8. Do Trung Kien, Bach Gia Duong (2008), “Design of Phase-

Coded Transmitter and High Sensitive Receiver of Radar System”, 4th National Symposium on Research, Development and Application of Information and Communication Technology ICT.rda’08, 70-75.

9. Đỗ Trung Kiên, Bạch Gia Dương (2008), “Nghiên cứu kỹ thuật phát tín hiệu mã xen kẽ tìm kiếm các mục tiêu gần và xa trong hệ thống radar hiện đại”, 4th National Symposium on Research, Development and Application of Information and

Communication Technology ICT.rda’08, 26-31. 10. Do Trung Kien, Nguyen Duc Thang, Bach Gia Duong (2008),

“Radar Digital Filters Design with VHDL and FPGA”, Journal of Science, Vietnam National University, (24), 188-191.

11. Do Trung Kien, Bach Gia Duong (2008), “Simulation of Alternative Transmission of Barker Code and M-Code in Radar System to Detect Near and Far Targets”, Journal of Science, Vietnam National University, (24), 129-132.

12. Do Trung Kien, Bach Gia Duong, Nguyen Quy Thuong, Nguyen Manh Hung, “Design of Phase-Coded Transmitter and High Sensitive Receiver of Radar System”, Đã phản biện, chờ đăng tại Journal of Science, Vietnam National University, 2009.

ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI

TRƯỜNG ĐẠI HỌC KHOA HỌC TỰ NHIÊN

---------o0o---------

ĐỖ TRUNG KIÊN

XÂY DỰNG HỆ XỬ LÝ TÍN HIỆU SỐ

TRONG HỆ ĐỊNH VỊ VÔ TUYẾN

Chuyên ngành: Vật lý Vô tuyến và Điện tử

Mã số: 62 44 03 01

TÓM TẮT LUẬN ÁN TIẾN SỸ VẬT LÝ

HÀ NỘI - 2010

Công trình được hoàn thành tại: Bộ môn Vật lý Vô tuyến -

Khoa Vật lý - Đại học Khoa học Tự nhiên - Đại học Quốc gia Hà

Nội.

Người hướng dẫn khoa học: PGS.TS. Bạch Gia Dương

PGS.TS. Vũ Anh Phi

Phản biện 1:…………………………………….

Phản biện 2: ……………………………………

Phản biện 3: ……………………………………

Luận án sẽ được bảo vệ trước Hội đồng cấp nhà nước chấm luận

án tiến sỹ họp tại …………………………………………..

Vào hồi giờ ngày tháng năm

Có thể tìm hiểu luận án tại:

- Thư viện Quốc gia Việt Nam

- Trung tâm Thông tin - Thư viện, Đại học Quốc gia Hà Nội

DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC

1. Đỗ Trung Kiên, Bạch Gia Dương, Trần Văn Tuấn (2006),

“Nâng cao tỉ số tín hiệu/tạp, phạm vi phát hiện, độ phân giải của radar”, Hội nghị Vật lý toàn quốc 6 , 811-814.

2. Do Trung Kien, Vu Anh Phi, Bach Gia Duong (2006), “Design waveform generators and filters in radar system”, Journal of Science, Vietnam National University, XXII (2AP), 99-102.

3. Do Trung Kien, Than Thanh Anh Tuan, Vu Anh Phi, Bach Gia Duong (2006), “Radar digital filters using TMS320C6416T DSK”, Journal of Science, Vietnam National University, XXII

(2AP), 103-109. 4. Do Trung Kien, Bach Gia Duong, Tran Thi Bich Hai (2006),

“Estimation of radar detection and false alarm probability in the presence of noise”, 10th Biennial Vietnam Conference on Radio and Electronics REV2006, 231-235.

5. Bach Gia Duong, Vu Tuan Anh, Tran Quang Vinh, Do Trung Kien, Nguyen Tuan Anh (2006), “Research, design and fabrication of a digital signal processing system based on the technology DSP56307EVM with high speed A/D, D/A

converter for radio navigation systems”, 10th Biennial Vietnam Conference on Radio and Electronics REV2006, 236-240.

6. Đỗ Trung Kiên, Thân Thanh Anh Tuấn, Phạm Văn Thành, Bạch Gia Dương (2007), “Bộ lọc số radar FIR/IIR xử lí thời gian thực sử dụng bo mạch TMS320C6416T DSK”, Hội nghị Khoa học Trường Đại học Sư phạm Hà nội 2, 57-58.

7. Do Trung Kien, Dang Thi Thanh Thuy, Le Viet Bang, Bach Gia Duong (2008), “Research, design and fabrication of a

transmitter of phased-code pulse radar system”, IEEE International Conference on Research, Innovation and Vision

for the Future RIVF’2008, 134-239.

24

Các kết quả mô phỏng là một phần không thể thiếu trong các

nghiên cứu tính toán và chế tạo ngày nay. Các kết quả phần cứng

thực hiện được 2 phần quan trọng. Thứ nhất là tạo ra được bất cứ một

cấu trúc bộ lọc với các thông số dễ dàng thay đổi, xem như bộ lọc

vạn năng. Thứ hai là tạo ra được giao tiếp A/D, D/A tốc độ cao để

hoàn thiện tính năng xử lý DSP cho tín hiệu cao tần trên các bo DSP

có sẵn trên thị trường.

3. Chế tạo tuyến thu: Tạo khối dao động nội, dùng kỹ thuật tổ hợp

tần số điều khiển bằng VĐK để linh hoạt thay đổytri được tần số dao

động. Đây là một kết hợp trước đây ít gặp. Chế tạo được máy thu giải

mã UHF có các thông số kĩ thuật rất đặc trưng, hoàn toàn có thể so

sánh được các máy thu hiện có trên thị trường. Dải tần có thể điều

chỉnh được, độ nhạy cao.

Chế tạo tuyến phát: Kết hợp các phần mềm tính toán như Ansoft,

ADS, dùng các thiết bị phân tích phổ, phân tích mạng, kỹ thuật mạch

dải chế tạo được 2 khối khuếch đại công suất cao tần: một khối công

suất xung lối ra 90 W, một khối 2 tầng (45 W, 90 W).

Với các hệ thống rađa hiện tại ở Việt nam, việc nghiên cứu và

thiết kế chế tạo các hệ rađa mới, áp dụng những kĩ thuật hiện đại

trong điện tử là một công việc hết sức quan trọng. Đóng góp của

những kết quả thu được thể hiện rất rõ ở hai ý sau:

o Hệ các mô đun nhỏ gọn, linh động trong thiết kế và chế tạo, có các

thông số kĩ thuật cao hơn, dễ thực hiện hơn. Các thông số này trong

các hệ rađa truyền thống rất khó khăn, thậm chí không có được.

o Các nhu cầu sử dụng rađa trong quân sự và dân sự hiện nay ở Việt

nam ngày càng tăng. Việc mua các hệ thống nước ngoài có hai vấn

đề tồn tại là giá thành và có thể không phù hợp với yêu cầu thực tế.

Việc chủ động thiết kế hệ thống quả thật rất có ý nghĩa.

1

A. MỞ ĐẦU

Lịch sử của radar xuất phát từ những ngày đầu của lý thuyết sóng

điện từ, xuyên suốt chiến tranh thế giới lần thứ II, phát triển vô cùng

mạnh mẽ cho đến ngày nay. Các nghiên cứu về radar trên thế giới

xuất hiện nhiều trong các tạp chí khoa học kỹ thuật. Tập trung nhiều

nhất ở Mỹ là Viện IEEE, Transaction on Aerospace and Electronic

System, Transactions on Geoscience and Remote Sensing, và

Transactions on Image Processing, ở Anh là IEE Proceedings:

Radar, Sonar, and Navigation.

Việt Nam cũng luôn có những nghiên cứu quan trọng về rađa,

không chỉ quân sự mà còn rất đa dạng trong các lĩnh vực khác. Tính

cấp thiết của việc tự nghiên cứu chế tạo thành công các hệ thống rađa

riêng, hiện đại trong điều kiện nước ta ngày càng được thể hiện rõ.

Nó sẽ luôn là một khẳng định cho nền khoa học kĩ thuật và quân sự

nước nhà. Hiện nay có nhiều nhóm nghiên cứu về lĩnh vực này.

Trong các hội thảo chuyên đề, trao đổi giữa các nhóm đã đem lại

những kết quả đáng kinh ngạc. Đề tài luận án này được thực hiện một

phần dưới sự hỗ trợ và trao đổi của các nhóm nghiên cứu như vậy.

Dự án Bộ Quốc phòng, triển khai tại Viện Phòng không Không

quân (2003-2006): “Cải tiến số hóa rađa bắt thấp P15”. Phần thu

thập, xử lý tự động, cải tiến hệ thống thu, hệ thống chống nhiễu, tự

động phát hiện mục tiêu rađa, nhận và truyền số liệu do TS. Bạch Gia

Dương chủ trì. Thuộc nhóm nghiên cứu này, nhiệm vụ trọng tâm của

luận án là xây dựng hệ thống xử lý tín hiệu số hiện đại và cải thiện

một số kỹ thuật cao tần trong các hệ định vị vô tuyến ở nước ta.

Mục đích của luận án:

1. Đề xuất các ý tưởng khoa học và tiến hành thiết kế, chế tạo

2

2. Xây dựng khối gia công tín hiệu để chế tạo và điều chế mã, sử

dụng vi điều khiển PIC 16F887A

3. Xây dựng hệ thống xử lý tín hiệu với các thuật toán mô phỏng

bằng Matlab, C, Goldwave, các bo DSP như TMS6416T DSK

của Texas Instrument, 56307 EVM của Motorola.

4. Chế tạo khối thu / phát siêu cao tần sử dụng một số kỹ thuật mới

như vi điều khiển, mạch dải kết hợp với các phần mềm mô

phỏng như Ansoft, ADS.

Phương pháp nghiên cứu:

- Tiếp cận hệ thống: nghiên cứu lý thuyết hệ thống rađa hiện đại,

về kỹ thuật và các thuật toán mới đòi hỏi sự xử lý tín hiệu số.

- Đưa ra ý tưởng đề xuất, đặt ra mục tiêu thiết kế và chế tạo. Từ

mô phỏng đi đến việc chế tạo phần cứng, và cuối cùng là đo các

thông số kỹ thuật và thảo luận kết quả

- Nghiên cứu được thực hiện tại: Trung tâm nghiên cứu Điện tử

Viễn thông, Trường Đại học Công nghệ và Bộ môn Vô tuyến,

Khoa Vật lý, Trường Đại học Khoa học Tự nhiên.

Bố cục của luận án:

Danh mục các ký hiệu và các chữ viết tắt Danh mục các bảng Danh mục các hình vẽ, đồ thị Mở đầu Chương 1: Cơ sở kỹ thuật rađa hiện đại Chương 2: Gia công và xử lý tín hiệu Chương 3: Chế tạo tuyến thu phát siêu cao tần Kết luận chung Danh mục các công trình khoa học của tác giả liên quan đến luận án. Tài liệu tham khảo

23

Các phương pháp tiến hành nghiên cứu, lý thuyết và các kết quả

thực nghiệm được trình bày trong hai chương chính là chương hai và

chương ba. Các kết quả minh chứng cho tiến trình làm luận án với 2

nội dung xử lý tín hiệu và cao tần là 2 vấn đề chính để hiện đại hóa

và làm chủ công nghệ chế tạo rađa. Bám sát mục tiêu đề ra, tóm lược

các nội dung chính luận án đạt được như sau:

1. Gia công tín hiệu:

o Đưa ra được ý tưởng phát xen kẽ mã M với mã Barker để mở rộng

phạm vi tìm kiếm mục tiêu.

o Mô phỏng việc tạo mã Barker, mã M, dạng sóng LFM sử dụng các

phần mềm Goldwave, Matlab Simulink. Mô phỏng quá trình nén

xung cho tín hiệu BPSK mã xen kẽ, chứng minh cho ý tưởng trên.

o Chế tạo mạch VĐK PIC 16F877A phát ra các chuỗi mã Barker độ

rộng tùy ý, tối thiểu có thể đạt được là 0.2 µs.

o Chế tạo khối điều chế mã pha nhị phân BPSK từ mã Barker lên

sóng mang tần số trung tần 10,3 MHz.

o Mạch điện vạn năng, tận dụng tối đa chức năng của VĐK PIC, đạt

được những kết quả mà với linh kiện truyền thống khó đạt được.

2. Xử lý tín hiệu:

o Mô phỏng: khảo sát Rmax và SNR; Sử dụng bộ lọc phối hợp và

hàm đánh giá độ không rõ ràng đưa ra giải pháp nâng cao độ

phân giải ∆R của rađa; Đánh giá PD và Pfa theo SNR theo kĩ

thuật tích lũy xung để cải thiện PD và Pfa, tính toán cho 5 mô

hình Swerling; Dùng Matlab Simulink thiết kế mạch nén xung tín

hiệu BPSK mã Barker và mã M xen kẽ.

o Chế tạo: các bộ lọc FIR, IIR trên bo TMS320C6416T 1GHz của

hãng Texas Instrument; Thiết kế chế tạo khối biến đổi A/D, D/A

tốc độ cao kết nối vào bo DSP56307 EVM thông qua cổng HI08

22

Đặt tín hiệu vào 300 mW và đo lối ra trên máy phân tích phổ.

Hình 3.35 là ảnh chụp trên máy phân tích phổ tại tần số 850 MHz.

Chúng ta thấy đầu ra 30,62 dBm và chỉ có một đỉnh phổ tại 850

MHz. Điều này có nghĩa là bộ khuếch đại hoạt động rất tốt vì sự

tuyến tính và không làm méo dạng, phát sinh ra các tần số khác

Hình 3.35 Lối ra khối khuếch Hình 3.36 Đặc trưng tần số đại trên máy phân tích phổ đo trên máy phân tích mạng

Đo đặc trưng tần số của khối khuếch đại, sử dụng máy phân tích

mạng Network Analyzer Advantest R3765CG 300 kHz - 3.8 GHz và

quét dải tần từ 750 MHz đến 1 GHz. Trên hình 3.36 ta thấy một

đường cong rất đẹp trong khoảng 800 MHz đến 950 MHz với tham

số tán xạ s12 từ 29 dBm đến 31.3 dBm. Do đó, với mức lối vào phù

hợp, công suất lối ra xấp xỉ 90 W.

KẾT LUẬN CHUNG

Qua sự phân tích tổng quan về cơ sở kỹ thuật của hệ thống rađa

hiện đại trong chương 1, có thể nhận thấy rằng, chìa khóa của sự phát

triển thành công nằm ở chỗ biết cách khai thác cũng vẫn các công

nghệ nền tảng nhưng là trên các thiết kế hiện đại. Các linh kiện cao

tần, các mạch tích hợp cao VLSI, các chip ASIC, các linh kiện logic

khả trình PLD, vi điều khiển, các bo mạch xử lý tín hiệu số DSP khi

biết cách khéo léo sử dụng thì sẽ tạo ra được các hệ thống rađa có độ

phức hợp cao, phù hợp với yêu cầu thực tế của chúng ta. Điều này

được tác giả xem như mục tiêu khoa học và thực tiễn của đề tài.

3

B. NỘI DUNG

CHƯƠNG 1. CƠ SỞ KỸ THUẬT RAĐA HIỆN ĐẠI

Cơ sở kỹ thuật của hệ thống rađa hiện đại nhìn chung cũng phải

dựa vào các chức năng cơ bản của hệ truyền thống. Cốt lõi của sự

thay đổi là việc những khối chức năng đó dùng các loại linh kiện điện

tử mới thông minh hơn để xây dựng. Khi đó, rađa hiện đại là một hệ

xử lý tín hiệu trong đó có 2 phần chính:

- Phần cao tần (thu, phát, điều chế) gắn vào xử lý tương tự

- Phần xử lý tín hiệu, gắn vào xử lý số.

1.1. Các chức năng cơ bản và các kỹ thuật xử lý rađa hiện đại

Chức năng cơ bản nhất trong rađa là sự phát hiện có hay không có

mục tiêu hay các hiện tượng vật lý. Khi mục tiêu đã được phát hiện,

cần xác định vị trí và vận tốc, khai thác độ dịch tần Doppler fd cho

mục tiêu chuyển động. Các bài toán rađa hiện đại cần được xử lý trên

các hệ xử lý tín hiệu số, bộ lọc, nén xung số, A /D, D/A tốc độ cao,

ăng-ten thông minh, thu và phát tương tự phối hợp với phần xử lý số.

1.2. Sơ đồ khối rađa xung

Hình 1.1 Sơ đồ khối của một rađa xung

Kết luận chương 1 và hướng đến mục tiêu luận án

Đề tài luận án hướng đến việc giải quyết bài toán hiện đại hóa các

đài rađa thế hệ cũ phát tín hiệu xung đơn với công suất đỉnh xung lớn

và tần số cao phát ra không ổn định. Muốn có tính toán chính xác cho

4

mục tiêu di động, đòi hỏi tần số phát đi ổn định cao, khối thu phải xử

lý tín hiệu phản xạ tốt để tách ra được độ dịch tần Doppler.

Đề xuất về mặt ý tưởng và đưa ra giải pháp của luận án là tập

trung vào phần gia công tín hiệu, phát tín hiệu xung rộng mã pha và

thực hiện nén xung ở phía máy thu. Việc phát đi tín hiệu dải rộng cho

phép giảm công suất đỉnh xung mà vẫn đảm bảo được công suất

trung bình trong phương trình rađa. Khi đó cho phép sử dụng bóng

bán dẫn thay cho đèn Manhetron và đèn điện tử siêu cao tần khác.

Cũng từ đó, đưa ra ý tưởng và thiết kế các mô đun công suất siêu

cao tần và tổ hợp tần số dùng công nghệ mạch dải. Đây là một giải

pháp mới cho phép làm chủ thiết kế tuyến thu siêu cao tần phối hợp

trở kháng tốt, tần số và dải tần chủ động, độ ổn định tần số cao theo

tần số tham chiếu của thạch anh. Với tín hiệu dải rộng, máy thu tương

tự cũng được thiết kế hoàn chỉnh phù hợp với tuyến phát.

Gia công tín hiệu, việc tạo mã và điều chế mã pha BPSK gắn liền

với việc sử dụng vi điều khiển PIC. Đặc biệt, luận án đề xuất và giải

quyết được phương án phát xen kẽ mã M (mã giả ngẫu nhiên) với mã

Barker để mở rộng phạm vi tìm kiếm mục tiêu. Chứng minh cho ý

tưởng này, luận án đã tiến hành việc tạo mã và mô phỏng thành công

quá trình nén xung tín hiệu mã pha xen kẽ này.

Xử lý tín hiệu, do sử dụng máy phát bán dẫn độ ổn định cao, cho

phép sử dụng các thuật toán lọc mục tiêu di động có các tần số

Doppler khác nhau. Các bộ lọc số được thiết kế trên 2 bo mạch DSP

Texas Instrument TMS320C6416T và Motorola 56307EVM. Chế tạo

A/D, D/A tốc độ cao cho các ứng dụng xử lý tín hiệu số cao tần.

Với những ý tưởng định hướng trên, luận án sẽ đóng góp một

phần quan trọng vào việc cải tiến nên các hệ thống rađa hiện đại.

21

Thông số: Transistor chế độ AB; Dải thông: 820 MHz - 890 MHz,

trong dải tần làm việc độ nhấp nhô biên độ không quá 1 dBm; Trở

kháng vào ra 50 Ω; Đầu nối kiểu SMA chuẩn, dây cáp RG-58 A/U;

Độ rộng xung tối đa 210 µs, chu kỳ lặp lại 2000 µs, công suất tín

hiệu vào cực đại 30 dBm, công suất ra trung bình không nhỏ hơn 40

dBm, tương ứng với công suất xung không nhỏ hơn 90 W; Nguồn

một chiều 12 V và 24 V công suất 250 W; Nhiệt độ môi trường -20o -

70o, độ ẩm 100%; Phiến tỏa nhiệt hợp kim nhôm và quạt thông gió.

Đặc trưng tần số được kiểm tra trên máy phân tích mạng:

Hình 3.32 Đặc trưng tần số đánh dấu tại 753.0MHz.

3.2.5.2 Công suất 2 tầng 45 W và 90 W

Để thu được hệ số khuếch đại công suất cao, chia khuếch đại

thành nhiều tầng. Tầng thứ nhất hoạt động chế độ AB, tầng 2 cấu trúc

kéo - đẩy. Tầng 1 có hệ số khuếch đại thế cao nhưng công suất lối ra

trung bình. Tầng hai ngược lại, hệ số khuếch đại thế thấp nhưng công

suất lối ra lớn. Tầng 1 chức năng tiền khuếch đại.

Hình 3.33 Bộ khuếch đại công suất 2 tầng, tầng 1 45W, tầng 2 90W

với lối vào chuẩn 300 mW

20

phần 3.2.1 đến 3.2.4 là trình bày một số lý thuyết quan trọng liên

quan đến việc tính toán và chế tạo khối khuếch đại công suất cao tần.

3.2.5 Thiết kế và chế tạo khối khuếch đại công suất cao tần

3.2.5.1 Công suất xung 90 W

Mô đun khuếch đại công suất làm việc trong chế độ xung, công

suất xung 90 W được thiết kế chế tạo trên công nghệ mạch dải.

Hình 3.27 Sơ đồ nguyên lý mạch khuếch đại công suất cao tần

Sử dụng điện trở phức trên giản đồ Smith để thiết kế mạch dải

phối hợp trở kháng với điện trở lối vào và lối ra trong dải tần số từ

830 MHz tới 900 MHz, từ đó tính được các mạch dải từ l1 đến l11.

Kết quả mô phỏng dùng phần mềm ADS với hệ số truyền, khuếch

đại công suất, hệ số sóng đứng và các tham số s11, s12, s21, s22 khi

ghép nối với tải vào/ra 50Ω được trình bày trên hình 3.29.

0.2 0.4 0.6 0.8 1.00.0 1.2

10

20

30

40

0

50

freq, GHz

vswr(S11)

m3

m3freq=vswr(S11)=1.284

850.0MHz

0.2 0.4 0.6 0.8 1.00.0 1.2

10

20

30

40

0

50

freq, GHz

vswr(S22)

m2

m2freq=vswr(S22)=1.074

850.0MHz

0.2 0.4 0.6 0.8 1.00.0 1.2

-20

-10

-30

0

freq, GHz

dB(S(2,1))

m1

dB(S(2,2))

m4

m1freq=dB(S(2,1))=-0.487

850.0MHz

m4freq=dB(S(2,2))=-28.938

850.0MHz

Hình 3.29 Các tham số S mô Hình 3.30 Khối khuếch

phỏng tại 850 MHz đại công suất xung 90 W

5

CHƯƠNG 2. GIA CÔNG VÀ XỬ LÝ TÍN HIỆU

2.1. Gia công tín hiệu

2.1.1. Tạo dạng sóng và giải pháp phát mã xen kẽ sử dụng VĐK

Luận án đề xuất giải pháp để đồng thời tìm kiếm đối tượng gần và

xa, mã dài M là (tìm kiếm xa) được chọn phát xen kẽ với mã Barker

ngắn (tìm kiếm gần).

2.1.1.1. Mô phỏng kỹ thuật phát mã Barker và mã M xen kẽ

Thiết kế dùng Matlab Simulink vẽ và chạy mô phỏng (hình 2.2, 2.3) M Barker 13 bit

Khèi ph¸t chuçi m ng¾n1111100110101

M M 63 bÝt

Khèi ph¸t chuçi m dµi(m gi¶ ngÉu nhiªn)

Dao ®éng kÝBé céng

Hình 2.2 Mô hình khối tạo mã Barker và mã M xen kẽ

Hình 2.3 Tín hiệu mã Barker và mã M xen kẽ

2.1.1.2. Mã điều tần tuyến tính LFM

Sử dụng Matlab và Goldwave, phát sóng LFM.

Hình 2.5 Mô phỏng Matlab tín hiệu và phổ tần LFM

2.1.1.3.Chế tạo mạch vi điều khiển PIC16F877A phát mã Barker

6

Đây là một trong các đóng góp quan trọng của luận án, sử dụng

linh kiện mới thay thế cho mạch cồng kềnh trước đây. Chế tạo 2 kít

có PIC 16F887A, thạch anh 20 MHz, chu kì lệnh VĐK là 0.2 µs

Hình 2.9 Kít phát triển VĐK Hình 2.10 Mạch phát

PIC16F877A chuỗi mã tín hiệu Các chuỗi mã Barker 11 bít, 13 bít:

11 bít 11100010011 13 bít 1111100110101 Hình 2.11 Các chuỗi mã Barker tạo trên PIC16F877A

Các chuỗi mã trên lần lượt được tạo ra trên cùng một mạch điện,

chỉ cần thay đổi mã của chương trình nguồn. Đây là một cải tiến quan

trọng khi dùng VĐK, tối ưu hơn vì ví dụ muốn tạo ra 4 dòng mã

Barker thì như trước đây phải cần 4 mạch điện cồng kềnh khác nhau.

Do một chu kì lệnh của VĐK cỡ 0,2 µs nên bít có độ rộng tối

thiểu xấp xỉ 0,2 µs. Điều này quan trọng vì thực tế đã có nhiều

nghiên cứu cố gắng tạo ra bít độ rộng càng nhỏ càng tốt. Nếu dùng

linh kiện rời, khó thu được các bít độ rộng hẹp. Hình 2.12 là mã

Barker 13 bít (0.8 µs và 3.24 µs), thời gian chuyển sườn là 12 ns.

Hình 2.12 Mã Barker 13 bít (a) độ rộng 0,8 µs, (b) 3.2 µs

19

Hình 3.11 Sơ đồ khối các mô-đun thu UHF

3.1.2.1 Một số lý thuyết về máy thu siêu cao tần

3.1.2.2 Thiết kế và chế tạo máy thu giải mã UHF

Máy thu UHF chế tạo thành công với các thông số kĩ thuật sau:

Độ rộng dải của kênh chính và kênh phụ: 6.5 ± 0.5 MHz; Độ

nhậy: - 110 dBm; Điện áp thông tin đã được giải mã: 5 V; Các tần số

hoạt động: ~700 MHz – 900 MHz; Phương pháp chuyển mạch điện

tử lựa chọn tần số hoạt động; Biên độ tín hiệu thu từ -30 dBm tới -

110 dBm; Nguồn cung cấp: 220 VAC, 1.3A , 50Hz

Để kiểm tra, sử dụng máy phát chức năng FG7002C, máy phát tín

hiệu SG8550, dao động ký DL1720E. Chuỗi xung vuông điều chế

AM với sóng mang trong dải tần số 700 MHz - 900 MHz, biên độ -0

dBm, độ sâu điều chế 99,9%, đưa tới lối vào máy thu. Lối ra đưa tới

dao động ký DL1720E đo tỉ lệ S/N tín hiệu được giải mã. S/N =1.5.

Hình 3.15 Tín hiệu giải điều chế tại 900 MHz, - 80 dBm

3.2. Tuyến phát

Tuyến phát đã thực hiện được thành công các khối gia công tín

hiệu. Phần này tập trung vào khối khuếch đại công suất cao tần. Các

18

Q1NPN

120R1

20K

R2 0.1uFC1

1nFC2

VCC

2P

C4

2P

C3

L1

Inductor220R3D1

D Varactor

Vcontrol

RFout

VCO

3pC5

Hình 3.8 Sơ đồ khối VCO Hình 3.9 Mạch VCO thực tế

3.1.1.3 Các kết quả của khối tạo dao động nội cao tần

Phổ tần số thu bởi Advantest Spectrum Analyzer R3131A

(a) 825MHz (b) 835MHz (c) 850MHz

Hình 3.10 Phổ của các tần số cao tần VCO

Khối phát cao tần sử dụng kĩ thuật tổ hợp tần số điều khiển bởi

VĐK là một hệ phát rất linh động, điều khiển bằng chương trình phần

mềm để phát ra bất cứ tần số nào trong dải từ 800 MHz - 900 MHz.

Hình chỉ là phát ví dụ một vài tần số nhất định. Đây là mấu chốt của

việc dùng VĐK, vì nếu làm trong các hệ linh kiện không ghép nối vi

điều khiển, để phát được ra các tần số bất kì thì phải tính toán và thay

thế rất nhiều linh kiện có giá trị khác nhau. Với độ chính xác của

thạch anh, tần số bám 100 kHz cũng có độ chính xác cao tương ứng,

qua PLL, VCO, tần số VCO phát ra cũng có độ ổn định rất cao. 3.1.2. Máy thu UHF

Sơ đồ khối khối thu được chỉ ra trên hình 3.11

7

2.1.2. Điều chế trung tần BPSK chuỗi Barker 13 bít dùng VĐK

2.1.2.1 Mô phỏng quá trình trộn mã lên trung tần

Sine Wave

M Barker + M M

Khèi ph¸t m xen kÏ

Dao ®éng kÝBé nh©n

Hình 2.15 Mô hình điều chế BPSK

Hình 2.16 Điều chế BPSK cho chuỗi mã phát xen kẽ

2.1.2.2 Thiết kế và chế tạo khối trộn mã BPSK tần số trung tần

Một lần nữa VĐK PIC được dùng để đưa 2 sóng mang trung tần

pha 00 và 1800 và 1 tín hiệu GND vào trộn trong IC hợp kênh 4052B.

Hình 2.21 Mạch tạo mã pha BPSK

Đo đạc các quá trình tín hiệu thu được có các kết quả sau:

Hình 2.22 Hai tín hiệu ngược pha Hình 2.23 Tín hiệu điều chế dùng để điều chế mã BPSK BPSK của chuỗi mã Barker

2.2. Xử lý tín hiệu

8

Đây là phần trọng tâm của luận án. Phần trên thực hiện được một

nhiệm vụ quan trọng là dùng VĐK PIC để đơn giản hóa và nâng cao

hoạt động của mạch gia công tín hiệu. Phần này tập trung vào khai

thác các kỹ thuật xử lý số trên phần cứng 2 bo mạch DSP của Texas

Instrument và Motorola.

2.2.1. Giải pháp nâng cao tỉ số tín hiệu/tạp, độ phân giải

2.2.1.1 Sự phụ thuộc của tỉ số tín hiệu/tạp theo các thông số rađa

Theo một số tính toán lý thuyết, thu được phương trình rađa:

43

22

)4()(

BFLRkT

GPSNR

e

to π

σλ= (2.14)

Xây dựng mô hình tính toán sử dụng Matlab: pt_radar(pt, freq, g, sigma, te, b, nf, loss, in_par, option, pt_percent1, pt_percent2).m pt (W) Công suất đỉnh freq (Hz) tần số tín hiệu phát/thu g (dB) hệ số khuếch đại ăng-ten sigma (m2) RCS te (K) nhiệt độ nhiễu hiệu dụng b (Hz) băng thông nf (dB) noise figure - hệ số nhiễu loss (dB) suy hao của rađa input_par phạm vi khảo sát

SNR (dB) hay Rmax (Km) option 1 input_par = SNR

2 input_par = R pt_percent1 Thay đổi công suất đỉnh pt

* pt_percent1 pt_percent2 Thay đổi công suất đỉnh pt

* pt_percent2

Hình 2.24 Khảo sát phương trình rađa (a) Sự phụ thuộc của Rmax vào

SNRmin (b) Sự phụ thuộc của SNR vào R

Hình 2.24a chỉ ra khi mức SNRmin tăng thì Rmax giảm. Điều này dễ

hiểu vì khi SNRmin lớn tức là tín hiệu S cần phải lớn. Do đó, tại các

khoảng cách xa thì tín hiệu đã bị suy giảm nhanh. Hình 2.24b: càng

xa trạm rađa, tín hiệu càng bị suy giảm, làm giảm SNR. Vậy khi thay

đổi các tham số như hệ số khuếch đại ăng-ten hay công suất đỉnh

17

CHƯƠNG 3. CHẾ TẠO TUYẾN THU PHÁT SIÊU CAO TẦN

Đây là trọng tâm thứ hai, dùng VĐK, mạch dải, mô phỏng và các

thiết bị phân tích hiện đại để nâng cao chất lượng khối thu/phát.

3.1. Tuyến thu

3.1.1. Khối dao động nội sử dụng kỹ thuật tổ hợp tần số PLL

3.1.1.1 Kỹ thuật tổ hợp tần số dùng vòng khóa pha

Kỹ thuật tổ hợp tần số dùng PLL và VCO, được luận án đề xuất

dùng VĐK PIC để nạp các hệ số chia N và R trong IC tổ hợp tần số

LM2316, giúp cho việc dễ dàng thay đổi tần số khối dao động nội.

3.1.1.2 Thực hiện tổ hợp tần số dùng PLL bằng VĐK

Bộ tổ hợp tần số được chia thành 3 khối chính: (Hình 3.4)

Khối PLL (1); Khối VCO (2); Khối điều khiển lập trình được (3)

Hình 3.4 Sơ đồ khối tổ hợp tần số dùng PLL thực hiện bằng VĐK

Sơ đồ mạch PLL (hình 3.6, 3.7), mạch VCO hình 3.8, 3.9

GND 3GND 4GND 9

Vp 16

Vcc2 15

Vcc 7

Le 13

Data 12

Clock 11

CE 10

Fo/LD14FLo1

Cpo2

Fin5

Fin6

OSCin8

*1

LMX2316

0.1uF

C4Cap

0.001uF

C5Cap

0.1uF

C6Cap1K

R2

18

VCC

LEData

ClockCE

100p

C7Cap

0.001uF

C3Cap

0.01uF

C2Cap

100p

C1Cap1K

R1

20K

1K

R3Res2

Vout

100p

C8

Cap

10

R4

10

R5

56

R6100p

C10

Cap100p

C9

Cap

RFin

1K

R7

Res2

1nF

C11

Cap

REFIN

Hình 3.6 Sơ đồ nguyên lý PLL Hình 3.7 Mạch thực tế

16

Hình 2.56 Sơ đồ kết nối song song giữa cổng HI08 với khối A/D, D/A

Tín hiệu tương tự đưa vào A/D 12 bít AD9220A R. Dữ liệu được

đưa vào DSP thông qua cổng HI08, hoạt động trong chế độ GPIO 16

chân. Sau khi được xử lý trong DSP, dữ liệu số đưa trở ra HI08 và

truyền ra D/A 12 bít AD565A trở lại tín hiệu tương tự đưa ra ngoài.

Kiểm tra hoạt động: Viết bộ lọc thông thấp FIR với tần số lấy mẫu

2 MHz. Trên dao động kí AL2200, tín hiệu trên là tín hiệu lối vào, tín

hiệu dưới đã qua A/D, DSP56307, bộ lọc FIR, D/A và trở ra là tín

hiệu tương tự đã xử lí lọc. Dải thông từ 0 Hz đến 200 kHz.

Hình 2.58 Tín hiệu trước và sau bộ lọc FIR dải thông 0 Hz - 200 kHz,

tần số lấy mẫu 2 MHz, kết nối các khối A/D, D/A tốc độ cao với DSP56307EVM (a) 82 kHz, (b) 189 kHz, (c) 250 kHz

9

xung có thể cải thiện được SNR hay Rmax. Nhưng độ rộng xung lớn,

độ phân giải giảm. Lúc đó, kỹ thuật nén xung là giải pháp hữu hiệu.

2.2.1.2 Khảo sát bộ lọc phối hợp và hàm bất định của rađa khi nén

xung đơn tín hiệu LFM

Bộ lọc phối hợp dùng thuật toán Fourier nhanh FFT khử được tạp

nhiễu trong tín hiệu phản xạ, tối ưu được SNR. Hàm bất định là kết

quả đầu ra bộ lọc, mô tả sự chồng chập tín hiệu phản xạ lên tín hiệu

liên tục phát. Hai hiệu ứng là sự trì trễ tín hiệu phản xạ ∆t và giao

thoa tần số do độ dịch tần Doppler fd . Lý tưởng có một đỉnh duy nhất

độ cao vô hạn tại (∆t,fd) = (0,0) và bằng 0 tại các vị trí còn lại, cho độ

phân giải lý tưởng các mục tiêu rất gần nhau.

Xây dựng 2 hàm: hamdanhgia_xungdon(τ) cho xung đơn và

hamdanhgia_lfm(τ,B) cho LFM. Quan sát tác động của độ rộng xung

lên độ phân giải ∆R (hình 2.25). Với LFM, độ rộng xung hiệu dụng

τhd = 1/B < τ’ của xung đơn nên hàm đánh giá độ không rõ ràng của

LFM hẹp hơn, độ phân giải cao hơn. Tỉ lệ nén xung bằng tỉ lệ thu

hẹp. Đây là một minh chứng kỹ thuật nén xung tăng độ phân giải ∆R.

(a) (b)

(c) (d) Hình 2.25 Hàm bất định: xung đơn (a,c) và LFM (b,d)

2.2.2. Xác suất phát hiện và xác suất báo động lầm khi có nhiễu

10

2.2.2.1 Một số lí thuyết về xác suất phát hiện, xác suất báo động lầm

Xác suất báo động lầm Pfa

Pfa được định nghĩa là xác suất mà 1 giá trị lấy mẫu R của r(t)

vượt quá thế ngưỡng VT khi chỉ có duy nhất thành phần nhiễu.

)2

exp()2

exp()(2

2

2

2

2 ψψψT

VV

fa

Vdr

rrdrrfP

TT

−=−== ∫∫

∞∞

(2.22)

)1

ln(2 2

faT P

V ψ= (2.23)

Xác suất phát hiện PD

Xác suất phát hiện: khi một giá trị lấy mẫu R của r(t) vượt quá thế

ngưỡng VT khi trong tín hiệu r(t) bao gồm cả nhiễu và tín hiệu.

∫∫∞∞

+−

==

TT VV

D drArrA

Ir

drrfP2

22

202 2exp)(

ψψψ (2.26)

2.2.2.2 Tích lũy xung

PD được cải thiện khi thực hiện tích lũy xung.

Sự phát hiện của các mục tiêu thăng giáng

Các mục tiêu thăng giáng được Swerling mô hình hóa 5 dạng:

Hình 2.29 Các mô hình Swerling

2.2.2.3 Mô phỏng việc tính toán mối quan hệ giữa PD, Pfa, và SNR

Hình 2.20 Sự phụ thuộc PD vào SNR với Pfa cố định (xung đơn)

Theo đồ thị, với Pfa nhỏ thì dù PD thấp vẫn cần một SNR cao; chỉ

cần một thay đổi nhỏ SNR cũng cải thiện được PD lớn. Theo (2.23),

việc điều chỉnh Pfa được thực hiện bằng cách thay đổi thế ngưỡng VT.

15

bộ lọc FIR chúng ta thấy độ sắc nét hơn trong các bộ lọc IIR. Có

nghĩa là khả năng phân tách tần số của IIR tốt hơn FIR.

Hình 2.52 Đặc tuyến tần số của các bộ lọc IIR

(a) lp4200 , (b) hp7500, (c) bp12000, (d) bs10500

Giải pháp thực hiện bộ lọc dùng bo mạch xử lý tín hiệu số DSP là

một đóng góp quan trọng của luận án. Bất cứ một cấu trúc lọc nào,

với bất cứ thông số kỹ thuật nào đều có thể dễ dàng thực hiện nhanh

chóng, không cần phức tạp và nhiều khi là không thể trên các bộ lọc

tương tự truyền thống.

2.2.5 Thiết kế và chế tạo khối A/D, D/A tốc độ cao kết nối với kít

phát triển DSP56307EVM

2.2.5.1 Bo xử lí tín hiệu số DSP56307EVM của hãng Motorola

Cũng như TMS320C, 56307EVM chỉ có CODEC xử lý tần số

trong dải âm thanh. Mục tiêu của phần này là thiết kế A/D, D/A tần

số cao, thực hiện được xử lý DSP các tín hiệu cao tần.

2.2.5.2 Thiết kế và chế tạo khối biến đổi A/D, D/A tốc độ cao kết nối

với bo mạch DSP56307

Sơ đồ khối được chỉ ra trên hình 2.56. Các bộ A/D, D/A được

thiết kế có tần số lấy mẫu cực đại 10 MHz.

14

DSP TMS320C6416T

Hai kỹ thuật chính là FIR (lọc đáp tuyến xung hữu hạn) và IIR

(lọc đáp tuyến xung vô hạn) thực hiện trên bo TMS320C6416 DSK

của Texas Instrument. Trước kết quả này, luận án cũng đưa ra kết quả

mô phỏng bộ lọc dùng Goldwave, FDAtool kết hợp VHDL.

Thiết kế bộ lọc sử dụng SPtool của Matlab để nội suy ra các tập

hệ số nạp vào chương trình mã nguồn C. Các tập hệ số có thể dễ dàng

thay đổi để có được các bộ lọc khác nhau. Hình 2.50 là đáp tuyến của

bộ lọc thông thấp (a), thông cao (b), dải thông (c), dải chặn (d)

Hình 2.50 Đáp tuyến tần số của các bộ lọc FIR.

(a) lp10kHz, (b) hp8kHz, (c) bp12kHz, (d) bs10kHz

Bộ lọc đa băng như hình 2.51

Hình 2.51 Đặc tuyến tần số của bộ lọc đa băng.

(a) Lọc thông 2 băng, (b) Lọc thông 3 băng

Thuật toán của IIR khác nên được viết bằng một mã nguồn C

khác. So sánh đặc tuyến tần số của IIR với các đặc tuyến tần số của

11

2.2.2.4 Mô phỏng khảo sát kỹ thuật tích lũy xung

Hình 2.31 Sự phụ thuộc của Inp vào số xung được tích lũy

Hình 2.31 cho thấy hệ số cải thiện Inp không nhạy với PD và Pfa.

Tuy nhiên, ví dụ 1 giá trị: PD = 0,9 và Pfa = 10-12, I(10) ≈ 9.20 dB.

dBI

SNRSNR

p

p

nn 55.620.975.15

)()( 1 =−==

(SNR)10 = 6.55dB tương đương (SNR)1 = 15.77 dB. Như thế, tích

lũy xung sẽ rất tốt vì vẫn đạt được yêu cầu chất lượng cao mà SNR

không yêu cầu ngặt nghèo.

So sánh PD của các mục tiêu thăng giáng với np>1 và np=1

Hình 2.32 PD(SNR), Pfa = 10-12 trong Swerling I, II, III, IV cho

trường hợp không tích lũy và tích lũy không tương can

Hình 2.34 PD(SNR), Pfa = 10-12 Hình 2.35. PD(SNR), Pfa = 10-12,

Hình 2.34: khi PD > 0.35, mục tiêu thăng giáng, để đạt được cùng

12

yêu cầu PD thì cần SNR cao hơn so với mục tiêu cố định. Lí do là độ

thăng giáng càng cao thì càng khó phát hiện. Khi PD < 0.35, thực tế là

các mục tiêu thăng giáng thỉnh thoảng có các tín hiệu phản xạ lớn

hơn mức trung bình, vì thế SNR thấp hơn. Do hàm mật độ xác suất

của Swerling I, II giống nhau, Swerling III, IV giống nhau nên chỉ có

2 đường cho cả 4 mô hình, trừ Swerling V.

Hình 2.35: Khi PD > 0.35, cần SNR lớn hơn cho mô hình 1, 3

(thăng giáng chậm, scan-to-scan) hơn là mô hình 2, 4 (thăng giáng

nhanh, pulse-to-pulse), do với thăng giáng nhanh, số xung độc lập trở

về nhiều hơn, sẽ được tích lũy và trung bình hóa các thăng giáng.

2.2.3. Nén xung cho tín hiệu BPSK mã Barker xen kẽ mã M

Quá trình nén xung kết hợp phát đi xung dài năng lượng lớn với

thu về nén thành các xung ngắn đảm bảo độ phân giải cao. Nén xung

là quá trình tự tương quan (auto-correlation). Hàm tự tương quan của

mã Barker đối xứng nhau qua đỉnh chính. Đỉnh chính có độ cao bằng

độ dài mã N. Với mô hình 2.15, tiếp tục phát triển lên mô hình nén

xung hình 2.38, 2.39.

Lèi vµo Lèi ra

Kªnh truyÒn dÉn gi¶ lËp(Suy hao + T¹p nhiÔu)

BPSK signal

Khèi ph¸t tÝn hiÖu BPSK trung tÇn cña

chuçi m Barker + m MT/h BPSK

T/h ph¶n x¹®Çu ra

Khèi nÐn xung m GNN

T/h BPSK

T/h ph¶n x¹Hµm tù t−¬ng quan

Khèi nÐn xung m Barker Dao ®éng kÝ

Hình 2.38 Khối nén xung tín hiệu mã xen kẽ

Trong trường hợp mức tạp nhiễu thấp tín hiệu đầu ra thể hiện trên

hình 2.40. Kênh 1 là tín hiệu phản xạ thu được qua kênh truyền. Tín

hiệu kênh 2 là đầu ra khối nén mã Barker, có đỉnh chính có độ cao

khoảng 13. Tín hiệu 3 là đầu ra khối nén mã GNN, có 2 đỉnh cao 60

tương ứng với 2 xung mã GNN, còn 2 đỉnh thấp hơn có độ cao cỡ 35,

báo hiệu xung mã GNN biên độ thấp hơn. Lí do là mã GNN có tính

13

chất vòng nên với xung mã thứ 2, độ tự tương quan không cao (~35),

tuy nhiên cũng đủ để nhận biết tín hiệu phản xạ

NÐn xung m Barker1 Hµm tù t−¬ng quan

Delay 1 98765432 121110

2 T/h ph¶n x¹

1T/h BPSK

NÐn xung m GNN1 ®Çu ra

987

63 62 61 60

6

59 58 57 56 55 54 53 52 51 50

5

49 48 47 46 45 44 43

42 41 40

4

39 38 37 36 35 34 33 32 31 30

3

29 28 27 26 25 24 23 22

21202 19181716151413121110

2

T/h ph¶n x¹

1T/h BPSK

Hình 2.39 Mạch nén xung cho hai loại mã

Hình 2.40 Kết quả của việc nén xung khi mức nhiễu thấp

Khi tăng mức nhiễu lên, tín hiệu gần như bị chìm hoàn toàn trong

nhiễu. Nếu không có kỹ thuật nén xung thì xem như không thể nhận

biết được là có tín hiệu phản xạ trở về.

Hình 2.41 Kết quả của việc nén xung khi mức nhiễu thấp

2.2.4 Thiết kế, chế tạo các bộ lọc số FIR, IIR sử dụng bo mạch