Дипломна работа Преобразувателна Техника

БСУ ЦИТН ДИПЛОМНА РАБОТА ЛИСТ

1

БУРГАСКИ СВОБОДЕН УНИВЕРСИТЕТ

Център по информатика и технически науки

ДИПЛОМНА РАБОТА

Тема: Инверторна система за управление на

асинхронен двигател

Дипломант: Красимир В. Кънчев, фак. 23061090

Специалност: Компютърни системи и технологии

Образователно-квалификационна степен: Бакалавър

Ръководител: проф. д-р Димитър Юдов

БУРГАС 2008


2


3

Увод.

В електрозадвижването на промишлените уредби

намират най-широко приложение двигателите за постоянен ток с

независимо, смесено и последователно възбуждане, а така също

асинхронните и синхронните двигатели за променлив ток.

Двигателите за постоянен ток се използват в

електрозадвижването на механизхмите, изискващи според

технологичните условия регулиране на скоростта. При това

двигателите със смесено и последователно възбуждане по правило

се използват в отворените системи електрозадвижване. Сега

двигателите с независимо възбуждане са основа на затворените

системи регулируемо електрозадвижване и се използват широко в

масовите тиристорни електрозадвижвания за постоянен ток.

Асинхронните двигатели с накъсо съединен ротор и

синхронните двигатели имат основно приложение в масовите

нерегулируеми електрозадвижвания. Благодарение на

конструктивната простота и на по-малката металопоглъщателност

повечето нерегулируеми електрозадвижвания с малка и средна

мощност се правят с асинхронни двигатели с накъсо съединен

ротор. В нерегулируемите електрозадвижвания със средна и

особено с голяма мощност се използват синхронните двигатели,

които се изчисляват за работа с изпреварващ cos φ и могат да

служат като източник на реактивна мощност за захранваните от

същата мрежа асинхронни двигатели и тиристорни


4

електрозадвижвания за постоянен ток. Асинхронните двигатели с

фазен ротор се използват в електрозадвижванията на механизмите,

изискващи регулиране на скоростта, или при необходимост от

ограничаване на пусковите токове, които консумира от мрежата

електрозадвижването.

Интензивното развитие на полупроводниковата техника

се характеризира със създаването на нови елементи с разширени

функционални възможности и подобрени експлоатационни

показатели. Типични техни представители се явяват мощните

полеви транзистори MOSFET, двуоперационните тиристори GTO,

биполярните транзистори с изолиран гейт IGBT и др. Тези

елементи откриват добри възможности за усъвършенстване на

силовата част на електронните регулатори, реализиращи

определени принципи за управление на електрозадвижванията на

различни производствени механизми и процеси.

Така например, ако регулаторът ще работи с честота до

200 kHz при захранващо напрежение 500 V и номинален ток 50 А

се препоръчва силовата му част да се реализира с MOSFET. Ако

честотният диапазон е до 20 kHz, а напрежението достига до

1200 V при работен ток 500 А е подходяща реализация c IGBT. В

случаите пък когато максималната стойност на тока е 2500 А, а на

напрежението 4500 V при честота 1 kHz, целесъобразно е силовата

част на електронния регулатор за електрозадвижване да се

изпълни с двуоперационни (пълно управляеми) тиристори GTO.


5

С използване на посочените реализации се създава

реална предпоставка за чувствително разширяване на

функционалните и техническите възможности на системата за

автоматично управление като цяло, с което пък напълно се

удовлетворяват предявените технологически изисквания и се

осигурява ефективна работа на производствената машина. Това е

резултат от оптималното изменение на параметрите на енергията,

подавана към електродвигателя, както в преходен, така също и в

установен режим. Горното е характерно с еднаква сила за

електронните регулатори за постояннотокови и променливотокови

електрозадвижвания.


6

ГЛАВА ПЪРВА

Обзор на методите и схеми за управление на оборотите на асинхронни двигатели.


7

І. Асинхронни двигатели.

Асинхронните двигатели са най-разпространените.

Захранват се с променливо напрежение. Те са сравнително прости,

сигурни в експлоатацията си и евтини. Изработват се за широк

диапазон захранващи напрежения и мощности. Асинхронните

двигатели са трифазни и еднофазни.

Фиг. 1.1

Главните съставни части на трифазен асинхронен

двигател (фиг. 1.1) са статор – неподвижната част на машината, и

ротор – въртящата се част. Между двете има въздушна междина,

която позволява свободно въртене на ротора.

Статорът (фиг. 1.2 а) се състои от корпус 1,

магнитопровод 2 и намотки 3. Корпусът най-често се изработва от

чугун или алуминий чрез отливане. В него са обособени тяло 1а,

щитове 1б и изводна кутия 1в. В тялото с пресова сглобка е

поставен статорният магнитопровод. Той е събран от пластини от

електротехническа стомана (фиг. 1.2 д), които се подреждат така,

че образуват канали. В тях се полагат три статорни намотки, чиито


8

равнини са разместени в пространството на 120°. От двете страни

тялото на статора се затваря с щитове, в които са монтирани

лагери. В изводната кутия с помощта на шест шпилки са изведени

изводите на статорните намотки. Свързването на намотките се

осъществява чрез присъединителни пластини в триъгълник или в

звезда.

Фиг. 1.2

Роторът (фиг. 1.2 б) съдържа вал 1, роторен

магнитопровод 2 (пластина от магнитопровода е показана на фиг.

1.2 г) и роторна намотка 3. Тя може да бъде навита или накъсо

съединена (кафезна — фиг. 1.2 в). Обикновено навитата намотка е

образувана от три намотки, свързани в звезда. Изводите й се

извеждат с помощта на контактно устройство, съставено от

месингови пръстени, въртящи се с вала, и неподвижни четки.

Пръстените са монтирани върху вала и са изолирани от него. Чрез


9

контактното устройство към роторната намотка може да се

свържат пусково-регулиращи реостати. Кафезната намотка (фиг.

1.2 в) има линейни проводници А, поместени в каналите на

роторния магнитопровод. От двете си страни те се свързват с два

кръгови пръстена В накъсо. Валът лагерува в щитовете на

корпуса.

Трите статорни намотки се захранват с трифазна

система напрежения и през тях протича трифазна система токове.

Всяка намотка създава собствено пулсиращо магнитно поле. Трите

полета се наслагват. Характерът на изменение на резултантното

поле може да се определи чрез токовете, протичащи в трифазната

намотка (фиг. 1.3 а).

Фиг. 1.3

В момента t1 = 0 токът iA = 0, iB е отрицателен, a iС –

положителен. Това моментно състояние е означено на фиг. 1.3 б,

като знакът ⊗ показва, че токът е с посока към чертежа, а знакът ⊙

– към нас. По правилото на свитите пръсти на дясната ръка се

определя посоката на магнитните силови линии. Вижда, се че те

оформят два полюса – северен N и южен S.


10

В момента 4

Tt2 = токът iA е положителен, а токовете iB и

iC са отрицателни (фиг. 1.3 в). Резултантното магнитно поле се е

завъртяло на 90° спрямо първоначалното си положение.

В момента 2

Tt3 = токът iA = 0, iB е положителен, a iC –

отрицателен. Полето се е завъртяло в същата посока на още 90°.

За време един период Τ резултантото поле се завърта на

360°. То не променя големината си, а се придвижва кръгово,

независимо че статорът е неподвижен.

Когато статорните намотки са разместени на 2π/3

радиана в пространството, а токовете през тях са дефазирани на

2π/2 радиана във времето, общото магнитно поле е въртящо се.

Нека токовете iA, iB и iC имат честота f. За време t = 1 s

резултантното поле извършва f завъртания, а за t = 1 min те са 60 f.

Показаните на фиг. 1.3 три статорни намотки пораждат

магнитно поле, което съответства на един чифт полюси. За

получаване на магнитно поле с p чифта полюси в статорния

магнитопровод трябва да се разположат p трифазни намотки.

Честотата на въртене на общото (резултантното)

магнитно поле с p чифта полюси е

,min,p

f.60n 11

1−= (1.1)

където f1 е честотата на захранващото напрежение;

p – броят на чифтовете полюси на статорната

намотка.


11

Резултантното магнито поле се разпространява в

магнитната верига, в която участват статорният магнитопровод,

въздушната междина и роторният магнитопровод (фиг. 1.4).

Фиг. 1.4

Статорното въртящо се магнитно поле пресича

неподвижните роторни проводници и индуктира в тях е.д.н. е2.

Понеже те са включени в затворени вериги, през тях протичат

токове i2. От взаимодействието между магнитното поле

(статорното) и токовите проводници (роторните) се получава

въртящ двигателен момент Мд, под действие на който роторът

започва да се върти в посоката на въртене на статорното магнитно

поле.

Честотата на въртене на ротора n не може да достигне

честотата на въртене на статорното магнитно поле n1, защото се

нарушават условията за електромагнитна индукция (въртящото се

поле на статора да пресича роторните проводници) и за образуване

на въртящ момент Мд. Следователно роторът има честота на

въртене n < n1, от което се е получило името на двигателя –

асинхронен.


12

Относителното изоставане на ротора спрямо статорното

магнитно поле се нарича хлъзгане.

%,100.n

nnsили

n

nns

1

1

1

1 −=−= (1.2)

Хлъзгането се изменя в диапазона от 1 (при покой) до 0

(когато роторът се върти със синхронна честота):

а. Когато роторът още не се е задвижил,

n = 0 → 1n

ns

1

1 ==

б. Когато двигателят не е натоварен (на вала му

не е приложен съпротивителен момент Мc = 0), n почти се

доближава до n1. Тогава хлъзгането е минимално – s ≈ 0.

в. При натоварване, т.е. при съпротивителен

товаров момент Мс > 0, честотата на въртене на ротора намалява (s

нараства) и се създава по-голям двигателен момент Μд, който

поддържа равновесие с товарния (Мд = Мс). Роторът се върти с

постоянна честота.

Нормално при товар хлъзгането се променя в границите

от 2 % до 10 %.

Двигателният момент Мд е

22д cos.I..kM ϕΦ= (1.3)

където k е константа, зависеща от конструкцията на

двигателя;

Ф – магнитният поток;

І2 – токът през роторната намотка;


13

φ2 – ъгълът на дефазиране между е2 и i2.

За определяне на двигателния момент Мд в зависимост

от полезната мощност P2 [W] на двигателя и от честотата на

въртене на ротора n [min –1] или ъгловата му скорост Ω [rad/s] може

да се използва зависимостта

n

P55,9

60/n.2

PPM 222

д =π

=Ω

= . (1.4)

При електрическите двигатели зависимостта между

честотата на въртене на ротора и двигателния момент n = f (Μд)

при установен режим на работа се нарича механична

характеристика.

Зависимостта n = f (Mд) е начертана на фиг. 1.5 а.

Моментът, развиван при n = 0 (s = l), се нарича пусков Мп. Той

определя способността на двигателя да заработи с определено

предварително натоварване. Двигателят се развърта и работи

устойчиво при изравняване на двигателния и съпротивителния

момент, т. е. при Mд = Mс. Описаното се отнася за точка А, която

се нарича точка на устойчива работа. Ако съпротивителният

момент е равен на номиналния, т.е. Мс = Мн, то n = nн (s = sн). При

намаляване на честотата на въртене на ротора до стойността nкр

двигателният момент достига максимална стойност Мm.

Максималният момент определя способността на двигателя да

понася претоварване. При n < nкр режимът на работа е неустойчив

и роторът може да спре, което е фатално за машината.

Устойчивостта може да се възвърне само при намаляване на


14

съпротивителния момент, приложен на вала. Отношението между

моментите Мm и Мн определя възможността за временно

претоварване на двигателя. Обикновено отношението на

моментите е Мm/Мн = 1,5 ÷ 3, т.е. асинхронните двигатели понасят

временно двукратни до трикратни претоварвания.

Фиг. 1.5

Може да се направи извод, че режимът на работа на

двигателя е устойчив в участъка от s = 0 до s = sкp (фиг. 1.5 а).

Нека на вала на двигателя е приложен съпротивителен

момент Мс1. От графиката се вижда, че когато Мс1 < Мп, роторът


15

може да се завърти натоварен. Ако съпротивителният момент е

Мc2, то Мс1 > Мп и тогава при пускане роторът няма да може да

преодолее момента Мс2 и да се завърти. Ако обаче натоварването с

Мс2 стане след завъртане на ротора до честота на въртене n > nкр,

двигателят работи без затруднения.

Фиг. 1.6

За асинхронен двигател с накъсо съединена роторна

намотка механичната характеристика е показана на фиг. 1.5 а, a за

двигател с навита роторна намотка и различни стойности на

активното съпротивление на роторната верига R2 – на фиг. 1.6 а.


16

От фиг. 1.5 а се вижда, че в работния участък (от s = 0 до sкр)

механичната характеристика е твърда (с малък наклон). От фиг.

1.6 а се вижда, че големината на активното съпротивление,

включено в роторната верига, определя наклона на

характеристиката спрямо абсцисната ос (ъгъл α).

Характеристиките стават по-меки (с по-голям наклон) при

увеличаване големината на съпротивлението на допълнително

участващ в роторната верига реостат (R2R2 < ׳׳׳

R2 < ׳׳ Следователно .(׳

колкото по-голямо е допълнителното съпротивление, включено

към роторната намотка на двигател с навит ротор, толкова по-мека

е механичната характеристика.

Изменението на захранващото напрежение

чувствително влияе върху работата на асинхронните двигатели,

защото двигателният момент е функция от квадрата на

напрежението – Mд = f (U2) (фиг. 1.5 б). Например при намаляване

на напрежението на захранващата мрежа на 0,9 Uн максималният

момент намалява до 0,81 Мm. Това се отразява на честотата на

въртене на ротора, като токовете в роторната намотка нарастват

няколко пъти. За да не се допуска работа при понижено под

определена стойност напрежение, в електрическите вериги на

двигателите се предвижда специална защита.

Работните характеристики изразяват зависимостите

Mд = f1 (P2), n = f2 (P2), η = f3 (P2), cos φ = f4 (P2) и I1 = f5 (P2) при

неизменни захранващо напрежение U1 = const и честота f1 = const.

Обикновено тези характеристики се снемат в относителни


17

единици, при което по ординатната ос се нанася отношението на

съответната величина към номиналната й стойност.

Работните характеристики са показани на фиг. 1.6 б. С

увеличаване на механичната мощност Р2 на вала на двигателя

нарастват двигателният момент Мд и токът през статорните

намотки І1. При малки натоварвания коефициентът на полезно

действие η е малък, а факторът на мощността cos φ е лош. Това

показва, че за захранващата електрическа верига е благоприятно

асинхронните двигатели да работят натоварени, с което се

подобрява cos φ и се повишава к.п.д. η.

По време на работа на двигателите се получават

следните загуби: в статорните намотки Рм1, в роторните намотки

Рм2, в магнитната верига Рст и механични загуби Рмех. Като се

вземат предвид тези загуби и подадената мощност P1, за

механичната мощност Р2 се получава

( ),РРРPPPPP мехст2м1м1312 +++−=−= (1.5)

а коефициентът на полезно действие е

.P

PP

P

P

1

31

1

2 −==η

Управлението на един асинхронен двигател обхваща

цялостната работа на двигателя от момента на пускане до

спирането му.

Управлението при пускане се налага по следните

причини. Първо, протичащите в намотките на двигателя токове

при пускане са значително по-големи от номиналните поради това,


18

че хлъзгането s = 1 и индуктираните е.д.н. са максимални. Тези

токове се наричат пускови Iп, достигат 5÷8 пъти Iн и са

неблагоприятни за захранващата мрежа и за проводниковата

изолация на намотките. Второ, пусковият момент Мп (фиг. 1.5 а)

трябва да бъде голям, за да преодолее съпротивителния момент Мс

и инерционния момент Му на ротора.

Следователно при пускане на асинхронен двигател

трябва да се вземат мерки за ограничаване на пусковите токове и

увеличаване на пусковия въртящ момент.

Фиг. 1.7

Пускането на асинхронен двигател с накъсо съединена

роторна намотка може да бъде директно (фиг. 1.7), но то е

приложимо за двигатели с мощност, значително по-малка от

мощността на захранващата мрежа. При това пускане не се

постига нито ограничаване на пусковия ток Iп, нито увеличаване

на пусковия момент Мп.


19

Фиг. 1.8

Намаляване на пусковия ток Iп се постига, като към

статорните намотки се включват регулируеми реостати,

индуктивни съпротивления, наречени реактори, или

автотрансформатори (блок I на фиг. 1.8). В началния момент на

пускане изобразените елементи са изцяло включени и с

увеличаване на честотата на въртене на ротора постепенно се

изключват.

Пускане чрез превключване на статорните намотки

«звезда – триъгълник» (фиг. 1.9) е приложимо за двигатели, които

имат номинално напрежение, равно на захранващото линейно

напрежение, т. е. Uф = Uл мр. Първоначално превключвателят Q2 е в

положение I, така че статорните намотки са свързани в звезда. При

достигане на определена честота на въртене Q2 се превключва в

положение II и статорните намотки се свързват в триъгълник.


20

Фиг. 1.9

Изброените начини на пускане водят до ограничаване

на пусковия ток Іп, но понеже се понижава захранващото

напрежение, намалява се и пусковият момент Мп, което е

неблагоприятно. Подобряване на пусковия режим се постига чрез

проектиране и изработване на двигатели със специални

конструкции – дълбоки канали или двойнокафезна роторна

намотка. Те се прилагат при асинхронни двигатели за по-големи

мощности и чести включвания.

При първата конструкция проводниците на роторната

намотка се разполагат в «дълбоки» канали (фиг. 1.10 а).

Вследствие на явлението електрически повърхностен ефект се

получава токово изместване към горната част на проводниците,

което се дължи на индуктираното от каналния магнитен поток Φσ,

противо-е.д.н. Вижда се, че по височина на канала проводникът се

обхваща от различен брой линии на потока Φσ. Индуктираното


21

противо-е.д.н. е причина при пускане на двигателя проводниците

да имат сравнително голямо активно съпротивление, което води

до намаляване на пусковия ток и увеличаване на пусковия момент.

Фиг. 1.10

При втората конструкция (фиг. 1.10 б) в ротора има две

съединени накъсо намотки – 1 и 2, които образуват двойнокафезна

намотка. Намотката 1 има по-голямо активно съпротивление,

защото се изработва от материал с по-голямо специфично

съпротивление (месинг, бронз) и е с по-малко сечение. Намотка 2

има по-малко специфично съпротивление (например медна) и по-

голямо сечение. И тук се проявява ефектът токово изместване.

При пускане, когато честотата на тока в ротора е голяма (fp = fмp),

индуктивното съпротивление на намотка 2 е значително по-голямо

от това на намотка 1 и токът в последната е по-голям. Тъй като

нейното активно съпротивление е голямо, тя развива голям пусков

момент М2 (фиг. 1.11) и намалява пусковия ток. Когато роторът се

ускори, токът в намотка 1 намалява, а се увеличава токът в

намотка 2 и двигателният момент М2 се дължи основно на нея.

Затова горната намотка (1) се нарича пускова, а долната (2) е

работна.


22

Фиг. 1.11

Пускането на асинхронен двигател с навита роторна

намотка е показано на фиг. 1.12.

Фиг. 1.12

Включването на резистори последователно към

роторната намотка ограничава големината на пусковите токове и

увеличава пусковия момент (фиг. 1.6 а – Мп,׳ Мп

Мп ,׳׳ .(׳׳׳

Съпротивлението на роторната верига е

,RRR пн.р += (1.6)

където Rp.н е съпротивлението на роторната намотка;


23

Rn – съпротивлението на пусковия резистор.

С ускоряване на ротора съпротивленията на пусковите

резистори чрез плъзгачи постепенно се намаляват и в края на

пускането резисторите се изключват изцяло. При този начин на

пускане се ограничава пусковият ток и се увеличава пусковият

момент. Това е особено важно за двигатели, при които се налагат

чести пускания.

ІІ. Управление на оборотите на асинхронни

двигатели.

Начините за регулиране на честотата на въртене на

ротора могат да се определят, като се имат предвид параметрите,

от които зависи тази честота. От (1.1) и (1.2) се получава следната

зависимост:

( ).s1p

f.60n 1 −=

Следователно n може да се регулира по три начина:

а) чрез изменение на честотата на захранващото

напрежение f1;

б) чрез промяна на чифтовете полюси р;

в) чрез изменение на хлъзгането s.

Изменение на f1 може да се осъществи чрез специални

машини или полупроводникови преобразуватели. Въпреки че са

най-перспективни, полупроводниковите схеми не са широко

разпространени.


24

Изменението на броя на чифтовете полюси p на

статорната намотка се получава чрез превключвания на отделни

части на намотката. Изработват се двигатели с 2, 3 и 4 различни

честоти на въртене, като роторната им намотка е накъсо

съединена. Недостатък на този начин на регулиране е, че честотата

на въртене се изменя скокообразно (табл. 1.1).

Таблица 1.1*

p 1 2 3 4n1 3000 1500 1000 750

* при f = 50 Ηz.

Ако по време на работа на двигател се променя

големината на съпротивлението на роторната намотка, изменят се

и хлъзгането, и честотата на въртене на ротора (фиг. 1.6 а).

Следователно честотата на въртене може да се регулира чрез

включване на резистори в роторната верига. Поради това, че най-

често и при пускане, и при регулиране могат да се използват едни

и същи резистори, те се наричат пусково-регулиращи. С тях се

постига плавно регулиране (намаляване) на честотата на въртене.

Понастоящем този начин на регулиране се използува най-често,

въпреки че е свързан с енергийни загуби във вид на топлина.

Променя се и наклонът на механичната характеристика в работния

участък. Същият ефект може да се постигне и чрез изменение на

захранващото напрежение.


25

Стабилизирането на скоростта и момента на

електрозадвижванията за променлив ток се осъществява на базата

на три основни решения. Първото включва управляеми

преобразуватели на променливото мрежово напрежение и

преобразуватели на честотата, захранващи статорната намотка.

Второто се базира на управляеми преобразуватели в роторната

верига, познато още като реостатно регулиране и регулиране по

схемата на асинхронно-вентилния каскад. Друго решение включва

използването на електромагнитни съединители с хлъзгане.

Затворена система на управление с отрицателна обратна

връзка по скорост се използва за стабилизиране на скоростта в

електрозадвижванията с управляем преобразувател на

напрежението в статорната верига. Причината е, че при отворена

система преобразувателят на напрежение осигурява регулиране на

момента на електрозадвижването. Преобразувателите на

напрежение не се използват широко във функцията на средство за

регулиране на скоростта на асинхронен двигател с накъсо

съединен ротор в затворена система при продължителен работен

режим. Сравнително слабото им използване се дължи основно на

ограничения диапазон на регулиране на скоростта при постоянен

момент, поради значителните загуби в двигателя. Доста по-

широко се използват електрозадвижвания с асинхронен двигател с

фазен ротор и допълнителен резистор в роторната верига.

Честотното управление на асинхронните двигатели се

базира на използването на схема преобразувател на честота-


26

асинхронен двигател. Най-широко разпространените

преобразуватели на честота за управление на електрозадвижвания

с асинхронни двигатели са тиристорните. От своя страна,

тиристорните преобразуватели са два основни вида – със звено за

постоянен ток и с непосредствена връзка. Характерно за

тиристорните преобразуватели на честота със звено за постоянен

ток е, че напрежението на променливотоковата верига

първоначално се изправя, след това се изглажда. Посредством

автономен инвертор вече изправеното и изгладено напрежение се

преобразува в напрежение с регулируема честота и амплитуда.

Тиристорните преобразуватели на честота със звено за

постоянен ток също са различни видове – с управляем или

неуправляем изправител, с автономен инвертор на ток или на

напрежение. При използване на тиристорни преобразуватели с

управляем изправител (УИ), управлението на напрежението и

честотата на преобразувателя се свежда до въздействие върху УИ.

Посредством въздействие върху управляемия изправител се

регулира напрежението на тиристорния преобразувател. При

тиристорни преобразуватели с неуправляем изправител се

използват автономни инвертори с широчинно-импулсна

модулация. Напрежението и честотата се управляват посредством

въздействие върху автономния инвертор по разделени канали.

Основното предимство на схемата с управляем

изправител се изразява в сравнително лесната й реализация.

Недостатъците й не са малко – нисък фактор на мощността,


27

зависим от ъгъла на регулиране на тиристорите на управляемите

изправители; съществено специфично тегло на висшите

хармоници в кривата на изходното напрежение, водещо до появата

на допълнителни смущения в системата и др. Като недостатък се

определя и изменението на захранващото напрежение на

инвертора, както и необходимостта от поддържане на запаси по

капацитет на комутиращите кондензатори. За разлика от

описаните схеми, тези на тиристорните преобразуватели на

честота с неуправляем изправител и автономен инвертор се

отличават с редица предимства. Сред основните техни предимства

е индивидуалното комутиране на тиристорите, характерно за

автономния инвертор на напрежение. Схемата на автономния

инвертор включва силови тиристори, отсичащи диоди и диоди на

възвратния мост. Всеки от силовите тиристори разполага с

отделен блок за комутация. Като недостатък на тези тиристорни

преобразуватели се посочва сложността им и големият брой

елементи, породени от наличността на комутиращи блокове.

Характерно за честотнотоковото управление на

електрозадвижвания за променлив ток е, че в тиристорния

преобразувател на честота се използват автономни инвертори на

ток (АИТ). Предназначението на АИТ е да формира променлив по

честота ток на двигателя. Често сталибизаторът на ток, захранващ

инвертора, се изпълнява на основата на управляем изправител.

Предимство на инверторите на ток е по-лесната им реализация в

сравнение с инверторите на напрежение, основно поради факта, че


28

не съдържат възвратен диоден мост. Основна специфика на

тиристорните преобразуватели на честота с автономни инвертори

на ток е възможността, която предлагат за връщане на енергия в

мрежата. Високата енергийна ефективност на тези решения

обяснява все по-широкото им разпространение. Управляващият

изправител в затворените системи преминава автоматично в

инверторен режим, осигурявайки връщане на енергия в мрежата.

Използването на реверсивни изправители дава възможност за

реализиране на рекуперативен режим на работа в

електрозадвижванията с автономен инвертор на напрежение.

Като основен недостатък на тиристорните

преобразуватели на честота с АИТ се счита усложняването им,

поради необходимостта от осигуряване на синусоидален ток на

двигателя.

Двата основни начина за управление на асинхронните

двигатели – управление с допълнително електродвижещо

напрежение и управление с допълнителен резистор чрез

широчинно-импулсен модулатор, се реализират чрез тиристорни

преобразуватели включени в роторната верига. Различна би могла

да бъде силовата част на асинхронните електрозадвижвания,

управлявани с допълнително електродвижещо напрежение в

роторната верига. Асинхронните електрозадвижвания от този тип

се наричат асинхронно-вентилни каскади (АВК). Влияние върху

силовата им част оказват видовете използвани тиристорни

преобразуватели на честота, принципите за управлението им и


29

начините за включването им в роторната верига. Управлението на

двигателите се реализира с тиристорни преобразуватели на

честота със звено за постоянен ток и с непосредствена връзка.

Когато е необходимо да се реализира двузоново регулиране на

скоростта, тиристорните преобразуватели на честота с

непосредствена връзка са по-доброто техническо решение, по

мнението на експерти.

Честотният преобразувател изменя не само честотата,

но и приложеното към мотора напрежение. Чрез това се осигурява

необходимият момент на вала на двигателя, без да се стига до

прегряване. Изходната честота не зависи от честотата на мрежата

и може да бъде както по-голяма, така и по-малка от нея. Т.е.

скоростта на двигателя може да се регулира както под

синхронната, така и над синхронната. Честотата и напрежението

не са ограничени и асинхронният мотор може да се пуска и

ускорява от неподвижно състояние.

Една блокова схема на честотен преобразувател е

показана на фиг. 1.13.


30

Фиг. 1.13

Схемата се състои от изправител, изглаждащ филтър и

инвертор. Принципната схема на преобразувателя е показана на

фиг. 1.14.

Фиг. 1.14

Изправител: Посредством 6 диода при трифазния ЧП се

получава пулсиращо напрежение с константна честота.

Постоянното напрежение се натрупва върху кондензатори (около

800 VDC). Освен това кондензаторите поемат и излишната

енергия. Тя се генерира от мотора, когато голям махов момент

трябва да се приведе към неподвижно състояние. При големи

спирачни моменти се използват подходящи транзистори и

спирачни съпротивления.

Инвертор: Състои се от 6 тиристора преобразуващи

междинното постоянно напрежение в регулируемо напрежение и

регулируема честота за управление на мотора. Това се

осъществява обикновено чрез широчинно-импулсна модулация.

Управляваща схема: (блок за управление на

изправителя, блок за управление на инвертора, блок защита).


31

Използва предоставената от потребителя информация, като

зададени стойности на оборотите за управление на задвижвания

механизъм по определен начин, с необходимите му обороти и

момент. Предпазва задвижването при определени обстоятелства,

предоставя на потребителя информация за състоянието на

задвижването. Възможно е регулиране в голям диапазон с висока

точност между зададената и действителната стойност.

Когато захранването на асинхронния двигател е от

постояннотоков източник, например от акумулаторна батерия, от

разгледаната схема отпадат изправителят и изглаждащият филтър.

В този случай честотният преобразувател ще се състои само от

инвертор и управляваща схема.

ІІІ. Електронни регулатори за честотно управление

на асинхронни двигатели.

Преобразувателите на постояннотоковата енергия в

променливотокова, позволяващи получаване на трифазна система

от напрежения с регулируема амплитуда и честота, се наричат

инвертори. Те биват инвертори на ток (използват като реактивен

елемент дросел с определена индуктивност) и инвертори на

напрежение (реактивният елемент е кондензатор, включен към

постояннотоковия вход). Инверторите от своя страна имат

значително многообразие, както по схемна реализация, така също

и по типа на използваните силови елементи: едно- и

двуоперационни (GTO) тиристори или мощни полеви (MOSFET) и


32

биполярни (IGBT) транзистори. Във връзка с това може да се

отбележи, че по-широко приложение в системите за

електрозадвижване намират автономните инвертори на

напрежение. Те, както е известно, позволяват прилагане на

входното постоянно напрежение непосредствено към товара чрез

привеждане в проводящо състояние строго определени

управляеми елементи. В такъв случай формата на изходното

напрежение на автономния инвертор на напрежение ще съдържа

определен брой правоъгълни импулси.

Фиг. 1.15

Примерна схемна реализация на такъв инвертор

реализиран с GTO тиристори има вида, представен на фиг. 1.15.

От нея се вижда, че товарът на инвертора е статорната верига на

трифазен асинхронен двигател. Това ще рече, че товарът има

активно-индуктивен характер с противоелектродвижещо

напрежение. Автономният инвертор е трифазен и е изграден от

GTO тиристори Тh1÷Тh6 с противопаралелно скачените им


33

съответни диоди D1÷D6. Неговото входно напрежение се изглажда

посредством Г-образен LС филтър.

Фиг. 1.16

Действието на схемата от фиг. 1.15 се пояснява с

приведените на фиг. 1.16 диаграми за работния режим на

тиристорите при ъгъл на комутация θ = 180°. От тях се вижда, че

за всеки работен интервал в проводящо състояние са винаги три

тиристора. В резултат на това се реализира паралелно свързване на

две от статорните намотки. Третата се свързва последователно с

тях и така образуваният контур се включва чрез съответните

тиристори към постоянното напрежение, приложено на входа на

автономния инвертор (фиг. 1.15).


34

Фиг. 1.17

Съобразно казаното за подинтервал I, паралелно

свързани помежду си ще бъдат статорни намотки "а" и "с".

Последователно на тях се свързва статорна намотка "в" (фиг. 1.17

а). За подинтервал II в паралел се оказват намотките "в" и "с", а

последователно към тях е свързана намотка "а" (фиг. 1.17 б). По

аналогичен начин може лесно да се установи разположението на

трите статорни намотки, както по начина на свързване помежду си,

така също и спрямо входното постоянно напрежение за останалите

подинтервали (I÷VI) за правоъгълно изменящите се напрежения от

фиг. 1.16.

Формата на фазовото напрежение при този работен

режим на тиристорите е показана на фиг. 1.18.

Фиг. 1.18

Диаграмите за работа на тиристорите на автономния

инвертор при θ = 120° са представени на фиг. 1.19. От тях се

вижда, че в този случай едновременно в проводящо състояние е по

един тиристор от анодната (Th1, Тh3 и Th5) и катодната (Th2, Th4 и

Th6) групи на автономния инвертор. Това тяхно състояние сега


35

обуславя винаги последователно свързване на две от трите

статорни намотки (за първия интервал на фиг. 1.19 това са

намотките "в" и "с") и към тях се прилага входното постоянно

напрежение. Другата намотка "а" в случая не получава захранващо

напрежение. Очевидно в следващия подинтервал в такова

състояние ще бъде друга статорна намотка "с". Този режим на

работа на тиристорите ще обуславя получаване на изхода на

автономния инвертор напрежение с богат спектър от хармонични

съставящи.

Фиг. 1.19

Теоретично е доказано, че при ъгъл на комутация θ = π

(фиг. 1.16) спектърът от хармоничните съставящи на изходното

напрежение на автономния инвертор остава постоянен,

независимо от фактора на мощността (соs φ) на товара. Тези

харамонични съставящи на статорното напрежение, подавано от

изхода на автономния инвертор пораждат съответни хармонични

на тока във веригата на статора и ротора. Именно последните


36

създават освен основния въртящ момент още и допълнителни

такива, чувствително по-малки по стойност. Очевидно в случая

основният въртящ момент на двигателя ще се създава от първата

хармонична съставяща на статорния и роторния ток.

Посоченият характер на изходното напрежение на

автономния инвертор в някои случаи се явява ограничение за

неговото по-широко практическо приложение в структурата на

съответната система за плавно регулиране на скоростта на

асинхронното електрозадвижване.

Понастоящем един от най-разпространените типове

инвертори, на базата на които са създадени голям брой

модифицирани схеми, е еднофазният паралелен инвертор. При

него комутацията на тока от единия тиристор на другия се

осъществява при подаването на управляващ импулс на тиристора

под действие на предварително зареден комутиращ кондензатор

Ск. По време на комутацията кондензаторът Cк се включва

паралелно към тиристора, който трябва да бъде запушен, а между

периодите на комутацията – паралелно към товара. Оттук идва и

наименованието паралелен инвертор.

Фиг. 1.20


37

На фиг. 1.20 е показан трифазен вариант на паралелен

инвертор, изпълнен по мостова схема. Товарът, свързан в звезда

или триъгълник, се свързва към изходните клеми А, В, С на

инвертора. Тиристорите V1÷V6 пропускат електрически ток

дефазирано един от друг на 120°. Включването на тиристорите

става на всеки 60 електрически градуса в следната

последователност: V1, V2, V3, V4, V5, V6. Комутацията на

тиристорите се осъществява по следния начин: при включването

на поредния тиристор, например V3, този, който до този момент е

бил отпушен (V1) и е пропускал товарния ток, ще се запуши, тъй

като през него протича в обратна посока ток от комутиращия

кондензатор.

За сигурна комутация на инвертора е необходимо да се

прилага обратно напрежение към тиристора в продължение на

определено време, необходимо за възстановяване на запушващите

свойства на тиристора. Обратното напрежение върху тиристора се

поддържа от остатъчното напрежение на кондензатора, който се е

разреждал до този момент през него. Ако товарът представлява

само активно съпротивление, то схемата работи стабилно, ако

обаче характерът на товара е активно-индуктивен, то с намаление

на cos φ на товара напрежението върху комутиращия кондензатор

преди момента на комутация се намалява. Затова при

използването на тази схема в условията на непрекъснатото

изменение на cos φ, обусловено от изменението на товара на

асинхронния двигател, а също и при пускането му, е необходимо


38

да се увеличава значително големината на комутиращите

кондензатори. Друг също съществен недостатък на показаните на

фиг. 1.20 паралелни инвертори е, че кондензаторът Ск в извън

комутационните интервали се разрежда през товара, което

намалява неговата ефективност. Поради посочените недостатъци

схемите на фиг. 1.20 не са намерили приложение за честотно

управление на асинхронни двигатели.

Фиг. 1.21

На фиг. 1.21 е показана схема на автономен инвертор с

ограничени комутиращи кондензатори. Редът за комутация на

тиристорите е аналогичен на описания за мостов паралелен

инвертор. Продължителността на отпушеното състояние (ъгълът

на комутация) на всеки тиристор е 120 електрически градуса.

За комутация иа горната и долната група тиристори

служат двете групи комутиращи кондензатори Ск. Диодите Д1÷Д6,

включени последователно с тиристорите, отделят комутиращите

кондензатори от товара. По този начин кондензаторите Ск не могат

да се разреждат през товара и стойността на напрежението върху


39

тях пред момента на комутацията не зависи от cos φ на товара. В

резултат на отделянето от товара комутиращите кондензатори се

избират само по условието за сигурно гасене на тиристорите при

минимална стойност на захранващото напрежение. Това дава

възможност да се намали значително капацитетът им, което е

твърде желателно, особено при работа на инвертора с високи

изходни честоти.

Вентилите за реактивен ток Д7÷Д12 дават възможност да

се осъществява обмен на реактивна енергия между трите изходни

фази на инвертора. При нисък cos φ на асинхронния двигател се

осъществява обмен на реактивна енергия, в който участва и

входният кондензатор С. Благодарение на връзката между товара

на автономния инвертор и неговия вход, осъществена от диодите

Д7÷Д12, амплитудата на изходното напрежение не превишава

напрежението на входа Uu.

Комутиращите индуктивности L1 и L2 възпрепятстват

мигновения разряд на кондензаторите Ск през диодите Д7÷Д12.

Енергията, запасявана в индуктивностите L1 и L2 през моментите

на комутация, се изразходва в извънкомутационните интервали в

късо съединен контур, образуван от отпушен тиристор, отсичащ

диод и диод от моста за реактивен ток. Тъй като, от една страна,

сумарната стойност на активното съпротивление RΣ в този късо

съединен контур е твърде малка, а от друга индуктивността L1 (или

L2) е значителна, в следкомутационния интервал токът в контура

спада бавно. В резултат средната стойност на тока през тиристора


40

за времето, през което той е отпушен, е значително по-голяма от

амплитудата на тока през товара. Това нежелателно явление се

нарича „консервация" на тока в инвертора. „Консервацията" на

тока може да бъде намалена, ако в описания по-горе късо

съединен контур се включи активно съпротивление, за да се

намали времеконстантата на контура T = L1/RΣ.

Фиг. 1.22

На фиг. 1.22 е показана схема на трифазен мостов

ннвертор, известна под наименованието схема на Мак-Марей.

Редът за отпушване на тиристорите е същият, както и в

предишните схеми, т.е. през всеки 60 електрически градуса.

Комутацията в схемата на Мак-Марей се отличава от комутацията

в разгледаните по-горе инвертори и се осъществява между

тиристорите V1–V4, V3–V6 и V5–V2, т.е. продължителността на

отпушеното състояние на всеки тиристор е 180°, а не 120°, както

беше в разгледаните по-рано инвертори.

За комутацията на тиристорите се използват

индуктивностите със средна точка L1÷L3 и кондензаторите С1÷С6,

включени в мостова схема. Да разгледаме комутацията между два

тиристора, например V1 и V4. Преди комутацията тиристорът V1 е


41

отпушен, а V4 – запушен, кондензаторът С1 е разреден, а С4 –

зареден до напрежението на захранващия източник Uu. Когато се

подаде управляващ импулс на V4, то той се отпушва,

кондензаторът С1 се зарежда, а С4 – разрежда през долната

половина на индуктивността L1. На горната половина на L1 се

индуктира е.д.н., което през кондензатора С1 се прилага в

запушваща посока на тиристора V1 и той се запушва. Времето за

възстановяване на запушващите свойства на V1 е равно на времето

за зареждане на кондензатора С1 и за разреждане на кондензатора

С4. След завършването на зареждането на C1 и разреждането на С4

токът на товара и токът на комутиращата индуктивност се

затварят през диодите на моста за реактивна енергия (Д1÷Д6). При

това енергията, запасена в индуктивността L1, се изразходва в

контура L1, V4, Д4. При еднакво време за възстановяване на

тиристорите капацитетът на комутиращите кондензатори е по-

голям, отколкото в схемата на фиг. 1.21.

Фиг. 1.23


42

На фиг. 1.23 е показана схемата на инвертор с

колебателни комутиращи контури. Този инвертор представлява

модификация на инвертора с ограничени комутиращи

кондензатори. При него индуктивностите от силовата верига на

инвертора са изключени, а са включени индуктивности във

веригите на комутиращите кондензатори. Редът за отпушване и

запушване на тиристорите, а също и предназначението на групите

диоди Д1÷Д6 и Д7÷Д12 е, както при схемата на фиг. 1.21.

Комутацията в схемата се осъществява посредством колебателно

зареждане на комутиращите кондензатори. Характерно за такъв

тип комутация е, че за времето, през което тя протича, става пълно

презареждане на комутиращия кондензатор, а запасът на енергия в

комутиращата индуктивност в края на процеса на комутацията е

равен на нула. По такъв начин в дадената схема не се извършва

запасяване на енергия в дроселите по време на комутацията и

разсейване на тази енергия в извънкомутационните интервали. По

тази причина к.п.д. на инвертора ще бъде по-висок от този на

разглежданите по-горе други инвертори. Това предимство става

особено съществено на повишени честоти на изхода, тъй като

енергията, запасявана в дроселите и разсейвана в

междукомутационните интервали, расте пропорционално на

честотата.


43

Фиг. 1.24

На фиг. 1.24 е показана схема на инвертор с

двустепенна комутация на тиристорите. За разлика от досега

разглежданите инвертори тук всеки от работните тиристори има

самостоятелно гасително устройство, тъй че моментът на

включване и изключване на всяка фаза да бъде избиран напълно

независимо от другите фази и от реда на комутация. Този факт

дава възможност да се изменя в широки граници не само

честотата, а и средната стойност на изходното напрежение.

Входното напрежение Uu в този случай не е регулируемо. Диодите

Д1÷Д6 отделят товара от инвертора, а Д7÷Д12 са диоди за

реактивната енергия.

Схемата на гасителното устройство е показана напълно

само за тиристора V1. В изходно положение преди запушването на

тиристора V1 кондензаторът С има положителен потенциал на

дясната плоча. При отпушване на спомагателния тиристор V7

напрежението на кондензатора се прилага в обратна посока на

тиристора V1 и той се запушва. Следва колебателно презареждане


44

на кондензатора по контура C, V7, Д1, L, Д7, С, който завършва при

Ucl = Uu, тъй като тиристорът V7 се самозапушва. Вторият етап на

комутацията ще се извърши при новото отпушване на работния

тиристор Vl, когато кондензаторът отново ще се презареди по

контура С, V1, Д13, L׳, С, с което се подготвя за нова комутация.

Нов етап в усъвършенстването на силовата част на

честотния регулатор се явява реализацията й със силови

транзистори от типа на MOSFET и IGВТ. Например с използване

на IGBT модул MP 6750 на фирмата TOSHIBA силовата част има

най-високо за настоящия етап ниво на компактност и

интелигентност при управление. За последното способства и

обстоятелството, че един биполярен транзистор с изолиран гейт

(IGBT) притежава едновременно положителните качества на

мощен биполярен транзистор и на полеви транзистор (MOSFET).

Модулното изпълнение на IGBT обикновено съдържа

променливотоков мост реализиран с IGBT транзистори,

шунтирани с необходимите за случая диоди. Един такъв модул не

е евтин, но придава голяма компактност и висока сигурност при

управление.

Фиг. 1.25


45

На фиг. 1.25 е представена примерна схемна реализация

на регулатор за честотно управление, силовата част на който е

реализирана с MOSFET или IGВТ транзистори.

Управлението на транзисторите Τ1÷Т6 става от

управляваща част УЧ, която обуславя шест работни такта. Ако с

"1" означим проводящото състояние на даден транзистор, а с "0"

съответно непроводящото, то работата на регулатора може да се

поясни с таблица 1.2.

Таблица 1.2

Лесно може да се види, че по време на първия такт ток

ще протича по контура: "+'', T1, U1, звезден център на асинхронния

двигател, V1, T4 и "–". При това положение посоката на

протичащия ток е от първата към втората статорна намотка.

Вследствие на това векторът на създадения магнитен поток ще

има същата посока. При всеки един от следващите тактове (II÷VI)

се наблюдава промяна на посоката на протичащия ток през

статорните намотки. Те именно обуславят изменението на

пространственото разположение на вектора на магнитния поток Φ.

Β рамките на един работен цикъл на честотния регулатор това

пространствено разположение на вектора Φ ще образува един


46

правилен шестоъгълник (фиг. 1.26). В него са отразени

възможните осем положения на вектора на магнитния поток.

Последните две положения 7 и 8 съответстват на прехода от "+"

към "–" и обратно.

Фиг. 1.26

Разглежданите честотни регулатори с преобразуване на

енергията позволяват реализиране на двата класически закона.

При първия напрежението U1 захранващо статорната верига е с

постоянна стойност, а се променя неговата честота f1, т.е.

U1 = const и f1 = var. В този случай регулировъчните механични

характеристики 3 и 2 се разполагат над и под естествената 1 (фиг.

1.27).

Фиг. 1.27


47

При това с намаляване на честотата (f2 < f1) се

увеличава, както пусковият момент (Мп2 > Мп1), така също и

критичният момент (Mk2 > Mk1). В случая магнитният поток Φ се

изменя обратнопропорционално на честотата и съществува

възможност за претоварване на асинхронния двигател. При

увеличаване на честотата (f3 > f1) се намаляват пусковият

(Мп3 < Мп1) и критичният момент (Mk3 < Mk1), което пък е

предпоставка за непълното използване на двигателя за

преодоляване на статичното натоварване на производствения

механизъм. Посочената специфична особеност се явява

определена предпоставка за ограничаване на по-широкото

приложение на разглеждания закон за регулиране.

Най-доброто използване на двигателя, както по

отношение на загряване, така също и по запазване на постоянен

критичен момент се постига при поддържане на еднакъв по

големина магнитен поток (Ф = const). Последното е възможно при

реализиране на втория класически закон за честотно регулиране.

При него изменението на честотата е правопропорционално на

промяната на напрежението, т.е. U/f = const (фиг. 1.28).

Фиг. 1.28


48

В този случай при намаляване на честотата

регулировъчните характеристики 2 и 3 се транслират под

естествената 1, запазвайки нейната твърдост (β = ΔΜ/Δω).

Очевидно скоростта на празен ход ще намалява също

пропорционално. Аналогично при увеличаване на честотата

регулировъчните характеристики 4 и 5 се разполагат над и

успоредно на естествената 1, т.е. запазвайки същата твърдост.

Освен по показаните дотук начини изходното

напрежение на инвертора може да се регулира и чрез широчинно-

импулсна модулация. Чрез транзисторен ключ входното

напрежение се накъсва с голяма честота и с различен коефициент

на запълване в рамките на един полупериод, в резултат на което

след интегриране на пропусканите токови импулси на изхода се

получава синусоидално напрежение. Като недостатък на този

начин може да се отчете, че амплитудната стойност на изходното

напрежение е винаги по-малка от входното напрежение. За

получаване на изходно напрежение равно или по-голямо от

входното се налага използване на изходен трансформатор.


49

ГЛАВА ВТОРА

Избор и обосновка на блокова и принципна схема на инверторна система за управление на асинхронен двигател.


50

Съгласно заданието трябва да се проектира инверторна

система за управление на трифазен асинхронен двигател, на който

да се поддържат постоянни обороти независимо от степента на

натоварване. Това означава, че трябва да се решат два технически

проблема: да се преобразува постоянното захранващо напрежение

в трифазно и да се стабилизират оборотите на двигателя чрез

подходящо въздействие на параметрите, които влияят на

оборотите. Първият технически проблем се решава с използване

на трифазен инвертор, а вторият – чрез отрицателна обратна

връзка в управлението на инвертора, реагираща на промените на

оборотите на двигателя. Следователно инверторната система

трябва да притежава автономен трифазен инвертор за

преобразуване на постояннотоковото захранващо напрежение в

трифазно, оборотомер за измерване оборотите на двигателя,

сравняващо устройство за откриване на отклонения на оборотите

от зададените и управляващо устройство на инвертора. Начинът

на свързване на тези функционални блокове е показан на

блоковата схема на фиг. 2.1.

Входното постоянно напрежение Е се трансформира в

трифазно променливо напрежение от автономен инвертор АИ. С

това напрежение се задвижва трифазният двигател Дв. Оборотите

на двигателя се следят непрекъснато чрез оборотомер Об.

Измерената стойност се сравнява със зададената от сравняващото

устройство СУ и при констатирана разлика се подава информация

на управляващото устройство УУ за големината и знака й.


51

Управляващото устройство изменя параметрите на управляващите

сигнали на инвертора по такъв начин, че оборотите на двигателя

да се променят и да се изравнят отново със зададените.

Следователно в схемата е въведена отрицателна обратна връзка

(ООВ) по параметъра обороти на двигателя.

Фиг. 2.1

От разгледаните в гл. 1 принципи за управление на

оборотите на двигателя става ясно, че най-добрият вариант е да се

променят едновременно и големината на напрежението, и неговата

честота. Обаче при зададените еднакви стойности на входното и

изходното напрежение на инвертора напрежението на двигателя

не може да се повишава едновременно с честотата му. Затова

управлението на оборотите на двигателя ще се извършва само чрез

промяна на честотата на инвертора. Ако измерената стойност

стане по-малка от зададената (n = 3000 min-1), управляващото

устройство увеличава честотата на управляващите импулси на


52

инвертора, което води до компенсиране изменението на оборотите

на двигателя.

Схемната реализация на проектираното устройство

може да бъде изпълнена с различни елементи – транзистори,

интегрални схеми. Изборът на схема на всеки функционален блок

зависи от зададените технически данни. Например за зададената

изходна мощност (Po = 3,5 kVA) най-подходяща схема за инвертор

е схемата на трифазен мостов инвертор с мощни IGBT

транзистори.

Експлоатационните качества и надеждността на

проектираното устройство се повишават значително, ако се

използва за управление на инвертора микроконтролер. В този

случай той обединява функциите на оборотомера Об,

сравняващото устройство (СУ) и управляващото устройство (УУ)

от блоковата схема на фиг. 2.1. Благодарение на големите

възможности на микроконтролера се постига голяма точност и

бързина на регулиращия процес, което оказва благотворно

влияние на механизмите, задвижвани от електродвигателя.

В практиката съществува голямо разнообразие от

микроконтролери. Изборът на микроконтролер във всеки

конкретен случай зависи преди всичко от сложността на

технологичния процес, който ще бъде контролиран, но също така

и от други условия – доставка, цена и т.н.

От направения анализ на действието на проектираното

устройство е видно, че то не е много сложно. Необходимо е


53

микроконтролерът да изработва и да подава на силовите

транзистори на инвертора отпушващи импулси с определена

продължителност и с честота fo = 50 Hz. Той трябва да осигури и

показаната в таблица 1.2 (гл. 1) цикличност. Същевременно

микроконтролерът трябва да следи честотата на постъпващите

импулси от оборотомера и в зависимост от отклонението им да

коригира продължителността на управляващите импулси,

респективно тяхната честота. Следователно може да се избере

сравнително прост и евтин микроконтролер с малък обем памет,

без аналогово-цифров преобразувател, интерфейс І2С и други

функционални устройства. Такъв например е микроконтролерът

8051 на фирмата Intel.

Микроконтролер 8051.

Микроконтролерът 8051 се характеризира със следните

основни параметри:

• 8-битов процесор (CPU).

•Система инструкции от 111 операции, включително

умножение и деление.

•Булев процесор.

• 64K байта адресно пространство на програмната

памет.

• 64K байта адресно пространство на паметта за данни.


54

•Два 16-битови таймер/броячи.

• 32 двупосочни входно/изходни (I/O) линии.

• Сериен порт от типа full duplex.

•Вграден тактов генератор.

Микроконтролерът 8051 притежава 4K байта вътрешна

програмна памет тип ROM и вградена памет за данни с обем 128

байта.

Фиг. 2.2


55

Фиг. 2.2 показва някои от основните версии на

микроконтролера 8051, създадени от Intel. Наименованието 8051

може да се използва в тесен и широк смисъл. Когато с 8051

назоваваме група от програмно съвместими микроконтролери ние

се абстрахираме от технологията и от размера на вградената

памет. Също така в този случай приемаме, че микроконтролерите

притежават периферните устройства на всички версии.

Микроконтролерите със “С” в средата на означението са

CMOS устройства, които не само имат по-малка консумация, но и

притежават два режима за управление на консумацията, Idle и

Power Down (PD).

Фиг. 2.3


56

Блоковата схема на микроконтролера 8051 е показана на

фиг. 2.3. Тъй като микроконтролерът 8051 притежава 8-битов

процесор, то и програмно достъпните регистри са 8-битови, с

изключение на един 16-битов регистър.

Най-често използвания регистър е акумулаторът (АСС).

Обменът на информация с външната памет за данни се

осъществява чрез него. Регистърът В има отношение към

операциите умножение и деление. Регистърът за състоянието на

програмата (PSW) включва флагове като пренос и препълване.

Стековите операции са свързани с регистъра указател на стека

(SP). Указателят на стека се увеличава с единица преди да се

запишат данните в паметта. Стекът е разположен във вътрешната

памет за данни. Указателят на стека се инициализира на 07Н при

начално нулиране (reset). Така стекът започва от адрес 08Н.

Регистърът указател на данните (DPTR) е 16-битов

регистър, но може да се разглежда и като съставен от два

регистъра: старши байт DPH и младши байт DPL.

Програмният брояч (РС) адресира инструкциите в

паметта.


57

Интегрираните периферни устройства се състоят от 4

паралелни порта, сериен порт, два таймер/брояча и блок (система)

за прекъсване. Паралелните портове са изградени от изходни

регистри (Р0 – Р3) и буфери (Р0-В – Р3-В). Важна особеност е, че

портове 0 и 2 осъществяват интерфейса към външната памет.

Системата инструкции на микроконтролера 8051

включва 111 инструкции. Повечето от тях (49) са еднобайтови, 45

са двубайтови и 17 са с дължина 3 байта.

Поради това, че в процеса на управление на инвертора

се използват паралелните портове на микроконтролера, таймерите,

както и системата за прекъсване, те се нуждаят от по-подробно

обяснение.

Паралелни портове.

Като правило, паралелните портове са двупосочни.

Микроконтролерът има 4 входно-изходни канала. Структурата на

портовете Р0, Р1, Р2 и Р3 е показана съответно на фиг. 2.4, фиг.

2.5, фиг. 2.6 и фиг. 2.7.


58

Фиг. 2.4

Фиг. 2.5

Фиг. 2.6


59

Фиг. 2.7

Всеки извод на портовете може да се програмира

поотделно като вход или изход. За да се използва изводът като

вход, в съответния тригер трябва да се запише 1. Това води до

запушване на транзистора, свързан между извода и маса. От

фигурите се вижда, че Р1, Р2 и Р3 са “квазидвупосочни”.

При началното установяване на микроконтролера

(RES = 1) във всички тригери на портовете се записват единици и

по този начин всички шини се програмират като входове, което

улеснява възприемането на сигналите от околната среда. От

показаната на фиг. 2.4 структура на Р0 се вижда, че при

използването му като порт с общо предназначение

(управляващият сигнал С = 0) транзисторът към VСС е запушен и


60

затова, когато се извежда информация е необходимо да се свърже

външен резистор.

От съществено значение при микроконтролера е

удобството при свързване с различни периферни устройства.

Типичен случай е директното управление на транзистори. При

запис на 1 в тригера на порта управляващият транзистор се

отпушва и напрежението на изхода слиза в областта на

логическата нула. Ето защо при инструкции от типа “четене-

модифициране-запис” възприемането на напрежението върху

извода на микроконтролера като критерий за стойността на

извеждания логически сигнал би довело до грешка. Затова

инструкциите за четене от порт са разделени на две групи.

Първата група инструкции четат състоянието на тригера, а втората

– напрежението на извода. Инструкциите от типа “четене-

модифициране-запис” четат състоянието на тригера. Такива са

инструкциите: ANL, ORL, XRL, JBC, CPL, INC, DEC и DJNZ. Към

същата група спадат и инструкциите за нулиране/установяване в 1

на бит, а също и за преместване на бит. Това е така, защото при

тези инструкции първо се чете целият байт на съответния порт,

съответният бит се модифицира и после се записва.


61

В портовете на фиг. 2.4, 2.5, 2.6 и 2.7 при четене на

тригер се активира сигналът RL (Read Latch) за преминаване на

буфера във включено състояние, а при четене на извод

съответният буфер се включва чрез сигнала RP (Read Pin).

Таймери.

Както беше указано, микроконтролерът 8051 притежава

два таймер/брояча. Структурата на таймер/брояч 0 е еднаква със

структурата на таймер/брояч 1. Двата брояча имат 4 режима на

работа. Режим 0 се базира на 13-битов брояч, режим 1 използва

16-битов брояч и режим 2 работи с 8-битов брояч с автоматично

презареждане. Режим 3 може да се приложи само за таймер/брояч

0, който се разделя на два 8-битови таймера.

Фиг. 2.8

Режим 0. Фиг. 2.8 показва структурата на таймер/брояч

1 в режим 0. Режим 0 се избира чрез запис на кода 00 в битове М0

и М1 на регистъра TMOD. Функцията таймер се постига с


62

нулиране на бит С/Т . Поставянето на този бит в 1 разрешава

работата на подсистемата като брояч. Тактовата честота се разделя

на 12.

При преминаването на брояча от състояние, в което

всички битове са 1 към състояние, в което всички разреди са 0, се

установява в 1 флагът TF1 от управляващия регистър TCON. По

този начин се активира заявка за прекъсване. Флагът TF1 се

нулира автоматично чрез хардуер при обработване на

прекъсването. Това е илюстрирано на фиг. 2.8 с връзка между

векторния адрес 001ВН и входа за нулиране R.

Таймер/брояч 1 започва да брои (ключът е затворен),

когато флагът TR1 се установи в 1 и същевременно или битът

GATE се нулира, или входът 1INT се постави в 1. Измерване на

продължителност на импулси може да се осъществи с таймерната

функция и установен в 1 бит GATE. Импулсите се подават на

входа 1INT .

Режим 1. В този режим се използва пълната 8-битова

дължина на регистъра TL0 (TL1). Не съществуват други разлики

спрямо режим 0.

Режим 2. Фиг. 2.9 показва таймер/брояч 1 в режим 2. В

този случай ядрото на подсистемата е 8-битов таймер/брояч с

автоматично презареждане. Режим 2 се избира чрез запис на код

10 в битовете М1 и М0 на регистър TMOD. В този режим броячът

е TL1, а регистърът за автоматично презареждане е ТН1. Когато

броячът се препълни, флагът за прекъсване TF1 се установява в 1


63

и кодът от регистъра ТН1 се записва в брояча TL1. Съдържанието

на регистъра ТН1 се фиксира предварително чрез софтуер.

Фиг. 2.9

Режим 3. Таймер 1 в режим 3 не променя своето

съдържание. Превключването в режим 3 за таймер 1 е равносилно

на нулирането на бит TR1.

Фиг. 2.10

Фиг. 2.10 показва таймер 0 в режим 3. В този режим

таймер 0 се декомпозира в два отделни 8-битови брояча, TL0 и

ТН0. Таймерът ТН0 се нуждае от стартов бит и TR1 се запазва за


64

това. По същия начин флагът TF1 е взет от таймер/брояч 1, за да

се използва като флаг за прекъсване на ТН0.

Регистрите TMOD, TCON и PCON се нулират при

начално установяване на микроконтролера.

Система за прекъсване.

Системата за прекъсване се използва при следене на

различни събития.

Микроконтролерите следят различните събития

(външни и вътрешни) чрез манипулиране на флагове. Съществуват

два метода за взаимодействие на процесора и събитията

(задачите).

• Първата възможност е процесорът да изпълнява цикъл

на изчакване. Например, символ трябва да бъде изпратен през

серийния порт и програмата проверява флага TI в цикъл. Когато

флагът TI се установи в 1 (буферът е празен), микроконтролерът

излиза от цикъла и записва байт в буфера на серийния порт.

Очевидно, този подход не е съвършен. Даже при високи скорости

на обмен, съществува голяма разлика в бързодействието на

процесора и серийния порт.

•Втората възможност е използване на прекъсване. Това

отново е проверка на флага, но скрита, защото се извършва от


65

хардуера паралелно с изпълнението на програмата. Когато се

открие активиран флаг, хардуерът генерира заявка за прекъсване.

Процесорът завършва текущата инструкция, запазва съдържанието

на програмния брояч и изпълнява програма, която се нарича

подпрограма за обработка на прекъсването. След завършването на

тази подпрограма, процесорът се връща в съответната точка в

основната програма чрез презареждане на брояча на командите

със запазения адрес.


66

Фиг. 2.11

Различните приложения могат да изискват различни

параметри на системата за прекъсване. Докато в някои случаи е

важно да се реализират голям брой входове за прекъсване, то в

други може да е съществено наличието на приоритетна схема за


67

заявките. Фиг. 2.11 показва структурата на системата за

прекъсване. Системата може да се разглежда като съставена от три

части: блок източници на заявки, блок разрешения и блок

приоритет.

Блок заявки.

Съществуват шест независими събития, които могат да

генерират заявки за прекъсване: състояния на входовете за

прекъсване, препълване на таймер/броячите и приемане/предаване

на серийния порт. Източниците са маркирани във фиг. 2.11 с

линия с двойна дебелина. Флаговете за прекъсване TI и RI

генерират обща заявка. Флаговете са активни, когато са

установени в 1.

Входовете за прекъсване 0INT и 1INT могат да се

използват като активни по ниско ниво или като активни по преход

1 към 0. Входът 0INT се програмира чрез бита IT0 от регистъра

TCON. Входът 1INT зависи от бита IT1. За прекъсване при ниско

ниво управляващият бит (IT0 или IT1) трябва да се нулира. За да

бъде правилно възприет, входният сигнал трябва да трае поне

един машинен цикъл (12 тактови периода). Ниско ниво на

входовете за прекъсване поддържа флаговете за прекъсване (IE0

или IE1) в 1. В режим на входовете “ниско ниво” хардуерът се


68

опитва да нулира флаговете за прекъсване веднъж за всеки цикъл.

Обаче, докато на входа има ниско ниво, този опит е неуспешен.

Така, входният сигнал трябва да се задържи в 0 до започване на

подпрограмата за обработка на прекъсването и да се превключи в

1 преди края на тази подпрограма. Режимът на падащ фронт се

избира чрез поставяне в 1 на управляващите битове (IT0 или IT1).

Входът трябва да бъде в 1 поне един цикъл и после в 0 още поне

един цикъл. При изпълнение на това условие, флагът (IE0 или IE1)

се установява в 1. Флагът се нулира чрез хардуер при стартиране

на подпрограмата за прекъсване.

Блок разрешения.

Всяка заявка за прекъсване се нуждае от индивидуално

и общо разрешение. Сведено до аналогията във фиг. 2.11, това

означава затворени ключове. Общото разрешение се дава чрез

поставяне в 1 на бита ЕА.

Блок приоритет.

Системата за прекъсване е базирана на две приоритетни

нива: високо и ниско. Регистърът за приоритета ІР насочва

заявките към желаното ниво. Установен в 1 бит на регистъра

означава високо приоритетно ниво. Фиг. 2.11 включва също и


69

векторните адреси, които се зареждат в програмния брояч в случай

на прекъсване.

Подпрограма за прекъсване с нисък приоритет може да

бъде прекъсната от заявка с висок приоритет. Подпрограма за

прекъсване с висок приоритет не може да бъде прекъсната. Тази

организация се базира на два програмно недостъпни тригера.

Първият от тях показва дали се обслужва подпрограма с висок

приоритет и не разрешава други прекъсвания. Вторият тригер

индицира дали е в ход подпрограма с нисък приоритет и

разрешава само прекъсвания с висок приоритет.

При получаване на две или повече заявки

едновременно, се използва допълнително правило за приоритет.

Както е показано във фиг. 2.11 външното прекъсване 0INT

притежава най-висок приоритет в групата, а серийният порт – най-

нисък.

Процедурата на прекъсване включва следните действия:

•Един от програмно недостъпните тригери се

установява в 1, за да фиксира нивото на приоритет.

• Флагът за прекъсване се нулира. Това не се отнася за

флаговете TI и RI.


70

•Съдържанието на програмния брояч се записва в стека.

•Програмният брояч се презарежда със съответния

векторен адрес.

Изпълнението на подпрограмата продължава до

достигането на инструкцията RETI. Тази инструкция нулира

активния тригер за приоритета, презарежда програмния брояч чрез

четене от стека и продължава изпълнението на прекъснатата

програма.

Времето за реакция на системата за прекъсване се

измерва от момента на заявката до началото на първата

инструкция от подпрограмата за прекъсване. За микроконтролера

8051 времето за реакция е между 3 и 9 цикъла. Ако приложението

изисква запазването на регистри в стека, реакцията ще бъде

допълнително забавена.

Трифазен инвертор на напрежение.

Поради значителната изходна мощност на инвертора

избираме трифазен мостов инвертор с IGBT транзистори, показан

на фиг. 2.12.

Захранването на моста става от източник на постоянно

напрежение +80 V. Ключовите IGBT транзистори на моста са

означени Q1÷Q6. Успоредно на тях са свързани обратни диоди


71

D1÷D6. Те са необходими, защото захранваният от инвертора

двигател представлява активно-индуктивен товар.

Управлението на ключовите транзистори Q1÷Q6 се

извършва чрез драйверни стъпала. Особеност на мостовата схема

на инвертора е, че докато емитерите на транзисторите в долните

рамена имат обща точка (свързани са на маса), то тези в горните

рамена са повдигнати спрямо маса. Това означава, че в горните

рамена драйверните стъпала трябва да осигурят галванична

изолация между ключовите транзистори и източника на

управляващите сигнали.

Фиг. 2.12


72

За управление на MOSFET и IGBT транзистори е най-

добре да се използват противотактни емитерни повторители. Те

осигуряват най-бързо зареждане и разреждане на входните

капацитети на транзисторите, респективно най-бързо отпушване и

запушване на транзисторите. Противотактните емитерни

повторители обаче не осигуряват галванична изолация на

източника на управляващите импулси и затова могат да се

използват само в долните рамена на моста. На схемата на фиг. 2.12

те са изпълнети с комплементарни двойки транзистори Q7-Q8,

Q9-Q10 и Q11-Q12. Резисторите R1÷R3 имат малко съпротивление

и са предназначени за ограничаване на зарядните и разрядни

токове на входните капацитети на ключовите транзистори, а с това

и на скоростта на превключването им.

За осигуряване на галванична изолация на ключовите

транзистори в горните рамена на моста са използвани

трансформаторни драйверни стъпала (транзистори Q13÷Q15 и

драйверни трансформатори Т1÷Т3). При използване на

трансформатори в гейтовите вериги на транзисторите се налага да

се вземат мерки за ограничаване на амплитудата на

положителните входни сигнали, а също и за шунтиране на


73

отрицателните напрежения. За целта между гейтовете и емитерите

на транзисторите са включени ценерови диоди D7÷D9.

Датчик за обороти на двигателя.

За измерване оборотите на двигателя може да се

използват различни видове датчици. Много разпространени и с

добри експлоатационни качества са индуктивните датчици. Те се

задействат от доближаване на метал до чувствителната им

повърхност. Поради липсата на механичен контакт с

контролирания механизъм, индуктивните датчици запазват

годността си много продължително време.

При използване на индуктивен датчик за измерване на

оборотите на двигателя е необходимо на оста на двигателя да се

монтира метален пръстен с една или повече гърбици, които да

преминават на необходимото разстояние до чувствителната

повърхност на датчика. При всяко преминаване на гърбица покрай

датчика, на изхода му се формира импулс. Ако монтираният

пръстен има една гърбица, честотата на изходните импулси на

датчика ще съвпада с оборотите на двигателя. При повече гърбици

честотата на изходните импулси ще е толкова пъти по-голяма от

оборотите, колкото гърбици има пръстенът. Желателно е


74

гърбиците да са минимум две и така разположени, че въртящата

система да бъде уравновесена.

За проектираното устройство избираме индуктивен

датчик тип LM36-3015NA с постояннотоково захранване 6÷30 V и

максимален изходен ток 0,3 А. Външният му вид е показан на фиг.

2.13.

Фиг. 2.13

След направените обяснения и избора на

микроконтролер и схема на трифазен инвертор може да се състави

пълната принципна схема на проектираното устройство. Тя е

показана на фиг. 2.14.

Използваният микроконтролер АТ89S51 (U3) е еднакъв

с разгледания 8051, но има EPROM вместо програмна памет ROM.


75

Фиг. 2.14


76

Трифазният инвертор и драйверните стъпала са

изпълнени по вече разгледаната схема. Управлението се извършва

от изходи Р1.2 ÷ Р1.7 на микроконтролера. Амплитудата на

изходните импулси е приблизително равна на захранващото

напрежение на микроконтролера, което е +5 V. Такава амплитуда

не е достатъчна за отпушване на IGBT транзисторите с

противотактни емитерни повторители в драйверните стъпала.

Налага се тя да бъде преобразувана до около +15 V. Това става с

интегралната схема CD4504 (U1), която съдържа шест

преобразувателя на ниво. Интегралната схема се захранва с

напрежение +15 V, а високото ниво на вход MODE (режим)

осигурява преобразуването на входните сигнали от ниво +5 V в

ниво +15 V.

Сигналът от датчика за оборотите на двигателя се

подава на вход Р1.0 посредством фототранзисторен оптрон 4N37

(U4). Използван е оптрон за приемане сигналите от датчика, за да

се изолира галванически и да се защити микроконтролера от

евентуални опасни напрежения по свързващите проводници.


77


78

ГЛАВА ТРЕТА

Проектиране на инверторна система за управление на асинхронен двигател.


79

I. Проектиране на трифазен инвертор на

напрежение.

А. Принципна схема.

Б. Изходни данни.

• Е = 80 V – захранващо напрежение;

• Uo = 3 х 80 V – изходни напрежения;

• fо = 50 Hz – честота на изходните напрежения;

• Ро = 3,5 kVА – изходна мощност.

В. Ред на проектиране [ 2 ].


80

1. Избор на режим на работа на инвертора.

В гл. 1 на проекта бяха разгледани различните начини

за формиране на изходното напрежение. Избираме най-

разпространения начин, при който продължителността на

провеждане на транзисторите е равна на един полупериод (180°)

(фиг. 1.16, фиг. 1.17, фиг. 1.18). Във всеки момент едновременно

са отпушени три транзистора на моста. Линейните напрежения

uAB, uBC и uCA са дефазирани едно спрямо друго на 1/3 от периода

(120°). Същото се отнася и за фазните напрежения uA, uB и uC.

Параметрите на инвертора зависят не само от начина на

формиране на изходните напрежения, но и от начина на свързване

на товара – в звезда или триъгълник. Приемаме, че статорните

намотки на електродвигателя са свързани в звезда.

2. Ефективна стойност на фазовото напрежение Uф.

V7,3780.3

2E.

3

2Uф ===

3. Ефективна стойност на първия хармоник на фазовото

напрежение Uф(1).

V9,3505,1

7,37

05,1

UU ф

)1(ф ===

4. Ефективна стойност на първия хармоник на фазовия

ток Іф(1).


81

Тъй като мощността на електродвигателите се дава за

синусоидално захранващо напрежение, приемаме че зададената

изходна мощност Ро = 3,5 kVA на инвертора е пълната мощност по

първи хармоник, т. е. S(1) = Po = 3,5 kVA.

A5,329,35.3

10.5,3

U.3

SI

3

)1(ф

)1()1(ф ===

5. Определяне на активното съпротивление на товара R.

По справочни данни разпространени в Интернет

факторът на мощност на произвежданите в България трифазни

асинхронни електродвигатели с мощност 3-4 kVA и обороти

n = 3000 min-1 е cos φ ≈ 0,85.

Ω==ϕ= 94,085,0.5,32

9,35cos.

I

UR

)1(ф

)1(ф

6. Изчисляване на коефициента D.

067,585,01

85,0.

cos1

cos.D

22=

−π=

ϕ−ϕπ=

7. Изчисляване на коефициента F.

=+−

−−=−−

−

3

D.2

3

D

3

D.2

ee1

e1.

D.2

31F


82

663,0

ee1

e1.

067,5.2

31

3

067,5.2

3

067,5

3

067,5.2

=+−

−−=−−

−

8. Изчисляване коефициента на мощността KP.

814.0663,0FKP ===

9. Определяне средната стойност на тока IFav през

диодите D1÷D6.

Фиг. 3.1

От графиката на фиг. 3.1 за KP = 0,814 отчитаме:

.025,0R/E

IFav = Следователно:

A13,294,0

80.025,0

R

E.025,0IFav ===

10. Избор на диоди D1 ÷ D6.

Избират се по параметрите максимално обратно

напрежение UR max и максимален постоянен ток в права посока IF

max.


83

V80ЕU maxR => ;

A13,2II FavmaxF => .

Избираме средномощен силициев диод тип BY251 с

параметри:

UR max IF max

200 V 3 A

11. Определяне ефективната стойност на фазовия ток Іф.

A7,3294,0

80.

3

663,0.2

R

E.

3

F.2Iф ===

12. Определяне тока на консумация на инвертора Іd.

A6,3794,0

80.

3

663,0.2

R

E.

3

F.2Id ===

13. Изчисляване на коефициента G.

987,0e1

e1

e1

e1G

067,5

067,5

D

D

=+−=

+−= −

−

−

−

14. Определяне максималната стойност на тока през

ключовите транзистори Іmax.

A6,39987,0.85,0

5,32.05,1G.

cos

I.05,1I )1(ф

max ==ϕ

=

15. Избор на транзистори Q1 ÷ Q6.


84

Избират се по параметрите максимално напрежение

колектор-емитер UCE max и максимален колекторен ток IC max.

V80ЕU maxCE => ;

A6,39II maxmaxC => .

Избираме IGBT транзистор тип STGW30NC60VD с

параметри:

UCE max IC max PC max UGE max UGE ном

600 V 80 A 250 W ±20 V 15 V


Транзисторите Q7 ÷ Q12 провеждат зарядните и

разрядните токове на входните капацитети на IGBT транзисторите

по време на превключването им. През останалото време през тях

не тече ток, затова се избират маломощни комплементарни

двойки.

Избираме комплементарни двойки силициеви

транзистори BC547 (NPN) и BC557 (PNP) с параметри:

UCEmax ICmax PCmax h21Emin

50 V 100 mA 500 mW 110

17. Определяне съпротивлението на резисторите

R1 ÷ R3.


85

Резисторите R1 ÷ R3 ограничават зарядните и

разрядните токове на входните капацитети на IGBT

транзисторите. Избират се със съпротивление 10 ÷ 50 Ω.

Избираме стандартна стойност R1 ÷ R3 = 33 Ω / 0,1 W.

18. Избор на ценерови диоди D10 ÷ D12.

Диодите D10 ÷ D12 ограничават нивото на

постъпващите положителни импулси на гейтовете на

транзисторите и шунтират отрицателните импулси. Избират се с

напрежение на стабилизация UZ < UGЕmax = 20 V.

Избираме ценерови диоди КС515А с параметри:

UZ IZmin IZmax

15 V 1 mA 53 mA


Избират се по същите съображения, по които се избират

и транзисторите Q7 ÷ Q12.

Избираме маломощен NPN транзистор BC547 с

параметри, посочени в т. 16.

20. Избор на колекторен ток ІС на транзисторите Q13

÷ Q15.


86

Изборът на големината на колекторния ток на

драйверните транзистори не е критичен. Обикновено се избира

няколко милиампера.

Избираме IC = 10 mA.

21. Определяне базовия ток ІВ на транзисторите Q13

÷ Q15.

A10.09,0110

10.10

h

II 3

3

minE21

CB

−−

===

22. Определяне съпротивлението на резисторите

R4 ÷ R6.

Ω=−=−

=÷ −3

3B

satBEm 10.15910.09,0

7,015

I

UU6R4R

където: Um – амплитудна стойност на

управляващите импулси. При

използване на преобразувател на

ниво CD4504: Um = 15 V;

UBE sat – напрежение база-емитер на

транзисторите Q13 ÷ Q15 в режим

на насищане. За силициеви

транзистори UBE sat = 0,7 V.

Избираме стандартна стойност R4 ÷ R6 = 150 kΩ / 0,1 W.


87

23. Избор на диоди D13 ÷ D15.

Диодите D13 ÷ D15 погасяват колебанията на

напрежението на първичните намотки на драйверните

трансформатори вследствие на преходните процеси при

изключване на драйверните транзистори. Избират се маломощни

силициеви диоди.

Избираме маломощен силициев импулсен диод BAV10

с параметри:

UR max IF max

60 V 300 mA


88

II. Проектиране на входното стъпало.

А. Принципна схема.

Б. Изходни данни.

• Uin = 15 V – високо логическо ниво.

В. Ред на проектиране [ 5 ].

1. Избор на оптрон U4.

Изборът на оптрон в конкретния случай не е критичен.

Избираме фототранзисторен оптрон 4N37 с параметри:

- светодиод:

IF max UF UR max PF max

60 mA 1,15 V 6 V 120 mW

- фототранзистор:

IC max UCE max UCE sat PC max


89

150 mA 30 V 0,14 V 150 mW

- оптрон:

Ui Ki

7,5 kV 1

2. Определяне съпротивлението на резистора R8.

Ω=−=−= −−

33

F

FS 10.38,110.10

15,115

I

UU8R

където: US – амплитудна стойност на изходните

импулси на индуктивния датчик. При

захранващо напрежение Ucc = 15 V:

US ≈ 15 V.

IF – работен ток на светодиода на оптрона.

Избираме IF = 10 mA.

Избираме стандартна стойност R8 = 1,3 kΩ / 0,1 W.


90

ІII. Избор на останалите елементи на схемата.

1. Избор на кондензатор С1 и резистор R7, формиращи

RESET сигнал.

Избират се според препоръките на производителя на

микроконтролера: C1 = 1 μF / 25 V и R7 = 8,2 kΩ / 0,1 W.

2. Избор на кварцов резонатор Y1 и кондензатори С2 и

С3.

Микроконтролерът АТ89S51 може да работи с тактова

честота от 3,5 до 12 MHz.

Избераме тактова честота 12 MHz, при която

продържителността на един машинен цикъл е 1 μs. Следователно

трябва да се избере кварцов резонатор за тази честота.

Кондензаторите С2 и С3 в схемата на кварцовия

генератор се избират според препоръките на производителя:

С2 = C3 = 27 pF / 25 V.


91

ІV. Спецификация на електронните елементи.

Означение Наименование Брой Забележка

U1

U3

U4

Q1÷Q6

Q7, Q9, Q12

Q8, Q10, Q11, Q13÷Q15

D1÷D6

D10÷D12

D13÷D15

R1÷R3

R4÷R6

R7

R8

C1

C2, C3

Интегрални схеми:

CD4504

AT89S51

4N37

Транзистори:

STGW30NC60VD

BC557

BC547

Диоди:

BY251

KC515A

BAV10

Резистори:

33 Ω / 0,1 W

150 kΩ / 0,1 W

8,2 kΩ / 0,1 W

1,3 kΩ / 0,1 W

Кондензатори:

1 μF / 25 V

27 pF / 25 V

1

1

1

6

3

6

6

3

3

3

3

1

1

1

2


92

V. Програмно осигуряване.

Микроконтролерът управлява инверторната система

чрез два цикъла. Единият цикъл изработва необходимите

управляващи импулси за ключовите транзистори на трифазния

инвертор, а другият извършва периодично измерване на оборотите

на двигателя. И двата цикъла използват таймерите на

микроконтролера.

Програмен цикъл за управление на инвертора.

Този цикъл има шест състояния, по време на които чрез

изходите Р1.2 ÷ Р1.7 микроконтролерът включва и изключва

транзисторите Q1 ÷ Q6 на инвертора в указания на фиг. 1.16 ред. В

следващата таблица са показани необходимите изходни сигнали

на порта за всяко състояние.

I II III IV V IV

Р1.2 (Q1) – 1 1 1 0 0 0Р1.3 (Q2) – 0 0 0 1 1 1Р1.4 (Q3) – 0 0 1 1 1 0Р1.5 (Q4) – 1 1 0 0 0 1Р1.6 (Q5) – 1 0 0 0 1 1Р1.7 (Q6) – 0 1 1 1 0 0

Продължителността на всяко състояние е равна на една

шеста от периода на изходното напрежение. За честота fo = 50 Hz

периодът е равен на 20 ms, следователно продължителността на

едно състояние на изходите на микроконтролера е 3,333 ms.


93

Алгоритъмът на този програмен цикъл се описва по

следния начин. След началното установяване (RESET)

микроконтролерът поставя изходите Р1.2 ÷ Р1.7 така, както е

показано в първата колона на горната таблица и включва

таймер/брояч 0 за временен интервал 3,333 ms. След изтичане на

това време, таймер/броячът генерира заявка за прекъсване с висок

приоритет. Подпрограмата за обработка на прекъсването извършва

превключване на изходите Р1.2 ÷ Р1.7 в състояние, показано във

втората колона. Превключват се първо тези изходи, които

преминават от 1 в 0, а след тях тези, които преминават от 0 в 1.

Така се създава известен интервал (минимум един машинен цикъл

– 1 μs) между изключващите се и включващите се транзистори.

Тъй като бързодействието на транзисторите е голямо, този

интервал гарантира, че няма да има в нито един момент

едновременно отпушени транзистори в две съседни рамена на

моста.

След установяване на изходите, таймер/брояч 0 се

включва отново за формиране на нов временен интервал 3,333 ms.

Процесът се повтаря и когато се изпълни и последното шесто

състояние, цикълът започва отново.

Както беше обяснено, при продължителност на едно

състояние 3,333 ms се получава честота на изходното напрежение

50 Hz. Ако продължителността намалява, честотата се увеличава и

обратно. Такава корекция на честотата се прави от другия

програмен цикъл според измерените обороти на двигателя.


94

Програмен цикъл за измерване оборотите на двигателя.

Този програмен цикъл формира временен интервал 1 s,

през който се броят постъпилите на вход Р1.0 импулси от

индуктивния датчик. След завършване на временния интервал

програмата извършва корекция на продължителността на

състоянието на инвертора в зависимост от отклонението на

оборотите на двигателя от зададените.

Алгоритъмът на този програмен цикъл се описва по

следния начин. След началното установяване (RESET)

микроконтролерът включва таймер/брояч 1 за формиране на

определен временен интервал. За да се получи временен интервал

1 s, се налага да се организира цикъл от няколкократни пускания

на таймер/брояча. През времето на формиране на интервала

постъпващите импулси на вход Р1.0 се сумират в регистър, така,

че след интервала от 1 s, съдържанието на регистъра ще е

пропорционално на оборотите на двигателя. Това съдържание се

сравнява с число, отговарящо на зададените обороти и, ако е по-

малко от него, програмата намалява съдържанието на регистъра,

който зарежда таймер/брояч 0 за формиране продължителността

на състоянието на инвертора. В резултат честотата на изходното

напрежение се увеличава. При по-големи обороти на двигателя се

извършва обратното действие.

За изпълнение на описаните алгоритми потребителската

програма използва от банка 0 следните регистри за данни:


95

o R0, R1 – съдържат двоичните числа, с които се

зареждат младшият и старшият регистър на таймер/брояч 0 за

формиране на временен интервал 3,333 ms. Чрез тези регистри се

извършва и корекция на честотата;

o R2 – съхранява номера на текущото състояние на

инвертора;

o R3 – използва се за организиране на цикъл с

таймер/брояч 1 за формиране на временен интервал 1 s;

o R4 – използва се за броене на импулсите от

индуктивния датчик на оборотите на двигателя.

Потребителската програма с наименование INVER.ASM

на Асемблер е следната.

1. ORG 0000H

2. LJMP 0200H

3. ORG 000BH

4. SJMP 0300H

5. ORG 001BH

6. SJMP 0500H

7. ; ****************************************************************

8. ; Потребителска програма INVER.ASM

9. ; ****************************************************************

10. ORG 0200H

11. CLR P1.2 ; Нулиране на Р1.2






96


17. MOV R0,#FBH ; Зареждане на регистри R0 и R1 за интервал

18. MOV R1,#F2H ; 3,333 ms

19. MOV R2,#00H ; Нулиране на регистър R2



22. MOV TMOD,#11H ; Установяване на режим 1 на Таймери 0 и 1

23. MOV TL1,#B0H ; Зареждане на регистрите на Таймер 1 за

24. MOV TH1,#3CH ; интервал 50 ms

25. SETB PТ0 ; Висок приоритет на прекъсване от Таймер 0

26. SETB ET0 ; Разрешение на прекъсване от Таймер 0

27. SETB ET1 ; Разрешение на прекъсване от Таймер 1

28. SETB EA ; Разрешение на всички прекъсвания

29. SETB TR0 ; Старт на Таймер 0


31. INV1: JNB P1.0,INV1 ; Изчакване на сигнал 1 на вход Р1.0

32. INV2: JB P1.0,INV2 ; Изчакване на сигнал 0 на вход Р1.0

33. INC R4 ; Прибавяне на 1 в регистър R4

34. SJMP INV1 ; Безусловен преход към етикет INV1

35. ; ****************************************************************

36. ; Използвани подпрограми

37. ; ****************************************************************

38. ; --------- Подпрограма за обслужване на прекъсванията от Таймер 0 ----------

39. ;

40. ORG 0300H

41. PUSH A ; Съхраняване на акумулатора в стека

42. PUSH PSW ; Запис на регистъра на състоянието в стека

43. PUSH B ; Запис на регистър В в стека

44. CJNE R2,#00H,T0_1 ; Проверка за състояние 1 на инвертора

45. CLR P1.3 ; Установяване иходите Р1.2 ÷ Р1.7 за

46. CLR P1.4 ; състояние 1 на инвертора

47. CLR P1.7 ;


97

48. SETB P1.2 ;

49. SETB P1.5 ;

50. SETB P1.6 ;

51. SJMP T0_6 ; Безусловен преход към етикет T0_6

52. T0_1: CJNE R2,#01H,T0_2 ; Проверка за състояние 2 на инвертора



55. CLR P1.6 ;

56. SETB P1.2 ;

57. SETB P1.5 ;

58. SETB P1.7 ;





63. CLR P1.6 ;

64. SETB P1.2 ;

65. SETB P1.4 ;

66. SETB P1.7 ;





71. CLR P1.6 ;

72. SETB P1.3 ;

73. SETB P1.4 ;

74. SETB P1.7 ;





79. CLR P1.7 ;


98

80. SETB P1.3 ;

81. SETB P1.4 ;

82. SETB P1.6 ;





87. CLR P1.7 ;

88. SETB P1.3 ;

89. SETB P1.5 ;

90. SETB P1.6 ;



93. T0_6: INC R2 ; Увеличаване съдържанието на регистър R2 с 1

94. T0_7: MOV A,R0 ; Препис на регистри R0 и R1 в регистрите

95. MOV TL0,A ; на Таймер 0

96. MOV A,R1 ;

97. MOV TH0,A ;


99. POP B ; Възстановяване на регистър В от стека

100. PОР PSW ; Възстановяване на регистър PSW от стека

101. PОР A ; Възстановяване на акумулатора от стека

102. RETI ; Връщане от прекъсване

103. ;

104. ; --------- Подпрограма за обслужване на прекъсванията от Таймер 1 ----------

105. ;

106. ORG 0500H

107. PUSH A ; Съхраняване на акумулатора в стека

108. PUSH PSW ; Запис на регистъра на състоянието в стека

109. PUSH B ; Запис на регистър В в стека

110. INC R3 ; Увеличаване съдържанието на регистър R3 с 1

111. CJNE R3,#14H,T1_6 ; Проверка за 20 интервала по 50 ms (1 s)


99


113. CJNE R4,#64H,T1_1 ; Проверка за обороти n = 2970÷3030 min-1

114. SJMP T1_5 ; (при датчик с две гърбици)

115. T1_1: CJNE R4,#63H,T1_2 ;

116. SJMP T1_5 ;

117. T1_2: CJNE R4,#65H,T1_3 ;

118. SJMP T1_5 ;

119. T1_3: MOV A,R4 ; Проверка за n < 2970 min-1 или n > 3030 min-1

120. CLR C ;

121. SUBB A,#64H ;

122. JC T1_4 ;

123. CLR C ; При n > 3030 min-1: Увеличаване

124. MOV A,R0 ; продължителността на състоянията на

125. ADD A,#21H ; инвертора с 33 μs (1%).

126. MOV R0,A ;

127. MOV A,R1 ;

128. ADDC A,#00H ;

129. MOV R1,A ;

130. SJMP T1_5 ;

131. T1_4: MOV A,R0 ; При n < 2970 min-1: Намаляване

132. CLR C ; продължителността на състоянията на

133. SUBB A,#21H ; инвертора с 33 μs (1%).

134. MOV R0,A ;

135. MOV A,R1 ;

136. SUBB A,#00H ;

137. MOV R1,A ;

138. T1_5: MOV R4,#00H ; Нулиране на регистър R4

139. T1_6: MOV TL1,#B0H ; Зареждане на регистрите на Таймер 1 за

140. MOV TH1,#3CH ; интервал 50 ms


142. POP B ; Възстановяване на регистър В от стека

143. PОР PSW ; Възстановяване на регистър PSW от стека


100

144. PОР A ; Възстановяване на акумулатора от стека

145. RETI ; Връщане от прекъсване


101

ГЛАВА ЧЕТВЪРТА

Изследване на трифазен автономен инвертор за управление на асинхронен двигател


102

4.1. PSPICE модел на трифазен инвертор с идеални

ключове.

Фиг. 4.1. PSPICE модел на трифазен инвертор с идеални ключове

4.2. Тестови файл на изследвания модел.

* Tri fazen Inver za el zadwig

V1 1 0 80V

C1 1 0 10u

R1 1 2 .2

S1 2 11 G1 11 Sx

S2 3 22 G2 22 Sx

S3 2 33 G3 33 Sx

S4 4 44 G4 44 Sx

S5 2 55 G5 55 Sx

S6 5 66 G6 66 Sx

Dx1 11 3 dx

Dx2 22 0 dx

Dx3 33 4 dx

Dx4 44 0 dx

Dx5 55 5 dx

Dx6 66 0 dx


103

D1 3 2 dx

D2 0 3 dx

D3 4 2 dx

D4 0 4 dx

D5 5 2 dx

D6 0 5 dx

Vg1 G11 11 PULSE (-15 15 0u 20n 20n 8u 24u)

Vg2 G22 22 PULSE (-15 15 12u 20n 20n 8u 24u)

Vg3 G33 33 PULSE (-15 15 8u 20n 20n 8u 24u)

Vg4 G44 44 PULSE (-15 15 20u 20n 20n 8u 24u)

Vg5 G55 55 PULSE (-15 15 16u 2n 2n 8u 24u)

Vg6 G66 66 PULSE (-15 15 4u 2n 2n 8u 24u)

Rg1 G11 G1 10

Rg2 G22 G2 10

Rg3 G33 G3 10

Rg4 G44 G4 10

Rg5 G55 G5 10

Rg6 G66 G6 10

RA 3 4 1.5

RB 4 5 1.5

RC 5 3 1.5

Rgnd1 3 0 1meg

.model Sx vswitch(ron=.01 roff=1000 von=6 voff=0)

.model dx d(bv=1000 rs=0.1)

*.param lvar=1u

*.step param lvar list +100n,300n,600n,900n

.tran .10u 500u

.options abstol=1.00u reltol=0.01 vntol=0.1 ITL5=50000000

.OPTIONS GMIN= 1.0u

.OPTIONS ITL1= 400

.OPTIONS ITL4= 100

.probe

.lib nom.lib

.end


104

4.3. Симулационни изследвания.

4.3.1. Изследване на функционалността на трифазен инвертор

при свързване на товара в звезда и коефициент на запълване d = 0,33.

A. Активен товар.

Фиг. 4.2. Времедиаграми на напрежението науправляващите импулси

Фиг. 4.3. Времедиаграми на напрежението върху товара


105

Фиг. 4.4. Времедиаграми на напрежението върхутранзисторите Х2, Х4, Х6

Фиг. 4.5. Времедиаграми на тока в товара (IRA), консумирания ток (IR1),тока през ключа (IS1), тока през обратния диод (ID1)

От показаните времедиаграми се вижда, че при активен товар

формата на напрежението върху товара и транзисторите в долните рамена

на моста е стъпалообразно и съвпада по фаза с тока през товара.


106

Б. Активно-индуктивен товар.

Фиг. 4.6. Времедиаграми на напрежението върху товарапри RL товар



107

Фиг. 4.8. Времедиаграми на тока в товара (IRA), консумирания ток (IR1),тока през ключа (IS1), тока през обратния диод (ID1)

От показаните времедиаграми се вижда, че към правоъгълното

напрежение на товара при активно-индуктивен товар се наслагват

хармоници, от които с най-голяма амплитуда е първият хармоник. Поради

наличие на индуктивност в товара, напрежението върху долните

транзистори на моста в запушено състояние не остава постоянно, а се

променя в моментите на превключване на транзисторите в другите рамена

на моста предизвикващи промяна на тока в товарната индуктивност.

Формата на тока в товара също съдържа хармоници и има

известно фазово изместване спрямо напрежението върху товара.

В. Активно-индуктивен товар с противо е.д.н.

RA 3 3a 1.5

LA 3a 3b 10u

VA 3b 6 10V

RB 4 4a 1.5

LB 4a 4b 10u


108

VB 4b 6 10V

RC 5 5a 1.5

LC 5a 5b 10u

VC 5b 6 10V

Фиг. 4.9. Времедиаграми на напрежението върху товарапри RLЕ товар



109

Фиг. 4.11. Времедиаграми на тока в товара (IRA), консумирания ток (IR1), тока през ключа (IS1), тока през обратния диод (ID1)

От показаните времедиаграми се вижда, че, за разлика от

работата на инвертора с активно-индуктивен товар, поради наличие на

противо е.д.н. в напрежението на товара има и постоянна съставна. Освен

това източникът на противо е.д.н. изпълнява ролята на изглаждащ филтър,

което на диаграмите се отразява със значително по-малката амплитуда на

хармониците на напрежението и тока.


110

4.3.2. Изследване на функционалността на трифазен инвертор

при свързване на товара в триъгълник и коефициент на запълване d = 0,33.

A. Активен товар.

Фиг. 4.12. Времедиаграми на напрежението на управляващите импулси

Фиг. 4.13. Времедиаграми на напрежението върху товара


111


Фиг.4.15. Времедиаграми на тока в товара (IRA), консумирания ток (IR1),тока през ключа (IS1), тока през обратния диод (ID1)

От показаните времедиаграми се вижда, че формата на

напреженията и токовете при товар звезда и триъгълник е една и съща. Те се

различават само по техните стойности.


112

Б. Активно-индуктивен товар с противо е.д.н. d = 0,33 – триъгълник.

RA 3 3a 1.5

LA 3a 3b 10u

VA 3b 6 20V

RB 4 4a 1.5

LB 4a 4b 20u

VB 4b 6 10V

RC 5 5a 1.5

LC 5a 5b 10u

VC 5b 6 20V

Фиг. 4.16. Времедиаграми на напрежението върху товара при RLЕ товар

Фиг. 4.17. Времедиаграми на напрежението върху транзисторите Х2, Х4, Х6


113


От показаните времедиаграми се вижда, че посочената по-горе

разлика между напреженията и токовете при активно-индуктивен с противо

е.д.н. и активно-индуктивен товар-звезда се отнася и за товар-триъгълник.


114

В. Активно-индуктивен товар с противо е.д.н. и коефициент на

запълване d = 0,5 – триъгълник.

Vg1 G11 11 PULSE (-15 15 0u 20n 20n 12u 24u)

Vg2 G22 22 PULSE (-15 15 12u 20n 20n 12u 24u)

Vg3 G33 33 PULSE (-15 15 8u 20n 20n 12u 24u)

Vg4 G44 44 PULSE (-15 15 20u 20n 20n 12u 24u)

Vg5 G55 55 PULSE (-15 15 16u 20n 20n 12u 24u)

Vg6 G66 66 PULSE (-15 15 4u 20n 20n 12u 24u)

RA 3 3a 1.5

LA 3a 3b 10u

VA 3b 6 20V

RB 4 4a 1.5

LB 4a 4b 20u

VB 4b 6 10V

RC 5 5a 1.5

LC 5a 5b 10u

VC 5b 6 20V



115



От показаните времедиаграми се вижда, че при коефициент на

запълване d = 0,5 в напрежението на товара и транзисторите няма

краткотрайни отскоци, което определя този режим на работа като по-

благоприятен.


116

B. Активно-индуктивен товар с противо е.д.н. и коефициент на

запълване d = 0,5 – звезда.

Vg1 G11 11 PULSE (-15 15 0u 20n 20n 12u 24u)

Vg2 G22 22 PULSE (-15 15 12u 20n 20n 12u 24u)

Vg3 G33 33 PULSE (-15 15 8u 20n 20n 12u 24u)

Vg4 G44 44 PULSE (-15 15 20u 20n 20n 12u 24u)

Vg5 G55 55 PULSE (-15 15 16u 20n 20n 12u 24u)

Vg6 G66 66 PULSE (-15 15 4u 20n 20n 12u 24u)

RA 3 3a 1.5

LA 3a 3b 10u

VA 3b 6 20V

RB 4 4a 1.5

LB 4a 4b 20u

VB 4b 6 10V

RC 5 5a 1.5

LC 5a 5b 10u

VC 5b 6 20V

Rgnd1 6 0 1meg



117



От показаните времедиаграми се вижда, че разликата в

режимите на работа с коефициент на запълване d = 0,5 и d = 0,33 е само в

стойностите на напреженията и токовете.


118

Заключение.

Постоянно нарастващите изисквания към

задвижванията на различните производствени механизми като

широк диапазон за регулиране на скоростта, формиране на най-

подходящи за механизма статични и динамични характеристики

засега най-добре се удовлетворяват от автоматизираните

електрозадвижвания, работещи на постоянен и на променлив ток.

Едновременно с високите си технически качества

електрозадвижванията на постоянен ток по редица икономически

и експлоатационни показатели отстъпват пред

електрозадвижванията на променлив ток. При условие на

генериране и разпределение на електрическата енергия главно

като трифазна променливотокова отдавна съществува тенденция

за замяна на постояннотоковите двигатели с по-сигурните, прости

по конструкция и евтини асинхронни двигатели. Дори и при

наличие само на постояннотоков захранващ източник се

предпочитат асинхронни двигатели пред постояннотокови.

Голямото разнообразие от мощни тиристори, MOS и IGBT

транзистори дава възможност да се реализират мощни

преобразуватели, които да захранват асинхронните

електродвигатели от постояннотокови източници.

Успоредно с усъвършенстването на преобразувателите

на захранващо напрежение големи постижения са реализирани и

по отношение на регулиране режима на работа на


119

електродвигателите. За целта в управляващите устройства започна

използването на микроконтролери, което увеличи изключително

много качествата и надеждността на регулаторите.

Настоящият проект за създаване на инверторна система

за управление на асинхронен двигател отговаря на съвременните

тенденции в тази посока. Разработеният инвертор е реализиран с

най-нови мощни ключови елементи – IGBT транзистори, а за

поддържане на зададените обороти на двигателя се използва

микроконтролер. Използването на микроконтролер в

управляващото устройство разширява изключително много

възможностите на регулиране. Чрез добавяне на още отрицателни

обратни връзки и по други технически и експлоатационни

параметри и чрез допълнително развитие на програмния продукт,

може да се постигне съвършенство на електрозадвижването на

съответните механизми.


120

Ползвана литература.

1. Д. Юдов, В. Вълчев, Преобразувателна техника, ТУ

Варна, 2005 г.

2. М. Бобчева, Г. Малеев, П. Горанов, Е. Попов,

Ръководство за проектиране на силови електронни устройства,

София, “Техника”, 1991 г.

3. Р. Каров, Преобразувателна техника, София,

“Техника”, 1994 г.

4. Т. Тодоров, Н. Маджаров, Автономни инвертори,

Габрово, 1996 г.

5. Д. Юдов, Аналогова схемотехника, 2005 г.

6. Д. Юдов, Токозахранващи устройства, Бургаски

свободен университет, 2005 г.

7. Н. Стефанов, Наръчник по токозахранващи

устройства, София, “Техника”, 1991 г.

8. М. Браун, Токозахранващи устройства. Наръчник,


9. М. Бобчева, Преобразувателна техника, София,

1997 г.

10. Э. Ромаш, Источники вторичного электропитания

радиоэлектронной аппаратуры, Москва, “Радио и связь”, 1981 г.


121

11. Вл. Ключев, Теория на електрозадвижването,


12. П. Георгиев, Електронни регулатори за

елзадвижване, Габрово, 1999 г.

13. Д. Дончев, Електрически машини. І част, Варна,

1995 г.

14. Ал. Атанасов, Основи на микропроцесорната

техника, Бургаски свободен университет, 2003 г.

15. Здр. Каракехайов, Проектиране на вградени

микрокомпютърни системи с микроконтролери, Pensoft, София-

Москва, 2000 г.

16. Здр. Каракехайов, Е. Саръмов, Приложни

микрокомпютърни системи, Технически университет – София,

1995 г.

17. http://onsemi.com, Power Factor Correction Stages

Operating in Critical Conduction Mode.

http://onsemi.com/


122

Съдържание на проекта.

Увод ....................................................................................3

Гл.1. Обзор на методите и схеми за управление

на оборотите на асинхронни двигатели ............................................6

Гл.2. Избор и обосновка на блокова и принципна

схема на инверторна система за управление на асинхронен

двигател ..............................................................................................50

Гл.3. Проектиране на инверторна система за

управление на асинхронен двигател ...............................................75

I. Проектиране на трифазен инвертор

на напрежение ....................................................................................76

II. Проектиране на входното стъпало ...............85

ІІІ. Избор на останалите елементи на схемата...87

ІV. Спецификация на електронните елементи...88

V. Програмно осигуряване...................................89

Гл.4. Изследване на трифазен автономен

инвертор за управление на асинхронен двигател ..........................98

Заключение ....................................................................115

Ползвана литература .....................................................117

Дипломна работа Преобразувателна Техника

Documents