»°ÈË1

F1 ()

F2 ()

F3 ()

ÊÜ»°ÈË2

ÊÜ»°ÈË3

ÐÅµÀ

´øÍ¨ÂË²¨Æ÷2

µÍÍ¨ÂË²¨Æ÷





¡Æ

f1(t)

f2(t)

f3(t)

cos 1 t

cos 2 t

cos 3 t

Y() ÐÅµÀÍ¨Æµ´ø

0 12 3

P1()

0 12 3 p 1(t)

p 2(t)

p 3(t)

cos 1 t

cos 2 t

cos 3 t

0 1 2 3

0 1 2 3

P2()

P3()

y (t)

f1(t)

f2(t)

f3(t)

y(t)

0£ m m

0£ m m

0£ m m

F3()

F2()

F1()

0£ m m

0£ m m

0£ m m

F3()

F2()

F1()

频分复用频谱示意图

三、三、 FDMFDM 信号的带宽信号的带宽

)(2 tc)(1 tc )(3 tc)(2 tc )(1 tc)(3 tc

mg

)(S

0

两路信号带宽　 B2=2Bm+fg

三路信号带宽　 B3=3Bm+2fg

则 n 路信号总带宽　 Bn=nBm+(n-1)fg

　　　　　　　　　　　 Bm 为每路信号带宽。

第五章 模拟调制系统 本章教学要求

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第五章模拟调制系统本章教学要求