第三章 模拟调制系统
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第三章 模拟调制系统. 3.1 引言 3.2 幅度调制与解调 3.3 线性调制系统的抗噪声性能 3.4 角度调制 3.5 频率调制系统的抗噪声性能 3.6 各种模拟调制系统的比较 3.7 频分多路复用. 3.1 引言. - PowerPoint PPT PresentationTRANSCRIPT
第三章 模拟调制系统3.1 引言3.2 幅度调制与解调3.3 线性调制系统的抗噪声性能3.4 角度调制3.5 频率调制系统的抗噪声性能3.6 各种模拟调制系统的比较 3.7 频分多路复用
3.1 引言 所谓调制，就是在发送端将所要传送的
基带信号“附加”在高频振荡上，也就是使高频振荡的某一个或几个参数随基带信号的规律而变化。这里，原始基带信号称为调制信号；高频振荡波就是携带信号的“运载工具”，称为载波；经过调制的高频振荡信号称为已调波信号。在接收端，则需要把载波所携带的信号取出来，而得到原基带信号。这个过程实际上是调制的逆过程，称为解调。
3.1 引言
调制的目的：1. 将基带信号变换成适合在信道中传输的
已调信号2. 改善系统的抗噪声性能 3. 实现信道的多路复用
3.1 引言 调制的类型根据调制信号的形式可
分为模拟调制和数字调制； 根据载波的不同可分为以正弦波作为载
波的连续载波调制和以脉冲串作为载波的脉冲调制；
根据调制器频谱搬移特性的不同可分为线性调制和非线性调制。
3.1 引言 高频正弦波有三个参数：振幅、频率和
相位，所以根据调制信号所控制参数的不同，模拟连续波调制可分为调幅、调频和调相。本章主要讨论正弦信号作载波的模拟调制。
根据频谱特性的不同，通常可把调幅分为标准调幅 (AM) ，抑制载波双边带调幅 (DSB) 、单边带调幅 (SSB) 和残留边带调幅 (VSB) 等。而调频和调相都是使载波的相位发生变化，因此二者又统称为角度调制。
3.2 幅度调制与解调 3.2.1 幅度调制原理 载波（高频正弦波）的幅度随调制信号而线
性变化的过程。调制模型可等效为：
图 3-1 幅度调制的一般模型 加滤波器的目的：为了得到不同的调制信号。
cos ct
)(tm )(ts SSB
)(th)(ts DSB
3.2 幅度调制与解调 3.2.2 标准调幅 (AM)
1. AM 信号的波形及频谱 幅度调制是用调制信号去控制高频载波振荡电
压的幅度，使其随调制信号做线性变化的过程。 在 AM 调制中，调制信号 m(t) 含直流分量，它可
表示为直流分量 m0 与交流分量 m΄(t) 之和，即：
)()( '0 tmmtm
3.2.2 标准调幅 (AM)
)cos()( 0 tAts cc
载波为
式中， Ac为载波的幅度； ωc 为载波角频率。
所对应的频域表示式为
式中， 。
3.2.2 标准调幅 (AM)根据定义，标准调幅波的时域表示式为
)cos()()cos(
)cos()]([)(
000
00
ttmtm
ttmmts
cc
cAM
)]()([2
1
)]()([)( 0
cc
ccAM
MM
mS
)()( Mtm
3.2.2 标准调幅 (AM)
)(ts
t
cc 0
)(S
)(tsAM
t
0m
)(tm
t
)(tm
HH 0
)(0 m)(M
)(M
0
)(AMS
ccH2
)(0 m
波形和频谱图 AM25
2.AM 信号的调制（产生） 因为 因此， AM 信号也可以看成将交变信
号 与直流信号 相加，然后再与 进行乘法运算而获得。故标准的调幅波产生的数学模型如图 5-3 所示 .
3.2.2 标准调幅 (AM))cos()]([)( 00 ttmmts cAM
)(tm 0m
)cos( 0 tc
cos ct
( )AMs t)(tm
0m
产生的数学模型图 AM35
3.2.2 标准调幅 (AM)
说明： (1). 已调信号的带宽为 HAM fB 2
(2). 调幅系数 1)(
0
max
'
m
tmm 即
max
'0 )(tmm
否则采用包络解调时会产生失真，
max
'0 )(tmm 称为过调制。
3.2.2 标准调幅 (AM)
AM 的调制效率很低，因为 AM 信号中存在不携带信息的载波分量。为了提高调制的效率，可将不携带信息的载波分量抑制掉，只传输携带信息的两个边带，这就是抑制载波双边带调制 (DSB) 。
3.2.3 抑制载波双边带调制（ DSB ） 1 ． DSB 信号的波形与频谱
如果输入的基带信号没有直流分量，即令 AM 表达式中m0 =0 ，便得到 DSB 信号的时域表达式：
ttmts cDSB cos)()(
)]()([2
1)( ccDSB MMS
所对应的频域表示式为：
3.2.3 抑制载波双边带调制（ DSB ）其波形和频谱图如图 3-4 所示。
波形和频谱图 DSB45
3.2.3 抑制载波双边带调制（ DSB ）
DSB 信号的包络不再与调制信号的变化规律一致，因而不能采用包络检波来恢复调制信号，需要采用相干解调。另外在调制信号的过零点处，高频载波的相位有 180 度的突变。
DSB 信号的带宽与 AM 信号的带宽相同，都是基带信号带宽的两倍。
HAMDSB fBB 2
3.2.3 抑制载波双边带调制（ DSB ） 2.DSB 信号的调制（产生） 根据式（ 3.2-5 ）可以得到 DSB 信号的
产生模型：
产生的数学模型DSB
cos ct
)(tm )(tsDSB
3.2.4 单边带调制（ SSB ） 从信息传输的角度来考虑，两个边带对信道带
宽是一种浪费，只传输一个边带就够了。这种只传送一个边带的调制方式就称为单边带调制（ SSB ）。单边带信号的产生方法通常有滤波法和相移法。滤波法的数学模型如下图：
信号滤波法产生 SSB
cos ct
)(tm )(ts SSB
)(SSBH)(tsDSB
3.2.4 单边带调制（ SSB ）
H ( )
1
0£ c c
H ( )
0£ c c
1
(a )
(b )
形成 SSB 信号的滤波特性
3.2.4 单边带调制（ SSB ）M ( )
£H
H
SM
( )
£ c c
O
O
上边带 下边带 下边带 上边带
£c
c
O
上边带频谱
O£c
c
下边带频谱
SSB 信号的频谱
3.2.4 单边带调制（ SSB ）
将以上两式合写，则为：
下边带 SSB 信号的时域表达式为：
ttmttmts ccSSB sin)(ˆ2
1cos)(
2
1）（下
ttmttmts ccSSB sin)(ˆ2
1cos)(
2
1）（上
ttmttmts ccSSB sin)(ˆ2
1cos)(
2
1）（
上边带 SSB 信号的时域表达式为：
3.2.5 残留边带调制（ VSB ）
残留边带调制是介于 SSB 与 DSB 之间的一种调制方式， 它既克服了 DSB 信号占用频带宽的缺点，又解决了 SSB 信号不能传送具有直流和低频成分信号的难题。在 VSB 中，不是完全抑制一个边带（如同 SSB 中那样），而是逐渐切割，使其残留一小部分，如图 所示。
3.2.5 残留边带调制（ VSB ）M ( )
£ 2 B 2 BO
DSB ( )
£ c cO
(a )
(b )
S SB ( )
O£ c
c
£ c c
V SB
( )
O
(c )
(d )
3.2.5 残留边带调制（ VSB ） 在残留边带调制中，一个边带几乎完全
通过，另一个边带只有少量通过，要求残留边带滤波器具有滚降互补特性。残留边带信号的产生，是由 DSB 波形通过一个合适的残留边带滤波器 HVSB (ω) 来完成的。
cos ct
)(tm )(tsVSB
)(VSBH
3.2.5 残留边带调制（ VSB ）
残边带滤波器特性(a)残留部分上边带的滤波器特性 ; （ b）残留部分下边带的滤波器特
性
H VSB ( )1
0.5
0£c
c
£c
c
0
0.5
1
H VSB ( )
(a )
(b )
3.2.5 残留边带调制（ VSB ）
£ c O c
H VSB ( )
HVSB
( £c)
cO
£ c
H VSB ( £« c )
H VSB ( £ c )£« H VSB ( £« c )
O
O£ c c
(a )
(b )
(c )
(d )
残留边带滤波器的几何解释
3.2.6 调幅系统的解调
解调电路分为非相干解调和相干解调 : （ 1 ）非相干解调 非相干解调就是在接收端解调信号时，不需要本地载波，而是利用已调信号的包络信息来恢复原始信号。因此，非相干解调一般只适用标准调幅 (AM)波的解调。 AM 信号非相干解调方法通常有三种，一是平方律检波，二是整流检波，三是包络检波。
3.2.6 调幅系统的解调 （ 2 ）相干解调 相干解调的特点是必须有一个频率和相位都与接收信号
载波相同的本地载波。相干解调的数学模型如下图：
)(tm o
)(ts
LPF
)cos( tc
)(tp
3.2.6 调幅系统的解调 下面，以 DSB 为例说明相干解调的过程。设已调信号为 )cos()()( 0 ttmts cDSB
乘法器输出
)2cos()(2
1)cos()(
2
1
)cos()cos()()(
00
0
ttmtm
tttmtp
c
cc
通过 LPF 后 )cos()(2
1)( 00 tmtm
当 0 = 常数时 )(2
1)(0 tmtm
3.2.6 调幅系统的解调 由上面推导可知，只有当本地载波与接收
的已调幅信号同频同相时，信号才能正确地恢复，否则就会产生失真。 AM 、 SSB均可采用相干解调方法，其原理完全同 DSB 。
VSB 信号解调方法有相干解调和非相干解调两种。在模拟电视信号发送中使用了 VSB调制，并与大载波一起进行发送，这就使得在接收机中可以使用简单的包络检波器来进行解调。
3.3 线性调制系统的抗噪声性能
3.3.1 通信系统的抗噪声性能的分析模型 有加性噪声时的解调系统的数学模型：
( )ms t
( )n t
( )ms t
( )in t0 ( )m t
0 ( )n tBPF 解调器
数学模型有噪声时的解调系统的
3.3.1 通信系统的抗噪声性能的分析模型
带通滤波器的作用是滤除已调信号频带以外的噪声，因此经过带通滤波器后 , 到达解调器输入端的信号仍可认为是 sm(t) ，噪声为 ni(t) 。解调器输出的有用信号为 mo(t) ，噪声为 no(t) 。
对于不同的调制系统，将有不同形式的信号 sm
(t),但解调器输入端的噪声 ni(t) 形式是相同的，它是由平稳高斯白噪声经过带通滤波器而得到的。当带通滤波器带宽远小于其中心频率 ωc 时， ni(t)即为平稳高斯窄带噪声，它的表示式为
ttnttntn cscci sin)(cos)()(
3.3.1 通信系统的抗噪声性能的分析模型
Bn
tS
N
S m
i
i
0
2 )(
如果解调器输入噪声 ni(t) 带宽为 B，其噪声双边功率谱密度为 n0/2 ，则解调器输入端的噪声功率为
BnBn
tntntnN scii 00222 2
2)()()(
解调器输入信噪比为
解调器输出信噪比为：)(
)(20
20
0
0
tn
tm
N
S
3.3.1 通信系统的抗噪声性能的分析模型
调制系统的抗噪声性能通常采用信噪比增益 G 来表示：
ii NS
NSG 00输入信噪比输出信噪比
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 线性调制系统相干解调的方框图如图 5-15 所
示：
)(tsm
)(tn
BPF )(
)(
tn
ts
i
m
tccos
LPF )(
)(
tn
tm
o
o
方框图线性调制系统相干解调
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 1.DSB 调制系统的性能
DSB 信号的时域表达式为：
ttmts cDSB cos)()(
则其平均功率为：)(
2
1]cos)([)( 222 tmttmtsS cDSBi
DSB 调制系统解调器的输入信噪比为：
Bn
tm
N
S
DSBi
i
0
2
2
)(
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能解调器输出端的信号为： )(
2
1)(0 tmtm
输出端的信号平均功率为：
)(4
1)](
2
1[)( 222
00 tmtmtmS
为了计算解调器输出端的噪声功率，先求相干解调的乘法器输出的噪声，即
ttnttntn
tttnttnttn
csccc
ccsccci
2sin)(2cos)(2
1)(
2
1
cossin)(cos)(cos)(
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 经低通滤波器滤除高频分量后，解调器最终的输出端噪声为：
)(2
1)(0 tntn c
则解调器的输出噪声平均功率为：
BnNtntntnN iic 0222
00 4
1
4
1)(
4
1)(
4
1)(
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能
Bn
tm
N
tm
N
S
iDSB 0
22
0
0 )(
41
)(41
解调器的信噪比增益为：
200
DSBii
DSBDSB NS
NSG
解调器的输出信噪比为：
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 由此可见，对 DSB 调制系统来说，解调器
输出端的信噪比是输入端信噪比的两倍。 DSB调制系统信噪比改善的原因可以解释如下：由于高斯窄带噪声不但含有与 DSB 信号的同相分量，而且还有正交分量，经相干解调后，正交分量被抑制了，使得解调器输出端噪声功率降低了一半，因而产生了两倍的增益。
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能
2 ． SSB 调制系统的性能
由于单边带信号的带宽是双边带信号带宽的一半，所以相干解调器之前带通滤波器的带宽也应是解调双边带时的一半。 SSB 信号的时域表达式为 :
ttmttmts ccSSB sin)(ˆ2
1cos)(
2
1)(
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能
先以 SSB 信号的上边带为例，计算它在解调器输入和输出端的平均信号功率。首先计算单边带解调器的输入信号功率 Si
)(ˆ8
1)(
8
1
sin)(ˆ2
1cos)(
2
1)
22
22
tmtm
ttmttmtsS ccSSBi
（上
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 由于是希尔伯特变换，所以两者具有相同的平均功率，故上式变为
)(4
1)(ˆ
8
1)(
8
1 222 tmtmtmS i
因此解调器的输入信噪比为
Bn
tm
Bn
tm
N
S
SSBi
i
0
2
0
2
4
)()(
4
1
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能
单边带信号经解调器的乘法器后输出为 :
ttmttmtm
tttmttmtts
cc
ccccSSB
2sin)(ˆ4
12cos)(
4
1)(
4
1
cos]sin)(ˆ2
1cos)(
2
1[cos
）（上
经低通滤波器，后两项被滤除，解调器的最终输出为
)(4
1)(0 tmtm
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能
所以，解调器输出的基带信号平均功率为 :
)(16
1)](
4
1[)( 222
00 tmtmtmS
单边带解调器输出端的噪声功率计算方法与双边带的计算方法相同，其表达式也为
BnNN i 00 4
1
4
1
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 不过，这里的 B 是单边带的带通滤波器的
带宽。因此解调器的输出信噪比为
Bn
tm
Bn
tm
N
S
SSB 0
2
0
2
0
0
4
)(
4
1
)(16
1
由此可得到解调器的信噪比增益为
1)(
)( 00 SSBii
SSBSSB NS
NSG
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 可见，单边带信号通过相干解调后，信噪比并没有改
善。原因是信号和噪声都有同相分量和正交分量，相干解调后，正交分量都被抑制掉，所以它们的平均功率也同时减少一半，结果导致了输出信噪比不变。
从上述两种调制系统信噪比增益的表面上来看，双边带系统信噪比是单边带系统的两倍，因而会误认为双边带性能优于单边带，其实，双边带系统的输入信号功率为单边带的两倍，故在同样的输入信号功率的条件下，单边带调制的输入信噪比是双边带调制的两倍，结果输出端信噪比是一样的。这就是说，从抗噪声的观点看，单边带的解调性能和双边带是相同的。
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能 3 ． AM 调制系统的性能
AM 信号的时域表示式为 :
ttmAts cAM cos)]([)(
则其平均功率为 222
2
1)(
2
1)( AtmtsS AMi
因此解调器的输入信噪比为
Bn
Atm
N
S
AMi
i
0
22 )(2
1
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能解调器输出端有用信号平均功率和噪声功率的分析方法与 DSB 、 SSB 调制系统的相同，其表示式分别为
)(4
1)( 22
00 tmtmS
BntnN 0200 4
1)(
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能
进而可得到解调器的信噪比增益为
22
200
)(
)(2
Atm
tm
NS
NSG
AMii
AMAM
因此解调器的信噪比增益为
Bn
tm
Bn
tm
N
S
AM 0
2
0
2
0
0 )(
4
1
)(4
1
3.3.2 线性调制相干解调的抗噪声性能
由上述可知，对 AM 调制系统来说，为了不产生过调幅而要求 |m(t)|max≤A ，所以 AM 调制系统的信噪比增益 GAM≤1 。当调制信号为单一频率的正弦波，且在满调幅时，可求得 GAM=
2/3 。由于 AM 系统中存在着不含信息的载波分量 A ，所以，在输入信号功率相同的情况下，AM 调制系统解调器输出端信噪比最多只有 DS
B 、 SSB 系统的一半。
3.4 角度调制 角度调制属非线性调制。所谓非线性是指角调信号频谱的结构与调制信号频谱相比，两者之间呈现出非线性变换关系。相应的线性调制是指已调信号频谱是调制信号频谱在频率轴上的线性搬移而言的，其频谱结构未发生变化。
由于频率调制和相位调制都属于角度调制，但模拟相位调制应用较少，所以本章着重讨论频率调制与解调。
3.4.1 角度调制的基本概念 按照角度调制的定义，角调波的一般表
示式可以写为
)(cos)( tAtsm
式中， A为振幅；θ(t) 为瞬时相角。而瞬时频率ω(t) 和瞬时相角θ(t) 有如下关系
3.4.1 角度调制的基本概念
dt
td
dt
tdt c
)()()(
)()()( ttdttt c
dt
td )(
---- 瞬时角频率
---- 瞬时相位
)(t
---- 瞬时角频率偏移
---- 瞬时相位偏移
3.4.1 角度调制的基本概念 1 ．频率调制（ FM ） 频率调制就是载波的振幅保持不变，瞬时频率偏移与调制信号呈线性关系。即：
)()( tmKt FcFM
式中ωc 为未调载波频率； KF 为调频灵敏度(rad/s ּV) 。
3.4.1 角度调制的基本概念
FM 的瞬时相角为 dmKtdt
t
Fc
t
FMFM )()()(
上式说明 FM的瞬时相角与调制信号的积分呈线性关系。由此可得 FM波的时域表示式为
dmKtAtst
FcFM )(cos)(
3.4.1 角度调制的基本概念
由前述可知， FM 波的最大角频偏为
max)(tmKFFM
FM 波的最大相偏为
max
)()( dmKtt
FFM
3.4.1 角度调制的基本概念
若调制信号为单一频率的正弦波，即tAtm mm cos)(
则 FM波的表示式为
tmtA
tAK
tA
dAKtAts
mfc
mm
mFc
t
mmFcFM
sincos
sincos
coscos)(
0
0
3.4.2 窄带调频
称为窄带调频（ NBFM ）。在这种情况下，调频波的频谱只占比较窄的频带宽度。
如果调频波的最大相位偏移满足如下条件：
6)()(
max
dttmKt
t
FFM
3.4.2 窄带调频 由上面分析可知， FM 波的时域表示式为
dttmKtAtst
FcFM )(cos)(
运用三角公式 sinsincoscos)cos(
dttmKtAdttmKtAtst
Fc
t
FcFM )(sinsin)(coscos)(
由于 max
)( dttmKt
F 较小 ,
3.4.2 窄带调频1cos x运用公式 x→0
时 ,和 xx sin
SFM(t) 可进一步化简为dttmtAKtAts
t
cFcFM )(sincos)(
所对应的频谱为
c
c
c
cF
ccNBFM
MMAK
AS
)()(
2
)()()(
3.4.2 窄带调频 可以看出 NBFM 与 AM 的频谱相类似，都包含
有载波和两个边带，且已调信号的带宽都为调制信号的两倍。两者的不同点是： NBFM 信号边带分量有衰减，而 AM 信号，只是将在频率轴上进行线性搬移；NBFM 信号的两个边带的相位相差 1800 ，而在 AM频谱中不存在相位反转； AM 调制只有幅度变化，却无角度变化，而可以认为 NBFM 只有角度变化，并无幅度变化。正因为有这几点区别才形成了两种性质完全不同的已调波。
3.4.3 调频信号的产生与解调 2 ．调频信号的解调 （ 1 ） NBFM 的解调 窄带调频波的解调可以采用相干解调
和非相干解调两种方法。主要采用相干解调。其相干解调的原理图如下图所示：
信号的相干解调NBFM
( )NBFMs tBPF LPF
( )ps t
sin ct
( )ds t 0 ( )m t
dt
d )(
3.4.3 调频信号的产生与解调
经过乘法器之后：
设输入的窄带调频信号为：
dttmtAKtAtst
cFcFM )(sincos)(
dttmtKA
tA
tdttmtAKtAts
t
cFc
c
t
cFcp
)(2cos12
2sin2
sin)(sincos)(
3.4.3 调频信号的产生与解调
经过微分之后，得到输出信号：
经 LPF 滤除高频分量之后：
dttmKA
tst
Fd )(
2)(
0
( ) 1( ) ( )
2d
F
ds tm t AK m t
dt
3.5 频率调制系统的抗噪声性能 3.5.1 NBFM 的抗噪声性能 当接收端考虑噪声的影响时，窄带调频信号的相
干解调模型如下图所示 :
信号的相干解调模型有噪声时NBFM
( )NBFMs tBPF LPF
( )ps t
sin ct
( )ds t 0 ( )m t
)(tn
)(ts i
)(tn i )(tn p )(tn d )(tn odt
d )(
3.5 频率调制系统的抗噪声性能
解调器的输出信噪比为：
Bn
A
n
A
n
A
N
S
omomoNBFMi
i
22
2 222
解调器的输入信噪比为：
30
222
30
222
0
0 )(3
12
)(4
1
m
F
m
F
NBFM n
tmKAn
tmKA
N
S
3.5 频率调制系统的抗噪声性能 解调器的信噪比增益为：
2
22
22
2200 )(6
2
)(3
m
F
m
F
NBFMii
NBFMNBFM
tmK
f
tmK
NS
NSG
当单音调制时 23 fNBFM mG
当 mf=0.5 时， GNBFM=0.75 ，说明相干解调窄带调频波其噪声性能并未得到改善。
3.5 频率调制系统的抗噪声性能 最后可得到解调器的信噪比增益为
2
2200 )(6
m
F
WBFMii
WBFMWBFM
tmK
NS
NSG
考虑到Δω=KF|m(t)|max ，于是有
2
max
23
)(
)(6
tm
tmG
mWBFM
3.5 频率调制系统的抗噪声性能 当单音调制时
mmf f
fm
，
2
1
)(
)(2
max
2
tm
tm，
于是，上式可简化为 33 fWBFM mG
由此可见，宽带调频系统的信噪比增益 GWBFM 与最大频偏Δω的三次方成正比，这说明Δω越大，宽带调频系统的抗噪声性能就越好。当然这是以增加带宽为代价的。
3.5 频率调制系统的抗噪声性能 采用鉴频器解调 FM 信号时，具有门限效应。应
用普通鉴频器解调调频信号时，其门限效应与输入信噪比有关，一般发生在输入信噪比 Si/Ni=10dB左右处。该值是大信噪比条件和小信噪比条件的分界线，即：当解调器实际输入信噪比大于该值时，称为大信噪比条件。这时输出信噪比的分贝值与输入信噪比的分贝值成线性关系，且mf越大，性能越好。但当输入信噪比低于该值时，称为小信噪比条件。这时输出信噪比将随输入信噪比的下降而急剧下降。
3.6 各种模拟调制系统的比较调制方式 占据带宽 调制
制度增益 主要优缺点 设备复杂程度 主要应用
AM 2fm 2/3
优点：接收设备简单。缺点：功率利用率低，抗干扰能力差。
简单 中短波无线电广播
DSB 2fm 2
优点：功率利用率高，发送设备简单。缺点：接收设备复杂。
中等 较少应用
SSB fm 1
优点：功率利用率和频带利用率都较高。缺点：发送和接收设备都复杂。
复杂 短波无线电广播，话音频分多路
VSB略大于 2f
m近似 SSB
性能与 SSB 相当。复杂 商用电视广播
FM2(mf+1)
fm
3mf 2
(mf+1)
优点：抗噪声能力强。缺点：频带利用率低，存在门限效应。
中等超短波小功率电台，微波中继，调频立体声广播
3.7 频分多路复用
gm)(S
1c2c3c1c 2c 3c0
频分复用信号的频谱组成
3.7 频分多路复用
SBF1
SBF2 信道
LPF SBF3
∑
BPF1
BPF2
BPF3
LPF
LPF
LPF
LPF
LPF
)(1 tm )(1 tm
)(2 tm )(2 tm
)(tmn)(tmn
1cf 1cf
2cf 2cf
cnf cnf
频分多路系统的组成方框图